CN101534266A - 一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置。所述信道估计方法包括如下步骤：A.根据参考信号的频域信道估计进行计算，得到信道的时延扩展；B.根据所述时延扩展生成频域插值系数；C.根据所述频域插值系数和所述参考信号的频域信道估计进行插值处理，得到所述参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计；D.根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间；E.根据所述相干时间生成时域插值系数；F.根据所述时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计。依照本发明，使得信道估计结果能够随着信道的变化而自适应变化。

Description

一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种正交频分复用(OFDM)系统的信道估计方法和装置。

背景技术

在长期演进(LTE)无线通信系统中，OFDM是其核心的物理层技术。它把数据流调制在多个正交的子载波上，正交子载波之间频谱可重叠，这样就大大提高了频谱利用率。

参照图1，在正交频分复用系统中，传输的信息可以通过资源栅格来描述，资源栅格将整个时域和频域的资源以资源元素(RE，Resource Element)的形式表示出来，即图1中的一个最小方格，它对应于频域上的一个子载波和时域上的一个符号(symbol)的时间长度。所有需要传输的信息都是通过资源元素来承载。多个资源元素构成一个资源块。具体来说，在正常循环前缀的情况下，12(子载波数)×7(符号数)构成一个资源块；扩展循环前缀的情况下，12(子载波数)×6(符号数)构成一个资源块。

为了正确解调数据，需要知道每个RE位置上的信道情况。在LTE系统中，每个RE位置上的信道估计是通过如下方式得到的：在每个资源块的特定的资源元素位置插入已知的参考信号RS(Reference Signal)以计算该RE位置上的信道估计，然后利用插值的方法来得到其它所有资源元素位置上的信道估计。

在实际的应用场景中，信道状况千差万别，但现有技术使用固定的插值方法来应对所有的信道情况，这导致信道估计的准确度较低，影响到对数据的解调效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置，使得信道估计结果能够随着信道的变化而自适应变化。

为解决上述技术问题，本发明提供技术方案如下：

一种正交频分复用系统的信道估计方法，包括如下步骤：

A、根据参考信号的频域信道估计进行计算，得到信道的时延扩展；

B、根据所述时延扩展生成频域插值系数；

C、根据所述频域插值系数和所述参考信号的频域信道估计进行插值处理，得到所述参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

上述的方法，其中，还包括：

D、根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间；

E、根据所述相干时间生成时域插值系数；

F、根据所述时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计。

上述的方法，其中，所述步骤A包括：

A1、将参考信号的频域信道估计做逆傅立叶变换得到参考信号的时域信道估计；

A2、获取所述时域信道估计的有效径；

A3、根据所述有效径进行计算，得到信道的时延扩展。

上述的方法，其中，所述步骤A2包括：

对所述时域信道估计进行去噪处理；

在去噪处理后的时域信道估计中查找信道窗；

根据所述信道窗获取有效径。

上述的方法，其中，所述步骤A2包括：

在所述时域信道估计中查找信道窗；

对所述信道窗进行去噪处理；

根据去噪处理后的信道窗获取有效径。

上述的方法，其中，所述时延扩展为：

最大时延扩展、平均时延扩展或者均方根时延扩展。

上述的方法，其中，所述步骤A3之后还包括：

A4、对所述信道的时延扩展进行平滑处理。

上述的方法，其中，所述步骤A4中进行的平滑处理为：

${\mathrm{\τ}}_n=\mathrm{\β}{\×\widehat{\mathrm{\τ}}}_n+(1-\mathrm{\β}){\mathrm{\τ}}_{n-1}$

其中，τ_n为经平滑处理后的时延扩展当前值，

为未经平滑处理的时延扩展当前值，τ_n-1为经平滑处理后的时延扩展历史值，β为遗忘因子，0<β≤1。

上述的方法，其中，所述步骤B包括：

将所述时延扩展作为一个参数，基于升余弦、根升余弦或者抽样函数来生成所述频域插值系数，或者，先生成信道相关矩阵，再利用最小均方误差准则来生成所述频域插值系数。

上述的方法，其中，所述步骤C包括：

在参考信号所在时域位置构建插值前的频域信道估计H：若子载波k处存在参考信号，则令 ${\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k=h_k^{\left(\mathrm{RS}\right)},$ 若子载波k处不存在参考信号，则令H_k＝0，其中，

