JPH09121181A - 直交振幅変調復調器用干渉トーン消去方法およびその装置 - Google Patents

直交振幅変調復調器用干渉トーン消去方法およびその装置

Info

Publication number
JPH09121181A
JPH09121181A JP8134940A JP13494096A JPH09121181A JP H09121181 A JPH09121181 A JP H09121181A JP 8134940 A JP8134940 A JP 8134940A JP 13494096 A JP13494096 A JP 13494096A JP H09121181 A JPH09121181 A JP H09121181A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
generating
interference tone
input signal
tone
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8134940A
Other languages
English (en)
Inventor
Anton Reen Furanku
アントン レーン フランク
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Publication of JPH09121181A publication Critical patent/JPH09121181A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
    • H04L27/3872—Compensation for phase rotation in the demodulated signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】直交振幅変調システムにおいては、低出力の離
散ＲＦトーン干渉が問題となっており、その解決手段が
求められている。 【解決手段】直交振幅変調デジタル通信システムにおい
て、現在の処理間隔の間の干渉トーンの推定信号を生成
し、その推定信号を差し引いて出力信号を生成し、必要
に応じて次の処理間隔の間に用いるための適応回路を修
正することにより、出力信号を生成し、入力信号中のひ
とつあるいはそれ以上の干渉トーンを消去する方法。パ
スバンドあるいはベースバンドのいずれかに、すなわ
ち、回復されたキャリアと入力信号を混合する前か後
に、適用する方法が開示されている。適応回路は、単一
の重みづけパラメータ、あるいは、適応フィルタを含ん
でいる。パスバンド方法は、ベースバンド信号を再回転
させ、処理信号のスペクトルを適切にシフトさせる処理
を用いている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交振幅変調（QA
M）を用いた通信システムに関し、特に、デジタルQAM復
調器における干渉の消去に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直交振幅変調（QAM）は、バンド幅を有
効に活用できるため、デジタルデータの転送のために特
に有効な技術である。一例として、高精細テレビジョン
（HDTV）の信号は、しばしば、QAMを用いた圧縮デジタ
ル信号として送信される。
【０００３】本質的には、QAMは、デジタルデータを２
次元の複合記号のシーケンス列として転送する。この記
号は、レベルおよび位相によって表され、同相成分およ
び直交成分によって表されるものである。各記号は、記
号により表現されるデータによって、値の集合から予め
選んで定義された所定の値をもっている。すべての値の
集合は、２次元の平面上に図示した場合に、いわゆるコ
ンステレーション（信号点配置）を形成する。コンステ
レーションの大きさと形状は、集合中の離散値の総数
と、コンステレーション中でのそれらの空間的な位置に
依存したものとなる。例えば、コンテレーションが１６
あるいは６４の値を含む場合には、各々、16QAMおよび6
4QAMと呼ばれる。
【０００４】QAMを送信するには、同相および直交キャ
リア信号を各々独立して変調し、変調されたキャリア信
号を与えられたチャネルまたは媒体（例えば、ケーブル
あるいは空中電波による放送）を介して伝播させる。
【０００５】入力QAM信号を検出するには、QAM受信機に
て、キャリア回復回路から得られたキャリア信号を用い
て、入力同相成分および直交成分サンプル信号を復調
し、復調された出力信号はフィルタにかけられ、フィル
タにかけられた信号は、検出された記号を生成するため
にスライサ回路を通常用いる適切なデコーダ（復号器）
への入力信号となる。
【０００６】QAM受信機に到着する信号は、例えば、放
送チャネルあるいは有線ケーブルシステムを通して与え
られる。到着する信号に影響を及ぼすような干渉の種類
は、離散的な帯域内無線周波数（ＲＦ）トーン（信号
音）である。低出力のＲＦトーンは、高次のコンステレ
ーションが小さいため、これらにとって特にやっかいな
ものである。従来から知られている干渉除去方法とし
て、通常受信機のフロントエンドに組み込まれるもので
は、さほど有効なものではない。というのも、この方法
は、干渉する信号音の実質的な出力に依存するためであ
る。ＲＦトーンの干渉によって、コンステレーションの
各点に揺動が引き起こされるため、顕著な誤り率が発生
する。この種の干渉は典型的なものではなく、同一チャ
ネルのNTCS放送からのクロストークや、同一の有線シス
テム上のNTCS搬送波からのビート（うなり）のような、
送信元から接続している有線システム上に発生する。
【０００７】同一チャネルのNTCS干渉信号がQAM信号に
干渉することを抑制することに注目した技術が、放送分
野での応用として知られている。これらの技術の代表的
なものが、米国特許第5,282,023号、第5,325,188号、第
5,325,20号および第5,400,084号に開示されている。
【０００８】米国特許第5,087,975号、第5,162,900号に
記載の、残留側波帯振幅変調システムでのNTCS同一チャ
ネル干渉を除去するための他の従来技術は、送信機での
特殊な事前コーディングと復調器での固定フィルタに依
存している。
【０００９】干渉除去のための他の方法については、下
記の文献に概説が掲載されている。「適応型雑音除去；
原理と応用」、ウィドロー他著、アイ・イー・イー・イ
ー会報、第６３巻、１２号、１６９２〜１７１６ペー
ジ、１９７５年１２月（"Adaptive Noise Cancelling:
Principles and Applications," by Widrow etal, Pro
c. IEEE, Vol. 63, No. 12, pages 1692-1716, Decembe
r 1975)。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】同一チャネルのNTCS干
渉信号がQAM信号に干渉することを抑制することに注目
した技術である米国特許第5,282,023号、第5,325,188
号、第5,325,20号および第5,400,084号に開示されてい
る内容の基本となる技術は、バンクに設けられた一群の
狭帯域IIRフィルタを用いて、干渉信号を分離し、本来
の信号からその成分を除去するものである。本技術は、
QAM復調器のフロントエンドで実施され、すなわち、他
の処理に優先して行われる。本技術は、高出力の干渉に
対しては特に適しているが、低出力の干渉を検出して除
去するのにはあまり効果的ではない。この低出力の干渉
は、比較的多数の記号状態、すなわち高次のコンステレ
ーションを有するQAM信号に関して、依然として問題と
なるものである。さらに、本技術は、その実装に際し
て、複雑な回路構成を必要とする。
【００１１】また、米国特許第5,087,975号、第5,162,9
00号に記載の、残留側波帯振幅変調システムでのNTCS同
一チャネル干渉を除去するための他の従来技術は、QAM
に汎用に適用するのは容易ではなく、受信器のみに組み
込む解決手段として適用することはできない。
【００１２】さらに、「適応型雑音除去；原理と応
用」、ウィドロー他著、アイ・イー・イー・イ−会報、
第６３巻、１２号、１６９２〜１７１６ページ、１９７
５年１２月（"Adaptive Noise Cancelling: Principles
and Applications," by Widrowet al, Proc. IEEE, Vo
l. 63, No. 12, pages 1692-1716, December 1975)に開
示されている方法は、一般的に、干渉のための補正され
た基準信号の有用性に依存している。すなわち、この種
の基準信号は、第２の受信機から得られるか、または、
信号の既知の特性値から生成されるものであり、通常の
QAM応用システムでは既知のものではなく、また得られ
るものでもない。
【００１３】本発明の目的は、QAMシステムにおいて低
出力の離散ＲＦトーン干渉を除去する方法およびその装
置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明に係る方法および
その回路によれば、以上述べたような従来例での欠点や
他の制限は解消される。本発明では、現時点での処理時
間の間に干渉トーンの推定を行い、現時点での処理時間
の間に到着する信号からその推定成分を差し引き、出力
信号を生成し、更に、必要に応じて次の処理時間の間に
適応型回路のパラメータを修正する。
【００１５】本発明の、ベースバンド方法に基づくひと
つの側面によれば、QAMシステムでサンプル化され到着
