JP2008131234A - バースト無線信号伝送システム、無線送信装置、無線受信装置及びバースト無線信号伝送方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】オーバーヘッドによる伝送効率の悪化を改善するとともに、小さい回路規模でシンボル同期、フレーム同期精度を向上させる。
【解決手段】情報シンボル変換部１−１は、データビット系列を情報シンボル信号系列に変換し、トレーニング信号生成部１−２は、無線送信局と無線受信局とで指定符号系列を生成した後、差動符号化する。多重化部１−３は、情報シンボル信号系列と差動符号化した指定符号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する。送信デジタルフィルタ部１−４は、送信バースト信号を帯域制限し、無線送信部１−５は、該送信バースト信号を無線周波数に変換して送信する。無線受信局では、受信した送信バースト信号を元に、キャリア周波数オフセット補正を行って、オフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する。
【選択図】図２
【解決手段】情報シンボル変換部１−１は、データビット系列を情報シンボル信号系列に変換し、トレーニング信号生成部１−２は、無線送信局と無線受信局とで指定符号系列を生成した後、差動符号化する。多重化部１−３は、情報シンボル信号系列と差動符号化した指定符号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する。送信デジタルフィルタ部１−４は、送信バースト信号を帯域制限し、無線送信部１−５は、該送信バースト信号を無線周波数に変換して送信する。無線受信局では、受信した送信バースト信号を元に、キャリア周波数オフセット補正を行って、オフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する。
【選択図】図２
Description
本発明は、バースト信号を無線伝送するバースト無線信号伝送システム、無線送信装置、無線受信装置及びバースト無線信号伝送方法に関する。
バースト信号を無線伝送するために、無線受信局側では、バースト検出、周波数同期、シンボル同期及びフレーム同期の受信同期機能が必要となる。従来のバースト無線信号伝送システムとして、衛星通信システムＤｙａｎｅｔやＰＨＳなどが挙げられる（例えば、非特許文献１、２参照）。
図３５（ａ）、（ｂ）は、非特許文献１、２に記載されているバースト無線信号伝送システム（以下、第１の従来システム）のフレーム構成を示す概念図である。また、図３６は、第１の従来システムの受信同期処理の機能構成を示すブロック図である。第１の従来システムのフレーム構成は、上記受信同期機能を実現するために、Ｄｙａｎｅｔでは、バースト検出、周波数同期用のCarrier Recovery（ＣＲ）シンボル、シンボル同期用のBit Timing Recovery（ＢＴＲ）シンボル、フレーム同期用のUnique Word（ＵＷ）シンボルの３種類のトレーニング信号、ＰＨＳでは、バースト検出、周波数同期、シンボル同期用のPreamble（ＰＲ）シンボルとフレーム同期用のＵＷシンボルと２種類のトレーニング信号から構成されている。
上述した第１の従来システムでは、フレーム同期確立をＵＷの受信再生ビット列と元々のＵＷ系列とを比較することにより確立することから、ビット再生に必要なバースト検出、周波数同期、シンボル同期用のトレーニング信号とフレーム同期専用のトレーニング信号（ＵＷ）とを分離する必要があり、図３５（ａ）、（ｂ）のような複数のトレーニング信号を必要とする。このため、トレーニング信号によるオーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が短い短パケットでは伝送効率が劣化する。
第１の従来システムは、図３６に示すように、これら４つの受信同期処理を別の演算処理で行い、また、各々に自己相関、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリエ変換）などの重たい演算を要するため、受信処理回路規模、消費電力が増大する問題もある。更に、周波数同期の初期引き込みが１バーストでは引き込めないため、初期同期に時間がかかるという問題がある。
以上のように、第１の従来システムでは、以下の３つの問題点があった。
（１）フレーム同期専用のＵＷが必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特にペイロード部分が短い場合に伝送効率が劣化する。
（２）各受信同期処理を別処理で行うため、演算量が多く、受信局の回路規模増大、消費電力が増大する。
（３）周波数同期の初期引き込みが１バーストで引き込むことができない。
（１）フレーム同期専用のＵＷが必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特にペイロード部分が短い場合に伝送効率が劣化する。
（２）各受信同期処理を別処理で行うため、演算量が多く、受信局の回路規模増大、消費電力が増大する。
（３）周波数同期の初期引き込みが１バーストで引き込むことができない。
このうち、上記（３）を解決する従来バースト無線信号伝送システムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ（以下、第２の従来システム）がある（例えば、非特許文献３参照）。
図３７は、第２の従来システムのフレーム構成を示す概念図である。第２の従来システムでは、受信同期機能を実現するために、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期用のショートプリアンブルとチャネル推定用のロングプリアンブルとの２種類のトレーニング信号をバースト先頭に配置するフレーム構成を取る。また、図３８（ａ）、（ｂ）は、第２の従来システムの受信同期処理を説明するための機能ブロック図である。ショートプリアンブル部分に対してスライディング相互相関演算を行い（２３−１）、相互相関値のピーク位置の検出をすることにより（２３−２）、フレーム同期、シンボル同期を確立し（２３−３）、また、ショートプリアンブルに対して、自己相関値演算を行い（２３−４）、自己相関値の位相成分を検出することにより（２３−５）、周波数同期が確立される（２３−６：周波数同期は、ロングプリアンブルも利用することもある）。
なお、相互相関値のピーク位置検出から直接、フレーム同期確立、すなわちバースト先頭位置が取得できるため、第１の従来システムのように、各同期処理の前段にバースト検出を行う必要はない。これにより、各同期とも１バーストで引き込むことが可能なため、第１の従来システムでみられた初期同期時間の問題である上記（３）を解消している。
しかしながら、ＩＥＥＥ８０２．１１ａは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）同期検波方式であるため、各サブキャリアのチャネル推定が必要であり、全サブキャリアに均一振幅を割当てたトレーニング信号が必要である。ショートプリアンブルは、自己相関による周波数同期の引き込み範囲を考慮すると、１ＯＦＤＭシンボルより短い時間周期を有する必要があり、このようなトレーニング信号パターンを両立することが困難である。
したがって、ショートプリアンブルの他にチャネル推定用のトレーニング信号系列であるロングプリアンブルが必要となるため、第１の従来システムでみられたオーバーヘッドが大きくなる場合の問題である上記（１）を解消できない。また、第２の従来システムでも、受信同期処理のために、自己相関値演算と、相互相関値演算との２つの演算処理を要するため、第１の従来システムでみられた受信局の演算量が多いという（２）の問題も解消されない。更には、短い時間周期を有するショートプリアンブルは、擬似ランダム信号系列（ＰＮ（Ｐｓｕｄｅ Ｎｏｉｓｅ）系列）にならないため、ＰＮ系列ほどの自己相関の直交性が取れない。
