CN104202134A - 终端设备 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种终端设备。移动通信系统包括通过无线信号相互通信的发送装置和接收装置，所述方法中，所述发送装置发送通知信号，所述信号中，时间长度定义为这样的时间，以便当以抽样频率进行抽样时，抽样数目是预定数目的多个质数的幂的乘积，所述质数取自较小的数；并且，所述接收装置通过对从所述发送装置接收到的信号执行预定信号处理，检测所述通知信号。

Description

终端设备
本申请是申请日为2007年9月29日，题为“一种终端设备”的发明专利申请No.200710161383.0的分案申请。
技术领域
本发明涉及移动通信系统中基站与终端设备之间的通信。
背景技术
在长期演进(LTE)移动通信系统中的基站与终端设备之间的空中接口上，通过与之相应的各类传输信道，传输控制信号与数据信号的各个逻辑信道。通过作为传输信道示例的随机接入信道(RACH)，传输前导码(preamble)和信息。
首先，在通过RACH传输前导码时，终端设备产生前导码。图1是示出产生前导码的一般方法的附图。如图1所示，使用Zadoff-Chu序列的零相关区域(ZC-ZCZ)序列的生成多项式，来从预定参数产生ZC序列，然后，对该ZC序列进行循环移位，从而生成该前导码。由上述参数值表示的、称为“签名(signature)”的信息，和/或循环移位量，被附加到所产生的前导码。该终端设备将循环前缀(CP)插入到所产生的前导码，并且，使用RACH来将插入了CP的前导码发送到上行链路。
基站设备检测从RACH上的上行链路接收到的前导码。更具体地，该基站设备计算多个预定前导码模式与所接收的信号之间的互相关值，基于所述互相关值检测前导码，识别从终端设备发送的前导码。
当验证已经从该终端设备接收到前导码时，该基站设备识别前导码和签名，并且通知该终端设备前导码已经被探测到。当接收到该通知时，该终端设备使用共享信道，将消息发送到上行链路。
然而，上述技术有下列问题。
在LTE移动通信系统中的基站与终端设备之间的各类传输信道上，发送/接收各类信号。如前所述，例如，通过RACH发送/接收前导码。然而，所发送/接收信号的长度的具体规则并没有定义。所需要的是定义对实现方式而言比较有效的信号长度。
发明内容
本发明的示例性目的在于提供一种移动通信系统及其信号传输方法，其使用具有对实现方式而言优选的信号长度的信号。
为了达到上述目的，根据本发明示例性方面的移动通信系统包括发送装置和接收装置。
所述发送装置发送通知信号，所述通知信号中，时间长度定义为这样的时间，以便当以抽样频率进行抽样时，抽样数目是预定数目的多个质数的幂的乘积，所述质数取自较小的数。所述接收装置通过对从发送装置接收到的信号执行预定信号处理，检测所述通知信号。
此外，根据本发明示例性方面的信号传输方法，是移动通信系统中的信号传输方法，该移动通信系统包括通过无线电信号相互通信的发送装置和接收装置，所述方法中，发送装置发送通知信号，所述信号中，时间长度定义为这样的时间，以便当以抽样频率进行抽样时，抽样数目是预定数目的多个质数的幂的乘积，所述质数取自较小的数；以及，接收装置通过对从所述发送装置接收到的信号执行预定信号处理，检测所述通知信号。
通过以下说明，并且参考示出了本发明各个示例的附图，本发明的上述及其他目的、特征和优点将更为明显。
附图说明
图1是示出产生前导码的一般方法的方框图；
图2是示出根据本发明的示例性方面的移动通信系统配置的方框图；
图3是示出终端设备12配置的方框图；
图4是示出基站设备11配置的方框图；
图5是示出示例中产生前导码的方框图；
图6是示出该示例中检测前导码的方框图；
图7是示出另一示例中检测前导码的方框图；以及
图8是示出合适的前导码长度的示例的表。
具体实施方式
下面，参照附图，详细说明本发明的示例性实施例。
图2是示出根据本发明的示例性方面的移动通信系统配置的方框图。参考图2，移动通信系统10包括基站设备11和终端设备12。基站设备11和终端设备12通过空中接口上的各类传输信道发送/接收各类信号。例如，终端设备12通过RACH发送前导码到基站设备11。此后，将集中说明通过RACH的前导码传输。
图3是示出终端设备12配置的方框图。参考图3，终端设备12包括信号产生器21、DFT部分22、子载波映射器23、IDFT部分24和CP插入器25。
信号产生器21产生要发送给基站设备11的前导码(RACH序列)。使用Zadoff-Chu序列的零相关区域(ZC-ZCZ)序列的生成多项式来从预定参数产生ZC序列，然后，对该ZC序列进行循环移位，从而生成前导码。由上述参数值表示的称为“签名(signature)”的信息和/或循环移位量被附加到所产生的前导码。该签名可用于数据传输。