するベースバンド信号に含まれる干渉トーンは、先ずは
じめに、入力信号の遅延したものと出力信号の遅延した
ものとから、基準トーンを生成することにより、出力信
号を生成するために抑制される。次に、適応パラメータ
により基準トーンに重みづけし、推定トーンを求める。
推定トーンは、入力信号を補正するために用いられ、補
正信号は、出力信号を生成するために、検出されるしき
い値として用いられる。誤差信号が、補正された入力信
号と出力信号から求められる。この誤差信号および基準
トーンは、パラメータを適応調整するために用いられ
る。
【００１６】本発明の、ベースバンド方法にもとづく他
の側面によれば、 QAMシステムでサンプル化され到着す
るベースバンド信号に含まれる干渉トーンは、先ずはじ
めに、入力信号の遅延したものと出力信号の遅延したも
のとから、基準トーンを生成することにより、出力信号
を生成するために抑制される。次に、遅延した基準干渉
トーンを求めるために、基準干渉トーンに、さらなる遅
延が加えられる。遅延した基準干渉トーンは、第１の適
応パラメータにより重みづけされ、推定干渉トーンを求
める。推定トーンは、入力信号を補正するために用いら
れ、補正信号は、出力信号を生成するために、検出され
るしきい値として用いられる。この誤差信号および基準
トーンは、パラメータを適応調整するために用いられ
る。
【００１７】本発明の、ベースバンド方法にもとづく更
に他の側面によれば、 QAMシステムでサンプル化され到
着するベースバンド信号に含まれる干渉トーンは、先ず
はじめに、入力信号と推定干渉トーンとから、補正入力
信号を生成することにより、出力信号を生成するために
抑制される。
【００１８】ここで、推定干渉トーンは、現在の適応パ
ラメータにより基準干渉トーンに重みづけすることによ
り得られる。基準干渉トーンは、遅延した推定干渉トー
ンと遅延した出力信号とから得られる。補正された入力
信号は、出力信号を生成するために、検出されるしきい
値として用いられる。誤差信号は、補正された入力信号
と出力信号とから得られ、この誤差信号および基準トー
ンは、パラメータを適応調整するために用いられる。
【００１９】本発明の、ベースバンド方法に基づく更に
他の側面によれば、 QAMシステムでサンプル化され到着
するベースバンド信号に含まれる干渉トーンは、先ずは
じめに、遅延した入力信号と遅延した出力信号とから、
基準干渉トーンを生成することにより、出力信号を生成
するために抑制される。推定干渉トーンを得るために、
遅延した基準干渉トーンは、現在の初期適応FIRフィル
タにより重みづけされる。基準干渉トーンは、遅延した
推定干渉トーンと遅延した出力信号とから得られる。推
定トーンは、入力信号を補正するために用いられ、補正
された信号は、出力信号を生成するために、検出される
しきい値として用いられる。誤差信号は、補正された入
力信号と出力信号とから得られ、この誤差信号および基
準トーンは、フィルタを適応調整するために用いられ
る。
【００２０】実際には、適応パラメータをどのような実
施例に用いようとも、FIRフィルタが交換でき、単一の
パラメータよりもFIRフィルタを適応調整することが、
容易にできるようにもなっている。
【００２１】本発明のパスバンド（通過域）方法に基づ
く側面によれば、 QAMシステムでサンプル化され到着す
るパスバンド信号に含まれる干渉トーンは、先ずはじめ
に、ベースバンド出力信号を再回転させ、パスバンド内
に再回転された出力信号を生成することにより、ベース
バンド出力信号を生成するために抑制される。次に、遅
延した入力信号と遅延した再回転した出力信号とから、
パスバンド内に基準干渉トーンを生成する。基準干渉ト
ーンは、推定干渉トーンを生成するために、初期の適応
パラメータを用いて重みづけされ、更に、推定干渉トー
ンは、到着したパスバンド信号から補正された入力信号
を生成するために用いられる。補正された入力信号は、
ベースバンド補正信号を生成するために、混合される。
ベースバンド補正信号は、ベースバンド出力信号を生成
するために、検出されるしきい値として用いられる。ベ
ースバンド誤差信号は、ベースバンド補正信号とベース
バンド出力信号とから生成される。ベースバンド誤差信
号は、再回転誤差信号を生成するために、パスバンドに
再回転され、更に、新たな適応パラメータが、初期適応
パラメータ、基準干渉トーン、再回転誤差信号とから生
成される。
【００２２】本発明のパスバンド（通過域）方法にもと
づく他の側面によれば、前述のパスバンド干渉除去方法
は、ノイズの効果を軽減するために、前置きフィルタリ
ングを用いている。前置きフィルタリング工程は、元の
基準干渉トーンから、新しい基準干渉トーンを生成し、
更に、この新しい基準干渉トーンは、推定干渉トーンを
生成するために、初期適応パラメータにより重みづけさ
れる。
【００２３】本発明のパスバンド（通過域）方法に基づ
く側面によれば、 QAMシステムでサンプル化され到着す
るパスバンド信号に含まれる干渉トーンは、先ずはじめ
に、到着したパスバンド信号を補正したパスバンド補正
入力信号と、推定パスバンド干渉トーンを生成すること
により、ベースバンド出力信号を生成するために抑制さ
れる。
【００２４】ここでは、基準パスバンド干渉トーンを、
現在の適応パラメータにより重みづけすることにより、
推定パスバンド干渉トーンが得られる。基準パスバンド
干渉トーンは、遅延した推定干渉トーンと遅延したパス
バンド誤差信号とから生成される。補正されたパスバン
ド入力信号は、ベースバンド補正信号を精鋭するため
に、混合され、更に、ベースバンド補正信号は、ベース
バンド出力信号を生成するために、検出されるしきい値
として用いられる。ベースバンド誤差信号は、ベースバ
ンド補正信号とベースバンド出力信号とから生成され、
一方、パスバンド誤差信号は、ベースバンド誤差信号を
再回転させることにより得られる。最後に、次の適応パ
ラメータを、初期の適応パラメータ、基準パスバンド干
渉トーンおよびパスバンド誤差信号とから生成する。
【００２５】
【発明の実施の形態】本発明により与えられる利点を評
価するために、本発明の電子的構成を先ず概説する。こ
の説明によって、概説に引き続き本発明の詳細な実施例
を記述する際に、有用な用語や記法を導入する上で理解
を深めることができる。
【００２６】一般に、デジタル復調器は、到着するアナ
ログ波形をサンプリングし、デジタル信号処理技術を用
いて、アナログ波形により伝送された情報を複号したり
抽出したりする。QAMでは、情報は、デジタルコードと
して表され、変調器によって、アナログ信号のレベル
（振幅）と位相、あるいは、アナログ信号の同相成分と
直交成分とによって、符号化される。ここで、QAMシス
テムでは、同相成分と直交成分は、実質的に互いに独立
である。（以下の説明では、「同相成分」と「直交成
分」の用語によって表現するが、これによって一般性を
失なうことはない。）符号化されたアナログ信号は、信
号の帯域幅を制限するためフィルタにかけられ、送信の
ためのキャリア周波数と混合される。
【００２７】QAMデジタル復調器の一例を図１に示す。
本図は、到着するアナログ信号を混合し、中間周波数
（IF）に落とし、フロントエンドチューナ（図示せず）
によりチャネル選択フィルタに通される前に、到着した
アナログ信号を処理する、QAM復調器の部分に注目した
ブロック図を示すものである。QAMシステムを記述する
際の記法上の便宜のため、図１に現れる信号は、複素数
であり、すなわち、信号は、QAM信号医の同相成分と直
交成分に各々対応する、実部と虚部を有する。
【００２８】混合とフィルタ処理の出力は、図１の導線
１１に現れる信号である。アナログ／デジタル（A/D）
変換器１０は、導線１１から入力されたアナログ信号を
サンプリングし、離散化された一連のデジタルサンプル
を導線１２に出力する。A/D変換器１０のサンプリング
レートは、タイミング回復回路１５により制御される。
導線１２に現れるサンプル化された信号医は、整形フィ
ルタ２０によってフィルタがかけられる。整形フィルタ
２０は、変調器の送信パルスの整形フィルタのスペクト
ル特性と整合がとれるように構成されている。
【００２９】記号間干渉を最小化するように、送信機と
受信機のフィルタを組み合わせた総合的な周波数応答特
性が選択され、また、ガウス白色雑音の存在のもとでＳ
Ｎ比を最大化するように、フィルタ処理を実現するフィ
ルタの周波数応答特性を備えている。
【００３０】フィルタ２０の出力は、タイミング回復回
路１５への入力となる。更に、フィルタ２０の出力は、
適応型等化回路２５に接続される。等化回路２５は、送
信チャネルの線形歪みを補正するために用いられる。例
えば、これらの歪みは、チャンネル内部の複数路間反射
や、チューナでのフィルタの不整合によって、発生する
ものである。
【００３１】等化回路２５の出力は、混合器３０により
混合され、キャリア回復回路３５により生成された基準
キャリアによって、IF周波数からベースバンド周波数に
混成される。ミクサ３０からのベースバンド信号は、導
線３１によって出力され、特定のデジタルコード（導線
３１に現れる信号は、“ソフト決定”と称する）の同相
成分および直交成分を推定するものである。スライサ４
０は、ソフト決定を表す最も近いデジタルコードを選択
するために用いられ、スライサ４０は、導線４１を介し
て、対応するデジタルコード（導線４１に現れる信号
は、“ハード決定”と称する）の正確な同相成分および
直交成分を出力する。ソフト決定とハード決定の間の差
は、減算器４５によって求められ、その結果は誤差信号
として導線４６に出力され、更に、コントロールキャリ
ア回復回路３５で用いられる。
【００３２】図２に、本発明による、ミクサ３０とスラ