したがって、その相互相関値のピーク検出精度は、ＰＮ系列よりも低下し、ＰＮ系列よりもシンボル同期精度、フレーム同期精度が劣化するという問題もある。また、キャリア周波数オフセットによるショートプリアンブル内での位相回転量が無視できないような低速通信の場合、相互相関値演算時の積和時に各項が異なった位相量を持つため、各項が打ち消しあう可能性があり、所望時間位置で相互相関値がピークとならない可能性がある。したがって、低速通信時にもシンボル同期精度、フレーム同期精度が劣化する問題があった。
このように、第２の従来システムでは、第１の従来システムの（３）の問題は解決したものの、以下の問題があった。
（１）各同期用のトレーニング信号の他に、チャネル推定用のトレーニング信号が必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が短い場合に伝送効率が劣化する。
（２）各受信同期処理において、相互相関演算、自己相関演算を行うため、受信局の回路規模、消費電力が大きくなる。
（４）ショートプリアンブルがＰＮ系列とならないため、ショートプリアンブルを用いたシンボル同期、フレーム同期精度は、ＰＮ系列を用いた同期精度よりも劣化する。
（５）低速通信では、ショートプリアンブル内で位相が回転するため、シンボル同期、フレーム同期精度が劣化する。
（１）各同期用のトレーニング信号の他に、チャネル推定用のトレーニング信号が必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が短い場合に伝送効率が劣化する。
（２）各受信同期処理において、相互相関演算、自己相関演算を行うため、受信局の回路規模、消費電力が大きくなる。
（４）ショートプリアンブルがＰＮ系列とならないため、ショートプリアンブルを用いたシンボル同期、フレーム同期精度は、ＰＮ系列を用いた同期精度よりも劣化する。
（５）低速通信では、ショートプリアンブル内で位相が回転するため、シンボル同期、フレーム同期精度が劣化する。
このうち、（２）、（５）を解決する従来バースト無線信号伝送システムとして、ＨｉＳＷＡＮａ（以下、第３の従来システム）がある（例えば、非特許文献４）。
図３９は、第３の従来システムのフレーム構成を示す概念図である。受信同期機能を実現するために、第３の従来システムでは、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期用のプリアンブルＡ、Ｂとチャネル推定用のプリアンブルＣの２種類のトレーニング信号をバースト先頭に配置するフレーム構成を取る。
また、図４０は、第３の従来システムの受信同期処理を説明するための機能ブロック図である。プリアンブルＡ、Ｂ部分に対してスライディング自己相関演算を行い（２４−１）、自己相関値のピーク位置の検出をすることにより（２４−３）、フレーム同期、シンボル同期を確立し（２４−３）、また、その自己相関値の位相成分を検出することにより（２４−４）、周波数同期が確立される（２４−５：周波数同期はプリアンブルＣも利用することもある）。
なお、第２の従来システムと同様、自己相関値のピーク位置の検出により、バーストの先頭が検出できるため、第１の従来システムのように、各受信同期処理の前段にバースト検出を行う必要がなく、フレーム同期確立ができる。
これにより、受信同期処理に要する演算処理が、自己相関演算だけとなることから、第１、第２の従来システムで見られた受信局の演算量が多くなるという問題（２）を解決している。また、シンボル同期、フレーム同期に、自己相関演算を用いているため、仮に、プリアンブルＡ、Ｂ内でキャリア周波数オフセットにより位相が回転しても、自己相関演算の積和演算時で、各項の位相が揃って積算されるため、想定する自己相関値を得ることが可能である。したがって、第２の従来システムで見られた低速通信時のシンボル同期、フレーム同期精度の劣化問題（５）を解決する。
しかしながら、第３の従来システムでも、第２の従来システムと同様、ＯＦＤＭ同期検波方式であるため、各サブキャリアのチャネル推定専用のトレーニング信号（プリアンブルＣ）が必要であり、第１、第２の従来システムで見られたオーバーヘッドが大きくなると場合の問題（１）を解決することができない。また、同様に、第３の従来システムでも、プリアンブルＡ、Ｂは、周波数同期用に短い時間周期を有する信号系列であるため、第２の従来システムで見られたＰＮ系列と比べ、シンボル同期、フレーム同期が劣化するという問題（４）を解決することができない。
以上より、第３の従来システムでも、以下の問題が残る。
（１）各同期用のトレーニング信号の他に、チャネル推定用のトレーニング信号が必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が短い場合に、伝送効率が劣化する。
（４）ショートプリアンブルの相互相関値ピークは、ＰＮ系列よりも出にくいため、ショートプリアンブルを用いたシンボル同期、フレーム同期精度は、ＰＮ系列を用いた同期精度よりも劣化する。
（１）各同期用のトレーニング信号の他に、チャネル推定用のトレーニング信号が必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が短い場合に、伝送効率が劣化する。
（４）ショートプリアンブルの相互相関値ピークは、ＰＮ系列よりも出にくいため、ショートプリアンブルを用いたシンボル同期、フレーム同期精度は、ＰＮ系列を用いた同期精度よりも劣化する。
また、第２、第３の従来システムの問題（２）、第２の従来システムの問題（５）を解決する手法として、フレーム同期用にＵＷの差動符号化を用いて、相互相関検出によるピーク検出前に遅延検波を行うバースト無線信号伝送システム（以下、第４の従来システム）も提案されている（例えば、非特許文献５参照）。
図４１は、第４の従来システムのフレーム構成、図４２は、第４の従来システムの受信同期処理を説明するための機能ブロックである。本第４の従来システムは、送信側がピークの立ちやすいＵＷを差動符号化した系列をプリアンブル部分として送信し、受信側は該プリアンブル部分を遅延検波後に相互相関検出することにより、フレーム同期を確立する。該第４の従来システムでは、受信側で遅延検波することにより、キャリア周波数オフセットによりプリアンブル部内で位相が回転していても、遅延検波後の位相回転は、全て１シンボル間の位相回転量となり、所望の相互相関値を検出することができる。これにより、第２の従来システムの問題（５）を解決している。また、遅延検波後は、ＵＷ系列となるため、ＵＷをＰＮ系列にすれば、第２、第３の従来システムの問題（４）も解決できる。
しかしながら、本第４の従来システムは、相互相関計算時には、シンボル同期が取れていることを前提としているため、フレーム同期時（遅延検波＋相互相関演算）にシンボル同期を同時に確立することができず、フレーム同期用のプリアンブルとは別に、バースト検出、シンボル同期、周波数同期のプリアンブルが必要であり、また、受信同期処理として、フレーム同期とは別にシンボル同期、周波数同期処理が必要となる。
したがって、第４の従来システムにおいても、第１、第２、第３の従来システムの問題点（１）、第１、第２の従来システムの問題点（３）は解決できない。また、一旦、遅延検波してビット判定してしまうため、相互相関演算時の積和時の各項の振幅値が全て同じ大きさになる。したがって、フェージング変動などにプリアンブル内で受信レベル変動が起きた場合、受信レベルの大小が相互相関演算時に反映されないため、受信信号レベルの低い、所望成分よりも雑音成分の比重が高い信号点に引きずられ、フレーム同期精度が劣化するという問題があった。
以上、第４の従来システムでも、以下の問題点が残る。
（１）フレーム同期用とその他の受信同期用のプリアンブルとが必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が大きい場合に伝送効率が劣化する。
（２）各受信同期処理において、フレーム同期処理と、その他のバースト検出、シンボル同期、周波数同期処理が別に必要なため、受信局の回路規模、消費電力が大きい。
（６）相互相関時に一旦遅延検波によるビット判定を行うため、フェージング変動などによりプリアンブル内で受信レベル変動が起きた場合、フレーム同期精度が劣化する。
