CN101984613A - 一种低速率bpsk突发信号码速率估计方法 - Google Patents

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CN101984613A CN2010105650775A CN201010565077A CN101984613A CN 101984613 A CN101984613 A CN 101984613A CN 2010105650775 A CN2010105650775 A CN 2010105650775A CN 201010565077 A CN201010565077 A CN 201010565077A CN 101984613 A CN101984613 A CN 101984613A
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Abstract

本发明公开了一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，先对接收到的采样频率为fs的BPSK信号的r(n)下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n=0，1，……，N-1；本发明原理简单，计算量小，易于实现；采用直线拟合，具有更高的稳健性，而且原理简单，不涉及复杂运算，适用于工程应用；通过对实际采集的信号分析表明，由该方法得到的估计值对常规的码速率估计算法进行辅助时，取得了优越的性能。

Description

一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法
技术领域
本发明涉及数字通信中一种BPSK（Binary Phase Shift Keying，二元数字相移键控）信号码速率估计方法，具体是低速率BPSK突发信号码速率的一种估计方法。
技术背景
BPSK调制因其抗噪性能良好而在卫星通信等数字通信系统中得到广泛应用。对数字通信系统来说，发送端所采用的码速率是接收端进行解调的一项必不可少的参数，而在非合作通信信号分析中，码速率只能由接收数据估计得到，因此，如何提高码速率估计的精度对非合作通信具有极其重要的意义。在突发数据通信中，当信号的码速率特别低时，接收数据中的符号个数往往非常少，只有十几个甚至几个，此时，传统的适用于符号个数比较多的场合下的估计方法往往会失效，需要由其他方法缩小码速率估计值的取值范围，以此辅助传统的估计方法，从而提高估计精度。
目前，低速率BPSK突发信号码速率估计中，用于约束码速率取值范围的方法主要有两种：一种是在频域由带宽辅助估计；另一种是在时域将基带信号高、低电平持续时间的最小值作为符号周期来辅助估计。对低码率信号，当符号个数比较少时，带宽估计自身就是一个难点，而基带信号高、低电平持续时间的最小值有可能会是符号周期的某个倍数，从而给出错误的辅助估计范围。
发明内容
本发明旨在提出一种适用于低码率BPSK突发信号的码速率估计方法，基于上述的时域辅助估计方法，采用直线拟合，比上述方法具有更高的稳健性，而且原理简单，不涉及复杂运算，适用于工程应用。
本发明的技术方案如下：
一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：先对接收到的采样频率为                                                
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE001
的BPSK信号
Figure 349621DEST_PATH_IMAGE002
下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，此处，因为码速率和符号周期呈倒数关系，所以对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n = 0，1，……，N-1。
对所述BPSK信号
Figure 266761DEST_PATH_IMAGE002
的载波频率进行估计后进行正交下变频处理，是对接收到的信号BPSK信号
Figure 46499DEST_PATH_IMAGE002
分别乘以一个
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE003
信号和一个
Figure 504025DEST_PATH_IMAGE004
信号并进行低通滤波，然后低通滤波输出的两路信号分别称作I路（In-phase，同相）输出信号和Q路（Quadrature，正交）输出信号。其中，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE005
是载波频率
Figure 876319DEST_PATH_IMAGE006
的估计值，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE007
是载波相位
Figure 761099DEST_PATH_IMAGE008
的估计值。
在下变频处理时，对载波相位进行扫描指的就是载波相位的估计值
Figure 28132DEST_PATH_IMAGE007
获取的过程，也就是载波相位估计过程，具体实施时将
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE009
等间隔划分为若干份，并进行扫描。因为当
Figure 289349DEST_PATH_IMAGE005
=
Figure 958228DEST_PATH_IMAGE006
且
Figure 951592DEST_PATH_IMAGE010
=
Figure 768238DEST_PATH_IMAGE008
时，信号
Figure 505250DEST_PATH_IMAGE003
