CN111082835A - 高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明要解决的主要问题：找到一种高动态下直扩DPSK信号的伪码相差—多普勒频偏二维联合捕获方法，实现大多普勒频偏下直扩DPSK信号的捕获。包括以下步骤：首先通过载波对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理；之后将接收信号和本地伪码送入延迟器中进行延迟相关处理，根据修正后的信号的相关峰值位置得到多普勒频偏估计值，再利用多普勒频偏值对载波进行修正；之后用修正后的载波对直扩DPSK信号进行下变频处理；最后采用码相位压缩的方法对多路连续相位本地伪码与多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行相关，获取伪码估计值。本发明能够实现高动态下直扩DPSK信号的捕获，完成伪码相位和多普勒频偏的联合估计，具有较小的多普勒频偏估计误差性能，且具有很好的伪码相位捕获性能，捕获时间短，从而保证接收信号在进入信号跟踪处理模块之前即已得到较好的粗同步，复杂度较低，具有较强的实用价值。

Description

高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法

技术领域

本发明属于数字通信技术领域，涉及扩频通信系统的中频全数字接收和伪码、多普勒频偏捕获，是一种高动态下直扩DPSK信号的伪码相位—多普勒频偏二维联合捕获方法。

背景技术

伪码具有抗干扰能力、抗衰落能力强、低截获率、隐蔽性好等特点，在诸多领域中得到广泛应用，因此研究伪码的捕获至关重要。传统的伪码捕获方法有滑动相关法和匹配滤波法，在捕获速度和实现复杂度之间存在矛盾。同时在高动态环境下，接收机与发射机之间通常存在很高的径向速度，这使得接收信号存在几十kHz甚至几百kHz的多普勒频移，对扩频码的捕获和跟踪产生很大的影响。因此，必须要对载波多普勒频偏进行捕获及补偿。于是伪码信号的捕获变成了对伪码相位和载波多普勒频偏的捕获，这就需要很长的捕获时间。所以，在高动态环境下，准确而快速的进行伪码相位和载波频偏捕获成为技术难点。

G.J.R.Povey等人首先提出了基于数字部分匹配滤波器与FFT结合算法(PMF—FFT)的捕获模型，这种方法虽然在一定程度上缓解了多普勒频偏对捕获门限的影响，并且实现了伪码相位和载波频偏的二维捕获，但是这种方法的多普勒频偏捕获范围较小，高动态环境下仍然不适用。因而，如何在高动态环境下准确、快速地完成扩频信号的伪码相位和多普勒频偏捕获，成为直扩DPSK信号全数字接收机的关键技术。而现有技术中尚无能够很好适应高动态环境且达到较优捕获效果的方法，使得直扩DPSK信号全数字接收机的性能不佳。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，完成伪码相位和多普勒频偏的联合估计。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，包括以下步骤：

步骤1，利用载波对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理；

步骤2，在延迟取值范围内，利用延迟相关对下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得每个延迟对应的多普勒频偏值，求平均后获得最终的多普勒频偏估计值；

步骤3，利用最终的多普勒频偏值对载波进行修正，利用修正后的载波对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，获得多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号；

步骤4，对本地扩频码进行移位和压缩，将每次压缩后的本地扩频码与步骤3多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行相关运算，获取伪码估计值，从而完成伪码和多普勒的联合捕获。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明通过延迟相关方法估计多普勒频偏，降低了多普勒频偏估计误差，适用于低信噪比环境；2)本发明采用码相位压缩的方法对多普勒补偿后的接收信号进行相关，大大降低了伪码相位的捕获时间；3)本发明方法简单，易于实现，能够实现高动态下直扩DPSK信号的快速捕获，完成伪码相位和多普勒频偏的联合估计。

附图说明

图1为本发明高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法的流程图。

图2为本发明载波频偏估计的原理框图，(a)为单次相关运算的原理图，(b)为多次相关运算的原理图。

图3为本发明码相位压缩搜索的原理框图。

图4为本发明实施例伪码相位-多普勒频偏捕获结果的三维图。

图5为本发明实施例的检测概率和虚警概率随输入信噪比的变化曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步说明本发明方案。

如图1所示，高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，包括以下步骤：

步骤1、通过载波f_c对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，下变频处理后的DPSK信号为：

