JP5460383B2

JP5460383B2 - 受信装置

Info

Publication number: JP5460383B2
Application number: JP2010043175A
Authority: JP
Inventors: 和明石岡
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-02-26
Filing date: 2010-02-26
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2030-02-26
Also published as: JP2011182127A

Description

本発明は、ランダムアクセスプリアンブルにＺＣ（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ）系列を使用した信号の受信装置に関する。

３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）において標準化が行われているＬＴＥ（Long Term Evolution）の仕様では、上りランダムアクセスプリアンブル（ランダムアクセスチャネルのプリアンブル）に時間軸上で定義されるＺＣ（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ）系列を使用するように規定されている（下記非特許文献１参照）。

ＬＴＥを適用した通信の受信側（受信装置）では、受信信号と送信候補のコード番号のＺＣ系列の相互相関演算を行って相関ピークを検出することにより、ランダムアクセスプリアンブルを検出する。このような相関ピークを検出してランダムアクセスプリアンブルの検出を行う受信装置は、たとえば下記特許文献１に記載されている。

特許文献１に記載された受信装置では、受信信号をＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）により周波数軸上の信号に変換し、この変換後の受信信号に対して、周波数軸上に変換したＺＣ系列の共役複素数を乗算する。そして、この結果をＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：離散フーリエ逆変換）して時間軸上の信号に変換し、その振幅の２乗を計算することにより相関ピークを検出する（振幅の２乗値のピークを相関ピークとして検出する）。なお、送信されるＺＣ系列のコード番号の候補が複数ある場合は複数のコード番号それぞれに対応するＺＣ系列を使用して同じ計算をする。ＤＦＴの処理にはＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を用いることで処理量を削減できる。

また、下記非特許文献２では、ＺＣ系列をＤＦＴにより周波数軸上へ変換する手法について開示されており、この手法によれば、ＺＣ系列に対するＤＦＴではＦＦＴ等の煩雑な計算が不要である。

特開２００８−１７２７５１号公報

３ＧＰＰＴＳ３６．２１１："Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical Channels and Modulation"，V9.0.0(2009-12) S.Beyme and C.Leung，"Efficient computation of DFT of Zadoff-Chu sequences"，IET Electronics Letters，Volume 45 Issue 9 pp461-463，April 23 2009

特許文献１には、ランダムアクセスプリアンブルの検出を少ない演算量で行う手法について記載されているが、更なる演算量の削減が求められる。すなわち、特許文献１に記載の方法では相互相関演算を行う場合に３回のＤＦＴの計算（時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換する処理、および逆の処理）が必要であり、処理量と消費電力が十分に削減されたとは言い難く、ＤＦＴの実行回数削減が望まれる。またこのとき、非特許文献２に記載の手法を適用することによりＺＣ系列のＤＦＴにかかる計算量を削減することができるが、それでもまだ煩雑なユークリッドの互除法の計算が必要である。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＺＣ系列と受信信号の相関演算において、ＤＦＴの計算回数を従来よりも削減し、さらにユークリッドの互除法などの煩雑な計算も不要とした受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ランダムアクセスプリアンブルにＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列であるＺＣ系列を使用した信号の受信装置であって、受信信号に対してＤＦＴを実行するＤＦＴ手段と、受信信号に適用されているＺＣ系列の候補のＺＣ系列を生成するＺＣ系列生成手段と、前記ＺＣ系列生成手段で生成されるＺＣ系列に応じた手順で、前記ＤＦＴ手段からの出力信号を並べ替える第１の並べ替え手段と、前記第１の並べ替え手段からの出力信号と前記ＺＣ系列生成手段から出力されるＺＣ系列とを乗算する乗算手段と、前記第１の並べ替え手段における手順と逆の手順で、前記乗算手段からの出力信号を元の並び順に並べ替える第２の並べ替え手段と、前記第２の並べ替え手段からの出力信号に対してＩＤＦＴを実行するＩＤＦＴ手段と、前記ＩＤＦＴ手段からの出力信号の電力値を算出する電力変換手段と、前記電力変換手段で算出された電力値に基づいて、前記受信信号と前記ＺＣ系列生成手段で生成されたＺＣ系列の相関ピークを検出するピーク検出手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、従来必要であったＺＣ系列に対するＤＦＴ処理が不要となり、少ない演算量でランダムアクセスプリアンブルを検出できるという効果を奏する。

