CN104243366A - 一种多用户接入下的频偏估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种多用户接入下的频偏估计方法和装置，所述方法包括：将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；其中，k=1,2，……K；将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。在本发明提供的方法中，由于将非当前用户占用的子载波数据进行置零处理从而消除了其他用户的干扰，使得由此获取的频偏估计结果更为准确，有效提高了频偏估计的准确性，提升了系统的解调性能。

Description

一种多用户接入下的频偏估计方法和装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种多用户接入下的频偏估计方法和装置。

背景技术

OFDMA(Orthogonal Frequecncy Division Multiple Access，正交频分多址)系统是将OFDM（正交频分复用，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing）系统扩展到多用户的通信系统。OFDMA系统将传输带宽划分成正交的互不重叠的一系列子载波集，并将不同的子载波分配给不同的用户，因此可调度多个用户同时发送数据。由于OFDMA系统中，用户可以选择条件较好的子载波进行数据传输，使得多用户获得频率上的分集增益，其根据来自每个用户反馈的频率选择性信道条件，对用户进行子载波分配。如图1所示，为OFDMA系统子载波分配示意图。

OFDM技术被广泛应用于宽带系统中，但是OFDM系统对频偏较敏感。因此，频偏估计与校正的准确性就显得极为关键。通常情况下，发送端与接收端的频率偏差由两部分组成：晶体振荡器的时钟漂移以及多普勒频偏。现有技术中，普遍采用的收发两端频率偏差校正方法如图2所示。

现有技术的频偏估计方法通常针对单用户进行。当UE（User Equipment，用户设备）接收到基站的下行信号后，根据下行导频符号进行频偏估计，求得基站与终端用户的频率偏差。在UE发送信号时，根据得到的此频偏值对发送数据进行预补偿，以保证终端用户信号到达基站时是一个无频偏信号。

假设基站发送信号为x(t)，则考虑频偏的影响，终端用户的接收信号为：

其中，Δf表示基站与终端间的频偏，表示随机相位。由于在公网应用中，频偏的主要因素为晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差，因此假设:

Δf＝f_NB-OSC-f_UE-OSC  （2）

其中，f_UE-OSC和f_NB-OSC分别表示终端UE与基站的载频。

当终端用户利用r(t)估计出Δf之后，假设用户的发送信号为x'(t)，那么通过频偏预补偿的发送信号为：到达基站处的信号为：

从公式（3）可以看出，各OFDMA接入用户的信号在同时到达基站处时，可以保证均为无频偏的信号，各用户间基本不会产生由频偏带来的ICI（Inter-Channel Interference，信道间干扰），基站也无需再对用户进行频率校正。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在如下问题：当频偏的主要因素为晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差时，在终端侧对发射数据进行频偏预补偿是可行的。但是当终端的多普勒频移相对较大时（比如在地－空通信或空－空通信中），现有技术提供的方法将无法消除收发两端的频率偏差。由于现有技术中对终端的发射数据进行频偏预补偿的方法只能消除由晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差或者多普勒频移中的一项，因此在高速数据传输环境下无法适用，并不能获得准确的频偏估计结果。而现有技术中在基站侧进行频偏估计的方法，则由于无法消除多用户之间的干扰而导致频偏估计不准确。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种多用户接入下的频偏估计方法和装置，能够有效解决现有技术中多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题，提高频偏估计的准确性，提升系统的解调性能。

技术方案如下：

根据本发明实施例的第一方面，公开了一种多用户接入下的频偏估计方法，所述方法包括：

将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；

对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；k=1,2，……K；

将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；

利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

根据本发明实施例的第一方面，本发明还具有第一种可能的实现方式，即所述方法还包括：

获取K个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据，将所述时域数据相加，将相加后的数据变换到频域，对频域数据进行解调处理。

根据本发明实施例的第一方面，本发明还具有第二种可能的实现方式，即所述利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值包括：