为参考信号的频域信道估计，k＝0，1…N-1，N为子载波数目；

通过卷积运算进行频域插值：H′＝H*F，其中，符号“*”为卷积运算，F为频域插值系数；

对频域插值结果H′进行处理，得到整个频域的信道估计H： $H_k=H_{K/2+k}^{\&prime;},$ 其中，K为频域插值系数的长度减1。

上述的方法，其中，所述步骤D包括：

D1、计算参考信号的频域信道估计与时域上邻近的可用频域信道估计的差异因子；

D2、根据所述差异因子确定信道的相干时间。

上述的方法，其中，所述可用频域信道估计为：

参考信号的频域信道估计，或者，参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

上述的方法，其中，所述步骤D2之后还包括：

D3、对所述信道的相干时间进行平滑处理。

上述的方法，其中，所述步骤D3中进行的平滑处理为

其中，t_c，n为经平滑处理后的相干时间当前值，

为未经平滑处理的相干时间当前值，

为未经平滑处理的相干时间历史值，γ为遗忘因子，0<γ≤1，round为就近取整运算。

上述的方法，其中，所述步骤E包括：

将所述相干时间作为一个参数，基于线性方法或者非线性方法来生成所述时域插值系数。

上述的方法，其中，所述步骤E包括：

利用处于所述相干时间范围内的差异因子来生成所述时域插值系数。

上述的方法，步骤E中，相干时间范围内第j个参考信号的权重为：

其中，ρ_j为第j个参考信号对应的差异因子。

一种正交频分复用系统的信道估计装置，包括：

时延估计器，用于根据参考信号的频域信道估计进行计算，得到信道的时延扩展；

频域插值系数生成器，用于根据所述时延扩展生成频域插值系数；

频域插值器，用于根据所述频域插值系数和所述参考信号的频域信道估计进行插值处理，得到所述参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

上述的装置，其中，还包括：

相干时间估计器，用于根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间；

时域插值系数生成器，用于根据所述相干时间生成时域插值系数；

时域插值器，用于根据所述时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计。

与现有技术相比，本发明通过估计信道时延扩展并将其作为一个重要参数来生成频域插值系数，这样频域插值系数是随着信道的变化而自适应变化的。进一步，估计信道的相干时间并利用估计结果来生成时域插值系数，这样时域插值系数也是随着信道的变化而自适应变化。

附图说明

图1为正常循环前缀且单天线发送情况下参考信号在资源块中的分布情况；

图2为本发明实施例的信道估计方法的总体流程图；

图3为本发明实施例的信道估计装置的结构示意图；

图4为本发明另一实施例的信道估计装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例的关键在于，根据信道时延扩展与相干带宽的对应关系，自适应地计算用于信道估计的频域插值系数；根据相干时间来自适应地计算信道估计中的时域插值系数。

所谓信道时延扩展，是指信道的各条路径分量经历的传播路径的不同，因此具有不同的时间延迟，这就使得信号的能量在时间上被扩展了。所谓相干带宽，是指一段频域带宽，在此带宽内，接收信号的幅频具有很强的相关性，即在相干带宽内信道的幅频响应基本保持不变。信道时延扩展与相干带宽存在较强的对应关系，信道时延扩展越大，相干带宽越窄；反之，信道时延扩展越小，相干带宽越宽。所谓相干时间，是指一段时间间隔，在此间隔内，接收信号的幅度具有很强的相关性，即在相干时间内信道冲激响应基本保持不变。