図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。図２は、ＺＣ系列生成部の構成例を示す図である。図３は、並べ替え部の構成例を示す図である。図４は、並べ替え部の構成例を示す図である。図５は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、ランダムアクセスプリアンブルにＺＣ系列が使用されている信号の受信装置であり、図示したように、時間軸上の受信信号を周波数軸上の信号に変換するＤＦＴ部１と、ＺＣ系列を生成するＺＣ系列生成部２と、ＤＦＴ部１で変換された後の信号を並べ替える並べ替え部３と、並べ替え部３からの出力信号に対してＺＣ系列生成部２で生成されたＺＣ系列を乗算する乗算部４と、乗算部４からの出力信号を並べ替える並べ替え部５と、並べ替え部５からの出力信号を時間軸上の信号に変換するＩＤＦＴ部６と、ＩＤＦＴ部６からの出力信号の電力値を算出する電力変換部７と、電力変換部７からの出力信号のピークを検出してランダムアクセスプリアンブルを検出するピーク検出部８と、を備える。

以下、本実施の形態の受信装置が信号を受信した場合に実行する特徴的な動作について説明する。本実施の形態の受信装置が受信する信号のランダムアクセスプリアンブルに適用されているＺＣ系列を次式（１）のように定義する。なお、この定義は、上記の非特許文献１に記載されているものである。

式（１）において、Ｎ_ZCはコード周期であり素数の８３９が用いられる。ｕはＺＣ系列のコード番号（非特許文献１で定義されている“Physical root sequence number”に相当）であり、１〜８３８の整数の何れかの値をとる。ｎは整数であり時間順のサンプル番号を示す。

ＤＦＴ部１は、受信信号に対してＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実行し、周波数軸上の信号に変換する。受信信号をａ(k)、（ｋは時間順のサンプル番号)とし、またＤＦＴ出力（ＤＦＴ実施後の周波数軸上の信号）をｂ(f)とした場合、ＤＦＴ部１で実行する信号変換処理（ＤＦＴ）は次式（２）で表わされる。

上式（２）において、ＮはＤＦＴサイズであり、ＺＣ系列の１周期あたりのサンプル数と一致する。また、ｆは整数である。なお、ＤＦＴ部１などのＤＦＴを実行する回路では、式（２）で示した通りの計算を行うと処理量が膨大になるため、一般にはＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて周波数軸上の信号に変換する。

図２は、ＺＣ系列生成部２の構成例を示す図である。図示したように、ＺＣ系列生成部２は、２系統の入力を加算する第１の回路と、この加算器からの出力値ｘとＺＣ系列のコード周期Ｎ_zcを比較してｘ≧Ｎ_zcならばｘからＮ_zcを減算した結果を出力ｙとし、またｘ≧Ｎ_zcでなければｘをそのまま出力ｙとする回路、すなわち入力ｘをＮ_zcで割ったときの余り（ｘｍｏｄＮ_zc）を出力する第２の回路と、この回路からの出力値ｙを所定期間保持しておく第３の回路とからなる演算回路を２段備え、また、２段目の演算回路からの出力値に応じたＺＣ系列を出力するＺＣ系列出力回路を備える。１段目の演算回路にはコード番号ｕが入力され、各演算回路において第３の回路からの出力は後段の回路（２段目の演算回路またはＺＣ系列出力回路）に入力されるとともに同一演算回路内の第１の回路にも入力される。以下に、ＺＣ系列生成部２を図２に示した回路構成で実現できる理由について説明する。

上式（１）で示したＺＣ系列Ｘ_u(ｎ)は、複素平面の単位円をＮ_zc分割した点のみをとり、式（１）を変形すると次式（３）と（４）の２つの式となる。

θの値は０からＮ_zc−１の整数のみに限定されているため、式（３）はＲＯＭを用いたテーブル引きで構成できる。式（４）はさらに次式（５）に変形できる。

この式（５）は、ｕを２回積分する構成の回路で表現でき、mod Ｎ_zcは、積分結果がＮ_zcに達した場合に入力値ｘからＮ_zcを減算することで実現できる。

したがって、ＺＣ系列生成部２は、図２に示したような、式（５）に示した積分およびmod Ｎ_zcを計算する回路（２段構成の演算回路）と、式（３）に示した計算を行う回路（ＺＣ系列出力回路）とにより実現できる。

また、上記の式（１）で定義されたＺＣ系列に対するＤＦＴは次式（６）のように定義できる。なお、ｆは整数である。

式（６）における右辺の要素の周期性より、以下の式（７）が成り立つ。なお、上付きの‘＊’は複素共役を表す。

この式（７）で示したように、Ｆ_zc(uf)は、ｘ_u(f)^*に対してｕに依存した固定値Ｃ_uを乗算することにより求めることができる。

ＺＣ系列はＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Autocorrelation）コードでありＷｉｅｎｅｒ−Ｋｈｉｎｔｃｈｉｎｅの定理より電力スペクトルは完全に白色である。よってＺＣ系列のＤＣ成分であるＣ_uの振幅はｕによらず一定であり以下の式（８）が成り立つ。