获取当前用户k的两段训练序列；

利用所述两段训练序列进行差分相关运算，获取差分相关运算结果；

利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值；

利用获取的所述相位值得到频偏估计值。

根据本发明实施例的第一方面，本发明还具有第三种可能的实现方式，即所述利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理包括：

y_i(n)＝r(n)·exp(-j·2π·foe_C,i·T_s·n)

其中，y_i(n)为频偏补偿结果，r(n)为接收数据段，foe_C,i为频偏估计值，T_s为抽样时间间隔，n为数据段长度。

根据本发明实施例的第一方面，本发明还具有第四种可能的实现方式，即所述将多用户的接收信号从时域变换到频域包括：

对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理，将接收信号从时域变换到频域。

根据本发明实施例的第二方面，公开了一种多用户接入下的频偏估计的装置，所述装置包括：

频域变换单元，用于将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；

置零处理单元，用于对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；其中，k=1,2，……K；

时域变换单元，用于将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；

频偏处理单元，用于利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

根据本发明实施例的第二方面，本发明还具有第五种可能的实现方式，即所述装置还包括：

相加单元，用于获取K个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据，将所述时域数据相加；

解调单元，用于将相加后的数据变换到频域，对频域数据进行解调处理。

根据本发明实施例的第二方面，本发明还具有第六种可能的实现方式，即所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元，其中，所述频偏估计单元包括：

训练序列获取单元，用于获取当前用户k的两段训练序列；

差分相关计算单元，用于利用所述两段训练序列进行差分相关运算，获取差分相关运算结果；

相位值获取单元，用于利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值；

频偏估计值获取单元，用于利用获取的所述相位值得到频偏估计值。

根据本发明实施例的第二方面，本发明还具有第七种可能的实现方式，即所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元，其中，所述频偏补偿单元具体用于利用以下公式进行频偏补偿处理：

y_i(n)＝r(n)·exp(-j·2π·foe_C,i·T_s·n)

其中，y_i(n)为频偏补偿结果，r(n)为接收数据段，foe_C,i为频偏估计值，T_s为抽样时间间隔，n为数据段长度。

根据本发明实施例的第二方面，本发明还具有第八种可能的实现方式，即所述频域变换单元具体用于：对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理，将接收信号从时域变换到频域。

本发明实施例一个方面的有益效果为：本发明实施例提供了一种多用户接入下的频偏估计方法，首先将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。在本发明提供的方法中，由于先将接收信号从时域变换到频域，并将非当前用户占用的子载波的数据进行置零处理，仅保留当前用户的数据。然后将当前用户的数据变换到时域，利用时域训练序列获取频偏估计值。由于将非当前用户占用的子载波数据进行置零处理从而消除了其他用户的干扰，使得由此获取的频偏估计结果更为准确。本发明提供的方法有效解决消除了OFDMA系统多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题，有效提高了频偏估计的准确性，提升了系统的解调性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为OFDMA系统子载波分配示意图；

图2为现有技术收发两端频率偏差校正方法示意图；

图3为本发明提供的两段时域训练序列示意图；

图4为本发明实施例提供的频偏估计方法第一实施例示意图；

图5为本发明实施例提供的频偏估计方法第二实施例示意图；

图6为本发明实施例提供的OFDMA多用户资源分配示意图；

图7为本发明实施例提供的频偏估计方法与现有技术的频偏估计方法达到的效果示意图；

图8为本发明实施例提供的频偏估计装置示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供了一种多用户接入下的频偏估计方法和装置，能够有效解决现有技术中多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题，提高频偏估计的准确性，提升系统的解调性能。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

首先对本发明一种多用户接入下的频偏估计方法进行说明。

现有技术的频偏估计方法通常针对单用户进行。当UE（User Equipment，用户设备）接收到基站的下行信号后，根据下行导频符号进行频偏估计，求得基站与终端用户的频率偏差。在UE发送信号时，根据得到的此频偏值对发送数据进行预补偿，以保证终端用户信号到达基站时是一个无频偏信号。