Kiyoshi KOBAYASHI,Tetsu SAKATA,Youichi MATSUMOTO and Shuji KUBOTA,"Fully Digital Burst Modem for Satellite Multimedia Communication Systems", IEICE Transaction on Communications,vol.E80-B,No.1,January 1997. Youichi MATSUMOTO,Shuji KUBOTA and Shuzo KATO,"A New Burst Cocherent Demodultor for Microcellular TDMA/TDD Systems",IEICE Transaction on Communcations,vol.E77-B,No.7 July 1994. 松江英明、守倉正博 著，"８０２．１１ 高速無線ＬＡＮ教科書"，第９章，（株）ＩＤＧジャパン 望月伸晃，宗田悟志，伊勢誠，上野衆太，松本洋一，梅比良正弘，"５ＧＨｚ帯高速無線アクセス用ＯＦＤＭ−ＬＳＩの開発と特性評価"，信学技報，ＤＳＰ９９−１６８，ＳＡＴ９９−１２３，ＲＣＳ９９−１７３（２０００−０１），ＰＰ１１３−１１８，；電子情報通信学会 小倉浩嗣、芹沢睦，"ＴＤＭＡデジタル移動通信のためのスロット同期方式"，Ｂ−２９２，１９９０年電子情報通信学会秋季全国大会
（１）フレーム同期用とその他の受信同期用のプリアンブルとが必要なため、オーバーヘッドが大きくなり、特に、ペイロード部分が大きい場合に伝送効率が劣化する。
（２）各受信同期処理において、フレーム同期処理と、その他のバースト検出、シンボル同期、周波数同期処理が別に必要なため、受信局の回路規模、消費電力が大きい。
（６）相互相関時に一旦遅延検波によるビット判定を行うため、フェージング変動などによりプリアンブル内で受信レベル変動が起きた場合、フレーム同期精度が劣化する。
Kiyoshi KOBAYASHI,Tetsu SAKATA,Youichi MATSUMOTO and Shuji KUBOTA,"Fully Digital Burst Modem for Satellite Multimedia Communication Systems", IEICE Transaction on Communications,vol.E80-B,No.1,January 1997. Youichi MATSUMOTO,Shuji KUBOTA and Shuzo KATO,"A New Burst Cocherent Demodultor for Microcellular TDMA/TDD Systems",IEICE Transaction on Communcations,vol.E77-B,No.7 July 1994. 松江英明、守倉正博 著，"８０２．１１ 高速無線ＬＡＮ教科書"，第９章，（株）ＩＤＧジャパン 望月伸晃，宗田悟志，伊勢誠，上野衆太，松本洋一，梅比良正弘，"５ＧＨｚ帯高速無線アクセス用ＯＦＤＭ−ＬＳＩの開発と特性評価"，信学技報，ＤＳＰ９９−１６８，ＳＡＴ９９−１２３，ＲＣＳ９９−１７３（２０００−０１），ＰＰ１１３−１１８，；電子情報通信学会 小倉浩嗣、芹沢睦，"ＴＤＭＡデジタル移動通信のためのスロット同期方式"，Ｂ−２９２，１９９０年電子情報通信学会秋季全国大会
上述したように、第１乃至第４の従来システムでは、いずれも、いずれかの上記の問題を有しており、オーバーヘッドによる伝送効率の悪化、回路規模、消費電力の増大、シンボル同期、フレーム同期精度の劣化という問題を解決することができない。
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、バースト無線信号伝送システムにおいて、オーバーヘッドによる伝送効率の悪化を改善するとともに、小さい回路規模でシンボル同期、フレーム同期精度を向上させることができるバースト無線信号伝送システム、無線送信装置、無線受信装置及びバースト無線信号伝送方法を提供することにある。
上述した課題を解決するために、本発明は、無線送信局と無線受信局とで構成されるバースト無線信号伝送システムにおいて、前記無線送信局は、入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換する情報シンボル変換手段と、予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成するトレーニング信号生成手段と、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する多重化手段と、前記送信バースト信号を無線信号に変換する無線送信手段と、前記無線信号を空間上に無線送信する送信アンテナとを具備し、前記無線受信局は、無線信号を受信する受信アンテナと、前記無線信号をデジタルベースバンド信号に変換する無線受信手段と、入力信号に対して、帯域制限を行う受信デジタルフィルタ手段と、入力されたデジタル信号をサンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行う差動復号化手段と、前記差動復号化手段が出力する信号系列に対して、前記指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行うスライディング相互相関演算手段と、前記スライディング相互相関演算手段が出力する各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を前記送信バースト信号の先頭位置として、前記送信バースト部分を抽出するフレーム同期手段と、前記ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出するシンボル同期手段と、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行う周波数同期手段と、前記周波数同期手段によってオフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する復調手段とを具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記指定符号系列としてＰＮ符号を用いることを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局は、前記無線受信手段が出力する情報シンボル系列に対して、前記フレーム同期手段の処理、前記周波数同期手段の処理、前記受信デジタルフィルタ手段の処理、前記シンボル同期手段の処理の順番で、各処理を行うことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局は、前記受信アンテナをＮ個（Ｎは整数）具備し、前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段をＮ個具備し、前記Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段の処理を行い、前記スライディング相互相関演算手段は、各Ｎ個の該差動復号化手段の出力信号系列を１つの信号系列とみなして、サンプル毎に前記指定符号系列のＮ個分とスライディング相互相関演算を行い、前記フレーム同期手段は、前記スライディング相互相関演算手段が出力する各サンプルの相互相関値を用いてピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を送信バースト信号の先頭位置として、Ｎ個の入力信号に対して、該送信バースト信号部分を抽出し、前記シンボル同期手段は、該ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、Ｎ個の入力信号に対して、シンボル点のみを抽出し、前記周波数同期手段は、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、前記位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の入力信号に対して、各々、該キャリア周波数オフセット補正