信号产生器21产生的前导码是时域中的信号，并且具有预定时间长度。在本示例性实施例中，该预定时间长度(此后称为“前导码时长”)定义为这样的时间长度，以便当以该移动通信系统所使用的抽样频率进行抽样时获得的抽样数目(此后称为“前导码抽样数目”)是预定数目的多个质数的幂的乘积，所述质数取自较小的数。
DFT部分22通过离散傅里叶变换(DFT)，将信号产生器21产生的时域中的RACH序列转换为频域中的信号。
子载波映射器23将由DFT部分22转换到频域中的信号映射到预定子载波(指定的频率)。映射该RACH的子载波由基站参数等预先确定。
IDFT部分24将由子载波映射器23映射到子载波的频域信号通过逆向离散傅里叶变换(IDFT)转换为时域中的信号。因为由IDFT转换回时域的前导码的时间长度是上述前导码时长，优选地，用于IDFT的抽样数目是前导码抽样数目。
CP插入器25将由IDFT部分24转换回时域信号的前导码的结尾端作为循环前缀(CP)添加到所述前导码的开始端。通过RACH来发送由CP插入器25附加了CP的前导码。
图4是示出基站设备11配置的方框图。参考图4，基站设备11包括DFT部分31、乘法器32、IDFT部分33、功率转换器34和信号检测器35。
DFT部分31通过DFT，将由RACH从终端设备12接收到的信号，转换为频域中的信号。因为从终端设备12发送的前导码具有前导码时长，所以为了能让整个前导码成为DFT的输入，对于对应于前导码时长的抽样数目，将从对接收到的信号以抽样频率进行抽样得到的抽样输入到该DFT便已足够。然后，DFT部分31执行具有前导码抽样数目的DFT。
DFT的计算量取决于复数乘法的数目。例如，当由软件执行DFT时，复数乘法的数目越大，处理量越大。当由硬件执行DFT时，复数乘法的数目越大，电路规模(scale)越大。此外，DFT的复数乘法的数目取决于抽样数目而变化。如果抽样数目是能够由小质数的幂的乘积表达的值，那么，仅执行较少次数的复数乘法就足够了。
乘法器32执行从预定前导码模式到频域变换的模式与由DFT部分31变换到频域的信号的乘法。
注意，当存在一种预定前导码模式(ZC序列)时，并且当签名仅由针对该ZC序列的循环移位的移位数表示时，乘法器32仅需要将该一种前导码模式与DFT部分31的输出相乘。
此外，当预定了多个前导码模式(ZC序列)时，并且当签名由多个ZC序列表示时，乘法器32将多个前导码模式中的每个模式与DFT部分31的输出相乘。在这种情况，这样的结构便已足够：其中，以多个乘法器来实现乘法器32，而且，DFT部分31的输出被分割并输入到每个乘法器。
IDFT部分33将由乘法器32的乘法操作获得的信号，通过IDFT方法转换为时域中的信号。相应地，可以获得通过RACH接收到的信号与信号模式之间的互相关值。注意，如果该结构中以一个乘法器实现乘法器32，则IDFT部分33具有提供一个IDFT的结构便已足够。此外，如果该结构中以多个乘法器来实现乘法器32，则IDFT部分33具有提供对应于各个乘法器的多个IDFT的结构便已足够。
功率转换器34通过平方操作，将由IDFT部分33获得的互相关值转换为对应于电功率的值。
信号检测器35检测来自功率转换器34的输出的前导码。更具体地，如果在功率转换器34的输出中有高互相关值，则信号检测器35确定检测到前导码。此外，这时，信号检测器35判断出获得高互相关值的模式的前导码是由终端设备12发送的前导码。
由功率转换器34获得的互相关值延迟曲线中的峰值时间指出了检测到前导码的时间。信号检测器35可以从检测到前导码的时间获得循环移位量。此外，信号检测器35可以基于所识别的前导码的模式和/或循环移位量，识别签名。
在根据本发明的示例性实施例的移动通信系统中，因为前导码的时间长度定义为这样的时间长度，以便当以抽样频率进行抽样时，抽样数目是预定数目的多个质数的幂的乘积，所述质数取自较小的数，所以，在基站设备11进行少量检测前导码的计算便已足够。
在根据本发明的示例性实施例的移动通信系统中，因为基站设备11在下述结构中具有这样的DFT抽样数目，该抽样数目是预定数目的多个质数的幂的乘积，所述质数取自较小的数，其中，在该结构里，接收到的信号由DFT转换到频域，在频域中，该信号被与前导码模式相乘，而且，该信号由IDFT转换回时域，所以，只要求在基站设备11进行少量使用DFT的计算。
此外，对于移动通信系统，可以考虑使用各种小区半径的系统设计。如果小区半径较大，优选地，CP长度和保护时间都相应地扩展。因此，优选地，根据小区半径，对于前导码时间长度和抽样数目使用不同的值。
以下说明本实施例的具体示例。
《RACH前导码的产生》
以下说明终端设备12(发射机)中RACH前导码的产生方案。首先，产生时域ZC序列。这里，所产生的ZC序列的数目是质数。然后，将它映射到所分配的频率。此外，所产生的ZC序列的抽样频率可以变换，以便适应发射机的抽样频率，其通常为1.92x2N MHz。