イサ４０の間に挿入されたトーン消去装置１００を示
す。トーン消去装置１００は、導線４６を介して誤差信
号を入力し、更に、導線４１を介してスライサ４０の出
力を入力する。本発明では、トーン消去装置１００は、
ミクサ３０の次段に置かれており、これにより、ベース
バンド信号で動作するものとなっている。トーン消去装
置の一実施例を以下に示す。
【００３３】図３に、本発明による、適応型等化装置
（イコライザ）２５とミクサ３０の間に挿入されたトー
ン消去装置２００と、導線５３および５４を介して入力
されるその入力信号を示す。これらの導線飢えの信号
は、各々、ミクサ５１および５２から与えられるもので
ある。ミクサ５１への入力は、導線４６およびキャリア
回復回路３５を介して誤差信号により与えられる。一
方、ミクサ５２への入力は、スライサ４０およびキャリ
ア回復回路３５の出力により与えられる。キャリア回復
回路３５からミクサ５１に与えられる信号は、ベースバ
ンドにあった誤差信号を、パスバンドに持ち上げるため
に用いられ、トーン消去装置２００での処理に適したス
ペクトル特性が得られるようにするものである。以下、
このベースバンドからパスバンドへの誤差信号の混合処
理は、“再回転”と称する。同様に、ミクサ５２は、ス
ライサ４０の出力をパスバンドに再回転する。キャリア
回復回路３５からミクサ５１および５２に与えられる信
号は、キャリアｋ回復回路３５からミクサ３０に与えら
れる信号の、共役となっている。本発明の上記の側面に
よれば、トーン消去装置２００は、キャリア回復回路３
５の全段に設けられており、これによって、パスバンド
信号で動作するものとなっている。トーン消去装置２０
０の一実施例を以下に示す。
【００３４】本発明による、トーン消去装置の望ましい
消去特性を可視化したものを、図４に示す。本図は、デ
ジタルコードの一例を表すために、ベースバンド信号ス
ペクトル７１を示したものである。干渉トーンは、スペ
クトル線７２によって示されている。トーン消去装置１
００は、スペクトル線７２の効果を軽減するために、組
み込むものである。次に、図５には、デジタルコードの
パスバンドでのスペクトルをスペクトル８１として示
し、干渉トーンをスペクトル線８２によって示した。ト
ーン消去装置２００は、スペクトル線８２の効果を軽減
するために、組み込むものである。
【００３５】「ベースバンドトーン消去装置」図６に
は、図２に示したトーン消去装置１００の基本的な一実
施例を示す。図６に示したトーン消去装置１００は、ベ
ースバンドで動作し、導線３１に現れる信号は、図１に
示したキャリア回復混合器３０の出力を表す。従って、
導線３１は、一連のサンプル化されたベースバンドの記
号の各々について、同相成分と直交成分を有する値を伝
送するものである。
【００３６】図６のトーン消去装置１００の動作を説明
するため、先ず初めに、以下を仮定する。
【００３７】（１）QAM信号の送信スペクトルの中のあ
る固定した周波数での単一の干渉トーンが所定の信号と
干渉する。
【００３８】（２）この干渉トーンが、キャリア回復混
合器３０により検出され、トーン消去装置１００に導線
３１を介してベースバンド記号の列とともに送られる。
【００３９】図４に、導線３１に現れる信号の一例を示
す。本図では、措定の伝送信号のスペクトルを７１で示
し、また、干渉トーンのスペクトルを７２で示してあ
る。干渉スペクトルは、ベースラインスペクトル中のラ
ジアン周波数ftを有するものとして示してある。
【００４０】図６に示したトーン消去装置１００は、離
散時間処理装置であり、現在の処理時間間隔での干渉ト
ーンを推定し、その推定値を次の処理時間間隔の間に導
線３１を介して到着する信号から差し引き、その結果を
導線４１を介して出力する。数学的に表現すると、導線
３１に現れる信号、すなわちソフト決定S(i)は、次式で
表される。
【００４１】
【数１】 s(i) = x(i) + t(i) + n(i) （１） ここで、 x(i)は、記号の正確なあるいは所望の値、 t
(i)は、基準トーン、 n(i)は、ランダム雑音を表し、す
べてi番目のサンプリング時点での値である。さらに、
分析の目的のため、導線４１を介して与えられるスライ
サ４０からの出力は、記号の所望の値x(i)であると仮定
する。導線４１に現れる遅延した信号は、減算器１１５
により、導線３１に現れる遅延した信号から差し引か
れ、（n(i)によりノイズの加わったままの）干渉トーン
t(i)を表す基準トーンr(i)が、導線１１６上に現れる次
式で定義される信号として得られる。
【００４２】
【数２】 r(i) = t(i-1) + n(i-1) （２） 導線３１および４１上の信号に関する遅延は、各々、遅
延要素１１０および１４０により与えられる。
【００４３】基準トーンr(i)には、処理装置１３０にて
適応パラメータA(i)が掛け合わされ、推定トーンA(i)r
(i)が得られ、導線１３１に出力される。ここで、パラ
メータA(i)は、基準トーンr(i)に対して、ゲインと位相
を調整するものとなる。更に、推定トーンは、減算器１
２５にて、導線３１を介して到着した信号から差し引か
れる。減算器１２５の出力は、c(i)で表された補正入力
信号であり、次式で表される。
【００４４】
【数３】 c(i) = s(i) - A(i)r(i) （３） A(i)の調整は、スライス誤差の積と基準トーンの共役と
によって制御される。スライス誤差e(i)は、減算器４５
によってスライサ４０の出力値をスライサ４０の入力値
から差し引くことにより得られる。この減算処理は、次
式により表される。
【００４５】
【数４】 e(i) = c(i) - x(i) （４） 次に、処理装置１３０によって、次式で与えられる推定
値A(i+1)を生成する。
【００４６】
【数５】 A(i+1) = A(i) + μe(i)r(i)' （５） ここで、r(i)'は、r(i)の共役、μは、予め定められた
適応ゲインである（ μの選択方法は、以下で説明す
る）。本実施例では、処理装置１３０は、次のように構
成されている。
【００４７】・r(i)とe(i)を入力として受け取る。
【００４８】・r(i)の共役r(i)'を求める。
【００４９】・μ（蓄えられてある値）とe(i)とr(i)'
を掛け合わせる。
【００５０】・A(i)とμe(i)r(i)'の和を求める。
【００５１】・求めた和を、A(i+1)として、例えば、レ
ジスタに蓄え、次の処理間隔での処理に備える。
【００５２】定性的には、適応パラメータA(i+1)の調整
に失敗したときには常に、トーン消去装置１００では、
干渉の多くの成分がスライス誤差e(i)に入力込めるよう
になっている、すなわち、スライス誤差e(i)と基準トー
ンr(i)との間の相互相関はゼロとはならない。パラメー
タA(i+1)が、干渉トーンt(i)を消去するための補正値に
近づくにつれて、スライス誤差e(i)中の干渉トーンの成
分がゼロに近づき、相互相関もゼロに近づく。最後に、
パラメータA(i+1)が正しく調整され、干渉トーンが、ス
ライス誤差e(i)中で、実質的にゼロになった時、相互相
関はゼロとなる。 数学的に表現すると、A(i+1)の定常
状態での性能は次式のようになる。
【００５３】
【数６】
【００５４】ここで、Rijは、２つの変数iとjの間の相
関を表し、すなわち、Rttは、干渉トーンの自己相関、R
nnは、雑音の自己相関であり、RtnあるいはRntは、干渉
トーンと雑音の相関関数である。また、Aは、A(i)の期
待値であり、 τは、遅延装置１１０による遅延を表
す。もし、雑音が、分散がσn 1白色雑音であり、トーン
は、雑音と相関を持たず、その分散がσt 2であると仮定
すると、上記の式(6)は、簡単化して、次式のようにな
る。
【００５５】
【数７】
【００５６】もし、Rtt(τ)が、一定の値tに関して一定
であるならば、充分大きなi（すなわち、i→∞）につい
ては、下記の式が成り立つ。
【００５７】
【数８】
【００５８】ここで、ρτ は、遅延τに関する正規化
された相関係数である。単一の干渉トーンについては、
ρτは、位相遅れe-jwttとなる。このように、式(8)の
パラメータA（i→∞）は、t(i)を雑音のレベルにまで消
去するように、入力信号s(i)中の干渉トーンt(i)と正確
に相関をもつ基準トーンr(i)に対する補正を表してい
る。
【００５９】干渉トーンがない場合には、基準トーンr
(i)とスライス誤差e(i)とは相関せず、適応係数A(i+1)
の期待値もゼロとなる。従って、この場合には、入力信
号s(i)には補正を加えずに、補正信号c(i)を生成する。
【００６０】式(7)によって表された差分の関係は、適
応ゲインμのレンジを決定するのに用いられる。式(7)
をz変換すると、下記の式が得られる。
【００６１】
【数９】
【００６２】式(9)で表された安定系を確立し維持する
ためには、μに関する次式の条件を満足させる必要があ
る。
【００６３】
【数１０】
【００６４】一般的に、トーンの消去処理に起因して、
雑音が増える効果が発生する。基準トーンr(i)は、干渉
トーンt(i)の他にもランダム雑音n(i)の成分を含んでい
るため、ソフト決定s(i)に補正された基準量を加えたと
きには、上述したように、基準に含まれる雑音も付加さ
れることになる。効果的な雑音ゲインは、次式で表され
る。
【００６５】
【数１１】
【００６６】上述した一例の場合で、適応パラメータが
定常状態の位相遅れとして表され、雑音の分散がトーン
の出力に比べてはるかに小さい場合には、雑音の信号出
力には約３ｄＢのゲインが存在する。雑音の信号レベル
を減じる方法については、後述する。
【００６７】もし、基準トーンと、干渉に起因するもの
以外のスライス誤差との間に相関がある場合には、トー
ン消去装置１００の性能は、ある程度低下する。このよ
