CN102263767A - 应用于无线通信的帧同步、频偏估计方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种应用于无线通信的帧同步方法和装置。该方法包括：选取短前导序列的至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；对短前导序列进行相关运算，得到相关值序列，判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则根据该至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。本发明还提供了一种应用于无线通信的频偏估计方法和装置。本发明通过对短前导序列进行数据处理的方式，使得帧同步探测更准确、及时，使得频偏估计的系统复杂度降低。

Description

应用于无线通信的帧同步、频偏估计方法与装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种应用于无线通信的帧同步、载波频偏估计方法与相应装置。

背景技术

无线通信是计算机网络与无线通信技术相结合的产物，由于该网络不受电缆束缚、移动性强的特点，被广泛应用于企业办公室、学校图书馆、公共活动间等位置变化频繁、随时存在入网需求的环境，它可实现便携联网、远端接入、图文传真、电子邮件等各种功能，越来越受到人们青睐。

但是，在技术上，无线通信的实现比有线网络更为复杂。由于无线通信采用分组突发方式传输数据，数据分组开始传输后，接收端需在较短时间内探知到同步信号以便实现数据的正确接收。因此，帧同步技术对于无线通信而言，显得举足轻重。数据帧同步的具体实现方法与无线通信采用的数据传输模式有关。目前，广泛运用于IEEE802.11a或Hiperlan2协议领域的是正交频分复用技术(OFDM)，它是将高速率的数据流调制到多个子载体的物理信道上进行数据传输。此类多载波系统中，OFDM符号由多个子载波信号叠加而成，接收端找到OFDM符号同步位即可实现数据接收。帧同步位通过检测数据帧的帧头部分确定，根据IEEE802.11a、Hiperlan2协议规定，帧头部分包括短前导和长前导序列，接收端进行帧同步探测时，以短前导的一个符号的各样点的复数共轭值构成匹配滤波器，利用该滤波器得到每个样点的相关值，然后将相关值序列与预设门限进行比较，如果发现某些相关值高于该门限，且这些高于门限的相关值之间的间隔相等，即可利用这些相关值对应的时钟点确定同步点。然而，由于噪声的存在，计算得出的相关值可能存在多个高于门限的值，而这些相关值的间隔也可能相等，此时这些相关值并不不能代表真正的相关峰值，进而导致同步点探知错误。此外，由于OFDM系统采用的是多个子信道传输数据，信道中的噪声容易使载波频率发生偏移，载波频偏将造成信道间干扰(ICI)，因而必须估计载波频偏用于校正载波频率。现有技术中估计频偏通常使用短前导序列的一个符号进行，这种方式增加了系统复杂度。

发明内容

有鉴于现有技术的帧同步方法存在的问题，本发明的发明目的在于提供一种应用于无线通信的帧同步方法和相应装置，该方法和相应装置通过对短前导序列进行一定的处理，使得相关值波形图中出现间隔为其他峰值间隔一半的连续波峰，进而利用该波峰对应的时钟点进行同步点探测。

本发明提供的应用于无线通信的帧同步方法包括：

选取待发送信号的短前导序列中的至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则根据该至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。

优选地，从待发送信号的短前导序列中选取的符号个数为两个符号。

进一步优选地，所述两个符号为相邻的两个符号。

进一步优选地，所述两个符号为短前导序列的最后两个符号。

本发明还提供了一种应用于无线通信的帧同步装置，该装置包括：符号选取单元、调换处理单元、相关运算单元、判断单元和同步点确定单元，其中：

所述符号选取单元，用于从待发送信号的选取短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

所述调换处理单元，用于将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

所述相关运算单元，用于对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

所述判断单元，用于判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发同步点确定单元；

所述同步点确定单元，用于根据所述的至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。

有鉴于现有技术的频偏估计方法存在的问题，本发明的发明目的在于提供一种应用于无线通信的频偏估计方法和相应装置，该方法和相应装置通过对短前导序列进行一定的处理，使得短前导序列在时域上出现的重复符号的间隔减小，进而仅需利用短前导的半个符号即可实现频偏估计。