を行い、前記復調手段は、前記周波数同期手段によってオフセット補正されたＮ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局は、受信アンテナをＮ個（Ｎは整数）具備し、前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段、前記スライディング相互相関演算手段、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段をＮ個具備し、前記Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段、前記スライディング相関演算手段、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段の処理を各々独立して行い、前記周波数同期手段は、各Ｎ個のフレーム同期手段から算出されたＮ個のピークと判定した相互相関値を全て加算し、該加算した相互相関値の位相成分を算出し、該算出した位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の受信信号に対して、該キャリア周波数オフセット補正を行い、前記復調手段は、前記受信デジタルフィルタ手段、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段、前記周波数同期手段の処理が行われた、前記Ｎ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成手段を具備し、前記多重化手段は、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、前記無線受信局は、前記フレーム同期手段の出力信号の前記第２トレーニング信号系列部分に対して、振幅２乗値を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期手段からの出力信号に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期手段を更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成手段を具備し、前記多重化手段は、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、前記無線受信局は、前記フレーム同期手段のＮ個の出力信号の各々に対して、前記第２トレーニング信号系列部分を抽出し、該Ｎ個の第２トレーニング信号系列の同時刻信号を振幅２乗値してから加算し、該加算した信号系列を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記Ｎ個の受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期手段からのＮ個の出力信号に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期手段を更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成手段を具備し、前記多重化手段は、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、前記無線受信局は、前記Ｎ個のフレーム同期手段の出力信号の各々に対して、前記第２トレーニング信号系列部分を抽出し、該Ｎ個の第２トレーニング信号系列の同時刻信号を振幅２乗値してから加算し、該加算した信号系列を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記Ｎ個の受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期手段からのＮ個の出力信号に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期手段を更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局は、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段、前記周波数同期手段による処理が行われた後の前記トレーニング信号系列部分または前記第２トレーニング信号系列に対して、シンボル毎に前記トレーニング信号系列または前記第２トレーニング信号系列を乗算することによって、該トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分の各シンボルの位相を揃えた後、該位相を揃えた該トレーニング信号系列または該第２トレーニング信号系列に対して、相関間隔を２シンボル以上とする自己相関演算を行い、該自己相関演算値の位相成分からキャリア周波数オフセットを推定した後、前記復調手段の前段の信号に対して、該推定したキャリア周波数オフセットを用いてキャリア周波数オフセット補償を行う第２周波数同期手段をさらに具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局は、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段、前記周波数同期手段による処理が行われた後のＮ個の前記トレーニング信号系列部分または前記第２トレーニング信号系列に対して、各々シンボル毎に前記トレーニング信号系列または前記第２トレーニング信号系列を乗算することによって、該トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分の各シンボルの位相を揃えた後、該位相を揃えた該トレーニング信号系列または該第２トレーニング信号系列に対して、相関間隔を２シンボル以上とする自己相関演算を行い、該Ｎ個の自己相関演算値を加算した後、該加算した自己相関演算値の位相成分からキャリア周波数オフセットを推定した後、前記復調手段前のＮ個の信号に対して、該推定したキャリア周波数オフセットを用いてキャリア周波数オフセット補償を行う第２周波数同期をさらに具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、前記情報シンボル変換手段として、前記無線受信局で同期検波を行うことを前提に前記データビット系列を同期検波用の情報シンボル系列に変換する同期検波用変換手段を具備し、前記無線受信局は、前記フレーム同期、前記シンボル同期、前記周波数同期確立後の前記トレーニング信号系列または前記第２トレーニング信号系列を用いて伝播チャネルを推定する、前記受信アンテナと同じ個数のチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定された伝搬チャネルを用いて前記周波数同期手段からの出力信号を同期検波する、前記受信アンテナと同じ個数の同期検波手段とを更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、前記情報シンボル変換手段として、前記無線受信局で同期検波を行うことを前提に前記データビット系列を同期検波用の情報シンボル系列に変換する同期検波用変換手段と、予め指定されたパイロット信号系列を生成するパイロット信号系列生成手段とを更に具備し、前記多重化手段は、前記情報シンボル系列中に前記パイロット信号系列を一定間隔で挿入し、前記無線受信局は、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期確立後の前記パイロット信号系列から無線伝搬チャネルを推定する、前記受信アンテナと同じ個数のチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定された無線伝搬チャネルを用いて前記周波数同期手段からの出力信号を同期検波する、前記受信アンテナと同じ個数の同期検波手段とを更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記チャネル推定手段は、前記パイロット信号毎に伝搬チャネルの推定値を更新していくことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記チャネル推定手段は、前記パイロット信号間の無線伝搬チャネルを、該パイロット信号から推定される無線チャネルの推定値から内挿補間することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記チャネル推定手段は、前記パイロット信号間または前記パイロット信号以降の無線伝搬チャネルを、該パイロット信号から推定される伝搬チャネルの推定値から外挿補間することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、前記情報シンボル変換手段の前段に、前記データビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化手段を更に具備し、前記無線受信局は、前記復調手段の代替として、前記同期検波手段の後段に前記同期検波手段の出力信号に対して、前記チャネル推定手段により推定した前記伝搬チャネルの振幅２乗値を尤度重みとして用いて軟判定誤り訂正復号化する誤り訂正復号化手段を更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、前記情報シンボル変換手段として、前記無線受信局で遅延検波を行うことを前提に前記データビット系列を遅延検波用の情報シンボル系列に変換する遅延検波用変換手段を更に具備し、前記無線受信局は、前記復調手段の前段に、前記復調手段の入力信号に対して差動復号化を行う遅延検波手段を更に具備することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局は、前記情報シンボル変換手段の前段に、前記データビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化手段を更に具備し、前記無線受信局は、前記復調手段の代替として、前記遅延検波手段の出力信号に対して、その振幅値を尤度重みとして用いて軟判定誤り訂正復号化する誤り訂正復号化手段を具備することを特徴とする。
また、上述した課題を解決するために、本発明は、バースト信号を無線伝送する無線送信装置において、入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換する情報シンボル変換手段と、予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成するトレーニング信号生成手段と、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する多重化手段と、前記送信バースト信号を無線信号に変換する無線送信手段と、前記無線信号を空間上に無線送信する送信アンテナとを具備することを特徴とする。
また、上述した課題を解決するために、本発明は、無線伝送されるバースト信号を受信する無線受信装置において、無線信号を受信する受信アンテナと、前記無線信号をデジタルベースバンド信号に変換する無線受信手段と、入力信号に対して、帯域制限を行う受信デジタルフィルタ手段と、入力されたデジタル信号をサンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行う差動復号化手段と、前記差動復号化手段が出力する信号系列に対して、前記指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行うスライディング相互相関演算手段と、前記スライディング相互相関演算手段が出力する各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を前記送信バースト信号の先頭位置として、前記送信バースト部分を抽出するフレーム同期手段と、前記ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出するシンボル同期手段と、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行う周波数同期手段と、前記周波数同期手段によってオフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する復調手段とを具備することを特徴とする。
また、上述した課題を解決するために、本発明は、無線送信局と無線受信局との間でバースト信号を無線伝送するバースト無線信号伝送方法において、前記無線送信局側では、入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換する情報シンボル変換ステップと、予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成するトレーニング信号生成ステップと、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する多重化ステップと、前記送信バースト信号を無線信号に変換する無線送信ステップと、前記無線信号を空間上に無線送信する送信ステップとを含み、前記無線受信局側では、無線信号を受信する受信ステップと、前記無線信号をデジタルベースバンド信号に変換する無線受信ステップと、入力信号に対して、帯域制限を行うフィルタリングステップと、入力されたデジタル信号をサンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行う差動復号化ステップと、前記差動復号化された信号系列に対して、前記指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行うスライディング相互相関演算ステップと、前記スライディング相互相関演算が行われた各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を前記送信バースト信号の先頭位置として、前記送信バースト部分を抽出するフレーム同期ステップと、前記ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出するシンボル同期ステップと、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行う周波数同期ステップと、前記オフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する復調ステップとを含むことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記指定符号系列としてＰＮ符号を用いることを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局側では、前記受信された無線信号に対して、前記フレーム同期ステップ、前記周波数同期ステップ、前記フィルタリングステップ、前記シンボル同期ステップの処理の順番で、各ステップを行うことを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局側では、Ｎ個の受信アンテナを具備しており、該Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記受信ステップ、前記フィルタリングステップ、前記差動復号化ステップの処理を順次行い、前記スライディング相互相関演算ステップでは、前記差動復号化されたＮ個の出力信号系列を１つの信号系列とみなして、サンプル毎に前記指定符号系列のＮ個分とスライディング相互相関演算を行い、前記フレーム同期ステップでは、前記スライディング相互相関演算が行われた各サンプルの相互相関値を用いてピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を送信バースト信号の先頭位置として、Ｎ個の入力信号に対して、該送信バースト信号部分を抽出し、前記シンボル同期ステップでは、該ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、Ｎ個の入力信号に対して、シンボル点のみを抽出し、前記周波数同期ステップでは、