而发明人在实现本发明的过程中发现，当频偏的主要因素为晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差时，在终端侧对发射数据进行频偏预补偿是可行的。但是当终端的多普勒频移相对较大时（比如在地－空通信或空－空通信中），现有技术提供的方法将无法消除收发两端的频率偏差。

具体分析如下：

在终端UE处，频偏估计值为：

Δf_UE＝(f_c-Δf_NB-OSC)-(f_c-Δf_UE-OSC)+Δf_UE-Doppler＝Δf_UE-OSC-Δf_NB-OSC+Δf_UE-Doppler  （4）

其中，Δf_UE为终端处的频偏估计值，f_c表示载波频率，Δf_NB-OSC表示基站的频率漂移，Δf_UE-OSC表示终端的频率漂移，Δf_UE-Doppler表示最大多普勒频移。

如果在UE侧发射信号时进行频偏预补偿处理，则在基站处：

Δf_NB＝(f_c-Δf_UE-OSC+Δf_UE)-(f_c-Δf_NB-OSC)+Δf_UE-Doppler＝2Δf_UE-Doppler  （5）

或者，

Δf_NB＝(f_c-Δf_UE-OSC-Δf_UE)-(f_c-Δf_NB-OSC)+Δf_UE-Doppler＝2(f_c-Δf_UE-OSC)-2(f_c-Δf_NB-OSC)  （6）

由公式（5）和公式（6）可以看出，对终端UE的发射数据进行频偏预补偿的方法只可补偿掉晶阵频偏或多普勒频移中的一项。在低速环境下，此方法是有效。但在高速环境下，由于多普勒频域较大，现有技术提供的方法则无法适用，特别是在多普勒频域与晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差均较大且相当时，此时得到的频偏估计结果并不准确。

现有技术中一般是在终端UE处进行频偏预补偿的，现有技术还存在基站处对OFDM用户进行频偏估计的办法，其原理是利用训练序列进行相关运算以获取频偏估计值，具体实现如下：

假设发送的两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟，重复符号长度为L，如图3所示。

具体实现时，在接收端计算两训练符号的时域相关值R_t：

$R_t=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N_d)---\left(7\right)$

其中，R_t为相关运算结果，r(n)为训练序列，r(n+N_d)为与r(n)具有N_d个样值延迟的另外一段训练序列，L为训练序列的长度。

然后，获取时域相关值R_t的相位值arg(R_t)，则载波频率偏差Δf_c为：

$\mathrm{\Δ}{f}_c={\hat{f}}_c-f_c=\frac{\arg \left(R_t\right)}{2\mathrm{\π}{N}_d{T}_s}=\frac{\arg \left(R_t\right)\mathrm{N\ΔF}}{2\mathrm{\π}{N}_d}---\left(8\right)$

其中，T_s为抽样间隔，ΔF＝1/(NT_s)为载波间隔。

假设在具体应用中，OFDMA用户个数为K，训练序列长度为符号长即FFT点数Ｎ，定义s₁，s₂...s_K分别为第1，第2…第Ｋ个用户的时域序列。

则OFDMA多用户信号为：

s＝s₁+s₂+…s_K

那么时域相关值R为：

$R=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1\left(n\right)s_1^{*}(n+N_d)+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2\left(n\right)s_2^{*}(n+N_d)+\·\·\·+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_K\left(n\right)s_K^{*}(n+N_d)$

$+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\≠1}{\overset{K}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}}}{s}_1\left(n\right)s_i^{*}(n+N_d)+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\≠2}{\overset{K}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}{s}_2\left(n\right)s_i^{*}(n+N_d)+\·\·\·+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}}}\underset{i\≠K}{\overset{K}{\underset{i=1}{\mathrm{\Σ}}{s}_K\left(n\right)s_i^{*}(n+N_d)---\left(9\right)}}$

从公式（9）可以看出，由此获取的相关结果中，只有公式（9）中第一项为目标项，其余项均为干扰。因此，现有技术提供的方法由于引入了多用户干扰，则无法获得期望信号的频偏估计值，频偏估计结果并不准确。