本发明提供的应用于无线通信的频偏估计方法包括：

选取待发送信号的短前导序列的至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则从该相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择两个符号，根据该两个符号的延迟样点数计算得到频偏估计值。

优选地，从待发送信号的短前导序列中选取的符号个数为两个符号。

进一步优选地，所述两个符号为相邻的两个符号。

优选地，从相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择的两个符号。

本发明还提供了一种应用于无线通信的频偏估计装置，该装置包括：符号选取单元、调换处理单元、相关运算单元、判断单元和频偏估计单元，其中：

所述符号选取单元，用于从待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

所述调换处理单元，用于将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

所述相关运算单元，用于对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

所述判断单元，用于判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发频偏估计单元；

所述频偏估计单元，用于从该相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择两个符号，根据该两个符号的延迟样点数计算得到频偏估计值。

本发明的技术方案提供的帧同步方法和装置通过对短前导序列中的符号进行实虚部调换处理，使前导序列的重复周期减半，从而在接收端进行匹配滤波器后，相关值序列将会出现一组明显不同于其他相关值的等距离波峰，进而利用该波峰实现帧同步点的识别。与现有技术相比，本发明可在前导序列这段较短的时间内迅速地获取精确的帧同步，避免了外界干扰造成的帧同步错误。本发明的技术方案提供的频偏估计方法和装置通过对短前导序列中的符号进行实虚部调换处理，使得时域值出现重复符号的周期减半，进而利用半个符号即可得到频偏估计，降低了系统的复杂度。

附图说明

图1为IEEE802.11a或HiperLan2协议的帧结构图；

图2为IEEE802.11a或HiperLan2协议的帧的生成示意图；

图3为本发明的帧同步方法的一个实施例的流程图；

图4为图3所述实施例的一个实例的实部虚部调换处理示意图；

图5为图4所述实例的相关值波形图；

图6为本发明的帧同步装置的一个实施例的组成框图；

图7为本发明的频偏估计方法的一个实施例的流程图；

图8为本发明的频偏估计装置的一个实施例的组成框图。

具体实施方式

本发明是将待发送信号的短前导序列的符号样点进行实部、虚部调换处理，通过这种处理，使得接收到的包含短前导序列的信号经过匹配滤波后将出现一些特殊性质，进而利用这些性质实现帧同步探测和频偏估计。

为便于理解本发明的技术方案，这里先将IEEE802.1la或HiperLan2协议的帧结构和短前导序列的生成过程进行简要介绍。

参见附图1，根据802.lla或HiperLan2协议的规定，一个数据帧包括前导序列、信号域、数据域三个部分，前导序列包括短前导序列和长前导序列。短前导序列包括十个训练符号，分别表示为t1到t10，每个训练符号长为16bit，占用时间为0.8us；长前导序列包括两个训练符号，分别表示为T1、T2，每个训练符号长为64bit，占用时间为3.2us。通常在长前导序列之前还加有32bit的循环前缀G12，占用时间为1.6us。短前导序列通常用于信号检测、AGC、分集选择、粗频偏估计以及定时同步等功能，而长前导序列通常用于信道估计和细频偏估计。

短前导序列由S序列中的12个有效子载波调制组成，调制公式如下：

$r_{\mathrm{SHORT}}\left(t\right)=w_{\mathrm{SHORT}}\left(t\right)\underset{k=-N_{\mathrm{ST}}/2}{\overset{N_{\mathrm{ST}}/2}{\mathrm{\Σ}}}{S}_k\exp \left(j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\Δ}}_{F}t\right)$ (第一式)

第一式中：w_SHORT(t)为随机序列产生的原始基带信号，N为OFDM符号的子载波数量(子信道)，Δ_F为子载波的频宽，S_k为调制因子，该调制因子由下式给出：

$S_{-\mathrm{26,26}}=\sqrt{(13/6)}\×\left\{\begin{array}{c}\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0},0,\\ -1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,0},\\ \mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,0,\\ \mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}\end{array}\right.$ (第二式)

第二式中的系数

用于归一化得到OFDM符号的平均功率。表一中给出了经过调整的短前导序列的频域值，表中Re表示实部，Im表示虚部。从表中可以看出：短前导序列的频域值覆盖64个子载波序号，该64个子载波序号由S序列的52个子载波序号扩展而来，扩展的方式是在52个子载波序号的负向端设置6个置零子载波，子载波序号的正向端设置5个置零子载波，在中心载波处设置1个置零子载波；短前导序列的谱线幅度仅在子载波序号为4的倍数处出现，也即是说频谱周期为T_FFT的四分之一，T_FFT为一个傅里叶变换的时间长度。

将第一式中的短前导序列的时域信号进行采样，由于一次采样过程在一个T_FFT周期内完成，因此，每个子载波内的采样频率为T_FFT/64，即t＝nT_FFT/64。由此，采样后的短前导序列为：

$s_{\mathrm{SHORT}}(n+16)=w_{T_{\mathrm{SHORT}}}\left[\frac{T_{\mathrm{FFT}}}{64}(n+16)\right]\underset{m=-6}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{4m}\exp \left[j2\mathrm{\π}\frac{m}{16}(n+16)\right]$

$=w_{T_{\mathrm{SHORT}}}(\frac{T_{\mathrm{FFT}}}{64}n+\frac{T_{\mathrm{FFT}}}{4})\underset{m=-6}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{4m}\exp (j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mn}}{16}+j2\mathrm{\π})$ (第三式)

$=w_{T_{\mathrm{SHORT}}}\left(\frac{T_{\mathrm{FFT}}}{64}n\right)\underset{m=-6}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{4m}\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mn}}{16}\right)$

由此可得出：

S_SHORT(n)＝S_SHORT(n+16)，n＝0，1，…，16-1(第四式)

第四式表明：短前导序列以16个采样间隔为循环周期，每经过16个采样点后获得的采样值相同。这种规律可从表二中看出，表二是短前导序列经过快速傅里叶反变换(IFFT)后的时域值。

【表一：短前导序列的频域值】

N	Re	Im	N	Re	Im	N	Re	Im	N	Re	Im
												-32	0.0	0.0	-16	1.472	1.472	0	0.0	0.0	16	1.472	1.472
-31	0.0	0.0	-15	0.0	0.0	1	0.0	0.0	17	0.0	0.0
												-30	0.0	0.0	-14	0.0	0.0	2	0.0	0.0	18	0.0	0.0
-29	0.0	0.0	-13	0.0	0.0	3	0.0	0.0	19	0.0	0.0
												-28	0.0	0.0	-12	-1.472	-1.472	4	-1.472	-1.472	20	1.472	1.472
-27	0.0	0.0	-11	0.0	0.0	5	0.0	0.0	21	0.0	0.0
												-26	0.0	0.0	-10	0.0	0.0	6	0.0	0.0	22	0.0	0.0
-25	0.0	0.0	-9	0.0	0.0	7	0.0	0.0	23	0.0	0.0
												-24	1.472	1.472	-8	-1.472	-1.472	8	-1.472	-1.472	24	1.472	1.472
-23	0.0	0.0	-7	0.0	0.0	9	0.0	0.0	25	0.0	0.0
												-22	0.0	0.0	-6	0.0	0.0	10	0.0	0.0	26	0.0	0.0
-21	0.0	0.0	-5	0.0	0.0	11	0.0	0.0	27	0.0	0.0
												-20	-1.472	-1.472	-4	1.472	1.472	12	1.472	1.472	28	0.0	0.0
-19	0.0	0.0	-3	0.0	0.0	13	0.0	0.0	29	0.0	0.0
												-18	0.0	0.0	-2	0.0	0.0	14	0.0	0.0	30	0.0	0.0
-17	0.0	0.0	-1	0.0	0.0	15	0.0	0.0	31	0.0	0.0

