CN1988525A - 一种正交频分复用系统的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用系统的同步方法，包括：发端先构造前导/同步序列，将OFDM数据符号与前导/同步序列一起发射出去；基于接收端OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；基于前导序列和CP进行小数倍频偏估计，并进行小数倍频偏补偿；在一次同步输出的同步点的集合范围内，把小数倍频偏补偿后接收到的长前导符号与该前导符号进行时域互相关，找到时间二次同步点；然后，利用短前导符号的时域特征与接收的该前导序列经频偏补偿后，进行时域相关运算，获得整数倍频偏估计，然后进行整数倍频偏补偿。采用所述方法，提高同步精度，减小运算量。

Description

一种正交频分复用系统的同步方法

技术领域

本发明涉及一种正交频分复用无线接收系统中时间同步和频率同步的方法，属于无线或有线通信领域。

背景技术

随着数字信号处理技术和高速器件的发展，正交频分复用(OFDM)在DVB、DSL和WLAN等系统中得到了成功的应用。OFDM在频域把频谱分成若干个正交的子信道，各子信道的载波相互重叠，提高了频谱利用率。由于各子信道的带宽相对较窄，因此对整个发射带宽信号来讲频率选择性信道对于各个子信道信号来讲是平坦衰落的，均衡可对每个子载波分别进行，大大简化了接收机结构。由于OFDM具有频谱利用率高、均衡简单的优点，非常适合于高速的有线和无线传输，因此得到了广泛研究。

与单载波系统相比，OFDM在具有以上优点的同时，也有着自身的缺点：对频率偏移非常敏感。为了采用OFDM技术，载波偏差与子载波间隔相比较，必须很小，否则OFDM的解调性能将受到很大影响。然而由于收发信机频率稳定度和用户的高速移动等影响，这一要求很难得到满足，必须采用先进的信号处理技术来估计并补偿这种频偏。同时，OFDM系统的码元定时必须落在循环前缀(CP)允许的范围内，否则FFT解调窗口内将包含非当前码元的信息，将引起码元间的干扰。因此，有效的定时同步对OFDM也相当重要。

利用已知的信息进行同步分析，如CP信息，是当前比较流行的处理方法，如van de Beek J J等在97年IEEE Trans.SP第7期发表的文章“ML Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM System”。同样也有文献介绍利用附加信息进行同步的方法，如Schmidl等在1996年6月20号在美国申请的申请号为666237，公开号为US 5732113的“Timingand frequency synchronization of OFDM signals”专利，该专利提出了利用两个同步前导符号进行符号、频率同步的方法，第一个同步符号中包含两个完全相同的部分(频域特征为偶数的载波全为0)，使用相关的方法可以得到码元同步信息，利用同步时刻输出的相位信息对频偏进行校正，但频偏估计范围小于一个子载波间隔。利用第一次估计出来的频偏对两个前导符号进行频率补偿然后进行FFT运算，利用前后两个前导符号在频域的特征对整数倍子载波频偏进行估计，将两次估计的频偏相加即得到最终的频偏估计结果，实现了OFDM系统的同步。但是由于频偏估计精度不高，在信道均衡后必须加相位跟踪，否则将引起星座图的旋转，导致系统的性能下降。

赖纳博特等2002年1月29号在加拿大申请的申请号为02806607.3，公开号为CA 1531808A的“OFDM接收机的频率和时间同步化的方法”提出了在时间、频率两维窗口内进行搜索以得到时间和频率的同步方法。该方法首先确定时间同步和频率同步的窗口，但这要利用一些先验信息，比如最大频偏范围，最大时延范围等，然后用每一个可能的时间和频率组合来对接收信号进行解调，均衡，判断。当同步没有误差或者误差很小时，解调信号中的误差最小。该方法避免了使用过多的符号进行同步，提高了系统资源利用率，然而这是以两维搜索的巨大运算量换得的，同时该方法得不到频偏的闭式解。

因而现有技术存在缺陷，有待于改进和发展。

发明内容

本发明的目的是提供一种正交频分复用无线系统中的同步方法，即提供一种OFDM通信系统中时间一次同步、小数倍频偏估计、时间二次同步以及整数倍频偏估计的方案，从而使得OFDM接收系统在以较小系统资源的代价下通过低复杂度算法实现码元同步，并且可以利用所有的已知信息实现高精度的频偏估计，包括利用可利用的前导符号和可利用的CP等已知信息。