うな事態は、もしシステム内の雑音が白色雑音でなく、
相関しあう場合に発生する。その時には、パラメータA
(i)が、干渉の消去とノイズの相関を打ち消すことの間
の妥協点となる値に適応することになる。相関しあう雑
音の効果を低減するために、図７に示すように、トーン
消去装置１００の他の構成を採用してもよい。本図に示
したトーン消去装置の構成では、基準トーンt(i)は、遅
延装置１６０によってＮ文字分だけ遅延させられる。こ
こで、Ｎは、サンプル化された雑音が相関を持たないよ
うにするために、充分大きな値となるように決める。
【００６８】基準トーンr(i)は、トーン消去前のソフト
決定と、ハード決定との関数となっているため、基準ト
ーンは、次式で表すことができる。
【００６９】
【数１２】 r(i) = e(i-1) + a(i-1)r(i-1) (12) 式(12)の形式に基づき、図８に示すように、トーン消去
装置１００の他の構成が実現できる。図６と図８の唯一
の違いは、次の２点である。
【００７０】（i）遅延装置１１０への入力は、s(i)を
有する入力導線３１ではなく、基準トーンr(i)を有する
導線１３１から得られる。
【００７１】（ii）遅延装置１４０への入力は、導線４
６上に現れるスライス雑音によって与えられる。
【００７２】上記の点に関して、トーン消去装置１００
の実現は、単一の適応パラメータA(i)に基づいていた。
従来技術に精通した者であれば、変化する係数をもつFI
Rフィルタのような適応型フィルタで、要素１３０を置
き換えることができることは、容易に分かるだろう。ト
ーン消去装置１００のこのような実現形態を図９に示
す。本図では、FIRフィルタ１３５で、要素１３０を置
き換えたものとなっている。フィルタ１３５は、干渉
（トーン）の帯域形状に合わせて、パラメータが適応
し、それによって、上述したような雑音の増加を抑える
ことができる。例えば、ＮこのタップをもつFIRフィル
タ１３５は、全てのタップが遅延し、推定トーンの総和
をもとめて、N2の出力ゲインを求めるように、構成する
こともできる。FIRフィルタ１３５からの対応する雑音
出力は、1/Nとなり、従って、雑音ゲインは、
【００７３】
【数１３】 G = 1 + 1/N (13) となる。このように、４タップとすることだけで、雑音
の増加を1dBに抑えることができる。
【００７４】また、各タップは独立して各々のトーンに
適応させることができるため、FIRフィルタ１３５は、
複数のトーンを消去するように構成できる点も、容易に
分かる。
【００７５】最後に、これまでの説明ではそれとなく言
及してきたが、本質的に暗黙のものとして明記していな
かったこと、すなわち、「導線３１に現れるQAM信号
は、理想的には独立な同相成分と直交成分の両者を有す
る」ということを、次のセクションの前置きとして説明
することが有益である。従って、図２の混合器３０は、
キャリア回復回路３５により与えられ、 e-jwctの形式
の複素数の復調信号を有すると仮定する。ここでwcは、
IF角周波数である。導線３１上の信号の同相成分は、複
素数の復調信号の余弦部分と混合され、一方、同信号の
直交成分は、複素数の復調信号の正弦部分と混合され、
結果として、２つの成分は、トーン消去装置１００の２
つの独立して実現できる分岐で処理される。更に、ベー
スバンド信号s(i)は、上述したように、導線３１に現れ
ると仮定しているため、導線２６上の信号は、s(i) e
jwctとして表現されるパスバンド信号となる。従って、
図３に示したトーン消去装置２００のような、パスバン
ドで動作しているトーン消去装置に与えられる信号やそ
の装置から引き出される信号は、積要素ejwctで表され
る。すなわち、これらの信号は、導線２６を介して到着
する信号の周波数スペクトルと矛盾しない方法で周波数
領域の信号を指すように、“再回転”される。
【００７６】「パスバンドトーン消去装置」図１０は、
本発明の依るパスバンドトーン消去装置２００を示すも
のである。本図で、パスバンドトーン消去装置２００
は、図６のパスバンドトーン消去装置１００に相当する
ものであり、その構成にたとえられるものである。特
に、導線２１６に現れるトーン信号は、導線２６に現れ
る遅延した入力信号と、導線５４に現れる遅延した出力
信号の差として、減算器２１５によって生成される。こ
こで、遅延処理は、各々、遅延要素２１０および２４０
によって行われる。信号s(i)が導線３１に、信号h(i)が
導線４１に、また、信号e(i)が導線４６に現れ（図６に
対比させて）、キャリア回復回路３５が、混合器３０に
複素数の復調信号e-jwctを、また、混合器５１と５２に
その共役複素数ejwctを与えたならば、導線２１６に現
れる信号医は、r(i) ejwctとして表され、また、導線２
３１に現れる信号は、 A(i) r(i) ejwctとして表され
る。更に、処理回路は、次の時点の係数A(i+1)を次式に
よって計算し求める。
【００７７】
【数１４】 A(i+1) = A(i) + me(i) ejwct r(i)' e-jwct = me(i)r(i)' (14) このように、A(i+1)の計算値については、ベースバンド
のものと、パスバンドのものとは同一となる。更に、ゲ
インファクタmは、ベースバンドでの場合と同じ方法、
すなわち、式(10)を満たすように決定される。
【００７８】図１１に、本発明によるパスバンドトーン
消去装置２００１を示す。トーン消去装置２００１は、
トーン消去装置２００の変形であり、導線３１６に現れ
る基準トーンは、導線５３に現れる再回転されたスライ
ス誤差と導線３３１に現れる前の推定トーンとから得ら
れるものとなっている。これ以外は、パスバンドトーン
消去装置２００１の動作は、トーン消去装置２００の動
作と同様である、図１１の回路構成では、スライサ４１
からのハード決定は、必ずしも再回転させる必要はな
く、これによって回路構成を簡単にできる。
【００７９】「雑音の増加を抑制するための前置きフィ
ルタリング」例えば、ベースバンドの場合で説明した式
（１１）および（１３）によって表されたノイズ増加
は、ある状況下で、前置きフィルタを配置することによ
り抑制することができる。NTCSキャリアを消去する特種
な場合には、干渉トーンは、QAM信号キャリアに関係し
て知られている。例えば、もしQAM信号が、NTCS信号と
して同一の6MHzチャンネルの中央に存在する場合には、
NTCS信号の同一チャンネル画像キャリアからの干渉トー
ンが、QAMキャリアに対して-1.75MHzのところに生じ
る。このような干渉トーンの発生周波数についての情報
は、予測される干渉トーン周波数での雑音を除去するた
めの前置きフィルタの設計に用いることができる。入力
信号を補正するために用いられる推定トーンの雑音出力
レベルは、干渉周波数での、フィルタのゲインに対する
ワイドバンドフィルタのゲインの比となる。このような
雑音抑制のための、トーン消去装置２００２のフィルタ
構成を、図１２に示す。トーン消去装置２００２は、単
極のIIR固定フィルタ（巡回型固定フィルタ）４００が
加算器２１５と処理装置２３０の間に挿入されている点
を除いては、基本的に、図１０のトーン消去装置２００
と同一構成となっている。フィルタ４００は、遅延要素
４１５、ゲイン要素４１０（ゲインファクタβを有す
る）、および加算器４１６とから構成されている。加算
器４１６は、導線２１６を介した元の基準トーンと、導
線４１７を介した新しい基準トーンが、入力として与え
られる。導線４１７に現れる新たな基準トーンは、遅延
要素４１５への単一の入力としても用いられ、更に、遅
延要素４１５の出力は、ゲイン要素４１０への単一の入
力として用いられる。フィルタ４００の振幅応答は、与
えられた例では、QAMキャリア周波数以下の1.75MHzのよ
うな、予測された干渉トーン周波数でピークを持つもの
となる。
【００８０】フィルタ４００の特性方程式は、
【００８１】
【数１５】 f(i) = βf(i-1) + r(i) (15) として表される。ここで、f(i)は、導線４１７に現れる
信号であり、βの値は、b ejwo(bは、0 < b < 1を満た
す固定ゲインであり、woは、2πft/fs、ここでfsは、サ
ンプリング周波数)である。全雑音の増加分Gは、
【００８２】
【数１６】 G = 2/(1 - b) (16) として表される。
【００８３】式１６から分かるように、全雑音の増加分
は、常に、3dB未満であり、bが１に近づくにつれ0dBに
近づく。ゲインbは、フィルタ特性の狭さ（すなわち、
抑制される雑音増加）と干渉トーンの正確な発生周波数
の予測の確実度の間のトレードオフによって決定され、
ｂの典型的な値は、0.85である。
【００８４】以上、本発明の教示するところを含んだ様
々な実施例を詳細に説明したが、本発明の分野に精通し
たものであれば、本発明の趣旨に沿った様々な変形実施
例を、容易に着想することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来例でのQAM復調器の詳細ブロック図であ
る。
【図２】本発明による、ベースバンドトーン消去装置の
電子回路接続を表す、QAM復調器の詳細ブロック図であ
る。
【図３】本発明による、パスバンドトーン消去装置の電
子回路接続を表す、QAM復調器の詳細ブロック図であ
る。
【図４】ベースバンド中の干渉トーンの存在を表す、QA
M信号の一例のスペクトル特性を示す図である。
【図５】パスバンド中の干渉トーンの存在を表す、QAM
信号の一例のスペクトル特性を示す図である。
【図６】ベースバンドトーン消去装置の一例のブロック
図である。
【図７】ベースバンドトーン消去装置の他の例のブロッ
ク図である。
【図８】ベースバンドトーン消去装置の他の例のブロッ