在本发明提供的多用户接入下的频偏估计方法中，可以有效消除每个用户由系统晶阵频偏与多普勒频偏共同带来的频率偏移。当每个用户的频偏均被有效消除时，多个用户相互间的干扰也便自然消除。由于OFDMA系统中是多用户多址接入的方式，因此用户的频率偏移是造成用户间干扰的原因。当每个用户的频偏消除时，由此带来的结果便是多用户间干扰的消除。因此，本发明提供的方法不仅可以解决现有技术中晶体振荡器的时钟漂移带来的频率偏差和多普勒频移均较大时导致的频偏估计不准确的问题，还能够有效解决现有技术中多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题，提高频偏估计的准确性，提升系统的解调性能。

参见图4，为本发明实施例提供的频偏估计方法第一实施例示意图。

本发明第一实施例提供的方法可以应用的系统包括但不限于OFDMA系统。

本发明以OFDMA系统为例进行说明，本领域技术人员可以理解的是，以下仅为示例型的说明，不视为对本发明应用领域的限制。

S401，将多用户的接收信号从时域变换到频域。

其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号。假设OFDMA系统中用户个数为K，训练序列长度为符号长即FFT点数Ｎ，定义s₁，s₂...s_K分别为第1个、第2个...第Ｋ个用户的时域序列。

则OFDMA多用户信号为：

s＝s₁+s₂+…s_K

将多用户的接收信号从时域变换到频域，具体实现时可以对接收信号进行FFT（Fast Fourier Transformation，快速傅里叶变换）变换，从而将接收信号从时域变换到频域。

S402，对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理。

对接收信号进行FFT变换后，此时获取的信号为频域信号。从频域上看此时得到的信号包含了一个或多个用户的信号，且这些多用户是频分的，占用不同的连续子载波。以LTE（Long Term Evolution，长期演进)系统为例，每个用户占用的子载波的个数为12的倍数，每个用户占用的个数和位置均是由基站预先分配并知道的。假设当前共有300个子载波，其中，用户1占用的子载波序号为1-12，用户2占用的子载波序号为13-24，用户3占用的子载波序号为25-36……用户25占用的子载波序号为289-300。

对于当前用户k，基站根据子载波分配信息，获取当前用户占用的子载波信息，将当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理。其中，k=1,2，......K，K为用户总数。具体实现时，将当前用户占用的子载波之外的子载波的数据进行赋零处理。例如，当前基站需要估计用户1的频偏，当前用户1占用的子载波为1-12，则将当前用户占用的子载波之外的子载波全部进行置零处理，即将第13-300号子载波的数据均强制赋零。假设当前用户是用户2，则将1-12、25-300号子载波的数据均强制赋零。

下面对步骤S402的原理进行介绍。在这一步骤中，将非当前用户的其他用户的子载波进行置零处理的目的在于仅保留当前用户的数据，之后变换到时域去进行频偏估计处理，以获取准确的频偏估计结果。如果不将其他用户的子载波置零，则将很难估计出本用户即当前用户的频偏值。这是因为如果对非当前用户占用的子载波数据不进行置零处理而将其变换到时域，此时得到的信号将包含其他用户的信息，即引入了其他用户的干扰，由此获取的频偏估计结果将不准确。而本发明实施例提供的方法，由于将非当前用户占用的子载波数据进行置零处理从而消除了其他用户的干扰，使得由此获取的频偏估计结果更为准确。

S403，将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域。

具体实现时，对进行置零处理后的当前用户k的信号进行IFFT逆快速傅里叶变换,从频域变换到时域。

S404，利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

具体实现时，利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值可以包括：

A、获取当前用户k的两段训练序列。

如图3和图6所示，获取训练序列r(n)为以及为与r(n)具有N_d个样值延迟的另外一段训练序列r(n+N_d)。以LTE系统为例，如图6所示，当前用户k进行频偏估计用的两段训练序列分别为第4个和第11个符号。以上仅为示例性说明，不视为对本发明的限制。