【表二：短前导序列的时域值】

##	Re	Im	##	Re	Im	##	Re	Im	##	Re	Im
												0	0.046	0.046	1	-0.132	0.002	2	-0.013	-0.079	3	0.143	-0.013
4	0.092	0.000	5	0.143	-0.013	6	-0.013	-0.079	7	-0.132	0.002
												8	0.046	0.046	9	0.002	0.132	10	-0.079	-0.013	11	-0.013	0.143
12	0.000	0.092	13	-0.013	0.143	14	-0.079	-0.013	15	0.002	-0.132
												16	0.046	0.046	17	-0.132	0.002	18	-0.013	-0.079	19	0.143	-0.013
20	0.092	0.000	21	0.143	0.013	22	-0.013	-0.079	23	-0.132	0.002
												24	0.046	0.046	25	0.002	-0.132	26	-0.079	-0.013	27	-0.013	0.143
28	0.000	0.092	29	-0.013	0.143	30	-0.079	-0.013	31	0.002	-0.132
												32	0.046	0.046	33	-0.132	0.002	34	-0.013	-0.079	35	0.143	-0.013
36	0.092	0.000	37	0.143	0.013	38	-0.013	-0.079	39	-0.132	0.002
												40	0.046	0.046	41	0.002	0.132	42	-0.079	-0.013	43	-0.013	0.143
44	0.000	0.092	45	-0.013	0.143	46	-0.079	-0.013	47	0.002	-0.132
												48	0.046	0.046	49	0.132	0.002	50	-0.013	-0.079	51	0.143	-0.013
52	0.092	0.000	53	0.143	0.013	54	-0.013	-0.079	55	-0.132	0.002
												56	0.046	0.046	57	0.002	0.132	58	-0.079	-0.013	59	-0.013	0.143
60	0.000	0.092	61	-0.013	0.143	62	-0.079	-0.013	63	0.002	-0.132

按照上述方法得到短前导序列的一个IFFT周期时域值后，将其扩展为160个样点，然后与窗函数相乘即可得到最终的短前导序列。上述生成短前导序列的过程可用附图2表示，附图中一并给出了长前导序列、信号域以及数据域的生成过程。

上面简要叙述了IEEE802.lla或HiperLan2协议的帧结构以及帧的生成过程。下面结合前面的背景技术内容介绍本发明的内容。参见附图3，本发明提供的一个实施例的应用于无线通信的帧同步方法包括：

步骤S301：在待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

前面已经提到一个帧的采样点以16个采样点为周期进行循环，由于OFDM符号数据的采样频率为20MHz，即采样间隔为0.05us，而一个T_FFT的周期为1/Δ_F＝3.2us，(Δ_F为子载波频宽，其数值为采样频率与载波数量之比)，一个短前导序列符号的时间长度为T_FFT的四分之一，即短前导序列符号的时间长度为0.8us，因此，在一个短前导序列内的采样点为16个，即是说每个训练符号的第一个采样值与下一个训练符号的第一个采样值相同。由前面给出的表格还可以发现：在短前导序列的训练符号的前8个采样点的值与后8个采样点的值仅实部与虚部不同。基于这样的发现：本实施例首先选取至少一个训练符号，将选取的符号的样点划分为等样点数的前后两组，以便后面针对不同的样点分组采取有针对性的处理。

步骤S302：将选取符号的两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

这里的调换处理是以其中一个样点分组为处理对象的，该样点分组可以是短前导序列符号16个样点的前8个样点分组，也可以是后8个样点分组。

步骤S303：对接收到的包含短前导序列的信号进行互相关运算，得到相关值序列；

将其中一个样点分组进行实部虚部调换处理后，样点的重复周期将发生变化，在调换处将出现8个样点周期，整个短前导序列的样点重复便存在8和16个两种间隔周期；接收到经过上述处理后的短前导序列后，进行相关运算获取相关值序列；所谓相关运算，指以发射端发送的短前导序列符号的16个样点的复数共轭值组成匹配滤波器，接收到信号后将其通过该匹配滤波器，在每个时钟点都会产生一个相关值，由此构成一个相关值序列。相关值的获得公式为：

$R_t=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(n\right)r_2^{*}$ (第五式)

式中：R_t为获得的相关值，r₁(n)为接收到的信号，

为已知的短前导序列符号的复数共轭值组成的匹配滤波器，这里作为匹配滤波器的短前导序列的符号可选择短前导序列中经过上述处理的符号，也可选择其他未经处理的符号，本实施例优选前者，L为短前导序列一个符号采样点数。获得相关值序列后将相关值序列绘制成图。

步骤S304：判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则根据该至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点；