位相については数値計算でｋが０〜Ｎ−１の範囲でΣｘ_u(ｋ)を求める以外の解法は得られていない。しかしながら、３ＧＰＰのＬＴＥにおけるＲＡＣＨプリアンブル（ランダムアクセスプリアンブル）の検出で使用する情報、すなわち、ピーク検出部８における相関ピーク検出で使用する情報は電力値であり、また電力は振幅に依存するので、位相情報は不要である。さらに、振幅値も固定であるため、上記Ｃ_uは無視してＦ_zc(uf)＝ｘ_u(f)^*として扱って差し支えない。

したがって、従来は周波数軸上の信号に変換したＺＣ系列の共役複素数と周波数軸上の信号に変換した受信信号とを乗算してＩＤＦＴ部６への入力信号を生成していた処理、すなわち、ｅ(f)＝Ｆ_zc(f)^*・ｂ(f)としていた計算をｅ(uf)＝Ｆ_zc(f)^*・ｂ(uf)とし、さらにｅ(uf)＝ｘ_u(f)・b(uf)とすることで、ＺＣ系列のＩＤＦが不要となる。

そのため、本実施の形態の受信装置では、並べ替え部３および５を備え、並べ替え部３では、ｃ(f)＝ｂ(uf)と変換し、並べ替え部５では、ｄ(f)＝ｅ(uf)と変換する。

図３は、並べ替え部３の構成例を示す図である。並べ替え部３は、Ｎ_zc個以上のアドレスがあるメモリを用いて実現できる。具体的には、前段のＤＦＴ部１からの入力値ｂ(f)をｕｆの初期値に対応するアドレスの領域からアドレス順にメモリに書き込み、また、ｕｆ mod Ｎ_zcで特定されるアドレス（読み出しアドレス）の領域から値を順次読み出すことにより、並べ替えを行う。

図４は、並べ替え部５の構成例を示す図である。上記の並べ替え部３と同様に、並べ替え部５は、Ｎ_zc個以上のアドレスがあるメモリを用いて実現できる。具体的には、前段の乗算部４からの入力値ｄ(f)を、ｕｆ mod Ｎ_zcで特定されるアドレス（書き込みアドレス）の領域に順次書き込み、また、ｕｆの初期値に対応するアドレスの領域からアドレス順に読み出すことにより、並べ替えを行う。この並べ替え部５では、並べ替え部３とは逆の操作を行い、並べ替え部３で並べ替えられた信号を本来の並び順に戻す。

ＩＤＦＴ部６は、並べ替え部５からの出力ｅ(f)に対してＩＤＦＴ（離散逆フーリエ変換）を実行し、周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換する。ＩＤＦＴ出力をｆ(k)、（ｋは時間順のサンプル番号)とすると、ＩＤＦＴ部６で実行する信号変換処理は次式（９）で表わされる。

上式（９）において、ＮはＤＦＴサイズであり、ＺＣ系列の１周期のサンプル数と一致する。なお、ＩＤＦＴ部６では、上式（９）で示した通りの計算を行うと処理量が膨大になるため、一般にはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）を用いる。

電力変換部７は、ＩＤＦＴ部６からの出力である複素数ｆ(k)の振幅の２乗値である|ｆ(k)|²を算出してｇ(k)として出力する。なお、後段のピーク検出部８では大小関係さえ保存されればピークを検出できるので、電力変換部７は、振幅値|ｆ(k)|を出力してもよい。

ピーク検出部８は、電力変換部７から出力されたＮ個のｇ(k)データの最大となるｋを検出することにより、受信信号とＺＣ系列の相関ピークを検出する（ランダムアクセスプリアンブルを検出する）。このとき、通常は閾値判定を行い、最大値が閾値以下の場合は検出なしとした検出結果を出力する。また、複数の端末が同時に異なるコードで送信した信号を検出するために、最大ピークだけでなく２番目や３番目のピークも同時に検出する構成とする場合もある。

このように、本実施の形態の受信装置では、受信信号を周波数軸上の信号に変換した後、ＺＣ系列のコード周期およびコード番号に基づいて周波数軸上の信号を並べ替え、並べ替えた後の信号に対してＺＣ系列を乗算してから元の並び順に戻し、さらに時間軸上の信号に戻した信号の電力値に基づいて受信信号とその候補のＺＣ系列の相関ピークを検出することとした。これにより、従来必要であったＺＣ系列に対するＤＦＴ処理が不要となり、少ない演算量でランダムアクセスプリアンブルを検出できる。また、演算量の削減に伴って、消費電力の削減と装置規模の小型化を実現できる。