ク図である。
【図９】ベースバンドトーン消去装置の他の例のブロッ
ク図である。
【図１０】パスバンドトーン消去装置の一例のブロック
図である。
【図１１】パスバンドトーン消去装置の他の例のブロッ
ク図である。
【図１２】パスバンドトーン消去装置の他の例のブロッ
ク図である。
【符号の説明】
１０はＡ／Ｄ変換器、１１および１２は導線、１５はタ
イミング回復器、２０は整形フィルタ、２５は等化回
路、２６は導線、３０はミクサ（混合器）、３１は導
線、３５はキャリア回復器、４０はスライサ、４１は導
線、４５は減算器、４６は導線、１００はト−ン消去装
置である。

Claims (24)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】出力信号を生成するためのサンプル化され
    たベースバンド直交振幅変調(QAM)入力信号中の干渉ト
    ーン消去方法であって、 前記入力信号と前記出力信号に基づき、基準干渉トーン
    を生成するステップと、 前記基準干渉トーンに対応した適応推定干渉トーンを生
    成するステップと、 前記入力信号と前記出力信号と前記基準干渉トーンに関
    して、前記推定干渉トーンを適応させるステップとから
    なる方法。
  2. 【請求項２】請求項１に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、入力信号を遅延
    させるステップと出力信号を遅延させるステップとを含
    み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、推定干渉ト
    ーンを生成するために、初期適応パラメータによって、
    基準干渉トーンを重みづけするステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号と前記推
    定干渉トーンとから補正入力信号を生成するステップ
    と、出力信号を生成するために前記補正入力信号をしき
    い値によって検出するステップとを含み、 推定干渉トーンを適応するステップは、前記補正入力信
    号と前記出力信号と誤差信号を生成するステップと、前
    記初期適応パラメータと前記基準干渉トーンと前記誤差
    信号とから新たな適応パラメータを生成するステップと
    を含むことを特徴とする干渉トーン消去方法。
  3. 【請求項３】請求項２に記載の方法において、新たな適
    応パラメータを生成する前記ステップは、前記初期適応
    パラメータと、前記基準干渉トーンの共役と前記誤差信
    号と予め決められたゲインパラメータの積を加算するス
    テップを含むことを特徴とする干渉トーン消去方法。
  4. 【請求項４】請求項１に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、遅延した入力信
    号から遅延した出力信号を減算するステップを含み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、推定適応干
    渉トーンを生成するために、基準干渉トーンに初期適応
    パラメータを掛け合わせるステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号から前記
    推定干渉トーンを差し引くことにより補正入力信号を生
    成するステップと、出力信号を生成するために前記補正
    入力信号をスライスするステップとを含み、 推定干渉トーンを適応させるステップは、前記補正入力
    信号から前記出力信号を差し引くことにより誤差信号を
    生成するステップと、前記初期適応パラメータを、前記
    基準干渉トーンの共役と前記誤差信号と予め決められた
    ゲインパラメータの積に加算することにより新たな適応
    パラメータを生成するステップとを含むことを特徴とす
    る干渉トーン消去方法。
  5. 【請求項５】請項１に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、入力信号を遅延
    させるステップと出力信号を遅延させるステップとを含
    み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、遅延した基
    準トーンを生成するために、基準干渉トーンを遅延させ
    るステップと、推定干渉トーンを生成するために、初期
    適応パラメータによって遅延した基準トーンを重みづけ
    するステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号と前記推
    定干渉トーンとから補正入力信号を生成するステップ
    と、出力信号を生成するために前記補正入力信号をしき
    い値によって検出するステップとを含み、 推定干渉トーンを適応するステップは、前記補正入力信
    号と前記出力信号と誤差信号を生成するステップと、前
    記初期適応パラメータと前記遅延基準トーンと前記誤差
    信号とから新たな適応パラメータを生成するステップと
    を含むことを特徴とする干渉トーン消去方法。
  6. 【請求項６】請求項５に記載の方法において、 新たな適応パラメータを生成する前記ステップは、前記
    初期適応パラメータと、前記基準干渉トーンの共役と前
    記誤差信号と予め決められたゲインパラメータの積とを
    加算するステップを含むことを特徴とする干渉トーン消
    去方法。
  7. 【請求項７】請求項１に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、遅延した入力信
    号から遅延した出力信号を減算するステップを含み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、遅延した基
    準トーンを生成するために、前記基準干渉トーンを遅延
    させるステップと、推定適応干渉トーンを生成するため
    に、前記遅延基準トーンに初期適応パラメータを掛け合
    わせるステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号から前記
    推定干渉トーンを差し引くことにより補正入力信号を生
    成するステップと、出力信号を生成するために前記補正
    入力信号をスライスするステップとを含み、 推定干渉トーンを適応させるステップは、前記補正入力
    信号から前記出力信号を差し引くことにより誤差信号を
    生成するステップと、前記初期適応パラメータを、前記
    基準干渉トーンの共役と前記誤差信号と予め決められた
    ゲインパラメータの積に加算することにより新たな適応
    パラメータを生成するステップとを含むことを特徴とす
    る干渉トーン消去方法。
  8. 【請求項８】請求項１に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、入力信号を遅延
    させるステップと出力信号を遅延させるステップとを含
    み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、推定干渉ト
    ーンを生成するために、初期適応パラメータによって、
    基準干渉トーンを重みづけするステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号と前記推
    定干渉トーンとから補正入力信号を生成するステップ
    と、出力信号を生成するために前記補正入力信号をしき
    い値によって検出するステップとを含み、 推定干渉トーンを適応させるステップは、前記補正入力
    信号と前記出力信号と誤差信号を生成するステップと、
    前記基準干渉トーンと前記誤差信号とから新たな適応パ
    ラメータを生成するステップとを含むことを特徴とする
    干渉トーン消去方法。
  9. 【請求項９】請求項８に記載の方法において、新たな適
    応パラメータを生成する前記ステップは、前記基準干渉
    トーンと前記誤差信号に基づいて、複数の適応フィルタ
    パラメータを修正するステップを含むことを特徴とする
    干渉トーン消去方法。
  10. 【請求項１０】請求項１に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、遅延した入力信
    号から遅延した出力信号を減算するステップを含み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、推定干渉ト
    ーンを生成するための初期適応フィルタによって基準干
    渉トーンを処理するステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号から前記
    推定干渉トーンを差し引くことにより補正入力信号を生
    成するステップと、出力信号を生成するために前記補正
    入力信号をスライスするステップとを含み、 推定干渉トーンを適応するステップは、前記補正入力信
    号から前記出力信号を差し引くことにより誤差信号を生
    成するステップと、前記基準干渉トーンと前記誤差信号
    に基づいて、複数の適応フィルタパラメータを修正する
    ステップを含むことを特徴とする干渉トーン消去方法。
  11. 【請求項１１】サンプル化されたベースバンド入力信号
    中の干渉トーンを消去し、出力信号を生成する方法であ
    って、（ａ）初期適応回路を選択し、現在の適応回路を
    前記初期対応回路に設定するステップと、（ｂ）前記入
    力信号と前記出力信号に基づき、基準干渉トーンを生成
    するステップと、（ｃ）前記現在の適応回路を用いて、
    前記干渉トーンを処理することにより、適応推定干渉ト
    ーンを生成するステップと、（ｄ）前記入力信号と前記
    推定適応干渉トーンに関して、前記出力信号を生成する
    ステップと、（ｅ）新たな適応回路を生成するために、
    前記入力信号と前記出力信号と前記基準干渉トーンに関
    して、前記現在の適応回路を適応させ、前記新たな適応
    回路を現在の適応回路とするステップと、（ｆ）ステッ
    プ（ｂ）に戻るステップとからなる干渉トーン消去方
    法。
  12. 【請求項１２】請求項１１に記載の方法において、 初期適応回路を選択するステップは、初期適応パラメー
    タを選択し、現在の適応パラメータとして前記初期対応
    パラメータを設定するステップを含み、 基準干渉トーンを生成するステップは、遅延したサンプ
    ル化された入力信号と遅延した出力信号とから基準トー
    ンを生成するステップを含み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、推定干渉ト
    ーンを生成するために、現在の適応パラメータによっ
    て、前記基準干渉トーンを重みづけするステップを含
    み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号と前記推
    定干渉トーンとから補正入力信号を生成するステップ
    と、出力信号を生成するために前記補正入力信号をしき
    い値によって検出するステップとを含み、 現在の適応回路を生成するステップは、サンプル化され
    た前記補正入力信号と前記出力信号と誤差信号を生成す
    るステップと、前記初期適応パラメータと前記基準干渉
    トーンと前記誤差信号とから新たな適応パラメータを生
    成するステップと、現在の適応パラメータとして、新た
    な手校パラメータを設定するステップを含むことを特徴
    とする干渉トーン消去方法。
  13. 【請求項１３】直交振幅変調システムにおいて、出力信
    号の同相成分と直交成分を生成する同相成分および直交
    成分を有するサンプル化されたベースバンド入力信号中
    の干渉トーンを消去する方法であって、 前記入力信号と前記出力信号に基づき、前記基準干渉ト
    ーンを生成するステップと、 前記基準干渉トーンに対応した推定適応干渉トーンを生
    成するステップと、 前記入力信号と前記推定干渉トーンに関して、出力信号
    を生成するステップと、 前記入力信号と前記出力信号と前記基準干渉トーンに関
    して、前記推定干渉トーンを適応させるステップとから
    なる干渉トーン消去方法。
  14. 【請求項１４】出力信号を生成するサンプル化されたQA
    Mベースバンド入力信号中の干渉トーンを消去する方法
    であって、 基準干渉トーンから、推定適応干渉トーンを生成するス
    テップと、 前記入力信号と前記推定適応干渉トーンとから補正入力
    信号を生成するステップと、 前記入力信号と前記出力信号に基づき、前記基準干渉ト
    ーンを生成するステップと、 前記入力信号と前記推定適応干渉トーンに関して出力信
    号を生成するステップと、 前記入力信号と前記出力信号と前記基準干渉トーンに関
    して前記推定干渉トーンを適応させるステップとからな
    る干渉ト−ン消去方法。
  15. 【請求項１５】請求項１４に記載の方法において、推定
    適応干渉トーンを生成する前記ステップは、初期適応パ
    ラメータを生成するステップと、前記補正入力信号と前
    記出力信号に基づき誤差信号を生成するステップと、前
    記初期適応初期パラメータと、前記基準干渉トーンの共
    役と前記誤差信号と予め決められたゲインパラメータの
    積とを加算するステップを含むことを特徴とする干渉ト
    ーン消去方法。
  16. 【請求項１６】請求項１４に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、遅延した入力信
    号から遅延した出力信号を減算するステップを含み、 適応推定干渉トーンを生成するステップは、推定適応干
    渉トーンを生成するために、基準干渉トーンに初期適応
    パラメータを掛け合わせるステップを含み、 出力信号を生成するステップは、前記入力信号から前記
    推定干渉トーンを差し引くことにより補正入力信号を生
    成するステップと、出力信号を生成するために前記補正
    入力信号をスライスするステップとを含み、 推定干渉トーンを適応するステップは、前記補正入力信
    号から前記出力信号を差し引くことにより誤差信号を生
    成するステップと、前記初期適応パラメータを、前記基
    準干渉トーンの共役と前記誤差信号と予め決められたゲ
    インパラメータの積に加算することにより新たな適応パ
    ラメータを生成するステップとを含むことを特徴とする
    干渉トーン消去方法。
  17. 【請求項１７】ベースバンド出力信号を生成するサンプ
    ル化されたパスバンド入力信号中の干渉トーンを消去す
    る方法であって、 再回転された出力信号をパスバンドで生成するために、
    ベースバンド出力信号を再回転するステップと、 前記入力信号と前記再回転された出力信号とに基づき、
    基準干渉トーンを生成するステップと、 前記基準干渉トーンに対応する推定適応干渉トーンを生
    成するステップと、 前記入力信号と前記推定適応干渉トーンに関して、出力
    信号を生成するステップと、 前記入力信号と前記再回転された出力信号と前記基準干
    渉トーンに関して、前記推定干渉トーンを適応させるス
    テップとからなる干渉トーン消去方法。
  18. 【請求項１８】請求項１７に記載の方法において、 基準干渉トーンを生成するステップは、遅延した前記入
    力信号と遅延した再回転された出力信号を減算するステ
    ップを含み、 推定適応干渉トーンを生成するステップは、推定適応干
    渉トーンを生成するために、初期適応パラメータによっ
    て、前記基準干渉トーンに重みづけするステップを含
    み、 出力信号を生成するステップは、ベースバンド出力信号
    を生成するために、前記入力信号と前記推定干渉トーン
    とから補正入力信号を生成するステップと、ベースバン
    ド補正信号を生成するために前記補正入力信号を混合す
    るステップと、ベースバンド補正信号をしきい値によっ
    て検出するステップとを含み、 推定干渉トーンを適応するステップは、前記ベースバン
    ド補正信号と前記ベースバンド出力信号とから誤差信号
    を生成するステップと、再回転された誤差信号を生成す
    るために前記誤差信号をパスバンドに再回転させるステ
    ップと、初期適応パラメータと前記基準干渉トーンと前
    記再回転された誤差信号とから新たな適応パラメータを
    生成するステップを含むことを特徴とする干渉トーン消
    去方法。
  19. 【請求項１９】請求項１８に記載の方法において、更
    に、前記基準パスバンド干渉トーンをフィルタリングす
    ることにより、修正された基準パスバンド干渉トーンを
    生成するステップと、推定適応委干渉トーンを生成する
    ために、初期適応パラメータによって前記修正された基
    準干渉トーンを重みづけするステップとを含むことを特
    徴とする干渉トーン消去方法。
  20. 【請求項２０】サンプル化されたパスバンド入力信号中
    の干渉トーンを消去し、ベースバンド出力信号を生成す
    る方法であって、 パスバンド基準干渉トーンからパスバンド推定適応干渉
    トーンを生成するステップと、 前記入力信号と前記推定適応干渉トーンとから、補正パ
    スバンド入力信号を生成するステップと、 前記補正パスバンド入力信号から補正ベースバンド入力
    信号を生成するステップと、 前記補正ベースバンド入力信号に関して、ベースバンド
    出力信号を生成するステップと、 推定干渉トーンと、前記補正ベースバンド入力信号と前
    記ベースバンド出力信号とから決定された再回転された
    ベースバンド誤差信号とに基づき、基準干渉トーンを生
    成するステップと、 前記再回転された誤差信号と前記基準干渉トーンに関し
    て、前記推定干渉トーンを適応させるステップとからな
    る方法。
  21. 【請求項２１】ベースバンド出力信号を生成するため
    の、サンプル化されたパスバンドQAM入力信号中の干渉
    トーンを消去する回路であって、 前記入力信号と前記出力信号とに基づき、基準干渉トー
    ンを生成する手段と、 推定干渉トーンを生成する手段に応答して、前記基準干
    渉トーンに対応する推定適応干渉トーンを生成する手段
    と、 前記入力信号と推定干渉トーンを生成する手段に応答し
    て、前記入力信号と推定干渉トーンに関して出力信号を
    生成する手段と、 前記入力信号と前記出力信号と前記基準干渉トーン生成
    手段に応答して、推定干渉トーンを適応させる手段とか
    らなる回路。
  22. 【請求項２２】サンプル化されたベースバンドQAM入力
    信号中の干渉トーンを消去し、出力信号を生成する回路
    であって、 基準干渉トーンから推定適応干渉トーンを生成する手段
    と、 推定適応干渉トーンを生成する手段に応答して、前記入
