CN102104951B - 定时偏移估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种定时偏移估计方法及装置，该方法包括：将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为预定信道中信号占用的子载波数，预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH；将s(k)转换为功率序列b(k)；计算功率序列b(k)的中心；根据UE期望的峰值位置和中心计算定时偏移。本发明降低了计算的复杂度。

Description

定时偏移估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种定时偏移估计方法及装置。

背景技术

在长期演进(Long Term Evolution，简称为LTE)系统中，基站(evolved NodeB，简称为eNB或eNodeB)为了实现上行同步，需要每个用户设备(User Equipment，简称为UE)发出的上行信号都能同步达到基站，因此必须估计出每个UE的定时偏移，然后命令UE调整其发射时间。

相关技术中，有几种获取定时偏移的方法，不同方法的实现复杂度和估计精度有所不同。例如，LTE中物理随机接入信道(PhysicalRandom Access Channel，简称为PRACH)信道用于上行的随机接入，基站检测UE发出的PRACH信号，通过PRACH可以估计出初始的定时偏移；或者，也可以利用物理上行链路共享信道(PhysicalUplink Shared Channel，简称为PUSCH)的导频信号来估计上行的定时偏移。

通过PRACH估计定时偏移时，用Zadoff-Chu序列和接收到的PRACH频域符号做共轭相乘，然后通过离散傅立叶逆变换(InverseDiscrete Fourier Transform，简称为IDFT)变换到时域，通过搜索时域的峰值得到定时偏移。IDFT的点数越大，得到的时域序列越长，等价的时域信号采样周期也就越小，于是其时域的分辨率也就越高，因此，为了提高时域的分辨率，通常对频域符号进行大量补零操作，再做IDFT。然而，这种方法会导致IDFT的点数比较多，计算复杂度较高。

在通过PUSCH的导频信号DMRS来估计上行的定时偏移时，也存在类似的问题。假设其导频长度为M_sc ^RS，根据LTE标准，为了满足TA定时精度的要求，M_sc ^RS要大于等于128，否则需要在频域符号尾部补零后再做IDFT，同样增加了计算复杂度。

发明内容

本发明的目的在于提供一种定时偏移估计方法及装置，以解决相关技术中估计定时偏移时为了提高时域分辨率或定时精度，采用的IDFT点数较多导致计算复杂度较高的问题。

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种定时偏移估计方法，该方法包括：将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为预定信道中信号占用的子载波数，预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH；将s(k)转换为功率序列b(k)；计算功率序列b(k)的中心；根据UE期望的峰值位置和中心计算定时偏移。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种定时偏移估计装置，该装置包括：填零模块，用于将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为预定信道中信号占用的子载波数，预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH；转换模块，用于将s(k)转换为功率序列b(k)；第一计算模块，用于计算功率序列b(k)的中心；第二计算模块，用于根据UE期望的峰值位置和中心计算定时偏移。

通过本发明，将频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果两端填零，形成长度为信号占用的子载波数的序列及其功率序列，并通过计算该功率序列的中心来计算定时偏移，解决了估计定时偏移时为了提高时域分辨率或定时精度，采用的IDFT点数较多导致计算复杂度较高的问题，避免了频域符号大量补零的缺陷，不需要计算较大点数的IDFT，降低了计算的复杂度。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例的定时偏移估计方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的序列构造方式构造的长度为3M的序列的示意图；

图3是根据本发明实施例的定时偏移估计装置的结构框图；

图4是根据本发明实施例的定时偏移估计装置的详细结构框图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

本发明实施例提供了一种定时偏移估计方法，图1是根据本发明实施例的定时偏移估计方法的流程图，如图1所示，该方法包括以下步骤：

步骤S102，将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为预定信道中信号占用的子载波数，预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH。

以预定信道为PRACH为例，假设构成PRACH的Zadoff-Chu序列长度为N_zc，将其与接收到的频域符号(即，UE发送的频域符号)共轭相乘后，得到长度为N_zc的序列p(i)。根据LTE标准，UE通过PRACH发送的信号占用的子载波数为864或者144，对应的Zadoff-Chu序列长度相应为839和139。根据序列p(i)在子载波的映射位置，将p(i)两端填零，构造一个长度为PRACH信号占用的子载波数的新序列s(k)，根据目前的LTE标准，即将长度N_zc＝839的序列p(i)的变为长度为M＝864的序列s(k)，或者将长度N_zc＝139的序列p(i)变为长度为M＝144的序列s(k)。基于工程实施的可行性，可以任意选择M为一个合适的数值，并不限定于所述数值。

以预定信道为PUSCH为例，假设其导频DMRS(Demodulationreference signal)的长度为M_sc ^RS。将接收到的频域符号与DMRS共轭相乘后，得到长度为M_sc ^RS的序列p(i)。如果M_sc ^RS小于128，本发明实施例的方法适用，不需要任何的补零操作，序列s(k)＝序列p(i)，并且 $M=M_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{RS}}.$ 如果M_sc ^RS大于等于128，同样不需要任何的补零操作，本发明实施例的方法能进一步提高定时估计的精度。