将与发送端载波同频同相，此时的I路输出信号的能量达到最大值，所以，可以通过I路输出信号能量最大化作为准则对载波相位进行估计，实现载波相位的同步。
当发送端基带信号不进行成形处理时，在I路输出的信号是经过信道而产生失真并叠加了噪声的方波信号；其中：n = 0，1，……，N-1。
所述迟滞比较器的正向门限值
Figure 592417DEST_PATH_IMAGE012
和反向门限值
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE013
分别设置如下：
Figure 84578DEST_PATH_IMAGE014
其中：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE015
是一个正的经验参数，
Figure 388520DEST_PATH_IMAGE016
是一个指示函数，当条件
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE017
成立时，指示函数
Figure 725961DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE019
；反之，当条件
Figure 369432DEST_PATH_IMAGE020
成立时，指示函数
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE021
，
Figure 268380DEST_PATH_IMAGE022
。这里并没有定义情况下指示函数的取值，因为出现
Figure 59618DEST_PATH_IMAGE023
的概率为0，同时，将
Figure 138433DEST_PATH_IMAGE023
的情况并入到上述两种情况中的任意一个均可。
对校正后的信号
Figure 698727DEST_PATH_IMAGE024
进行差分运算，得到信号；其中：n = 0，1，……， N-2)：
Figure 470374DEST_PATH_IMAGE026
Figure 483329DEST_PATH_IMAGE025
取值为2或者-2的位置是基带信号正负电平的交替处（因为定义指示函数的值等于+1或者-1，也就是经过整形的信号
Figure 365835DEST_PATH_IMAGE024
的取值只有+1或-1，而
Figure 718319DEST_PATH_IMAGE025
又是
Figure 224649DEST_PATH_IMAGE024
相邻两点的差值，所以取值只能是-2或0或者+2。
Figure 662583DEST_PATH_IMAGE025
等于0的地方代表没有符号交替，而等于-2或者+2的地方代表
Figure 618087DEST_PATH_IMAGE024
有符号交替），也就是符号发生更替的边界处。因此，由
Figure 731536DEST_PATH_IMAGE025
可以得到符号更替处的索引值序列
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE027
 (其中：j = 0， 1， ……， L，这里记的元素个数为L+1)，进而得到高、低电平的持续期序列
Figure 943392DEST_PATH_IMAGE028
：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE029
其中：j = 0， 1， ……， L-1。
所述高、低电平的持续期序列
Figure 67206DEST_PATH_IMAGE028
中的每一项都近似等于发送符号周期T的某个倍数。
对所述的高、低电平持续期序列进行升序排序，得到排序后的序列
Figure 322006DEST_PATH_IMAGE030
 (其中：j = 0， 1， ……， L-1)，则取
Figure 350004DEST_PATH_IMAGE030
的中位数为参考长度
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE031
：
 。
高、低电平持续期中的最小值，也就是
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE033
的第一项
Figure 845894DEST_PATH_IMAGE034
的取值近似等于符号周期T（符号周期指的是数字通信中，用于代表一个发送符号的信号的持续时间）的1倍、2倍、3倍，或者4倍，而大于4倍的概率非常低。从实验中观察到，
Figure 745717DEST_PATH_IMAGE034
的取值通常都近似等于符号周期T的1倍，偶尔出现近似等于符号周期2倍的情况。
记：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE035
于是
Figure 374144DEST_PATH_IMAGE031
不大于符号周期的n_max倍。
设
Figure 675812DEST_PATH_IMAGE031
是符号周期的i倍，相应的，高、低电平持续期序列
Figure 600168DEST_PATH_IMAGE030
的每一项是符号周期的
Figure 987287DEST_PATH_IMAGE036
倍，即有：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE037
其中的
Figure 419406DEST_PATH_IMAGE038
的含义是四舍五入。
对排序后的高、低电平持续期序列采用最小二乘直线拟合，则有：
对e关于T求导，并令导数等于0，则可以得到符号周期的估计值：
Figure 372318DEST_PATH_IMAGE040
同时，得到拟合误差为：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE041
这样，对i从1到n_max按如上步骤扫描，总结成伪代码如下：
for  i = 1 to n_max
for  j = 0 to L-1
     
Figure 169373DEST_PATH_IMAGE037
；
end
Figure 840526DEST_PATH_IMAGE042
；
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE043
；
end
则取对应拟合误差最小的符号周期估计值为符号周期的最终估计值，若拟合误差存在若干个最小值，则取符号周期长的，也就是上述i值小的符号周期估计值为码速率的最终估计值。
本发明的有益效果如下：
本发明原理简单，计算量小，易于实现；采用直线拟合，具有更高的稳健性，而且原理简单，不涉及复杂运算，适用于工程应用；通过对实际采集的信号分析表明，由该方法得到的估计值对常规的码速率估计算法进行辅助时，取得了优越的性能。
附图说明
图1为本发明的流程图
图2为本发明的迟滞比较器输入输出特性曲线示意图
图3 为本发明的基带信号及校正后的实例信号示意图。
具体实施方式
如图1所示，一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，先对接收到的采样频率为
Figure 577800DEST_PATH_IMAGE001
的BPSK信号
Figure 588481DEST_PATH_IMAGE002
下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，此处，因为码速率和符号周期呈倒数关系，所以对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n = 0，1，……，N-1。
对所述BPSK信号的载波频率进行估计后进行正交下变频处理时，得到I路输出信号和Q路输出信号，同时对载波相位进行扫描，由I路输出信号能量最大化实现载波相位的同步；当发送端基带信号不进行成形处理时，在I路输出的信号是经过信道而产生失真并叠加了噪声的方波信号
Figure 714886DEST_PATH_IMAGE011
；其中：n = 0，1，……，N-1。
对所述失真并叠加噪声的方波信号，利用迟滞比较器的迟滞特性进行校正，得到校正后的信号；其中：n = 0，1，……，N-1。
所述迟滞比较器的正向门限值和反向门限值
Figure 492852DEST_PATH_IMAGE013
分别设置如下：
Figure 76280DEST_PATH_IMAGE014
其中：
Figure 388313DEST_PATH_IMAGE015
是一个正的经验参数，实验中得到，将
Figure 373586DEST_PATH_IMAGE015
设置为0.9时取得了较好的性能；
Figure 683345DEST_PATH_IMAGE016
是一个指示函数，当条件
Figure 317851DEST_PATH_IMAGE017
成立时，指示函数
Figure 371258DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 273354DEST_PATH_IMAGE019
；反之，当条件
Figure 754014DEST_PATH_IMAGE020
成立时，指示函数
Figure 46455DEST_PATH_IMAGE021
，
Figure 965870DEST_PATH_IMAGE022
。这里并没有定义情况下指示函数的取值，因为出现的概率为0，同时，将
Figure 419351DEST_PATH_IMAGE023
的情况并入到上述两种情况中的任意一个均可。
对校正后的信号
Figure 814560DEST_PATH_IMAGE024
进行差分运算，得到信号
Figure 921276DEST_PATH_IMAGE025
；其中：n = 0，1，……， N-2)：
Figure 9317DEST_PATH_IMAGE026
取值为2或者-2的位置是基带信号正负电平的交替处（因为定义指示函数的值等于+1或者-1，也就是经过整形的信号的取值只有+1或-1，而又是
Figure 262127DEST_PATH_IMAGE024
相邻两点的差值，所以取值只能是-2或0或者+2。
Figure 16456DEST_PATH_IMAGE025
等于0的地方代表
Figure 753468DEST_PATH_IMAGE024
没有符号交替，而等于-2或者+2的地方代表有符号交替），也就是符号发生更替的边界处。因此，由
Figure 769015DEST_PATH_IMAGE025
可以得到符号更替处的索引值序列
Figure 745061DEST_PATH_IMAGE027
 (其中：j = 0， 1， ……， L，这里记
Figure 849545DEST_PATH_IMAGE027
的元素个数为L+1)，进而得到高、低电平的持续期序列
Figure 493016DEST_PATH_IMAGE028
：
Figure 890500DEST_PATH_IMAGE029
其中：j = 0， 1， ……， L-1。
所述高、低电平的持续期序列
Figure 619421DEST_PATH_IMAGE028
中的每一项都近似等于发送符号周期T的某个倍数。
对所述的高、低电平持续期序列进行升序排序，得到排序后的序列
Figure 258530DEST_PATH_IMAGE030
 (其中：j = 0， 1， ……， L-1)，则取
Figure 764598DEST_PATH_IMAGE030
的中位数为参考长度
Figure 43132DEST_PATH_IMAGE031
：
Figure 925638DEST_PATH_IMAGE032
 。
高、低电平持续期中的最小值，也就是
Figure 278122DEST_PATH_IMAGE033
的第一项
Figure 784452DEST_PATH_IMAGE034