参照图2，本发明实施例的用于正交频分复用系统的信道估计方法，包括如下步骤：

步骤201：根据参考信号的频域信道估计进行计算，得到信道的时延扩展；

步骤202：根据所述时延扩展生成频域插值系数；

步骤203：根据所述频域插值系数和所述参考信号的频域信道估计进行插值处理，得到所述参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计；

步骤204：根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间；

步骤205：根据所述相干时间生成时域插值系数；

步骤206：根据所述时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计。

需要说明的是，上述步骤204-206为可选步骤，在得到参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计后，也可以采用现有的其他方法来进行时域插值，来得到整个时域和频域的信道估计。

上述方法的具体实现可参见后文对本发明实施例的信道估计装置的描述。

参照图3和图4，本发明实施例的信道估计装置主要包括：时延估计器、频域插值系数生成器、相干时间估计器、时域插值系数生成器、频域插值器和时域插值器，以下对上述各模块的工作原理进行详细说明。

时延估计器

时延估计器是利用参考信号的频域信道估计计算无线信道中的时延扩展。时延扩展有多种表示形式，常用的有最大时延扩展、平均时延扩展和均方根时延扩展等。无论用哪种表示形式，都要首先确定时域信道冲击响应的各条有效径。时延扩展可通过将参考信号所处位置的频域信道估计做逆傅立叶变换得到时域信道估计，然后获取时域信道估计的有效径，并根据所述有效径进行计算，得到信道的时延扩展。

具体地，所述时延估计器中包括逆傅立叶变换单元、有效径获取单元和时延计算单元。其中，逆傅立叶变换单元，用于将参考信号的频域信道估计做逆傅立叶变换得到参考信号的时域信道估计；有效径获取单元，用于获取所述时域信道估计的有效径；时延计算单元，用于根据所述有效径进行计算，得到信道的时延扩展。

通常，有效径不会分布在整个时域信道估计的范围内，而是集中在一定宽度的信道窗内，因此作为一种优化方案可以先计算时域信道估计各点的功率，然后以宽度为W的矩形窗在整个功率序列中滑动求和以找出功率和最大的窗即为信道窗，通过在信道窗内找出各条有效径，进而求出信道的时延扩展

。在具体实现中，可采用如下两种方案的一种：

(1)先对时域的信道估计进行去噪处理，然后在去噪后的信道估计基础上寻找信道窗，最后在信道窗内找出各条有效径即可求出信道的时延扩展。

(2)先直接在去噪前的时域的信道估计上进行信道窗寻找，然后对信道窗进行去噪处理，最后在信道窗内找出各条有效径即可求出信道的时延扩展。

对于信道窗的寻找，还可通过如下两种缩小信道窗寻找范围方法来减少计算量：

(1)找出时域信道估计的最大径，以该径为中心，确定一个宽为W′的窗，W′大于W但是小于整个时域信道估计的长度。

(2)无线系统中，同步定时是实时进行的，这是为了把信道窗同步在一个期望位置上，由于误差的不可避免，信道窗通常会在期望位置附近抖动。因此也可以期望位置为中心，确定一个宽为W′的窗，W′大于W但是小于整个时域信道估计的长度。

如果采用最大时延扩展的形式，那么只要找出信道窗内的第一条有效径和最后一条有效径并计算出时间差即可。

如果采用平均时延扩展的形式，那么时延扩展应按照如下方式计算：

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_n=\frac{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&tau;}}_i{P}_i}{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i}$

式中，τ_i和P_i分别表示第i条径的时延和功率，M为有效径的条数。

如果采用均方根时延扩展的形式，那么时延扩展应按照如下方式计算：

${\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_n=\sqrt{\frac{{{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_j({\mathrm{\&tau;}}_j-\frac{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&tau;}}_i{P}_i}{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i})}^2}^{\mathrm{}}}{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i}}$

关于信道时延扩展的计算可以每个时隙计算一次，也可以每个子帧计算一次。如果每个时隙计算一次，那么可以选取两组参考信号中的一组来计算，也可以对两组参考信号分别计算，然后取均值最为最终结果。这里所谓一组是指在时域轴上具有相同位置的参考信号。如果多个时隙计算一次，那么可以取多个时隙中的一组参考信号来计算或者取几组信号分别计算，然后取均值作为最终结果。