步骤S104，将s(k)转换为功率序列b(k)。

步骤S106，计算功率序列b(k)的中心。

步骤S108，根据UE期望的峰值位置和中心计算定时偏移。

上述方法中，补零的个数远远小于现有技术中补零的个数，因此，解决了现有技术中需要进行较大点数的IDFT运算导致计算复杂度高，运算代价较大的问题。

优选地，将s(k)转换为功率序列b(k)包括：对s(k)进行M点IDFT变换，得到时域序列g(k)，并计算功率序列b(k)＝g(k)*[g(k)]^*，其中，[g(k)]^*表示g(k)的共轭。

以上时域序列g(k)是长度为M的时域信号，k＝0，...，M-1，功率序列b(k)为时域信号g(k)的功率值。该过程中M小于现有技术中的需要进行IDFT变换的序列长度，计算复杂度较低。

优选地，功率序列b(k)的中心包括功率序列b(k)的重心。需要说明的是，功率序列b(k)的中心可以包括多种中心表达形式，可以是功率序列b(k)的重心，也可以是其他种类的中心，例如，功率序列b(k)的算术平均值等，但是，利用功率序列b(k)的重心来估计定时偏移更加精确，能够显著提高估计精度，且有助于提高时域的分辨率。

优选地，上述的功率序列b(k)的重心 $d_w=\frac{\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}b(w-i)\·(w-i)}{\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}b(w-i)},$ 其中，w是b(k)中的最大值所对应的序号，K为整数且满足K≥2，2K+1≤CP_eq，CP_eq是OFDM系统原始采样频率下的循环前缀(CyclicPrefix，简称为CP)长度在IDFT之后的等价采样频率下折算得到的CP长度。根据该方法计算重心包括以下步骤1至步骤3：

步骤1，搜索序列b(k)的最大值，标记最大值出现的位置为w。

步骤2，利用最大值位置左边K个点和右边K个点，即，总共2K+1个点来计算重心位置。K的选择原则为至少大于等于2，同时2K+1不超过原始采样频率下的循环前缀长度在IDFT之后的等价采样频率下折算得到的CP长度。

步骤3，按照重心计算公式 $d_w=\frac{\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}b(w-i)\·(w-i)}{\underset{i=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}b(w-i)}$ 计算重心。

计算重心时，峰值出现的位置可能靠近序列b(k)的最左边或者最右边，比如w＝0，其左窗口的点将变为b(k)最右边的K个点。左右窗口点的位置应该保持连续性，不能出现±M跳变。因此，作为一种优选的方式，在w-i＜0的情况下，令b(w-i)＝b(w-i+M)；在w-i＞M-1的情况下，令b(w-i)＝b(w-i-M)。在实际应用中，可以采用以下等价方式实现上述过程：

将序列b(k)左右两侧各重复一次序列b(k)的原内容，构成长度为3M的序列，该长度为3M的序列的坐标为[-M，-M+1，...，-1，0，1，...，M-1，M，...，2M-1]。上述搜索最大值的过程仅在区间[0，M-1]进行，计算重心时坐标区间为[-M，2M-1]。图2是根据本发明实施例的序列构造方式构造的长度为3M的序列的示意图，该图中序列b(k)长度为5，坐标为[0，5]，构造出来的序列长度为15，坐标为[-5，9]。

优选地，定时偏移 $\mathrm{TA}=(d_0-d_w)*\frac{N_s}{M},$ 其中， $-\frac{M}{2}\≤(d_0-d_w)\≤\frac{M}{2},$ d₀是UE期望的峰值位置，N_s为原始系统采样频率下一个预定信道周期的采样点数。以预定信道为PRACH信道为例，根据目前的LTE标准，N_s为24576或者4096。以预定信道为PUSCH信道为例，根据目前的LTE标准，N_s为2048。

为了保证计算的准确性，(d₀-d_w)优选位于区间[-M/2，M/2]。因此，计算定时偏移之前，可以对(d₀-d_w)进行修正，以便使(d₀-d_w)满足 $-\frac{M}{2}\≤(d_0-d_w)\≤\frac{M}{2},$ 包括：在(d₀-d_w)＜-M/2的情况下，令(d₀-d_w)＝(d₀-d_w)+M；在(d₀-d_w)＞M/2的情况下，令(d₀-d_w)＝(d₀-d_w)-M。

由于d_w为实数，可能包含小数位，计算得到的TA也可能包含了小数位，因此，计算定时偏移之后，该方法还可以包括：判断定时偏移是否为小数，若是，则将定时偏移进行舍入取整操作。

以下通过具体实例详细描述本发明实施例提供的方法。

实例1

以下以预定信道为PRACH为例，并通过具体的实例详细说明上述定时偏移估计方法。

将长度为839的序列p进行填零操作，得到长度为864的序列s(k)，对该序列s(k)进行864点的IDFT变换之后，得到的时域信号为g(k)，计算其功率值依次为5，22，50，30，15，0，0，.....。