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、前記位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の入力信号に対して、各々、該キャリア周波数オフセット補正を行い、前記復調ステップでは、前記オフセット補正されたＮ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線受信局側では、Ｎ個の受信アンテナを具備しており、該Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記受信ステップ、前記フィルタリングステップ、前記差動復号化ステップ、前記スライディング相関演算ステップ、前記フレーム同期ステップ、前記シンボル同期ステップを各々独立して行い、前記周波数同期ステップでは、フレーム同期ステップで算出されたＮ個のピークと判定した相互相関値を全て加算し、該加算した相互相関値の位相成分を算出し、該算出した位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の受信信号に対して、該キャリア周波数オフセット補正を行い、前記復調ステップでは、前記フィルタリングステップ、前記フレーム同期ステップ、前記シンボル同期ステップ、前記周波数同期ステップが行われた、前記Ｎ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする。
本発明は、上記の発明において、前記無線送信局側では、２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成ステップを含み、前記多重化ステップでは、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、前記無線受信局側では、前記フレーム同期ステップで抽出された前記送信バースト部分の前記第２トレーニング信号系列部分に対して、振幅２乗値を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期ステップで抽出されたシンボル点に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期ステップを更に含むことを特徴とする。
この発明によれば、無線送信局で、情報シンボル変換手段により、入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換し、トレーニング信号生成手段により、予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成し、多重化手段により、情報シンボル系列とトレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、無線送信手段により、送信バースト信号を無線信号に変換して、送信アンテナから空間上に無線送信し、無線受信局で、無線受信手段により、受信アンテナで受信した無線信号をデジタルベースバンド信号に変換し、受信デジタルフィルタ手段により、帯域制限を行い、差動復号化手段により、サンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行い、スライディング相互相関演算手段により、差動復号化手段が出力する信号系列に対して、指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行った後、フレーム同期手段により、各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を送信バースト信号の先頭位置として、送信バースト部分を抽出し、シンボル同期手段により、ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出し、周波数同期手段により、ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行い、復調手段により、オフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する。
したがって、送信バースト信号のオーバーヘッド部分をトレーニング信号系列の１種類のみでフレーム同期、シンボル同期、周波数同期を実現することができ、オーバーヘッド部分を減少することができ、伝送効率を向上させることができるという利点が得られる。
また、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期を、相互相関値のみから処理することが可能であることから、受信局の回路規模を減少させ、消費電力を削減することができるという利点が得られる。また、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期とも、トレーニング信号系列を１回受信するだけで処理が終了することから、１バーストで周波数初期引き込みを実現することができる。
また、差動復号化してから相互相関演算を行うことによって、仮にキャリア周波数オフセットにより、指定符号系列内で位相が回転していても、差動復号化後の信号は、全てこのキャリア周波数オフセットによる位相回転が１シンボル分の回転に揃うため、相互相関演算時の積和時に各項の位相を揃えることが可能となる。したがって、低速回線を用いたバースト通信であっても、シンボル同期、フレーム同期を劣化させず、同期精度を向上させることができる。
また、本発明によれば、指定符号系列としてＰＮ符号を用いるようにしたので、差動復号化後の相互相関値によるピーク判定を、ＰＮ符号に対して行えるため、ショートプリアンブルを用いたシンボル同期、フレーム同期の精度を向上させることできる。また、差動復号化された受信信号は、伝搬チャネルの２乗値、すなわち、伝搬チャネルのパワーに差動符号化前の指定符号系列が乗算された形になるため、トレーニング信号系列内でフェージング変動などにより受信信号レベルが変動する場合であっても、該相互相関値は、受信信号のレベルの大きさを反映するため、フレーム同期精度を向上させることができる。
また、本発明によれば、無線受信局で、無線受信手段が出力する情報シンボル系列に対して、フレーム同期手段の処理、周波数同期手段の処理、受信デジタルフィルタ手段の処理、シンボル同期手段の処理の順番で、各処理を行うようにしたので、周波数同期を受信デジタルフィルタ処理の前に行うことができる。これにより、受信デジタルフィルタの帯域制限処理の前に、キャリア周波数オフセットにより中心周波数がずれた受信信号スペクトラムの位置を正常に戻すことができるため、キャリア周波数オフセットにより、中心周波数がずれた受信信号が受信デジタルフィルタを通過することによる電力削れを防ぐことができる。
また、本発明によれば、無線受信局に、Ｎ個（Ｎは整数）の受信アンテナと、無線受信手段、受信デジタルフィルタ手段、差動復号化手段をそれぞれＮ個具備することによって、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期の各処理に対して、ダイバーシチ処理を行い、空間ダイバーシチ効果を得ることができる。
また、本発明では、無線受信局に、Ｎ個（Ｎは整数）の受信アンテナと、無線受信手段、受信デジタルフィルタ手段、差動復号化手段をそれぞれＮ個具備し、フレーム同期手段、シンボル同期手段による処理を各受信系で独立して行うようにしたので、周波数同期部の処理に対してダイバーシチ処理を行うことができ、空間ダイバーシチ効果を得ることができる。したがって、フレーム同期点、シンボル同期点が各受信系で異なり、キャリア周波数オフセットのみが各受信系で同一の場合、例えば、各受信アンテナが遠隔に設置され、送信アンテナと受信アンテナの距離が各受信アンテナで異なるが、各受信系へ周波数変換のために供給される基準周波数が共通、すなわち、無線受信局が受信サイトダイバーシチを実現する場合、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信部が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、周波数同期の同期精度を向上させることができる。