为提高时延估计的稳定性，作为一种优化方案可将当前时延扩展估计值和历史值进行平滑，即所述时延估计器中还可包括：时延平滑单元，用于对所述信道的时延扩展进行平滑处理，具体处理为：

${\mathrm{\&tau;}}_n=\mathrm{\&beta;}\&times;{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_n+(1-\mathrm{\&beta;}){\mathrm{\&tau;}}_{n-1}$

其中，τ_n为经平滑处理后的时延扩展当前值，

为未经平滑处理的时延扩展当前值，τ_n-1为经平滑处理后的时延扩展历史值，β为遗忘因子，0<β≤1。

频域插值系数生成器

频域插值系数生成器是利用信道的时延扩展作为一个重要参数来生成频域插值系数。利用信道时延扩展生成频域插值系数的方法有多种，既可以直接基于升余弦函数、根升余弦函数或抽样函数来生成频域插值系数；也可以先生成频域信道相关矩阵，再进一步根据相关矩阵生成频域插值系数，如利用MMSE(最小均方误差)准则生成频域插值系数。

这里，以抽样函数为例来说明如何根据时延扩展来生成频域插值系数F，如下：

$F(k+\frac{K}{2})=\frac{\sin \left(\text{\&pi;\&CenterDot;k\&CenterDot;\&Delta;f\&CenterDot;\&zeta;\&CenterDot;}{\mathrm{\&tau;}}_n\right)}{\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;k\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;f}\&CenterDot;\mathrm{\&zeta;}\&CenterDot;{\mathrm{\&tau;}}_n},k=-\frac{K}{2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\frac{K}{2}$

这里Δf为子载波间隔，LTE中有15kHz和7.5kHz两种。插值系数的长度为K+1。K值按照如下方式确定， $K=2\mathrm{round}\left(\frac{1}{\mathrm{\&Delta;f}\&CenterDot;\mathrm{\&zeta;}\&CenterDot;{\mathrm{\&tau;}}_n}\right),$ round表示就近取整运算。ζ为时延扩展与相干带宽的映射因子，即相干带宽 $B=\frac{1}{\mathrm{\&zeta;}{\mathrm{\&tau;}}_n}$

相干时间估计器

相干时间估计器根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间。具体地，所述相干时间估计器可包括：差异因子计算单元，用于计算参考信号的频域信道估计与时域上邻近的可用频域信道估计的差异因子；相干时间计算单元，用于根据所述差异因子确定信道的相干时间。这里所谓的可用频域信道估计对于图3和图4所示的两种结构其意义是不一样的。对于图3来说，可用的频域信道估计是指位于参考信号位置的信道估计。对于图4来说，相干估计器使用频域插值器的输出作为输入，这样，可用的频域信道估计是指参考信号所处符号位置的整个频域信道估计。

相干时间估计是利用在时间上位于不同符号位置的频域信道估计来计算，可通过如下方式进行计算：

${\mathrm{\&rho;}}_j=\frac{{|H_{i_0}-H_{i_j}|}^2}{{\left|H_{i_0}\right|}^2},j=-N,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;-\mathrm{1,1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;N$

t_minus＝min{i_j|ρ_j<α}

t_positive＝max{i_j|ρ_j<α}

${\hat{t}}_c=t_{\mathrm{positive}}-t_{\min \mathrm{us}}$

为保证对称性，相干时间还可按照如下方式选取

${\hat{t}}_c=2\min \{\mathrm{abs}\left(t_{\min \mathrm{us}}\right),t_{\mathrm{positive}}\}$ 或

${\hat{t}}_c=2\max \{\mathrm{abs}\left(t_{\min \mathrm{us}}\right),t_{\mathrm{positive}}\}$

其中，ρ_j是

和

的差异因子，该值越小，表示i₀和i_j两个位置的信道冲击响应在时域上的相干性越强；反之越小。N为用于计算相干时间的符号的个数。α是一个预设的用于相干判决的参数，即当ρ_j<α时，认为i₀和i_j两个位置上的信道冲击响应是相干的。

表示由位于参考位置i₀的所有或部分可用频域信道估计构成的序列，

表示由位于相对参考位置的第j个位置的所有或部分可用频域信道估计构成的序列，j为正数时表示位于相对参考位置的前面的位置，j为负数时，表示位于相对参考位置的后面的位置。

为相干时间，其单位是一个符号所占用的时间。

和

所取的频域信道估计应当在频域上位于相同的位置，即

$H_{i_0}=[h_{k_0,i_0},h_{k_0+1,i_0},h_{k_0+2,i_0},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;]$

$H_{i_j}=[h_{k_0,i_j},h_{k_0+1,i_j},h_{k_0+2,i_j},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;]$

诚然，如果取频域上所有可用的频域信道估计来计算相干时间会取得最好的效果，但是运算量会比较大，因此作为一种折中，也可取一部分频域信道估计来计算相干时间。

差异因子的计算还可采用其他形式如：

${\mathrm{\&rho;}}_j=\sqrt{\frac{{|H_{i_0}-H_{i_j}|}^2}{{\left|H_{i_0}\right|}^2}},j=-N,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;-\mathrm{1,1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;N$

为保证系统稳定工作还可对t_c做一个保护，即，

${\hat{t}}_c=\left\{\begin{array}{cc}{t}_{\text{c,max}},& {\hat{t}}_c>t_{c,\max }\\ t_{c,\min },& {\hat{t}}_c<t_{c,\min }\end{array}\right.$

其中，t_c，max为预设的相干时间的上门限值，t_c，min为预设的相干时间的下门限值。

相干时间的计算可以每个子帧计算一次，也可以多个子帧计算一次。

为提高相干时间估计的稳定性，作为一种优化方案可将当前相干时间估计值和历史值进行平滑，即所述相干时间估计器中还包括：相干时间平滑单元，用于对所述信道的相干时间进行平滑处理，具体处理为：

其中，t_c，n为经平滑处理后的相干时间当前值，

为未经平滑处理的相干时间当前值，

为未经平滑处理的相干时间历史值，γ为遗忘因子，0<γ≤1，ceil为就近取整运算。

时域插值系数生成器

时域插值系数生成器是把相干时间作为一个重要参数来生成时域插值的系数。本发明实施例是利用处于相干时间范围内的各参考信号时间位置上的频域信道估计来对数据符号所处位置进行时域插值，由于相干时间范围内的信道冲击响应具有较强的相关性，因此可利用简单的线性方法进行插值，也可利用非线性方法进行插值。相应地，所述时域插值系数生成器可基于线性方法或者非线性方法来生成时域插值系数。

作为一种最简单的实施例，可通过平均的方法来生成时域插值系数，即如果相干时间范围内共有M组参考信号，那么可以利用1/M作为插值系数来对相干时间范围内的数据符号进行插值。

作为一种优化方案，还可利用差异因子ρ_j来生成插值系数，即ρ_j越小，其所对应的那组参考信号在插值系数中所占权重越大，反之越小。相干时间内的各组参考信号的权重系数和为1。作为一种实施例，每个参考信号上的权重可按照如下方式进行分配：

$\frac{1-{\mathrm{\&rho;}}_j}{\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}(1-{\mathrm{\&rho;}}_j)}$

频域插值器

频域插值器是利用频域插值系数和参考信号的频域信道估计来对参考信号所在时间位置上的整个频域范围内进行插值。

具体为，首先在参考信号所在时域位置构建插值前的频域信道估计H：

其中，

为参考信号的频域信道估计，N为子载波数目。

然后通过卷积运算进行频域插值，即，

H′＝H*F，其中，符号“*”为卷积运算，F为频域插值系数；

最后，对频域插值结果H′进行处理，得到整个频域的信道估计H： $H_k=H_{K/2+k}^{\&prime;},$ 其中，K为频域插值系数的长度减1。

由于卷积计算的起始暂态效应和结束时的拖尾效应，会导致H_k前后各有一部分点的插值结果属于不完全插值，所以在实际实现中需要特殊处理，进行一定的补偿或其他的处理方法。例如，这一部分点的信道估计可取距离其最近的

的值来替代插值结果。

时域插值器

时域插值器是根据时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计

综上所述，本发明的实施例通过估计信道时延扩展并将其作为一个重要参数来生成频域插值系数，这样频域插值系数是随着信道的变化而自适应变化的。进一步，估计信道的相干时间并利用估计结果来生成时域插值系数，这样时域插值系数也是随着信道的变化而自适应变化。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (28)

1.一种正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

A、根据参考信号的频域信道估计进行计算，得到信道的时延扩展；

B、根据所述时延扩展生成频域插值系数；

C、根据所述频域插值系数和所述参考信号的频域信道估计进行插值处理，得到所述参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

2.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，还包括：

D、根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间；

E、根据所述相干时间生成时域插值系数；

F、根据所述时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计。

3.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤A包括：

A1、将参考信号的频域信道估计做逆傅立叶变换得到参考信号的时域信道估计；

A2、获取所述时域信道估计的有效径；

A3、根据所述有效径进行计算，得到信道的时延扩展。

4.如权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤A2包括：

对所述时域信道估计进行去噪处理；

在去噪处理后的时域信道估计中查找信道窗；

根据所述信道窗获取有效径。

5.如权利要求3所述的信道估计方法，所述步骤A2包括：

在所述时域信道估计中查找信道窗；

对所述信道窗进行去噪处理；

根据去噪处理后的信道窗获取有效径。

6.如权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述时延扩展为：

最大时延扩展、平均时延扩展或者均方根时延扩展。

7.如权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤A3之后还包括：

A4、对所述信道的时延扩展进行平滑处理。

8.如权利要求7所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤A4中进行的平滑处理为：

${\mathrm{\&tau;}}_n=\mathrm{\&beta;}\&times;{\widehat{\mathrm{\&tau;}}}_n+(1-\mathrm{\&beta;}){\mathrm{\&tau;}}_{n-1}$

其中，τ_n为经平滑处理后的时延扩展当前值，

为未经平滑处理的时延扩展当前值，τ_n-1为经平滑处理后的时延扩展历史值，β为遗忘因子，0<β≤1。

9.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤B包括：

将所述时延扩展作为一个参数，基于升余弦、根升余弦或者抽样函数来生成所述频域插值系数，或者，先生成信道相关矩阵，再利用最小均方误差准则来生成所述频域插值系数。

10.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤C包括：

在参考信号所在时域位置构建插值前的频域信道估计H：若子载波k处存在参考信号，则令 ${\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k=h_k^{\left(\mathrm{RS}\right)},$ 若子载波k处不存在参考信号，则令H_k＝0，其中，