比较各个功率值，最大值出现的位置为w＝2。

窗口长度取为K＝2，则重心位置为(5*0+22*1+50*2+30*3+15*4)/(5+22+50+30+15)＝2.2295。

该UE期望的峰值位置为0，则定时偏移为TA＝(0-2.2295)*24576/864＝-63.4Ts，通过四舍五入，TA＝-63。如果考虑到实际的TA控制命令精度是16Ts的分辨率，可以再进一步处理。

实例2

该实例描述了左右窗口的坐标超过了[0，M-1]范围(即，w-i＜0或w-i＞M-1)以及(d₀-d_w)超出区间[-M/2，M/2]的情况下的详细处理过程。

例如，864点时域信号功率值依次为30，15，0，0，...，0，0，5，22，50。比较各个功率值，最大值出现的位置为w＝863。窗口长度取为K＝2，则右窗口两个点的坐标变为864和865。重心位置为(5*861+22*862+50*863+30*864+15*865)/(5+22+50+30+15)＝863.2295。该UE期望的峰值位置为0，偏移为0-863.2295＝-863.2295。

这个值超出了范围[-432，432]，经过调整，得到调整后的偏移是-863.2295+864＝0.7705，则定时偏移为TA＝0.7705*24576/864＝21.9164Ts，通过四舍五入，最后得到TA＝22。

该定时偏移估计方法不仅适用于PRACH信道，也适用于PUSCH信道。

根据本发明的实施例，还提供了一种定时偏移估计装置，该装置用于实现上述的定时偏移估计方法，图3是根据本发明实施例的定时偏移估计装置的结构框图，如图3所示，包括：填零模块32，用于将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为预定信道中信号占用的子载波数，预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH；转换模块34，连接于填零模块32，用于将s(k)转换为功率序列b(k)；第一计算模块36，连接于转换模块34，用于计算功率序列b(k)的中心；第二计算模块38，连接于第一计算模块36，用于根据UE期望的峰值位置和中心计算定时偏移。

图4是根据本发明实施例的定时偏移估计装置的详细结构框图，如图4所示，在图3的基础上，该装置还可以包括：判断模块42，连接于第二计算模块38，用于判断定时偏移是否为小数；取整模块44，连接于判断模块42，用于在判断模块判断为是的情况下，将定时偏移进行舍入取整操作。

综上所述，本发明实施例提供的方法不需要计算较大点数的IDFT，计算过程简单，估计精度较高，可以提高时域的分辨率。

需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种定时偏移估计方法，其特征在于，包括：

将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，所述序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为所述预定信道中信号占用的子载波数，所述预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH；

将所述s(k)转换为功率序列b(k)；

计算所述功率序列b(k)的中心；

根据所述UE期望的峰值位置和所述中心计算定时偏移。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述s(k)转换为所述功率序列b(k)包括：

对所述s(k)进行M点离散傅立叶逆变换IDFT变换，得到时域序列g(k)，并计算所述功率序列b(k)＝g(k)^*[g(k)]^*，其中，[g(k)]^*表示g(k)的共轭。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述功率序列b(k)的中心包括所述功率序列b(k)的重心。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述功率序列b(k)的重心

其中，w是所述b(k)中的最大值所对应的序号，K为整数且满足K≥2，2K+1≤CP_eq，CP_eq是OFDM系 统原始采样频率下的循环前缀CP长度在IDFT之后的等价采样频率下折算得到的CP长度。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

在w-i＜0的情况下，b(w-i)＝b(w-i+M)；

在w-i＞M-1的情况下，b(w-i)＝b(w-i-M)。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述定时偏移 

其中，

d₀是所述UE期望的峰值位置，N_s为原始系统采样频率下一个预定信道周期的采样点数。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，计算所述定时偏移之前，对(d₀-d_w)进行修正，以便使(d₀-d_w)满足

包括：

在(d₀-d_w)＜-M/2的情况下，令(d₀-d_w)＝(d₀-d_w)+M；

在(d₀-d_w)＞M/2的情况下，令(d₀-d_w)＝(d₀-d_w)-M。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，计算定时偏移之后，所述方法还包括：

判断所述定时偏移是否为小数，若是，则将所述定时偏移进行舍入取整操作。

9.一种定时偏移估计装置，其特征在于，包括：

填零模块，用于将序列p两端填零，得到序列s(k)，其中，所述序列p是将用户设备UE在预定信道上接收到的频域符号与Zadoff-Chu序列共轭相乘的结果，k＝0，...，M-1，M为所述预 定信道中信号占用的子载波数，所述预定信道包括：物理随机接入信道PRACH或物理上行链路共享信道PUSCH；

转换模块，用于将所述s(k)转换为功率序列b(k)；

第一计算模块，用于计算所述功率序列b(k)的中心；

第二计算模块，用于根据所述UE期望的峰值位置和所述中心计算定时偏移。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

判断模块，用于判断所述定时偏移是否为小数；

取整模块，用于在所述判断模块判断为是的情况下，将所述定时偏移进行舍入取整操作。 

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