また、本発明では、シンボル同期用の第２トレーニング信号をフレーム構成に挿入することによって、オーバーヘッドは増加するが、オーバーサンプリング数をシンボル同期の任意の要求値によらず、常に４に維持できるため、他部と比較して演算量が大きく、演算量がオーバーサンプリング数に比例する受信デジタルフィルタ手段、スライディング相互相関演算手段の演算量の増加を防ぐことができ、無線受信局の回路規模、消費電力の削減が可能となる。
また、本発明では、無線受信局に、Ｎ個（Ｎは整数）の受信アンテナと、無線受信手段、受信デジタルフィルタ手段、差動復号化手段をそれぞれＮ個具備し、シンボル同期用の第２トレーニング信号をフレーム構成に挿入するようにしたので、フレーム同期手段、シンボル同期手段、周波数同期手段の各処理に対して、ダイバーシチ処理を行い、空間ダイバーシチ効果を得ることができるとともに、演算量の増加を防ぐことができ、無線受信局の回路規模、消費電力の削減が可能となる。
また、本発明では、無線受信局に、Ｎ個（Ｎは整数）の受信アンテナと、無線受信手段、受信デジタルフィルタ手段、差動復号化手段をそれぞれＮ個具備し、フレーム同期手段、シンボル同期手段の処理を各受信系で独立して行うとともに、シンボル同期用の第２トレーニング信号をフレーム構成に挿入するようにしたので、周波数同期手段の処理は、ダイバーシチ処理を行い、空間ダイバーシチ効果を得ることができるとともに、演算量の増加を防ぐことができ、無線受信局の回路規模、消費電力の削減が可能となる。
また、本発明では、トレーニング信号系列に対して自己相関間隔を２シンボル以上広げた自己相関演算を行う第２周波数同期を行うようにしたので、オーバーヘッドを増加させずに周波数同期の同期特性を向上させることができる。
また、本発明では、トレーニング信号を用いて伝播チャネル推定を行うようにしたので、周波数検波を可能とする。
また、本発明では、伝搬チャネル推定用のパイロット信号系列を情報シンボル信号系列中に挿入することにより、伝搬チャネルが変動する場合にも同期検波を高精度に行うことが可能となる。なお、パイロット信号毎に伝搬チャネルの推定値を更新するようにしてもよい。また、パイロット信号間の無線伝搬チャネルを、該パイロット信号から推定される無線チャネルの推定値から内挿補間するようにしてもよい。また、パイロット信号間または前記パイロット信号以降の無線伝搬チャネルを、該パイロット信号から推定される伝搬チャネルの推定値から外挿補間するようにしてもよい。
また、本発明では、軟判定誤り訂正符号を用いるようにしたので、伝送品質を向上させることができる。
また、本発明では、遅延検波を行うようにしたので、無線受信局において、同期検波をより簡易な処理で行うことができる。
以下、本発明の一実施形態によるバースト無線信号伝送システムを、図面を参照して説明する。
＜第１実施形態＞
まず、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、本第１実施形態によるバースト無線信号伝送システムのフレーム構成を示す概念図である。本第１実施形態では、先頭に後述するトレーニング信号系列を、その後段に後述する情報シンボル信号系列をつけて送信バースト信号を構成する。本第１実施形態でのオーバーヘッドは、該トレーニング信号系列の１種類のみである。
まず、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、本第１実施形態によるバースト無線信号伝送システムのフレーム構成を示す概念図である。本第１実施形態では、先頭に後述するトレーニング信号系列を、その後段に後述する情報シンボル信号系列をつけて送信バースト信号を構成する。本第１実施形態でのオーバーヘッドは、該トレーニング信号系列の１種類のみである。
次に、本第１実施形態による無線送信局の構成について説明する。
図２（ａ）は、本第１実施形態によるバースト無線信号伝送システムの無線送信局の構成を示すブロック図である。図において、無線送信局は、情報シンボル変換部１−１、トレーニング信号生成部１−２、多重化部１−３、送信デジタルフィルタ部１−４、無線送信部１−５、送信アンテナ１−６から構成されている。また、図２（ｂ）は、上記トレーニング信号生成部１−２の構成を示すブロック図である。図において、トレーニング信号生成部１−２は、指定符号生成部１−２−１及び差動符号化部１−２−２から構成されている。
図２（ａ）は、本第１実施形態によるバースト無線信号伝送システムの無線送信局の構成を示すブロック図である。図において、無線送信局は、情報シンボル変換部１−１、トレーニング信号生成部１−２、多重化部１−３、送信デジタルフィルタ部１−４、無線送信部１−５、送信アンテナ１−６から構成されている。また、図２（ｂ）は、上記トレーニング信号生成部１−２の構成を示すブロック図である。図において、トレーニング信号生成部１−２は、指定符号生成部１−２−１及び差動符号化部１−２−２から構成されている。
次に、上述した各機能部の具体的動作を、送信バースト信号を変調して無線送信するまでの一連のシーケンスに沿って説明する。まず、該無線送信局は、情報シンボル変換部１−１により該無線送信局に入力されるデータビット系列を情報シンボル信号系列に変換する。また、トレーニング信号生成部１−２の中の指定符号生成部１−２−１により無線送信局と無線受信局とで予め既知とする指定符号系列を生成した後、差動符号化部１−２−２により該指定符号系列を差動符号化する。具体的には、該指定符号系列を、ａｍ∈｛ａ１，ａ２，ａ３，…，ａＮａ−１，ａＮａ｝（ａｍ＝＋１ｏｒ−１）、差動復号化された信号系列を、Ａｍ∈｛Ａ１，Ａ２，Ａ３，…，ＡＮａ−１，ＡＮａ，ＡＮａ＋１｝とおき、次式（１）の演算を行う。
なお、Ｎａは、該指定符号系列の系列長、Ａは大きさ１の任意の複素数である。また、差動符号化された該指定符号系列Ａｍ∈｛Ａ１，Ａ２，Ａ３，…，ＡＮａ−１，ＡＮａ，ＡＮａ＋１｝を、便宜上、以下、トレーニング信号系列と表記する。なお、該指定符号系列の具体例の１つとしてＰＮ符号などがある。
次に、多重化部１−３により該情報シンボル信号系列と該差動符号化した指定符号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する。次に、送信デジタルフィルタ部１−４により該形成した送信バースト信号をデジタル／アナログ変換（Ｄ／Ａ変換）前に帯域制限する。その後、無線送信部１−５により、該送信バースト信号をＤ／Ａ変換した後、無線周波数に変換し、送信アンテナ１−６により空間に送信する。
次に、本第１実施形態による無線受信局の構成について説明する。
図３は、本第１実施形態による無線受信局の構成を示すブロック図である。図において、無線受信局は、受信アンテナ２−１、無線受信部２−２、受信デジタルフィルタ部２−３、差動復号化部２−４、スライディング相互相関演算部２−５、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７、周波数同期部２−８及び復調部２−９から構成されている。
図３は、本第１実施形態による無線受信局の構成を示すブロック図である。図において、無線受信局は、受信アンテナ２−１、無線受信部２−２、受信デジタルフィルタ部２−３、差動復号化部２−４、スライディング相互相関演算部２−５、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７、周波数同期部２−８及び復調部２−９から構成されている。
また、図４は、無線受信局における、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７及び周波数同期部２−８の構成を示すブロック図である。図において、フレーム同期部２−６は、ピーク判定部２−６−１及びバースト抽出部２−６−２から構成されており、シンボル同期部２−７は、シンボル点抽出部２−７−１からなり、さらに、周波数同期部２−８は、位相算出部２−８−１及び周波数補正部２−８−２から構成されている。