式中，d(n)为传输数据，c(n)为一已知扩频码，τ为码相位误差；

为初始相位；R_c为扩频码速率；f_d为多普勒频偏；ω_n为高斯白噪声。

步骤2、选取延迟数D，利用延迟相关对步骤1下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得多普勒频偏值。

基于延迟相关的多普勒频偏估计的原理如图2(a)所示，具体方法为：

首先对下变频处理后的DPSK信号y(n)进行延迟处理，即将接收信号做D个样点的延迟后与未延迟的信号进行共轭相乘处理，过程如下

其中，ω'(n)为延迟处理后的噪声。

对本地扩频码c(n)，对其做同样的延迟处理，即：

c_D(n)＝c^*(n)c(n+D) (3)

再将延迟处理后的信号y_D(n)与延迟处理后的本地已知扩频码c_D(n)进行相关运算，得到相关函数R_D(i)，表示为：

其中，N为扩频码周期。

由式(4)可知，当本地已知扩频码与下变频处理后的DPSK信号对齐时，相关函数R_D(i)出现明显相关峰，提取相关函数R_D(i)的最大值即峰值，表示为：

由式(5)可以看出，延迟相关法消除了多普勒频偏对相关峰峰值的影响，通过相关峰峰值的位置可以进一步计算多普勒频偏的估计值，表示为：

式中，arg[z]表示复数z的角度；

表示相关峰输出结果。

步骤3、在延迟D的取值范围[D_max-d+1,D_max]内，对每一个延迟D，重复步骤2，如图2(b)所示，在多次相关运算后得到多个多普勒频偏的估计值，求取平均值得到最终的多普勒频偏估计值，表示为：

步骤4、利用步骤3所得到的最终的多普勒频偏值

对载波f_c进行修正，获得修正后的载波f_c'，所用公式为：

步骤5、通过修正后的载波f_c'对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，获得多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号，表示为：

式中，T_s为中频直扩DPSK信号的采样时间，则采样率定义为f_s＝1/T_s，过采样率表示为S＝f_s/R_c。

步骤6、将本地扩频码进行SL次移位得到SL路连续的彼此相差一个码相位的本地扩频码，再将得到的SL路本地扩频码进行码相位压缩，定义码相位压缩系数为K_l，表示将连续K_l路本地扩频码压缩求和，共得到SL/K_l组。对于将得到的压缩后的本地扩频码与步骤5多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号y'(n)进行SL/K_l次相关运算，比较每次运算的相关峰值，在最大相关峰值位置处获取伪码估计值

从而完成伪码—多普勒快速捕获。

首先，将SL路连续的彼此相差一个码相位的本地扩频码进行压缩，压缩系数为K_l，则第i次(第i次也包含K_l路)压缩后的本地扩频码表示为：

式中，

i＝0,1...SL/K_l-1为压缩后的本地扩频码相位。S为过采样率，L是本地扩频码长度，总相位数为SL，即把伪码相位划分为SL/K_l个区间。

对于式(10)中的每一个i，将多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号y'(n)与压缩后的本地扩频码

进行相关运算得到的压缩相关函数，表示为：

式中，

表示复基带中频直扩DPSK信号y'(n)的接收码相位与压缩后的本地扩频码相位之差。

最后比较SL/K_l次相关运算后的结果，根据相关函数的最大相关峰值位置，结合公式6，即可得到伪码相位值。

下面结合实施例对本发明作进一步详细描述。

实施例

本实施例中仿真参数设置为：扩频码采用Gold序列，码长N＝2047；采样频率f_s＝85.974MHz；载波频率f_c＝30MHz，扩频码速率为R_c＝10.74675Mchip/s，数据速率R_b＝5.25kbps。预设码相位误差τ＝208.5，预设多普勒频偏f_d＝210250Hz，最大延迟量D_max＝18，延迟数d＝5，伪码压缩系数K_l＝4，信噪比SNR＝-10dB。

采用本发明方法进伪码相位-多普勒频偏捕获，结合图4的三维图可知，仿真结果的伪码相差估计值

与预设值相差0.5chip；多普勒频偏估计为

与预设值相差250Hz，均处于理论范围内，由此验证了算法具有较好的准确性。

图5为信噪比SNR在[-30dB,0dB]范围内均匀取值，多普勒频偏f_d＝80kHz，虚警概率P_f＝0.001时，进行5000次蒙特卡洛仿真的检测概率和虚警概率的变化曲线。图5中，由于设置恒虚警检测门限，虚警概率恒定趋近为0；而SNR≥-21dB时，检测概率为1，由此证明算法在低信噪比环境下具有较好的工作性能。