为参考信号的频域信道估计，k＝0，1…N-1，N为子载波数目；

通过卷积运算进行频域插值：H′＝H*F，其中，符号“*”为卷积运算，F为频域插值系数；

对频域插值结果H′进行处理，得到整个频域的信道估计H： $H_k=H_{K/2+k}^{\&prime;},$ 其中，K为频域插值系数的长度减1。

11.如权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤D包括：

D1、计算参考信号的频域信道估计与时域上邻近的可用频域信道估计的差异因子；

D2、根据所述差异因子确定信道的相干时间。

12.如权利要求11所述的信道估计方法，其特征在于，所述可用频域信道估计为：

参考信号的频域信道估计，或者，参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

13.如权利要求11所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤D2之后还包括：

D3、对所述信道的相干时间进行平滑处理。

14.如权利要求13所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤D3中进行的平滑处理为

其中，t_c，n为经平滑处理后的相干时间当前值，

为未经平滑处理的相干时间当前值，

为未经平滑处理的相干时间历史值，γ为遗忘因子，0<γ≤1，round为就近取整运算。

15.如权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤E包括：

将所述相干时间作为一个参数，基于线性方法或者非线性方法来生成所述时域插值系数。

16.如权利要求11所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤E包括：

利用处于所述相干时间范围内的差异因子来生成所述时域插值系数。

17.如权利要求16所述的信道估计方法，其特征在于：步骤E中，相干时间范围内第j个参考信号的权重为：

其中，ρ_j为第j个参考信号对应的差异因子。

18.一种正交频分复用系统的信道估计装置，其特征在于，包括：

时延估计器，用于根据参考信号的频域信道估计进行计算，得到信道的时延扩展；

频域插值系数生成器，用于根据所述时延扩展生成频域插值系数；

频域插值器，用于根据所述频域插值系数和所述参考信号的频域信道估计进行插值处理，得到所述参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

19.如权利要求18所述的信道估计装置，其特征在于，还包括：

相干时间估计器，用于根据不同时域位置处的频域信道估计进行计算，得到信道的相干时间；

时域插值系数生成器，用于根据所述相干时间生成时域插值系数；

时域插值器，用体育根据所述时域插值系数和处于相干时间范围内的整个频域的信道估计进行插值处理，得到整个时域和频域的信道估计。

20.如权利要求18所述的信道估计装置，其特征在于，所述时延估计器包括：

逆傅立叶变换单元，用于将参考信号的频域信道估计做逆傅立叶变换得到参考信号的时域信道估计；

有效径获取单元，用于获取所述时域信道估计的有效径；

时延计算单元，用于根据所述有效径进行计算，得到信道的时延扩展。

21.如权利要求20所述的信道估计装置，其特征在于，所述时延估计器中还包括：

时延平滑单元，用于对所述信道的时延扩展进行平滑处理。

22.如权利要求18所述的信道估计装置，其特征在于：

所述频域插值系数生成器进一步用于，将所述时延扩展作为一个参数，基于升余弦、根升余弦或者抽样函数来生成所述频域插值系数，或者，先生成信道相关矩阵，再利用最小均方误差准则来生成所述频域插值系数。

23.如权利要求18所述的信道估计装置，其特征在于，所述频域插值器进一步用于：

在参考信号所在时域位置构建插值前的频域信道估计H：若子载波k处存在参考信号，则令 ${\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k=h_k^{\left(\mathrm{RS}\right)},$ 若子载波k处不存在参考信号，则令H_k＝0，其中，

为参考信号的频域信道估计，k＝0，1…N-1，N为子载波数目；

通过卷积运算进行频域插值：H′＝H*F，其中，符号“*”为卷积运算，F为频域插值系数；

对频域插值结果H′进行处理，得到整个频域的信道估计H： $H_k=H_{K/2+k}^{\&prime;}$ ，其中，K为频域插值系数的长度减1。

24.如权利要求19所述的信道估计装置，其特征在于，所述相干时间估计器包括：

差异因子计算单元，用于计算参考信号的频域信道估计与时域上邻近的可用频域信道估计的差异因子；

相干时间计算单元，用于根据所述差异因子确定信道的相干时间。

25.如权利要求24所述的信道估计装置，其特征在于，所述可用频域信道估计为：

参考信号的频域信道估计，或者，参考信号所处时域位置上的整个频域的信道估计。

26.如权利要求24所述的信道估计装置，其特征在于，所述相干时间估计器中还包括：

相干时间平滑单元，用于对所述信道的相干时间进行平滑处理。

27.如权利要求19所述的信道估计装置，其特征在于：

所述时域插值系数生成器进一步用于，将所述相干时间作为一个参数，基于线性方法或者非线性方法来生成所述时域插值系数。

28.如权利要求24所述的信道估计装置，其特征在于：

所述时域插值系数生成器进一步用于，利用处于所述相干时间范围内的差异因子来生成所述时域插值系数。

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