本发明具体是这样实现的：

一种正交频分复用系统的同步方法，包括如下步骤：

第1步，发端先构造前导/同步序列，将OFDM数据符号与前导/同步序列一起发射出去；

第2步，基于接收端OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；

第3步，基于前导序列和CP进行小数倍频偏估计，并进行小数倍频偏补偿；

第4步，在一次同步输出的同步点的集合范围内，把小数倍频偏补偿后接收到的长前导符号与该前导符号进行时域互相关，找到时间二次同步点；

第5步，找到时间二次同步点后，利用短前导符号的时域特征与接收的该前导序列经频偏补偿后，进行时域相关运算，获得整数倍频偏估计，然后进行整数倍频偏补偿。

所述第1步中，

所述前导/同步序列，包括循环前缀及PN序列，前导序列包括两个前导符号；

所述前导符号均有重复的长度不同的PN序列构成，依据PN序列长度不同分为长前导符号和短前导符号；

所述PN序列的长度由有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一，可为二分之一，四分之一，或其他的值。

所述第2步中，

所述时序一次处理，可选取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一个数为判决门限，得到一次同步后的最佳同步点的集合。

所述第3步中，

利用一次同步点集合中的第一个同步点，将可利用的所有前导符号和CP分别进行相同点数的FFT运算，利用FFT最大通道的输出获得小数倍频偏的估计，并进行小数倍频偏补偿；

所述FFT的点数取大于子载波的数目，且点数越大，精度越高。

所述第5步中，

若频偏值大于OFDM系统子载波间隔时，频偏不仅包含小数倍还包含若干个整数倍，此时利用缓冲的采样数据和同步点的信息，选择短前导符号做整数倍的频偏估计。

本发明所述方法，由于采用在本发明的OFDM通信系统中时域一次同步和二次同步方法以及高精度的小数倍频偏估计和大范围的整数倍频偏估计的方案，大大提高了同步精度，在满足工作要求的精度的同时可以去掉信道均衡后的载波相位跟踪部分，简化接收机的结构，并没有耗费过多的系统资源，不会增加系统的冗余，并且运算量很小，非常利于工程实现。

总之，本发明所公开的一种无线OFDM系统的同步方法，所述的方法独特、新颖，和传统的基于CP同步、基于多个前导符号和多维搜索的方法相比具有如下特点：

1.仅需要一个前导符号即可实现OFDM的时间同步，为时间同步而耗费的系统资源比较小；

2.避免了完全利用CP相关同步的方法中要求CP长度要远远大于最大多径延时的约束，进一步提高了系统资源利用率；

3.实现同步精度较高，其在时域二次同步输出的相关峰相当尖锐，在极大值周围的输出都很小，很容易进行判决，并且由于时间一次同步已经对同步点范围进行了估计，因此时域二次同步运算量不大；

4.可以仅用一个短前导符号实现较大范围的频偏估计，这是基于CP等方法无法做到的，并且频率同步运算量很小。

5.可利用所有的已知的信息进行小数倍频偏估计，从而极大的提高CFO的估计精度，MSE比单独用长前导提高6-7dB左右，比单独用短前导符号提高1-2dB，频偏估计的精度得到了很大的提高。在没有增加系统的冗余的情况下，只需要进行相关的FFT运算和次数不多的加法运算即可。

6.由于频偏估计精度的提高，可以省去在信道估计和信道均衡后的载波相偏跟踪，简化接收机的结构的同时，可省去每个OFDM符号中为进行载波相位跟踪而插入的导频，提高系统的频带利用率。

总之，本发明所提出的OFDM同步方法在大大提高同步精度的同时，并没有增加系统的冗余，甚至在某些情况下可提高系统的频带利用率，并且运算量很小，非常利于工程实现。

附图说明

图1为本发明的所述正交频分复用无线系统中的同步方法的实施流程图；

图2为本发明的正交频分复用无线系统中的同步方法中时域一次同步方法图；

图3为本发明的正交频分复用无线系统中的同步方法中高精度小数倍频偏估计方法图；

图4为本发明的正交频分复用无线系统中的同步方法中时域二次同步方法图。

具体实施方式

以下结合附图，将对本发明的具体实施例进行较为详细的说明。

本发明的技术方案包括：

一种可获得高精度的小数倍频偏估计的正交频分复用无线系统中的时间、频率同步方法，其特征在于发端先构造前导/同步序列，将OFDM数据符号与前导/同步序列一起发射出去；收端进行同步的方法包括：时域一次同步；基于前导序列和CP进行小数倍频偏估计；时域二次同步；以及利用前导序列的整数倍频偏估计方法。所述方法包括下述步骤：