经过上述步骤S102处理后形成的相关值序列波形图与没有经过处理的序列波形图相比较，将会出现一些特殊的性质，相关值序列中除具有与现有技术相同的波峰外，还至少包括两个特殊的波峰，该特殊波峰的相邻波峰之间间隔是现有技术的波峰间隔的一半，如果选取组成匹配滤波器的符号序列是上述经过处理的符号，该特殊波峰的峰值还将明显高于现有技术的波峰值，由此，如果在相关值序列中检测到具有上述特殊性质的相关值，即可根据该相关值对应的时钟点确定帧同步点。

为了进一步说明上述实施例的技术特征，这里以实例进行说明。附图4所示是本发明的实施例的实例图。该图中的数字代表短前导序列的10个训练符号，本实例假设选取两个短前导序列的符号，选取的两个符号为第9和第10个，将该两个符号的样点各分成两组，每个组的样点为8个，将第9个符号的前8个样点的实部与虚部调换、第10个符号的前8个样点的实部与虚部调换，经过上述处理后，在接收端经过匹配滤波器后得到相关值序列，根据相关值序列绘制的波形如附图5所示。从图中可以看出，在短前导序列的第9、10个训练符号处出现4个8样点间隔的波峰，在短前导序列的1到7个训练符号处出现8个16样点间隔的波峰，且4个8样点间隔波峰的峰值明显大于8个16样点间隔的波峰峰值，在短前导序列的10个训练符号之后出现数值小得多且无明显规律的波形。根据上述相关值波形规律，进行帧同步点检测时，只要检测到具有上述特殊性质的相关值的波峰，即可根据该检测到的波峰对应的时钟点确定帧同步点。

在上述实例中选取的是短前导序列的第9、第10个训练符号，并将两个符号的实部、虚部进行调换处理，实际上，本发明并不限定选取的短前导序列的训练符号位置，根据实际需要，可以从短前导序列的前8个符号中选取至少一个训练符号进行上述处理，这种方式同样能实现本发明的发明目的。现实应用场合，OFDM帧的短前导序列的训练符号可能用作不同的用途，一般而言，由于接收端接收到的信号存在不稳定性，幅值容易出现偏大或偏小的现象，这时会将短前导序列的前6个训练符号用作自动增益控制(AGC)，因此，本发明优选短前导序列后面的几个训练符号。

在上述实例中选取的训练符号是两个，实际上，本发明并不限定选取的短前导序列的训练符号的个数，可以是一个，也可以是多个，现实应用场合，考虑到波形的稳定与识别的方便，选取的训练符号个数不宜太少，同时考虑到选取的训练符号越多占用的开销将上升，选取的训练符号的个数又不宜太多，本发明优选选择两个训练符号。此外，为减少对相关值波形图的检测的时间，一般选择相邻的两个训练符号，这样检测到具有特殊波形性质的波峰的时间将大为缩短，从而加速了同步点的探测。

本发明除提供了应用于无线通信的帧同步方法的实施例外，相应地，还提供了应用于无线通信的帧同步装置的实施例。参见附图6，本装置实施例600包括符号选取单元601、调换处理单元602、相关运算单元603、判断单元604和同步点确定单元605，其中：

符号选取单元601，用于从待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

调换处理单元602，用于将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

相关运算单元603，用于对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

判断单元604，用于判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发同步点确定单元；

同步点确定单元605，用于根据上述的至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。

本装置实施例600的工作工程是：符号选取单元601从待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，并将选取的符号的样点等分为前后两组，然后将样点组传输调换处理单元602，由该单元将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；接下来由相关运算单元603对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列，并将相关值序列传输给判断单元604，由该单元判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发同步点确定单元605；同步点确定单元605根据上述的至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。这里值得注意的是：当无线通信系统工作在单工模式时，一个信号的频偏估计过程是通过接收端和发送端的配合完成的，本实施例中符号选取单元、调换处理单元位于发送端，相关运算单元、判断单元和同步点确定单元则位于接收端，这些功能单元之间通过信道连接构成一个装置；当无线通信系统工作在双工模式时，信号的频偏估计过程交叉进行，一个终端作为发送端进行信号频偏估计时需运行符号选取单元、调换处理单元，作为接收端进行信号频偏估计时则运行相关运算单元、判断单元和频偏估计单元，这时上述功能单元之间作为一个整体装置发挥作用。

上面详细介绍了本发明的帧同步的实施例，实际上，本发明除给出帧同步的实施例外，还提供了基于实部虚部调换处理的频偏估计方法的实施例。现有技术中的帧频偏估计的过程如下：

假设发送的两个时域符号分别为x₁(n)和x₂(n)，它们之间有N_d个样点的延迟(即两个符号的延迟样点数为N_d)，每个符号的样点数为L，载波频率偏差为Δf_c，相位偏差为

则接收到的两个时域符号分别为：

$r_1\left(n\right)=x_1\left(n\right)e^{-j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{c}n{T}_s+\mathrm{\Δ\φ})}+{\mathrm{\η}}_1\left(n{T}_s\right)$ (第六式)

$r_2\left(n\right)=x_2\left(n\right)e^{-j[2\mathrm{\π\Δ}{f}_c(n+N_d)T_s+\mathrm{\Δ\φ}]}+{\mathrm{\η}}_2\left(n{T}_s\right),$ n＝0，1，2，…，L-1(第七式)

式中η为噪声，T_s为采样间隔。

接下来在r₁(n)、r₂(n)基础上定义相关函数R_t：

$R_t=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(n\right)r_2^{*}\left(n\right)=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right)x_2^{*}\left(n\right)+\mathrm{\η}$ (第八式)

正交频分复用中信道的噪声η较小，可以忽略，并注意到x₁(n)＝x₂(n)，则：

$R_t=e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_1\left(n\right)\right|}^2=e^{j2{\mathrm{\π\Δf}}_c{N}_d{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|x_2\left(n\right)\right|}^2$ (第九式)

由此，相关函数R_t的相位为：arg(R_t)＝2πΔf_cN_dT_s。从该式中可以看出相关函数的相位与载波相位偏差没有关系，这样，载波频率偏差Δf_c为：

$\mathrm{\Δ}{f}_c=\frac{\arg \left(R_t\right)}{2\mathrm{\π}{N}_d{T}_s}$ (第十式)

由上式可知，载波频偏与相关函数的相位角和重复符号之间的距离远近有关，如果利用帧结构的短前导序列进行频偏估计，则最小的重复符号距离相隔16个样点，最大的重复符号相隔9个符号，也就是说为实现频偏估计至少得使用一个符号，这增加了系统的复杂度。参见附图7，本发明的提供的频偏估计方法的实施例包括：

步骤S701：选取待发送信号的短前导序列的至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

步骤S702：将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

步骤S703：对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

步骤S704：判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则执行步骤S705；

步骤S705：从该相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择两个符号，根据该两个符号的延迟样点数计算得到频偏估计值。

根据前述的第九式计算得到相关函数值，求得相关函数的相位角，将相位角和两个重复符号的延迟样点数代入第十式即可得到频偏估计值。

为了进一步说明上述频偏估计的方法的实施例的技术特征，这里以实例进行说明：本实例假设选取两个短前导序列的符号，选取的两个训练符号为第9和第10个，将该两个符号的样点各分成两组，每个组的样点为8个，将第9个符号的前8个样点的实部与虚部调换、第10个符号的前8个样点的实部与虚部调换，经过上述处理后，在接收端根据第九式计算相关函数，从而获得相关函数的相位角。然后将相关函数的相位角与两个重复符号间的延迟样点数代入公式十中获得频偏估计值。

值得说明的是这里之所以采用短前导序列的后8个样点来估算频偏，原因在于：第9和第10个短前导符号的前8个样点经实虚部调换之后，若选取另一个符号与第9或第10个短前导符号的8个样点作频偏估计，可能由于经实虚部调换使得选取的两个时域符号不重复，从而使得频偏估计误差较大。

在上述实例中选取的短前导序列符号是两个相邻的训练符号，实际上，本发明并不限定选取的短前导序列的训练符号位置，可以是相邻，也可以是不相邻，现实应用场合，考虑到波形的稳定与识别的方便，选取的训练符号一般为相邻的两个训练符号。