B、在接收端计算两训练序列的时域相关值R_t。

具体实现时，利用获取的所述两段训练序列进行差分相关运算，获取差分相关运算结果。具体可以通过公式（7）实现：

$R_t=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N_d)---\left(7\right)$

其中，R_t为差分相关运算结果，r(n)为训练序列，r(n+N_d)为与r(n)具有N_d个样值延迟的另外一段训练序列，L为训练序列的长度。

C，利用获取的差分相关运算结果获取相位值。

其中，由差分相关值R_t得到相位值arg(R_t)。

D，利用获取的所述相位值得到频偏估计值。

则载波频率偏差Δf_c为：

$\mathrm{\Δ}{f}_c={\hat{f}}_c-f_c=\frac{\arg \left(R_t\right)}{2\mathrm{\π}{N}_d{T}_s}=\frac{\arg \left(R_t\right)\mathrm{N\ΔF}}{2\mathrm{\π}{N}_d}---\left(8\right)$

其中T_s为抽样时间间隔，N_d为延迟时间，ΔF＝1/(NT_s)为载波间隔。

由上一步得到的频偏估计值对数据段进行补偿，具体可以通过以下公式实现：

y_i(n)＝r(n)·exp(-j·2π·foe_C,i·T_s·n)  （10）

其中，y_i(n)为频偏补偿结果，r(n)为接收数据段，foe_C,i为频偏估计值，T_s为抽样时间间隔，n为数据段长度。

在本发明提供的方法中，由于先将接收信号从时域变换到频域，并将非当前用户占用的子载波的数据进行置零处理，仅保留当前用户的数据。然后将当前用户的数据变换到时域，利用时域训练序列获取频偏估计值。由于将非当前用户占用的子载波数据进行置零处理从而消除了其他用户的干扰，使得由此获取的频偏估计结果更为准确。本发明提供的方法有效解决消除了OFDMA系统多用户干扰导致的频偏估计不准确的问题，有效提高了频偏估计的准确性，提升了系统的解调性能。

参见图5，为本发明实施例提供的频偏估计方法第二实施例示意图。

S501，接收机将多用户OFDMA信号进行快速傅里叶FFT变换。

假设当前系统用户个数为K，通过将多用户OFDMA信号进行FFT变换，从时域变换到频域。

S502，对当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理。

其中，对于第k个用户，将当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理，即将非k用户占用的所有子载波的数据进行赋零处理。其中，k=1,2，……K，K为用户总数。例如，对当前用户1，将非当前用户1占用的子载波的数据置零；对当前用户2，将非当前用户2占用的子载波的数据置零……对全部K个用户进行上述置零处理步骤，直到处理完所有的用户。

S503，对当前用户k，将进行置零处理后的当前用户k的信号进行IFFT处理，从频域变换到时域。

分别对每个用户数据进行IFFT变换，将其变换到时域。对总共K个用户进行上述处理。

S504，利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

具体实现的方法与步骤S404相同，再此不再赘述。分别对每一个用户进行频偏估计，获取频偏估计值，并利用获取的频偏估计值进行频偏补偿处理。

S505，获取全部K个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据，将所述时域数据相加，将相加后的数据变换到频域。

S506，对频域数据进行解调和解码处理。

解调和解码的方法可以采用现有技术提供的方法实现。

本发明第二实施例提供的方法可以有效消除时域频偏估计时由多用户带来的干扰，较准确的获得目标用户频偏估计值，由此获取较准确的解调、解码结果，提供系统解调性能。

下面对本发明的原理以及达到的效果进行分析。

假设接收机接收到的OFDMA多用户训练符号的频域序列为：

f(n)＝FFT(x(n))＝f₁(n)+f₂(n)+…f_K(n),n＝1,2,…,N  （11）

其中，f_k(n)代表第k个用户的训练符号频域序列，N为FFT点数。

假设用户k发射时占用的子载波标号为k_l，用户k占用的所有子载波编号构成一个集合A_k，用户k没有占用的子载波编号构成集合为B_k，所有可用子载波编号构成集合为P。则有A_k∪B_k＝P，

在接收端，对于f_k(n)可认为由两部分组成，即：

f_k(n)＝f_kA(n)+f_kB(n),n＝1,2,…,N  （12）

对于f_kA(n)，可认为此项为收发两端无频偏时用户k的子载波数据。当时，f_kA(n)有值；当时，f_kA(n)＝0。

对于f_kB(n)，认为此项为收发两端存在频偏时而导致的频域ICI。当时，f_kB(n)均不为0。f_kB(n)与f_kA(n)两者的平均功率相比，前者相对比较小。

则有：

f(n)＝f_1A(n)+f_1B(n)+f_2A(n)+f_2B(n)+…f_KA(n)+f_KB(n),n＝1,2,…,N  （13）

以用户1为例，对于目标用户1来说，将非用户1占用的子载波数据置0后，得到：

$f\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}{f}_{1A}\left(n\right)+f_{1B}\left(n\right)+f_{2B}\left(n\right)+\·\·\·+f_{\mathrm{kB}}\left(n\right)+\·\·\·+f_{\mathrm{KB}}\left(n\right),n\⋐A_k\\ 0,n\⋐B_k\end{array}\right.---\left(14\right)$

对于用户1来说，当时域信号无其它用户干扰时的频偏估计是最准确的，即期望得到信号为：

$f\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}{f}_{1A}\left(n\right)+f_{1B}\left(n\right),n\⋐A_k\\ f_{1B}\left(n\right),n\⋐B_k\end{array}\right.---\left(15\right)$

由于f_kB(n)平均功率远小于f_kA(n)，因此式(14)与式(15)相比，误差较小。也就是说，应用本发明提供的方法得到的结果（14），相对于期望得到的结果（15），误差较小，得到了比较准确的结果。

为了验证本发明提供的方法的有效性，设计的仿真方案如下：如图6所示，为OFDMA多用户资源分配图。假设每个用户的频偏估计用训练符号（训练序列）分别为第4个与第11个符号。每个用户占用的子载波为连续放置。如图7所示，为现有技术和本发明提供的频偏估计方法性能仿真对比示意图。其中，Case1为OFDMA传输方式下采用本发明技术方案的频偏估计性能曲线；Case2为OFDMA传输方式下采用现有技术方案的频偏估计性能曲线。

表1仿真参数表

传输方式	OFDMA
		子载波带宽	15kHz
采样率	30.72MHz
		系统带宽	20MHz
FFT点数	2048
		CP点数	512
单用户带宽	5MHz
		OFDMA用户个数	4
目标用户频偏	700Hz
		3个干扰用户频偏	600Hz/650Hz/800Hz
信道模型	AWGN信道
		天线配置	1发1收
导频分布	连续放置
		发射功率	发射功率归一化

如图7所示，为现有技术和本发明提供的频偏估计方法性能仿真对比示意图。在图中，对Case1（图中靠近下部的曲线）和Case2（图中靠近上部的曲线）仿真估计的均方根误差(RMSE)进行了对比。从图7可以看出，采用本发明提供的方法性能随着信噪比的增加而有效提升。而现有技术Case2的方法则无法适用。由此可见，本发明的频偏估计方法可以有效消除由于OFDMA多用户干扰而带来的频偏估计不准的问题。本发明提供的方法实现简单，并有效提供了系统的性能。

以上对本发明提供的显示方法实施例进行详细的介绍，上述实施例介绍的方式均可以通过改动、变形或者结合的方式得到其他实现方式，均属于本发明的保护范围。

参见图8，为本发明实施例提供的频偏估计装置示意图。

根据本发明实施例的第二方面，提供了一种多用户接入下的频偏估计装置，所述装置包括：

频域变换单元，用于将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；

置零处理单元，用于对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；其中，k=1,2，……K；

时域变换单元，用于将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；

频偏处理单元，用于利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

进一步的，所述装置还包括：

相加单元，用于获取K个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据，将所述时域数据相加；

解调单元，用于将相加后的数据变换到频域，对频域数据进行解调处理。

进一步的，所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元，其中，所述频偏估计单元包括：

训练序列获取单元，用于获取当前用户k的两段训练序列；

差分相关计算单元，用于利用所述两段训练序列进行差分相关运算，获取差分相关运算结果；

相位值获取单元，用于利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值；

频偏估计值获取单元，用于利用获取的所述相位值得到频偏估计值。

进一步的，所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元，其中，所述频偏补偿单元具体用于利用以下公式进行频偏补偿处理：