的取值近似等于符号周期T（符号周期指的是数字通信中，用于代表一个发送符号的信号的持续时间）的1倍、2倍、3倍，或者4倍，而大于4倍的概率非常低。从实验中观察到，
Figure 222386DEST_PATH_IMAGE034
的取值通常都近似等于符号周期T的1倍，偶尔出现近似等于符号周期2倍的情况。
记：
于是
Figure 177890DEST_PATH_IMAGE031
不大于符号周期的n_max倍。
设
Figure 25760DEST_PATH_IMAGE031
是符号周期的i倍，相应的，高、低电平持续期序列
Figure 950991DEST_PATH_IMAGE030
的每一项是符号周期的
Figure 237616DEST_PATH_IMAGE036
倍，即有：
Figure 564692DEST_PATH_IMAGE037
其中的
Figure 911359DEST_PATH_IMAGE038
的含义是四舍五入。
对排序后的高、低电平持续期序列采用最小二乘直线拟合，则有：
Figure 323886DEST_PATH_IMAGE039
对e关于T求导，并令导数等于0，则可以得到符号周期的估计值：
Figure 86306DEST_PATH_IMAGE040
同时，得到拟合误差为：
Figure 831670DEST_PATH_IMAGE041
这样，对i从1到n_max按如上步骤扫描，得到拟合误差最小值对应的符号周期估计值，即为符号周期的最终估计值，若拟合误差存在若干个最小值，则取符号周期长的，也就是上述i值小的符号周期估计值为码速率的最终估计值。
如图3所示，采样率
Figure 286922DEST_PATH_IMAGE044
，码速率的真实值为174.22KHz，采样点数为56250个。图中的点线为下变频得到的基带信号
Figure 249062DEST_PATH_IMAGE011
，实线为基带信号经过迟滞比较器后的信号
Figure 815173DEST_PATH_IMAGE024
。
从图中可知：高、低电平持续期序列
Figure 851262DEST_PATH_IMAGE028
共有三项，分别为：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE045
，
Figure 539732DEST_PATH_IMAGE046
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE047
排序后的序列
Figure 989168DEST_PATH_IMAGE030
分别为：
Figure 93390DEST_PATH_IMAGE048
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE049
，
Figure 830925DEST_PATH_IMAGE050
由以上结果可得：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE051
，
Figure 690297DEST_PATH_IMAGE052
对i从1到n_max扫描时，采用最小二乘直线拟合得到符号周期估计值分别为：
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE053
，
Figure 361449DEST_PATH_IMAGE054
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE055
，
Figure 534942DEST_PATH_IMAGE056
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE057
对应的拟合误差分别为：
Figure 607940DEST_PATH_IMAGE058
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE059
，
Figure 139678DEST_PATH_IMAGE060
，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE061
，
Figure 235810DEST_PATH_IMAGE062
由拟合误差可见，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE063
和
Figure 744151DEST_PATH_IMAGE064
最小，则取标号i = 2，也就是
Figure 937235DEST_PATH_IMAGE031
约为符号周期的2倍时的估计值为最终估计值，
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE065
，对应的码速率估计值为176.66KHz，接近真实值174.22KHz。
显然，
Figure 76093DEST_PATH_IMAGE066
和
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE067
约为2个符号周期，而
Figure 721838DEST_PATH_IMAGE068
约为3个符号周期，一个符号周期约为
Figure 2010105650775100002DEST_PATH_IMAGE069
，可见，采用上述方法做出了正确的估计，而如果用常规的时域辅助方法，则符号周期的估计值为
Figure 535335DEST_PATH_IMAGE066
，即约为真实符号周期的2倍，对应的码速率的估计值为88.42KHz，从而给出错误的码速率约束范围。

Claims (10)