次に、上述した各機能部の具体的動作を、送信バースト信号を受信してから復調するまでの一連のシーケンスに沿って説明する。まず、無線受信局は、上述した無線送信局が送信した送信バースト信号を、受信アンテナ２−１により受信した後、該受信信号を無線受信部２−２により周波数変換、アナログ／デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）して、デジタルベースバンド信号に変換する。次に、受信デジタルフィルタ部２−３により該デジタルベースバンド信号を帯域制限する。ここで、時刻ｋＴ／Ｎにおける無線受信部２−２の出力信号をｒＢ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）、受信デジタルフィルタ部２−３の出力信号をｒ（ｋＴ／Ｎ）とおく。なお、Ｔはシンボル周期、Ｎはオーバーサンプリング数、ｋは整数とする。
次に、差動復号化部２−４により、ｒ（ｋＴ／Ｎ）を隣接シンボル同士で差動復号化を行う。すなわち、次式（２）のようになる。
なお、ｒｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）は、時刻ｋＴ／Ｎの差動復号化後の信号、（Ａ）＊は複素数Ａの複素共役とする。
次に、スライディング相互相関演算部２−５により、該差動復号化した信号ｒｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）について、ｒｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）を先頭に１シンボル間隔で、次式（３）に示す系列長Ｎａの信号系列と上記指定符号系列ａｍ（１≦ｍ≦Ｎａ）とについて、相互相関演算をサンプル毎に行う。
すなわち、次式（４）に示す演算をサンプル毎に行う。
なお、Ｒｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）を時刻ｋＴ／Ｎにおける相互相関値とする。また、該相互相関値部分は、差動復号化系列ｒｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ+（ｍ−１）Ｔ）（１≦ｍ≦Ｎａ）、上記指定符号化系列ａｍ（１≦ｍ≦Ｎａ）の各ノルムで正規化してもよい。
次に、フレーム同期部２−６の中のピーク判定部２−６−１により、相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）の最大値とその時刻ｋＴ／Ｎとを蓄積し、判定毎に該最大値と判定時の相互相関値との大小関係を比較して、最大値とその時刻とを随時更新することによって、定められた判定期間中の該相互相関値が最大となる時刻をピーク時刻と判定する。なお、この判定方法には、該相互相関値の閾値を定め、該相互相関値が閾値を超えた時刻をピーク時刻と判定する方法や、該閾値を越えた後、ある一定期間連続で該相互相関値が減少し続けたら、該閾値を超えた時刻をピーク時刻と判定する方法などがある。
次に、ピーク時刻が判定されたら、バースト抽出部２−６−２により、該ピーク時刻を上記送信バースト信号の先頭位置と判定し、該ピーク時刻から該送信バースト信号部分を抽出する。なお、この抽出方法には、該バースト抽出部２−６−２が後段の各部に必要な送信バースト信号部分、例えば、後段の各部が上記トレーニング信号系列を不要とするならば、上記トレーニング信号系列を除いた情報シンボル系列のみを該後段の各部に受け渡す方法、または、該バースト抽出部２−６−２が後段の各部に該送信バースト信号部分を知らせ、該後段の各部から必要な信号部分のみに処理を行わせるような方法がある。
次に、シンボル同期部２−７の中のシンボル点抽出部２−７−１により、該ピーク時刻を更にシンボル点ともみなし、バースト抽出部２−６−２の出力信号からシンボル点のみを抽出する。
具体的には、信号ｒ（ｋＴ／Ｎ）の中から、次式（５）で示されるシンボル点を抜き出して後段へ受け渡す。
なお、ｋｄａｔａＴ／Ｎを後段の処理に必要な信号部分の先頭時間、ｄを後段の処理に必要な該送信バースト信号の総シンボル数とする。
また、周波数同期部２−８の中の位相算出部２−８−１により、フレーム同期部２−６が算出した該ピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎの相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ）の位相成分を次式（６）に従って算出する。
該位相成分は、相互相関区間で伝搬チャネルが変動していなければ、１シンボル隣接信号間で差動復号化した後の相互相関値の位相成分、すなわち、キャリア周波数オフセットによる位相回転の１シンボル当たりの位相回転に相当する。したがって、周波数補正部２−８−２により、該位相成分θ１を用いて、該シンボル同期部２−７からの出力信号に対して、次式（７）に従って周波数補正を行う。
最後に、復調部２−９が周波数補正された信号ｒＡＦＣ１（ｋｄａｔａＴ／Ｎ+ｌＴ）に対して復調し、上記データビット系列を再生する。
なお、周波数同期部２−８とシンボル同期部２−７の処理の順番は逆でも良く、信号ｒ（ｋＴ／Ｎ）に対して、上記周波数補正を行ってから、上記シンボル点抽出を行っても構わない。この場合、周波数補正は、次式（８）に示すように、信号ｒ（ｋＴ／Ｎ）のサンプル毎に行う。
また、シンボル点抽出は、該周波数補正された信号ｒＡＦＣ１（ｋｄａｔａＴ／Ｎ+（ｈ−１）Ｔ／Ｎ）から、ｋｄａｔａＴ／Ｎを先頭として、次式（９）に示すように、シンボル間隔毎に抽出する。
本第１実施形態では、上記送信バースト信号のオーバーヘッド部分として、上記トレーニング信号系列の１種類のみであることから、複数の種類のオーバーヘッドを要する、前述した第１乃至第４の従来システムよりもオーバーヘッド部分を減少することができる。すなわち、従来のシステムの問題点（１）を解決することができる。
また、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期を、相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）のピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎとその相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ）とのみから、すなわち、相互相関演算のみから処理することが可能であることから、各同期処理に対して、相互相関、自己相関、ＤＦＴなどの複数の処理を要し、受信局の回路規模、消費電力が増大する従来システムの問題点（２）を解決することができる。
また、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期とも、上記トレーニング信号系列を１回受信するだけで、処理が終了することから、従来システムの問題点（３）も解決することができる。
また、差動復号化してから相互相関演算を行うことによって、仮にキャリア周波数オフセットにより、上記指定符号系列内で位相が回転していても、差動復号化後の信号は、全てこのキャリア周波数オフセットによる位相回転が１シンボル分の回転に揃うため、相互相関演算時の積和時に各項の位相を全て揃えることが可能となる。したがって、該相互相関値のピーク判定時のキャリア周波数オフセットにより劣化する従来システムの問題点（５）も解決することができる。
また、差動符号化前の指定符号系列として、ＰＮ符号を用いることが可能である。したがって、差動復号化後の相互相関値によるピーク判定は、ＰＮ符号に対して行えるため、従来システムの問題点（４）も解決することができる。
また、差動復号化された受信信号は、伝搬チャネルの２乗値、すなわち、伝搬チャネルのパワーに差動符号化前の指定符号系列が乗算された形になるため、これに対する指定符号系列による相互相関値は、各受信信号の伝搬チャネルパワーの積和になる。すなわち、時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎ＋ｍＴ（ｍは整数）の送信バースト信号系列をｓ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ＋ｍＴ）、伝搬チャネルをