CN102113253A - 用于多载波系统中的ici消除的无线电信道模型 - Google Patents

Abstract

用于多载波无线通信系统中的载波间干扰(ICI)消除的信道建模方法，该方法包括：利用多个固定矩阵和相等数目的多个非固定变量来描述信道；将描述的多个非固定变量中的每一个非固定变量与描述的多个固定矩阵中的一个固定矩阵一对一地配对。还提供了对应的系统。即使在多普勒频率偏移相对显著的情况下，该方法和系统也可以补偿多普勒效应的信道失真。

Description

用于多载波系统中的ICI消除的无线电信道模型

技术领域

本发明总体涉及通信系统，更具体地，涉及一种用于多载波系统中的载波间干扰(ICI)消除的新颖的无线电信道模型。

背景技术

在多载波系统中，通过将高速率串行数据流划分成很多低速率并行流来增加符号的持续时间。如图1中所示意的，在正交频分复用(OFDM)中，例如，将信号流调制到很多相等间隔的并行子载波上。通过傅立叶逆变换(IFFT)101和其逆操作(FFT)102分别实现调制和解调。当通过无线电信道发送时，信号的正交性仅可以在信道是平坦、且时间不变的情况下维持。对于时变信道，在不同子载波处的信号之间发生自干扰，这被称为载波间干扰(ICI)。提出的一些用于减轻ICI的解决方案要求修改发送格式，因而不适于现有的标准。由于例如在车辆、火车或飞机中(处于其正常巡航速度)使用时用户设备的高速度，其它没有此要求的解决方案不能被使用，而其它解决方案对于典型的移动用户电子设备来说太复杂。

如图1中所示，OFDM系统是多载波系统的示例，在多载波系统中，通过IFFT模块101将频域信号转换到时域。

$s\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k{e}^{j2\mathrm{\πnk}/N}(-(N-1)\≤n\≤N-1)$ 等式1

可以将接收信号y(n)表示为：

$s\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k{e}^{j2\mathrm{\πnk}/N}(-(N-1)\≤n\≤N-1)$ 等式2

以等式1替换s(n)，可以将等式2重写为：

$y\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k{H_k\left(n\right)e}^{j2\mathrm{\πnk}/N}+w\left(n\right)$ 等式3

其中，

并且L是最大多径数目。可以将从FFT模块102输出的第k个子载波表示为：

$Y_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y\left(n\right)e}^{-j2\mathrm{\πnk}/N}=d_k{H}_k+{\mathrm{\α}}_k+w_k$ 等式4

其中

$H_k=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k\left(n\right)$ 等式5

${\mathrm{\α}}_k=\frac{1}{N}\underset{m=0,m\≠k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_m\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(n\right)\exp [j2\mathrm{\πn}(m-k)/N]$ 等式6

$w_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πnk}/N}$ 等式7

d_kH_k是期望的接收信号，并且a_k表示信道的时变特性所引起的载波间干扰(ICI)。w_k是高斯白噪声。从而，根据发送标准来构建ICI。

对于多载波系统来说，ICI是严重的问题，尤其是在高移动性的环境中。作为基于OFDM的系统内的固有干扰，ICI由子载波的不完全正交性产生，子载波的不完全正交性是由若干因素造成的，例如发射机与接收机之间的载频偏移、多普勒效应等。移动无线电信道为接收信号带来了频谱扩展。在发射频率为f_c的纯正弦音调时，被称为多普勒频谱的接收信号频谱将具有在如图2中所示的范围f_c-f_m至f_c+f_m内的分量。

考虑接收侧的一个子载波，如下列等式8和9所描述的，一个子载波上的数据被其它子载波上的数据所干扰：

$d_i^{\′}=c_0{d}_i+\underset{l\≠i}{\underset{l=0~L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{l-i}{d}_l$ 等式8

其中，d_i是发送数据，

是对应的接收数据，c_l-i是ICI系数，其表示在第i个子载波上来自于第l个子载波的ICI功率电平：

$c_{l-i}=\frac{1}{N}\frac{\sin \mathrm{\π}(l-i+\mathrm{\ΔfT})}{\sin \mathrm{\π}\left(\frac{l-i+\mathrm{\ΔfT}}{N}\right)}\×\mathrm{expj\π}\frac{(N-1)(l-i+\mathrm{\ΔfT})}{N}$ 等式9

先前提出的ICI消除方案没有解决ICI问题的主要原因是缺乏用于在多载波无线通信系统中解决ICI问题的适合的信道模型。

附图说明

从结合附图的以下详细描述中，本发明的其它特征和优点将变得显而易见，附图以示例的方式示意了本发明的原理。

图1示意了传统的OFDM系统模型；

图2示意了多普勒扩展的频谱形状；

图3示意了多普勒扩展的分段；

图4示意了根据本发明修改的OFDM系统，包括根据本发明的示例性实施例的估计信道特征的线性估计模块。

具体实施方式

现在提供对迭代信道估计方法和该方法所应用于的系统的详细描述。

在本发明中，采用了更精确的信道模型。这是新的模型，其中，基本思想是将频域信道特征(包括ICI)模型化为具有两个部分：包括多个固定矩阵的第一部分和包括非固定变量的部分。经由导频来估计非固定变量。使用越多的固定矩阵，对信道估计得越精确。此外，可以通过线性算法来估计非固定变量。。

将多普勒频谱扩展(范围从f_c-f_m到f_c+f_m)分成很多小段，在该小段中，信道脉冲响应保持几乎相同。针对每一段，等式9中的信道模型用作基准。首先，通过采用固定矩阵和非固定变量对等式9进行表示，针对每一段来描述信道脉冲响应。通过将所有段组合，获得整个多普勒频谱扩展上的信道脉冲响应。如果被分段的多普勒扩展足够小，则对应的信道响应可以被视为频域中的脉冲函数，如图3中所示。

针对每一段，接收信号为：

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)\exp \left(\mathrm{j\Δfn}\right)s(n-l)+w\left(n\right)$

其中，Δf是针对分段的单位频率偏移，以及h(l)是一个OFDM符号内的时域信道参数。非固定变量和固定矩阵被分成L组，其中，L是多大多径数，并且每组包括T个变量/矩阵。

在接收机侧的FFT操作之后，接收的频域信号为：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)[E_{l}X+{\mathrm{CE}}_{l}X]$ 等式10

其中，

是频域中的接收信号，

是频域中的发送信号，是由传播延

迟产生的相位旋转矩阵，以及

是表示ICI的矩阵，其中，c_s在等式9中进行了描述。如附录A中所推导的，

$c_s\≈\underset{t=0}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{f}_t\left(\mathrm{\Δf}\right){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{\πs}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{\πs}/N)-j)$ 等式11

其中，T是用于描述ICI的秩数(rank number)。T越大，则等式11将越精确。因此，等式11可以重写为：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(h_0\left(l\right)E_{l}X+\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_t\left(l\right)C_t{E}_{l}X)$ 等式12

其中，h_t(l)是非固定变量，包括对应段的信道脉冲响应和多普勒频率偏移，

以及

一个路径的矩阵C_tE_l(0≤t≤T)是ICI的级数扩展，t是级数的秩。通常，与低秩矩阵相对应的变量大于与高秩矩阵相对应的变量，即，h_t1(l)＞h_t2(l)(t₁＜t₂)。

将多普勒扩展的所有分段进行组合，获得实际的信道模型。矩阵C_t和E_l是固定的，只有矩阵h_t(l)随着分段而变化。因此，所提出的信道模型在整个多普勒扩展上的格式与等式12相同，仅有的区别在于h_t(l)。

为了使用等式12来描述信道特征，必须估计(h_t(l))的总共(L+1)(T+1)个变量。由于可以使用其它提供相同结果的算法，仅提供基本线性估计算法作为如何获得变量h_t(l)的示例。如果一个OFDM符号包括(L+1)(T+1)个导频信号(或者更多)，则该线性估计算法可以用于估计变量。下面描述基本线性估计方案的示例。

使发送数据具有零值，以构建：

X＝[P₀ 0 ... 0 P₁ 0 ... 0 ... P_(L+1)(T+1)-1]^T，

其中，P_s是导频信号，[...]^T是转置操作符。对应地，频域中的接收的导频信号是：

Y＝[y₀ 0 ... 0 y₁ 0 ... 0 ... y_(L+1)(T+1)-1]^T

将X和Y代入等式中，产生具有(L+1)(T+1)个等式的系统。然后，通过求解该组线性等式获得变量，这意味着低的处理延迟和可实现的性能，尤其是在高SNR条件下。

本发明提供了如描述了信道响应的等式12中所示的包括多个固定矩阵和非固定变量的上述新的信道模型，其中总共估计了(L+1)(T+1)个变量(h_t(l))。

现在参考图4，图4中示意了根据本发明的OFDM系统的示例性实施例，在图4中，接收机包括对由框E 501图示性地示出的信道估计方案进行实现的装置。在本发明中，OFDM系统发送具有N个符号的块，其中，在接收时所处理的块的形状和大小是不固定的，以最好地匹配系统架构的块大小。此外，根据本发明的分布式导频分配方案，OFDM系统针对每个UE分配L组导频，其中，L是最大多径延迟。T的最大秩数是每一组中包括的变量/矩阵的数目。

本发明的目的是提供一种适于多载波系统中的ICI估计和消除的无线电信道模型。图4示意了依照本发明修改的OFDM系统的示例性实施例。为了执行线性估计算法以获得信道变量，将发送信号X的数据部分设置为零，以使得发送侧仅向系统的接收机侧发送导频信号X_p，从而将该导频信号X_p接收为Y_p。

在模块LE 401中进行信道估计。导频的格式和位置根据UE的移动性来分配，然后，在IFFT模块PAM 402之前，将导频插入OFDM符号中。

通过高层导频分配模块402向UE分配导频，接收机侧使用快速傅立叶变换102对接收到的仅有导频的信号进行解调。然后，根据示例性的实施例，可以使用线性估计模块LE 401来对具有(L+1)(T+1)个等式的系统求解(假定一个OFDM符号包括(L+1)(T+1)个导频信号(或更多))。下面描述基本线性估计方案的示例。

使发送数据具有零值，以构建：

X＝[P₀ 0 ... 0 P₁ 0 ... 0 ... P_(L+1)(T+1)-1]^T

其中，P_s是导频信号，[...]^T是转置操作符。对应地，频域中的接收导频信号是：

Y＝[y₀ 0 ... 0 y₁ 0 ... 0 ... y_(L+1)(T+1)-1]^T

将X和Y代入等式12，产生具有(L+1)(T+1)个线性等式的系统。然后，通过求解这组线性等式来获得(h_t(l))的总共(L+1)(T+1)个变量(描述信道特征的变量)，这意味着低的处理延迟和可获得的性能，尤其是在高SNR条件下。模块LE 401求解这些线性等式，并输出(h_t(l))。

尽管已经提供了本发明的示例性实施例，本领域技术人员将意识到，本发明不局限于这里示出和描述的特定细节和示例性实施例。相应地，在不背离由所附权利要求及其等效物所限定的总的发明构思的精神或范围的情况下，可以对本发明进行各种修改。

附录：

$c_s=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N})\frac{\sin \mathrm{\π\ΔfTexp}(-\mathrm{j\πs}/N)\exp \left(\mathrm{j\π\ΔfT}\right)}{\sin (\mathrm{s\π}/N)+\cos (\mathrm{s\π}/N)\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N}}$

$=F(\mathrm{\ΔfT},N)\frac{1-\mathrm{jtg}(\mathrm{s\π}/N)}{\mathrm{tg}(\mathrm{s\π}/N)+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N}}$

$=F(\mathrm{\ΔfT},N)\frac{\mathrm{ctg}(\mathrm{s\π}/N)-j}{1+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\π}/N)}$

$\mathrm{ctg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)<<1$

$=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\left(\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}{\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)\right)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

$=\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_t(\mathrm{\&Delta;fT},N){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

其中，F(ΔfT，N)是ΔfT和N的函数

$f_t(\mathrm{\&Delta;fT},N)=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N})\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;fTexp}\left(\mathrm{j\&pi;\&Delta;fT}\right){(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}$

Claims (20)

1.一种用于多载波无线通信系统的信道模型的方法，包括：

将所述信道描述为包括多个固定矩阵和相等数目的多个非固定变量；以及

将所描述的多个非固定变量中的每一个非固定变量与所描述的多个固定矩阵中的一个固定矩阵一对一地配对。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括将所述非固定变量和固定矩阵划分成L组，以使得每组包括与T个固定矩阵配对的T个非固定变量，其中，L是最大多径数目，并且T能够从1变化至无穷大的整数。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括：以一个划分的组来描述一条路径的信道特征。

4.根据权利要求3所述的方法，还包括：将所描述的一个划分的组的固定矩阵定义为ICI描述的级数展开。

5.根据权利要求4所述的方法，还包括：

将所述多载波无线系统定义为正交频分复用OFDM系统；

将多普勒频谱扩展范围划分成多个段，每一个段都足够小，以使得能够将对应的信道响应视为频域中的脉冲函数，以及针对每一个段，所述接收信号为：

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(l\right)\exp \left(\mathrm{j\&Delta;fn}\right)s(n-l)+w\left(n\right)$

其中，Δf是针对分段的单位频率偏移，h(l)是一个OFDM符号内的时域信道参数。

6.根据权利要求5所述的方法，还包括：

在接收机侧执行FFT操作后，接收的频域信号为：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(l\right)[E_{l}X+{\mathrm{CE}}_{l}X]$ 等式A

其中，是频域中的接收信号，

是频域中的发送信号，

是由传播延迟产生的相位旋转矩阵，以及

是表示ICI的矩阵，其中，c_s在以下等式中进行了描述：

$c_s\&ap;\underset{t=0}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_t\left(\mathrm{\&Delta;f}\right){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{\&pi;s}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{\&pi;s}/N)-j)$ 等式B，