综上所述，本发明方法简单，易于实现，通过码相位压缩对码相位进行快速搜索，减少了总的搜索数，大大降低了捕获时间，且具有算法复杂度小、同时完成伪码相位和多普勒频偏捕获、估计误差小、扩大处理增益等优势，适用于高动态的应用环境，具有较强的实用价值。

Claims (8)

1.高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，利用载波对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理；

步骤2，在延迟取值范围内，利用延迟相关对下变频后的DPSK信号进行多普勒频偏估计，获得每个延迟对应的多普勒频偏值，求平均后获得最终的多普勒频偏估计值；

步骤3，利用最终的多普勒频偏值对载波进行修正，利用修正后的载波对接收到的中频直扩DPSK信号进行下变频处理，获得多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号；

步骤4，对本地扩频码进行移位和压缩，将每次压缩后的本地扩频码与步骤3多普勒补偿后的中频直扩DPSK信号进行相关运算，获取伪码估计值，从而完成伪码和多普勒的联合捕获。

2.根据权利要求1所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤1中，下变频处理后的DPSK信号y(n)为：

式中，d(n)为传输数据，c(n)为扩频码，τ为码相位误差；

为初始相位；R_c为扩频码速率；f_d为多普勒频偏；ω_n为高斯白噪声。

3.根据权利要求1所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤2中，利用延迟相关求取每个延迟D对应的多普勒频偏值的具体方法为：

对下变频处理后的DPSK信号y(n)进行延迟处理，即将接收信号做D个样点的延迟后与未延迟的信号进行共轭相乘处理，过程如下：

其中，ω'(n)为延迟处理后的噪声；D为延迟；c(n)为扩频码，τ为码相位误差；

为初始相位；R_c为扩频码速率；f_d为多普勒频偏；ω_n为高斯白噪声；

对本地扩频码c(n)，做同样的延迟处理，即：

c_D(n)＝c^*(n)c(n+D) (3)

将延迟处理后的信号y_D(n)与延迟处理后的本地扩频码c_D(n)进行相关运算，得到相关函数R_D(i)，表示为：

其中，N为扩频码周期；

提取相关函数R_D(i)的最大值即峰值，表示为：

根据相关峰峰值的位置进一步计算多普勒频偏的估计值，表示为：

式中，arg[z]表示复数z的角度；

表示相关峰输出结果。

4.根据权利要求3所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤2中，在延迟取值范围[D_max-d+1,D_max]内，对每一个延迟D进行相关运算，求取最终的多普勒频偏估计值，表示为：

5.根据权利要求1所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤3中，对载波f_c进行修正的公式为：

式中，f_c'为修正后的载波，

为最终的多普勒频偏估计值。

6.根据权利要求1所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤3中，多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号表示为：

式中，T_s为中频直扩DPSK信号的采样时间，d(n)为传输数据，c(n)为扩频码，τ为码相位误差；

为初始相位；R_c为扩频码速率；f_d为多普勒频偏；ω_n为高斯白噪声。

7.根据权利要求1所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤4中，将本地扩频码进行SL次移位得到SL路连续的彼此相差一个码相位的本地扩频码，再将得到的SL路本地扩频码进行码相位压缩，定义码相位压缩系数为K_l，则第i次压缩后的本地扩频码表示为：

式中，c(n)为扩频码，

为压缩后的本地扩频码相位。

8.根据权利要求1所述的高动态下直扩信号的伪码和多普勒的联合捕获方法，其特征在于，步骤4中，将多普勒补偿后的复基带中频直扩DPSK信号与第i次压缩后的本地扩频码进行相关运算，表示为：

式中，

表示复基带中频直扩DPSK信号y'(n)的接收码相位与压缩后的本地扩频码相位之差；f_d为多普勒频偏；S为过采样率，L是本地扩频码长度，总相位数为SL；c(n)为扩频码；T_s为中频直扩DPSK信号的采样时间；

为压缩后的本地扩频码相位；

比较SL/K_l次相关运算后的结果，获取相关函数的最大相关峰值位置，即可得到伪码相位值。

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