y_i(n)＝r(n)·exp(-j·2π·foe_C,i·T_s·n)

其中，y_i(n)为频偏补偿结果，r(n)为接收数据段，foe_C,i为频偏估计值，T_s为抽样时间间隔，n为数据段长度。

进一步的，所述频域变换单元具体用于：对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理，将接收信号从时域变换到频域。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个......”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。本发明可以在由计算机执行的计算机可执行指令的一般上下文中描述，例如程序模块。一般地，程序模块包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例程、程序、对象、组件、数据结构等等。也可以在分布式计算环境中实践本发明，在这些分布式计算环境中，由通过通信网络而被连接的远程处理设备来执行任务。在分布式计算环境中，程序模块可以位于包括存储设备在内的本地和远程计算机存储介质中。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于装置实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的模块可以是或者也可以不是物理上分开的，作为模块显示的部件可以是或者也可以不是物理模块，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络模块上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种多用户接入下的频偏估计方法，其特征在于，所述方法包括：

将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；

对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；其中，k=1,2，……K；

将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；

利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

获取K个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据，将所述时域数据相加，将相加后的数据变换到频域，对频域数据进行解调处理。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值包括：

获取当前用户k的两段训练序列；

利用所述两段训练序列进行差分相关运算，获取差分相关运算结果；

利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值；

利用获取的所述相位值得到频偏估计值。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理包括：

y_i(n)＝r(n)·exp(-j·2π·foe_C,i·T_s·n)

其中，y_i(n)为频偏补偿结果，r(n)为接收数据段，foe_C,i为频偏估计值，T_s为抽样时间间隔，n为数据段长度。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将多用户的接收信号从时域变换到频域包括：

对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理，将接收信号从时域变换到频域。

6.一种多用户接入下的频偏估计装置，其特征在于，所述装置包括：

频域变换单元，用于将多用户的接收信号从时域变换到频域；其中，所述多用户的接收信号包含K个用户的接收信号；

置零处理单元，用于对于当前用户k，对当前用户占用的子载波之外的子载波进行置零处理；其中，k=1,2，……K；

时域变换单元，用于将进行置零处理后的当前用户k的信号从频域变换到时域；

频偏处理单元，用于利用当前用户k的时域训练序列获取频偏估计值，利用所述频偏估计值进行频偏补偿处理。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

相加单元，用于获取K个用户分别进行频偏补偿处理后的时域数据，将所述时域数据相加；

解调单元，用于将相加后的数据变换到频域，对频域数据进行解调处理。

8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元，其中，所述频偏估计单元包括：

训练序列获取单元，用于获取当前用户k的两段训练序列；

差分相关计算单元，用于利用所述两段训练序列进行差分相关运算，获取差分相关运算结果；

相位值获取单元，用于利用获取的所述差分相关运算结果获取相位值；

频偏估计值获取单元，用于利用获取的所述相位值得到频偏估计值。

9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述频偏处理单元包括频偏估计单元和频偏补偿单元，其中，所述频偏补偿单元具体用于利用以下公式进行频偏补偿处理：

y_i(n)＝r(n)·exp(-j·2π·foe_C,i·T_s·n)

其中，y_i(n)为频偏补偿结果，r(n)为接收数据段，foe_C,i为频偏估计值，T_s为抽样时间间隔，n为数据段长度。

10.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述频域变换单元具体用于：对多用户的接收信号进行快速傅里叶变换处理，将接收信号从时域变换到频域。