    力信号と前記推定適応干渉トーンとから、補正入力信号
    を生成する手段と、 前記入力信号と前記出力信号とに応答して、前記入力信
    号と前記出力信号とに基づき、基準干渉トーンを生成す
    る手段と、 推定適応干渉トーンを生成する手段に応答して、前記入
    力信号と前記推定適応干渉トーンに関して、前記出力信
    号を生成する手段と、 前記入力信号と前記出力信号と、基準干渉トーンの生成
    手段とに応答して、前記基準干渉トーンを適応する手段
    とからなる回路。
  23. 【請求項２３】サンプル化されたパスバンドQAM入力信
    号中の干渉トーンを消去し、ベースバンド出力信号を生
    成する回路であって、 パスバンドの再回転された出力信号を生成するために、
    前記ベースバンド出力信号を再回転する手段と、 前記入力信号と前記再回転された出力信号とに応答し
    て、前記入力信号と前記再回転された出力信号に基づ
    き、基準干渉トーンを生成する手段と、 基準干渉トーンを生成する前記手段に応答して、前記基
    準干渉トーンに対応した推定適応干渉トーンを生成する
    手段と、 前記入力信号と基準干渉トーンを生成する前記手段とに
    応答して、前記入力信号と前記推定干渉トーンを参照し
    前記出力信号を生成する手段と、 前記入力信号と前記回転された出力信号と基準干渉トー
    ンを生成する前記手段とに応答して、前記推定干渉トー
    ンを適応する手段とからなる回路。
  24. 【請求項２４】サンプル化されたパスバンドQAM入力信
    号中の干渉トーンを消去し、ベースバンド出力信号を生
    成する回路であって、 基準パスバンド干渉トーンから推定パスバンド適応干渉
    トーンを生成する手段と、 前記入力信号と推定パスバンド適応干渉トーンを生成す
    る前記手段とに応答して、前記入力信号と前記推定パス
    バンド適応干渉トーンとから、補正パスバンド入力信号
    を生成する手段と、 補正パスバンド入力信号を生成する前記手段に応答し
    て、前記補正パスバンド入力信号から補正ベースバンド
    入力信号を生成する手段と、 補正ベースバンド入力信号を生成する前記手段に応答し
    て、前記補正ベースバンド入力信号に関し、前記ベース
    バンド出力信号を生成する手段と、 前記ベースバンド入力信号と前記ベースバンド出力信号
    とに応答して、再回転された誤差信号を得るために、ベ
    ースバンド誤差信号を生成し、前記ベースバンド誤差信
    号を再回転する手段と、 推定パスバンド適応干渉トーンを生成する手段と再回転
    された誤差信号を生成する手段とに応答して、前記推定
    適応干渉トーンと再回転された誤差信号とに基づき、基
    準干渉トーンを生成する手段と、 再回転された誤差信号を生成する前記手段と基準干渉ト
    ーンを生成する前記手段に応答して、前記推定干渉トー
    ンを適応させる手段とからなる回路。
JP8134940A 1995-06-02 1996-05-29 直交振幅変調復調器用干渉トーン消去方法およびその装置 Pending JPH09121181A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/460,586 US5659583A (en) 1995-06-02 1995-06-02 Tone canceller for QAM demodulator
US08/460,586 1995-06-02

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH09121181A true JPH09121181A (ja) 1997-05-06

Family

ID=23829311

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP8134940A Pending JPH09121181A (ja) 1995-06-02 1996-05-29 直交振幅変調復調器用干渉トーン消去方法およびその装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5659583A (ja)
JP (1) JPH09121181A (ja)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5867539A (en) * 1995-07-21 1999-02-02 Hitachi America, Ltd. Methods and apparatus for reducing the effect of impulse noise on receivers
US5901175A (en) * 1996-04-08 1999-05-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Dynamically adaptive equalizer system and method
JP3677907B2 (ja) * 1996-12-13 2005-08-03 株式会社日立製作所 情報の送受信方法及びそれを用いたシステム
US6101228A (en) * 1997-05-22 2000-08-08 Conexant Systems, Inc. Receiver of wideband digital signal in the presence of a narrow band interfering signal
WO1999050679A2 (en) 1998-03-30 1999-10-07 3Com Corporation Low complexity frequency estimator and interference cancellation method and device
US5903615A (en) * 1998-03-30 1999-05-11 3Com Corporation Low complexity frequency estimator and interference cancellation method and device
US6380969B1 (en) * 1998-06-19 2002-04-30 Samsung Electronics Co., Ltd. DTV receiver symbol decoding circuitry with co-channel NTSC artifacts suppression filter before data slicer
US6775334B1 (en) * 1998-11-03 2004-08-10 Broadcom Corporation Equalization and decision-directed loops with trellis demodulation in high definition TV
US6219088B1 (en) * 1998-11-03 2001-04-17 Broadcom Corporation NTSC interference rejection filter
DE69920737T2 (de) 1998-11-03 2005-10-13 Broadcom Corp., Irvine Qam/vsb zweimodenempfänger
US6438164B2 (en) 1998-11-03 2002-08-20 Broadcom Corporation Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component
US6226323B1 (en) 1998-11-03 2001-05-01 Broadcom Corporation Technique for minimizing decision feedback equalizer wordlength in the presence of a DC component
US6842495B1 (en) * 1998-11-03 2005-01-11 Broadcom Corporation Dual mode QAM/VSB receiver
US6563892B1 (en) * 1999-06-15 2003-05-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and system for detection of binary information in the presence of slowly varying disturbances
JP4093858B2 (ja) * 2000-10-13 2008-06-04 フラウンホーファー−ゲゼルシャフト・ツア・フォルデルング・デア・アンゲヴァンテン・フォルシュング・エー・ファウ リカレントニューラルネットワーク
US6563885B1 (en) * 2001-10-24 2003-05-13 Texas Instruments Incorporated Decimated noise estimation and/or beamforming for wireless communications
US6868119B2 (en) * 2002-04-12 2005-03-15 Pctel, Inc. Power supply tone compensation for voice band modems
US7313122B2 (en) * 2002-07-10 2007-12-25 Broadcom Corporation Multi-user carrier frequency offset correction for CDMA systems