本实施例中提到在进行粗频偏估计时会选取连续符号的后8个样点进行时域相关求频偏，同样地，本发明也可在短前导序列特殊处理(即实虚部调换)的基础上，相应地选取前8个样点进行时域相关求频偏。本发明中提到在进行细频偏估计时会选取第6和第10个短前导序列的后8个样点进行时域相关求频偏，同样地，也可选取其他延迟64个样点的短前导序列的后8个样点进行时域相关求频偏，这里选取的规则，要与短前导序列的特殊处理(即实虚部调换)相对应，只要保证选取的两段符号相等，即可完成该频偏估计。此外，为了提高估算频偏的速度和精度，一般选择的两个重复符号不相邻，因为不相邻的两个重复符号的延迟样点数比相邻的重复符号大，由此估计的频偏范围更精确。

本发明除提供了应用于无线通信的频偏估计方法的实施例外，相应地，还提供了应用于无线通信的频偏估计装置的实施例。参见附图8，本装置实施例800包括符号选取单元801、调换处理单元802、相关运算单元803、判断单元804和频偏估计单元805，其中：符号选取单元801，用于从待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；调换处理单元802，用于将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；相关运算单元803，用于对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；判断单元804，用于判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发频偏估计单元803；频偏估计单元803，用于从该相关值的峰值对应的短前导序列的符号中选择两个符号，根据该两个符号的延迟样点数计算得到频偏估计值。本装置实施例800的工作过程与前述的方法实施例对应，这里不再重复叙述。这里值得注意的是：当无线通信系统工作在单工模式时，一个信号的帧频偏估计过程是通过接收端和发送端的配合完成的，本实施例中符号选取单元、调换处理单元位于发送端，相关运算单元、判断单元和频偏估计单元则位于接收端，这些功能单元之间通过信道连接构成一个装置；当无线通信系统工作在双工模式时，信号的频偏估计过程交叉进行，一个终端作为接收端进行信号频偏估计时需运行符号选取单元、调换处理单元，作为接收端进行信号频偏估计时则运行相关运算单元、判断单元和频偏估计单元，这时上述功能单元之间作为一个整体装置发挥作用。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种应用于无线通信的帧同步方法，其特征在于，该方法包括：

选取待发送信号的短前导序列中的至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则根据该至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，从待发送信号的短前导序列中选取的符号个数为两个符号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述两个符号为相邻的两个符号。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述两个符号为短前导序列的最后两个符号。

5.一种应用于无线通信的帧同步装置，其特征在于，该装置包括：符号选取单元、调换处理单元、相关运算单元、判断单元和同步点确定单元，其中：

所述符号选取单元，用于从待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

所述调换处理单元，用于将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

所述相关运算单元，用于对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

所述判断单元，用于判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发同步点确定单元；

所述同步点确定单元，用于根据所述至少两个相关值峰值对应的时钟点确定帧同步点。

6.一种应用于无线通信的频偏估计方法，其特征在于，该方法包括：

选取待发送信号的短前导序列中的至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则从该相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择两个符号，根据该两个符号的延迟样点数计算得到频偏估计值。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，从待发送信号的短前导序列中选取的符号个数为两个符号。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述两个符号为相邻的两个符号。

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，从相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择的两个符号不相邻。

10.一种应用于无线通信的频偏估计装置，其特征在于，该装置包括：符号选取单元、调换处理单元、相关运算单元、判断单元和频偏估计单元，其中：

所述符号选取单元，用于从待发送信号的短前导序列中选取至少一个符号，将选取的符号的样点等分为前后两组；

所述调换处理单元，用于将两组样点中的一组进行实部、虚部调换处理，处理后将信号发送出去；

所述相关运算单元，用于对接收到的包含短前导序列的信号进行相关运算，得到相关值序列；

所述判断单元，用于判断相关值序列中是否存在至少两个相关值峰值，该相关值峰值的间隔为其他相关值峰值间隔的一半，如果是，则触发频偏估计单元；

所述频偏估计单元，用于从该相关值峰值对应的短前导序列的符号中选择两个符号，根据该两个符号的延迟样点数计算得到频偏估计值。

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