実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１の受信装置よりもさらにＦＦＴの回数を削減した受信装置について説明する。

図５は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、ＺＣ系列生成部２、乗算部４、ＩＤＦＴ部６、並べ替え部９、電力変換部７およびピーク検出部８を備える。図５に示した受信装置は、実施の形態１の受信装置（図１参照）からＤＦＴ部１、並べ替え部３および並べ替え部５を削除し、ＩＤＦＴ部６と電力変換部７の間に並べ替え部９を追加したものである。なお、実施の形態１の受信装置と同じ符号が付された構成要素の基本動作は、実施の形態１の受信装置と同様である。本実施の形態では、実施の形態１の受信装置と異なる部分についてのみ説明を行う。

ここでは、受信信号ａ(k)とＺＣ系列ｘ_u(k)の相互相関ｆ(t)を次式（１０）のように定義する。

この式（１０）は、次式（１１）のように変形できる。

Σのｋの範囲は周期がＮであることを考慮すると、この式（１１）は次式（１２）の様に修正できる。

ここで、周期Ｎの系列ｃ_kのＩＤＦＴが次式（１３）で定義されるとする。

なお、ｃ_k＝ａ(k)x_u(k)^*である。この場合、上式（１２）は次式（１４）となる。
ｆ(t)＝ｘ_u(ｔ−１)^*・Ｆc(ut) …（１４）

また、実施の形態１と同様に、ピーク検出部８におけるピーク検出では位相情報は不要でありｘ_u(t)は一定振幅であることを考慮すると「ｆ(t)＝Ｆ_c(ut)」として扱っても差支えない。すなわち、相互相関ｆ(t)のピークを、周期Ｎの系列ｃ_kのＩＤＦＴ結果Ｆ_c(t)をＦ_c(ut)に変換したものを用いて検出することが可能である。

よって、本実施の形態の受信装置では、図５に示したように、乗算部４は、時間軸上の受信信号に対してＺＣ系列を乗算し、得られた乗算結果に対してＩＤＦＴ部６がＩＤＦＴを行い、ＩＤＦＴ結果を並べ替え部５が並べ替える。本実施の形態の並べ替え部５が実行する並べ替え処理は、実施の形態１の並べ替え部３で実行している処理と同様である。そして、電力変換部７は、並べ替え部５から出力された信号の電力値を算出する。なお、並べ替え部５で用いるメモリはＦＦＴの入力と出力に用いるメモリ（ＩＤＦＴ部６で使用しているメモリ）と共用することが可能である。

このように、本実施の形態の受信装置では、受信信号にＺＣ系列を乗算した後、ＩＤＦＴを行い、さらにＩＤＦＴ結果をコード番号およびコード周期に基づいた手順で並べ替え、並べ替え実施後の信号の電力ピークを検出することでプリアンブルコードを検出することとした。これにより、ＺＣ系列を乗算する前に受信信号をＤＦＴして周波数軸上の信号に変換する処理が不要となるので、実施の形態１の受信装置と比較して、さらに演算量を削減できる。

以上のように、本発明にかかる受信装置は、無線通信システムに有用であり、特に、ランダムアクセスプリアンブルにＺＣ系列を使用した信号の受信装置に適している。

１ＤＦＴ部
２ＺＣ系列生成部
３，５，９並べ替え部
４乗算部
６ＩＤＦＴ部
７電力変換部
８ピーク検出部

Claims

ランダムアクセスプリアンブルにＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列であるＺＣ系列を使用した信号の受信装置であって、
受信信号に適用されているＺＣ系列の候補のＺＣ系列を生成するＺＣ系列生成手段と、
受信信号と前記ＺＣ系列生成手段から出力されるＺＣ系列とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段からの出力信号に対してＩＤＦＴを実行するＩＤＦＴ手段と、
前記ＺＣ系列生成手段で生成されるＺＣ系列に応じた手順で、前記ＩＤＦＴ手段からの出力信号を並べ替える並べ替え手段と、
前記並べ替え手段からの出力信号の電力値を算出する電力変換手段と、
前記電力変換手段で算出された電力値に基づいて、前記受信信号と前記ＺＣ系列生成手段で生成されたＺＣ系列の相関ピークを検出するピーク検出手段と、
を備えることを特徴とする受信装置。