a)、所述的发端在组帧时构造前导/同步序列，其优选方案包括循环前缀及PN序列，前导序列可包括两个前导符号，其时域特征为长度为N_I的PN序列重复I次，其中I＝N/N_I，N为OFDM的子载波数，两个前导符号进行重复的PN序列长度不同，分别称之为长前导符号和短前导符号。与OFDM数据符号成帧后由天线发射；

b)、所述的时域一次同步方法优选方案为基于接收端OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，并且相关结果对相关序列能量进行归一化处理，即为时域一次同步处理，可选取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一个数为判决门限，即可得到一次同步后的最佳同步点的集合。

c)、所述的基于前导序列和CP进行小数倍频偏估计的方法优选方案为利用一次同步点集合中的第一个同步点，将可利用的所有前导符号和CP分别进行相同点数的FFT运算，利用FFT最大通道的输出获得小数倍频偏的估计，并进行小数倍频偏补偿。

d)、所述的时域二次同步方法包括在一次同步输出的同步点集合范围内，把小数倍频偏补偿后的接收到的长前导符号与该前导符号进行时域互相关，找到时间二次同步点；

e)、所述的整数倍频偏估计包括找到时域二次同步点后，利用短前导符号的时域特征与接收的该前导序列经频偏补偿后，进行时域相关运算，获得整数倍频偏估计，然后进行整数倍频偏补偿。

所述的同步方法，其中，所述前导/同步符号包括两个部分，第一部分为所述循环前缀，第二部分则是由长度相同的PN序列构成的前导符号组成，其长度都为有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一，可为1/2、1/4或其他的值，为了保证正交频分复用系统的发生的整数倍频偏不会超过估计范围，根据实际情况设计短前导符号时域上重复的次数。

所述的同步方法，其中，还包括利用前导符号进行同步，其同步输出得到一个包含最佳的同步点的集合，并在相关极值输出的后一半即没有正交频分复用符号块间干扰时选取同步点。

假设按照IEEE802.16d的前导结构进行OFDM的同步，子载波数目为256。假设接收信号的第k次采样输出为r(k)，由经过信道的信号和接收机噪声构成。采样信号被缓冲，缓冲长度大于一个OFDM符号，然后将缓冲信号延时一个符号长度进行相关处理以得到时域一次同步信息。

首先，如图2所示的，缓冲信号和被延迟N点的信号被同步送入相关器，延迟时间为一个有效的OFDM符号时间，如果对应的采样频率为N倍子载波间隔，那么延迟采样数为N，否则将改变，本发明仅仅讨论前者，但并不失一般性；相关器进行如下操作：

$b\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}r(m+k)r^{*}(m+k+N)---\left(1\right)$

其中，P表示长CP符号的长度，r为接收序列。当k时刻落在CP符号的长度范围内，该相关的输出很大，否则输出很小，并且相关峰长度约为CP符号的长度。上述相关输出可以通过如下公式(2)迭代实现：

b(k+1)＝b(k)-r(k)r^*(k+N)+r(P+k)r^*(P+k+N)    (2)

因而降低了相关运算量。

所述相关器的输出对相关时间长度内的信号功率归一化，利用归一化输出并经由检测装置实现时间同步判决，检测门限由系统提供，然而正如前面讨论的那样，该同步误差较大，特别是在复杂信道情况下，并且由于相关长度受限，不能充分利用整个符号的功率，因此相关受噪声影响较大。

本发明中时域一次同步中并不用来实现同步判决，而是将可能的同步点(相关峰较大的点)位置记为{k₁，k₂，…，k_n}作为输出，并经由滑动相关前导序列的时域二次同步完成最终的同步。

接着取可能的同步点的第一个点用来作小数倍频偏估计。本发明中该方法可利用上所有的可利用的已知信息。分别对符合要求的前导符号和CP进行相同点数的FFT。为了获得高精度，FFT的点数需取大于子载波的数目，点数越大，精度越高。对能量进行归一化后，对频偏进行联合估计。所述的频偏估计方法需要进行如下的操作。

$\widehat{\mathrm{\ξ}}=\arg \max \{\frac{1}{M_S}\underset{n=0}{\overset{N_S-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_s^H\left(\mathrm{\ξ}\right)y_s\left(n\right)\right|}^2+\frac{1}{M_L}\underset{n=0}{\overset{N_L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|a_L^H\left(\mathrm{\ξ}\right)y_L\left(n\right)\right|}^2$

(3)式中

为频偏估计值。第一部分为短前导符号，M_S为短前导符号的时域重复次数，N_S为短符号的PN重复序列的长度，其中

    y_s(n)＝[y_s(1，n)…y_s(M_S，n)]^T，n＝0，…，N_S-1  (4)

$a_s\left(\mathrm{\ξ}\right)={[1,e^{j2\mathrm{\π\ϵ}},...,e^{j2\mathrm{\π}(M_S-1)\mathrm{\ϵ}}]}^T,\mathrm{\ϵ}=N_S\mathrm{\ξ}---\left(5\right)$

(□)^T表示转置。

第二部分为长前导符号，M_L为长前导符号的时域重复次数，N_L为长前导符号的PN重复序列的长度，其中

y_L(n)＝[y_L(1，n)…y_L(M_L，n)]^T，n＝0，…，N_L-1    (6)

$a_L\left(\mathrm{\ξ}\right)={[1,e^{j2\mathrm{\π\ϵ}},...,e^{j2\mathrm{\π}(M_L-1)\mathrm{\ϵ}}]}^T,\mathrm{\ϵ}=N_L\mathrm{\ξ}---\left(7\right)$

第三部分分别为所有符号的CP部分，N_CP表示CP的长度，每个OFDM符号在时域上包含一个与CP完全相同的部分，M_CP等于2，其中

y_cp(n)＝[y_cp(1，n)…y_cp(M_cp，n)]^T，n＝0，…，N_cp-1    (8)

$a_{\mathrm{cp}}\left(\mathrm{\ξ}\right)={[1,e^{j2\mathrm{\π\ϵ}},...,e^{j2\mathrm{\π}(M_{\mathrm{cp}}-1)\mathrm{\ϵ}}]}^T,\mathrm{\ϵ}=N_{\mathrm{cp}}\mathrm{\ξ}---\left(9\right)$

这样便可利用全部可利用的CP的已知信息。如果系统仍然有其他的前导符合要求，可用相同的方法进行联合估计。

从(3)～(9)中可看出，其实每一个部分都是对时间相关的部分进行FFT后分别取模的平方，能量归一化后进行联合估计。其中FFT最大输出的通道即为频偏估计值。

其中，所有的FFT可以借助接收机中的FFT处理核实现。

如图4所示时域二次同步的方法。其输入为可能的同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}和缓冲的采样数据r(k)，输出为准确的同步点位置。充分利用长前导的结构设计，使得该方法的同步相关峰输出相当尖锐，有利于同步判决。同时，由于利用了整个符号的信号能量，因此在小信噪比情况下工作良好。所述时域二次同步方法中的相关需要进行如下操作

$c\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}^{*}(k+m)r(k+m+N/2),$

其中，s(k)为发送的前导序列，r(k)为进行小数倍频偏校正后接收的导频序列。显然，式(10)的相关过程不能用迭代实现，但是其运算仅限在一次同步点集合{k₁，k₂，…，k_n}范围内进行，因此其运算量并不是很大。同时，由于接收信号的时间采样序列经历了相同的衰落，因此所述时域二次同步在准确同步点时，当公式(10)同相相加，相关峰比较尖锐，最大值点为同步点。

所述时域同步的方法不受频偏的影响，然而，由于复信道的影响，直接由时域同步并不能得到整数倍频偏的估计。即直接由c(k_m)的相位信息不能得到频偏的估计。

第一种情况：在实际系统中，当收发信机的频率稳定度很高，并且考虑到多普勒影响后频偏值仍小于OFDM系统子载波间隔时，此时的频偏仅仅是小数倍的(对子载波间隔归一化后为一小数)。频偏估计只需进行小数倍频偏估计即可。