图5示出了一种典型方法。这类似于用于DFT扩频OFDM信号的常用TX信号产生。其差异在于，因为IDFT之后的抽样数目可能不是2N，所以使用了IDFT而不是IFFT。(在1.92MHz1毫秒的抽样数目是1920个抽样，因此最接近2N的数(小于1920)是1024，这显得太小)。
《RACH前导码的检测》
对于RACH前导码的检测，可以考虑两种方法。一种是滑动相关器，另一种使用DFT和IDFT。在本文件中，对于这两种方法，复杂度由所要求的乘法评估。
为了比较两种方法，作为示例，RACH前导码的长度假设为1800个抽样1.92MHz，即，0.9375毫秒。
《方法A：滑动相关器》
该方法为每个签名计算所接收的信号与RACH序列的相关。也能为每个延迟计算相关。然后，按照下式计算复数乘法的数目NCML：
NCML＝NPRE x NRANGE x NSGN
其中，NPRE是前导码长度，NRANGE是搜索范围，NSGN是签名数目。最大搜索范围等于循环移位长度，其通常用签名数目除前导码长度而得到，即，NPRE＝NRANGE/NSGN。因此，
NCML＝(NPRE)2
对NPRE＝1800的情况，得到
NCML＝(1800)2＝3,240,000
《方法B：通过DFT的检测》
图6示出该方法的方框图。首先，接收到的信号被DFT转换到频域，并与经傅里叶转换的RACH序列相乘。然后，通过由IDFT转换回时域而获得相关。
使用这种方案，获得其范围最高为前导码长度的循环延迟的延迟曲线。因此，因为签名等于传播延迟，所以可以同时检测由同一ZC序列的循环移位而产生的每个签名。
按照下式计算复数乘法的数目NCML：
NCML＝NDFT x2+NPRE，
其中，NDFT是DFT或IDFT要求的复数乘法的数目。使用公知技术，可以缩略为：
对NCMI＝1800的情况，得到
NCML＝1800x(2x3+3x2+5x2)x2+1800＝81,000。
在这个例子中，复数乘法的数目缩减为方法1(滑动相关器)的1/40。这是由于当DFT点的数目可以被分解为小质数时，用于DFT的复数乘法的数目得到缩减的事实。
从以上说明，缩减复数乘法的数目所要求的条件是，RACH前导码的抽样数目能够分解为小质数。因此，我们建议，令RACH前导码的抽样数目为2K X3L X5M，其中，K、L和M是整数。
根据这个要求，获得合适的RACH前导码长度，如图8的列表所示，这里抽样频率假设为1.92MHz。CP长度、保护时间和所期望的小区半径如列表所示。这里，延迟扩展假设为5μs。
此外，令RACH前导码的抽样数目为2K X3L X5M X7N，其中，N也是整数，这也是有效的。根据这个式子，在图8之外，以下数字也可以成为RACH前导码的抽样数目的候选：1890、1792、1764、1750、1715、1701、1680、1575、1568、1512、1470、1372。
图7示出另一应用。在这个情况，不仅通过循环移位产生签名，而且通过使用多个ZC序列产生签名。因此，在DFT之后，将信号分割，用不同的ZC序列与之相乘，并且，分别由IDFT进行转换。
虽然使用了特定术语说明本发明的示例性优选实施例，但是，这样的说明仅仅是为了示例的目的，而且，应当理解的是，可以对本发明进行变化和改动而不脱离本发明所附权利要求书的精神或范围。
本申请基于2006年10月3日提交的申请号为No.2006-271455的日本专利申请、2006年12月15日提交的申请号为No.2006-338372的日本专利申请、2007年8月15日提交的申请号为No.2007-211717的日本专利申请，并要求所述申请的优先权，所述申请的全部内容以参考的方式包含在本申请中。

Claims (2)

1.一种终端设备，包括：
傅里叶变换单元，该傅里叶变换单元通过傅里叶变换将上行链路信号转换为频域中的信号，其中，基于表示为2K X3L X5M的变量来确定在所述傅里叶变换中使用的抽样的数目，其中，K、L和M是一组整数；
映射单元，该映射单元将由所述傅里叶变换单元转换的所述上行链路信号映射到预定的子载波；
逆傅里叶变换单元，该逆傅里叶变换单元通过逆傅里叶变换将由所述映射单元映射的信号转换为时域中的信号；以及
其中所述终端设备与长期演进LTE移动通信系统的基站通信。
2.一种基站设备，包括：
接收单元，该接收单元接收来自终端设备的上行链路信号；以及
傅里叶变换单元，该傅里叶变换单元通过傅里叶变换将所述上行链路信号转换为频域中的信号，其中，基于表示为2K X3L X5M的变量来确定在所述傅里叶变换中使用的抽样的数目，其中，K、L和M是一组整数；
其中所述基站设备与长期演进LTE移动通信系统的所述终端设备通信。
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