所描述的一个划分的组根据下列等式C来定义信道：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}(h_0\left(l\right)E_{l}X+\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_t\left(l\right)C_t{E}_{l}X)$ 等式C

其中，h_t(l)是非固定变量，包括针对对应段的信道脉冲响应和多普勒频率偏移，

一条路径的矩阵C_tE_l(0≤t≤T)是ICI的级数展开，t是级数的秩。

7.根据权利要求5所述的方法，还包括：使T更大，以使得等式C提供对ICI的更精确确定。

8.根据权利要求6所述的方法，还包括：使用线性估计算法来估计变量h_t(l)。

9.根据权利要求7所述的方法，还包括：如果一个OFDM符号的变量包括(L+1)(T+1)个导频信号或更多导频信号，那么线性估计算法如下：

使数据具有零值，以构建：

X＝[P₀ 0 ... 0 P₁ 0 ... 0 ... P_(L+1)(T+1)-1]^T，

其中，P_s是导频信号，[]^T是转置操作符，对应的接收信号是：

Y＝[y₀ 0 ... 0 y₁ 0 ... 0 ... y_(L+1)(T+1)-1]^T，

[]^T是转置操作符；通过将X和Y代入等式C中，获得(L+1)(T+1)个等式，并且通过对该组联立的线性等式求解来确定h_t(l)变量，这导致低的处理延迟以及能够获得的性能，尤其是在高SNR条件下。

10.根据权利要求4所述的方法，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

11.一种用于多载波无线通信系统的信道模型的系统，所述多载波无线通信系统的最大多径数目为L，并包括多个用户设备UE，所述系统包括：

导频分配模型，用于通过高层执行将L组导频分配至所述多个UE中的每个UE的导频分配；

信道模型，包括多个固定矩阵和相等数目的多个非固定变量，所述多个固定矩阵和所述多个非固定变量一对一地配对，以使得所述多个固定变量中的每一个与所述多个固定矩阵中的一个不同固定矩阵配对。

12.根据权利要求11所述的系统，其中，非固定变量和固定矩阵被划分成L组，以使得每组包括与T个固定矩阵配对的T个非固定变量，其中，T能够从1变化至无穷大的整数。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，由一个划分的组来描述一条路径的信道特征。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，一个划分的组的固定矩阵构成ICI描述的级数展开。

15.根据权利要求14所述的系统，其中：

所述多载波无线系统是正交频分复用OFDM系统；

将多普勒频谱扩展范围划分成多个段，每一个段都足够小，以使得能够将对应的信道响应视为频域中的脉冲函数，以及针对每一个段，所述接收信号为：

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(l\right)\exp \left(\mathrm{j\&Delta;fn}\right)s(n-l)+w\left(n\right)$

其中，Δf是针对分段的单位频率偏移，h(l)是一个OFDM符号内的时域信道参数。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：

在接收机侧执行FFT操作后，接收的频域信号为：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(l\right)[E_{l}X+{\mathrm{CE}}_{l}X]$ 等式A

其中，

是频域中的接收信号，

是频域中的发送信号，是由传播延迟产生的相位旋转矩阵，以及

是表示ICI的矩阵，其中，c_s在以下等式中进行了描述：

$c_s\&ap;\underset{t=0}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_t\left(\mathrm{\&Delta;f}\right){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{\&pi;s}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{\&pi;s}/N)-j)$ 等式B，

所描述的一个划分的组根据下列等式C来定义信道：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}(h_0\left(l\right)E_{l}X+\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_t\left(l\right)C_t{E}_{l}X)$ 等式C

其中，h_t(l)是非固定变量，包括针对对应段的信道脉冲响应和多普勒频率偏移，

一条路径的矩阵C_tE_l(0≤t≤T)是ICI的级数展开，t是级数的秩。

17.根据权利要求16所述的系统，其中，使T更大，以使得等式C提供对ICI的更精确确定。

18.根据权利要求17所述的系统，其中，接收机还包括线性估计模块，使用线性估计算法来估计变量h_t(l)。

19.根据权利要求18所述的系统，其中，如果一个OFDM符号的变量包括(L+1)(T+1)个导频信号或更多导频信号，那么线性估计算法如下：

使数据具有零值，以构建：

X＝[P₀ 0 ... 0 P₁ 0 ... 0 ... P_(L+1)(T+1)-1]^T，

其中，P_s是导频信号，[]^T是转置操作符，对应的接收信号是：

Y＝[y₀ 0 ... 0 y₁ 0 ... 0 ... y_(L+1)(T+1)-1]^T，

[]^T是转置操作符；通过将X和Y代入等式C，获得(L+1)(T+1)个等式，并且通过对该组联立的线性等式求解来确定h_t(l)变量，这导致低的处理延迟以及能够获得的性能，尤其是在高SNR条件下。

20.根据权利要求11所述的系统，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

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