第二种情况：在实际系统中，当收发信机的频率稳定度不高，并且考虑到多普勒影响后其值远大于OFDM系统子载波间隔时，实际上频偏不仅包含小数倍的，而且还包含若干个整数倍(是子载波间隔的整数倍)。此时，仍需要进行如下的操作估计整数倍频偏。

在所述二次同步输出同步信息后，利用缓冲的采样数据r(k)和同步点信息k_m，选择短前导符号来做整数倍频偏的处理。需要按如下的步骤进行处理：

第一步：按照式(11)求相关。

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}^{*}(n+N_S)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S}{S}^{*}(n+N_S)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+N_S)T_S}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}{N}_S{T}_S}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_n\right|}^2---\left(11\right)$

式(11)中，r为接收到的经过小数倍频偏补偿的前导序列， $S_n=r_n{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_S},$ T_S为OFDM符号周期。

第二步：由(12)式进行估计

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{\mathrm{angle}\left(z\right)}{2\mathrm{\π}{N}_S{T}_S}---\left(12\right)$

显然如果M_S＝4，N_S＝64，则整数倍频偏估计的范围为[-2，2]。

系统收发信机的频率稳定度、系统支持的最大多普勒和子载波间隔是已知的，因此根据不同的系统参数设计很容易得知频偏估计是第一种情况还是第二种，根据不同情况进行不同的处理。如果整数倍频偏的倍数更大，则可构造更短的短前导符号。

本发明方法可将整个OFDM同步过程分为以下几个步骤：①构造前导并组帧发射；②结合CP的时域一次同步；③利用全部已知信息的的小数倍频偏估计；④利用所构造前导的时域二次同步；⑤频率同步。时域一次同步利用OFDM的CP信息为时域二次同步提供可能的同步点范围，小数倍频偏估计部分可利用所有符合要求的前导符号和CP，得到高精度的估计，时域二次同步部分针对所设计的前导进行相关处理，得到准确的同步信息，结合同步点并按照上面的描述可以得到大范围的频偏估计，最后输出OFDM的时间同步和频率同步值。

但应当理解的是，本发明的上述针对较佳实施例的描述较为具体，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (5)

1、一种正交频分复用系统的同步方法，其特征在于，包括如下步骤：

第1步，发端先构造前导/同步序列，将OFDM数据符号与前导/同步序列一起发射出去；

第2步，基于接收端OFDM符号中的CP进行有效符号长度的相关，相关结果对相关序列能量进行时域一次处理，得到一次同步后的最佳同步点的集合；

第3步，基于前导序列和CP进行小数倍频偏估计，并进行小数倍频偏补偿；

第4步，在一次同步输出的同步点的集合范围内，把小数倍频偏补偿后接收到的长前导符号与该前导符号进行时域互相关，找到时间二次同步点；

第5步，找到时间二次同步点后，利用短前导符号的时域特征与接收的该前导序列经频偏补偿后，进行时域相关运算，获得整数倍频偏估计，然后进行整数倍频偏补偿。

2、如权利要求1所述的正交频分复用系统的同步方法，其特征在于：

所述第1步中，

所述前导/同步序列，包括循环前缀及PN序列，前导序列包括两个前导符号；

所述前导符号均有重复的长度不同的PN序列构成，依据PN序列长度不同分为长前导符号和短前导符号；

所述PN序列的长度由有效正交频分复用数据长度的整数倍分之一，可为二分之一，四分之一，或其他的值。

3、如权利要求1所述的正交频分复用系统的同步方法，其特征在于：

所述第2步中，

所述时序一次处理，可选取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一个数为判决门限，得到一次同步后的最佳同步点的集合。

4、如权利要求1所述的正交频分复用系统的同步方法，其特征在于：

所述第3步中，

利用一次同步点集合中的第一个同步点，将可利用的所有前导符号和CP分别进行相同点数的FFT运算，利用FFT最大通道的输出获得小数倍频偏的估计，并进行小数倍频偏补偿；

所述FFT的点数取大于子载波的数目，且点数越大，精度越高。

5、如权利要求1所述的正交频分复用系统的同步方法，其特征在于：

所述第5步中，

若频偏值大于OFDM系统子载波间隔时，频偏不仅包含小数倍还包含若干个整数倍，此时利用缓冲的采样数据和同步点的信息，选择短前导符号做整数倍的频偏估计。

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