1.一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：先对接收到的采样频率为                                               的BPSK信号下变频得到基带信号，由迟滞比较器对基带信号波形进行整形，再对经过整形的信号进行差分运算并由此得到高、低电平持续期序列，然后由高、低电平持续期序列进行最小二乘直线拟合，得到拟合误差，由拟合误差的大小选出符号周期的估计值，对符号周期取倒数即得到码速率的估计值；其中：n = 0，1，……，N-1。
2.根据权利要求1所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对所述BPSK信号
Figure 571531DEST_PATH_IMAGE004
，在得到载波频率的估计值后进行正交下变频处理时，同时对载波相位进行扫描，得到I路输出信号和Q路输出信号，由I路输出信号能量最大化实现载波相位的同步；当发送端基带信号不进行成形处理时，在I路输出的信号是经过信道而产生失真并叠加了噪声的方波信号
Figure DEST_PATH_IMAGE006
；其中：n = 0，1，……，N-1。
3.根据权利要求2所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对所述失真并叠加噪声的方波信号，利用迟滞比较器的迟滞特性进行校正，得到校正后的信号
Figure DEST_PATH_IMAGE008
；其中：n = 0，1，……，N-1。
4.根据权利要求1或3所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：所述迟滞比较器的正向门限值
Figure DEST_PATH_IMAGE010
和反向门限值
Figure DEST_PATH_IMAGE012
分别设置如下：
其中：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
是一个正的经验参数，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
是一个指示函数，当条件
Figure DEST_PATH_IMAGE020
成立时，指示函数
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，
Figure DEST_PATH_IMAGE024
；反之，当条件
Figure DEST_PATH_IMAGE026
成立时，指示函数，。
5.根据权利要求3所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对校正后的信号
Figure 597125DEST_PATH_IMAGE008
进行差分运算，得到信号
Figure DEST_PATH_IMAGE032
：
其中：n = 0，1，……， N-2；
由得到符号更替处的索引值序列
Figure DEST_PATH_IMAGE036
，其中：j = 0， 1， ……，L；那么
Figure 347092DEST_PATH_IMAGE036
的元素个数为L+1，进而得到高、低电平的持续期序列
Figure DEST_PATH_IMAGE038
：
Figure DEST_PATH_IMAGE040
其中：j = 0， 1， ……， L-1。
6.根据权利要求5所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对所述高、低电平的持续期序列
Figure 487086DEST_PATH_IMAGE038
进行升序排序，得到排序后的序列
Figure DEST_PATH_IMAGE042
，其中：j = 0，1，……，L-1；取
Figure 191737DEST_PATH_IMAGE042
的中位数为参考长度
Figure DEST_PATH_IMAGE044
：
Figure DEST_PATH_IMAGE046
 。
7.根据权利要求6所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：所述参考长度
Figure 733577DEST_PATH_IMAGE044
不大于符号周期的n_max倍，该n_max倍数为：
Figure DEST_PATH_IMAGE048
。
8.根据权利要求7所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：设参考长度
Figure 232691DEST_PATH_IMAGE044
是符号周期的i倍，高、低电平持续期序列的每一项是符号周期的
Figure DEST_PATH_IMAGE050
倍，即有：
Figure DEST_PATH_IMAGE052
其中的
Figure DEST_PATH_IMAGE054
的含义是四舍五入。
9.根据权利要求8所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：对排序后的高、低电平持续期序列采用最小二乘直线拟合，得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE056
；
对e关于T求导，并令导数等于0，则得到符号周期的估计值：
Figure DEST_PATH_IMAGE058
；
同时，得到拟合误差为：
Figure DEST_PATH_IMAGE060
；
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE062
；
i从1到n_max取值，按上述步骤扫描，得到与拟合误差最小值对应的符号周期估计值，即为符号周期的最终估计值。
10.根据权利要求9所述的一种低速率BPSK突发信号码速率估计方法，其特征在于：当得到的拟合误差存在若干个最小值，则比较符号周期的长度，取所述i值小的符号周期估计值为码速率的最终估计值。
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