EP1766912A4 (en) * 2004-07-15 2012-03-21 Thomson Licensing SYSTEM AND METHOD FOR IMPROVED CARRIER RECOVERY
US7555074B2 (en) 2005-02-01 2009-06-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Interference estimation in the presence of frequency errors
US8340333B2 (en) * 2008-02-29 2012-12-25 Sonic Innovations, Inc. Hearing aid noise reduction method, system, and apparatus
US8498217B2 (en) * 2010-07-01 2013-07-30 Broadcom Corporation Method and system for adaptive tone cancellation for mitigating the effects of electromagnetic interference
US9843464B2 (en) * 2015-10-14 2017-12-12 Maxlinear Asia Singapore Private Limited Wireless backhaul

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4589083A (en) * 1982-09-30 1986-05-13 Centre De Recherche Industrielle Du Quebec Adaptive sinusoidal interference filter
US4613978A (en) * 1984-06-14 1986-09-23 Sperry Corporation Narrowband interference suppression system
US5084902A (en) * 1989-03-14 1992-01-28 Nec Corporation Jitter canceller with an initial value setting circuit for an adaptive filter
US5208837A (en) * 1990-08-31 1993-05-04 Allied-Signal Inc. Stationary interference cancellor
US5047736A (en) * 1990-09-10 1991-09-10 Technology Research International, Inc. Selective interference reduction in transmission lines
US5132797A (en) * 1990-10-19 1992-07-21 Zenith Electronics Corporation Co-channel interference filter for digital high definition television receiver
US5087975A (en) * 1990-11-09 1992-02-11 Zenith Electronics Corporation VSB HDTV transmission system with reduced NTSC co-channel interference
US5150379A (en) * 1991-09-27 1992-09-22 Hewlett-Packard Company Signal processing system for adaptive equalization
US5325204A (en) * 1992-05-14 1994-06-28 Hitachi America, Ltd. Narrowband interference cancellation through the use of digital recursive notch filters
US5282023A (en) * 1992-05-14 1994-01-25 Hitachi America, Ltd. Apparatus for NTSC signal interference cancellation through the use of digital recursive notch filters
US5400084A (en) * 1992-05-14 1995-03-21 Hitachi America, Ltd. Method and apparatus for NTSC signal interference cancellation using recursive digital notch filters
US5325188A (en) * 1992-05-14 1994-06-28 Hitachi America, Ltd. Apparatus for NTSC signal interference cancellation through the use of digital recursive notch filters
US5369445A (en) * 1992-06-12 1994-11-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Noise reducing apparatus and methods for television receivers

Also Published As

Publication number Publication date
US5659583A (en) 1997-08-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH09121181A (ja) 直交振幅変調復調器用干渉トーン消去方法およびその装置
US6563868B1 (en) Method and apparatus for adaptive equalization in the presence of large multipath echoes
JP5113834B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法
US4701936A (en) Apparatus and method for adjusting the receivers of data transmission channels
US6996199B2 (en) Approach for processing data received from a communications channel to reduce noise power and optimize impulse response length to reduce inter-symbol interference and inter-channel interference
US7418061B2 (en) Receiver having decisional feedback equalizer with remodulation and related methods
US8605837B2 (en) Adaptive frequency-domain reference noise canceller for multicarrier communications systems
US6411657B1 (en) DSL transmitter with digital filtering using a Tomlinson-Harashima precoder
JP2008532354A (ja) 向上されたブロック等化を提供する無線通信装置及び関連する方法
CA2381314A1 (en) Approach for processing data received from a communications channel in finite precision arithmetic applications
US6360369B1 (en) Interference tolerant modem
JP2008530906A (ja) 過去、現在及び／又は将来の自己相関マトリクスの予測値に基づいてブロック等化を実行する無線通信装置及び関連する方法
US7173991B2 (en) Methods and apparatus for spectral filtering channel estimates
US4376308A (en) Control of coefficient drift for fractionally spaced equalizers
KR100469291B1 (ko) 심볼 클럭 복구 장치
JP4740069B2 (ja) 回り込みキャンセラ
JP4649381B2 (ja) 回り込みキャンセラ
US7127019B2 (en) Methods and apparatus for implementing multi-tone receivers
JP2001308820A (ja) 直交周波数分割多重信号受信装置
EP1133066A1 (en) Transmitter/receiver
JP4017323B2 (ja) 回り込みキャンセラ
US7277514B2 (en) Inter-symbol interference canceller
JP2569901B2 (ja) 干渉波除去装置
JPH0365058B2 (ja)
WO2011132299A1 (ja) 受信装置及び受信方法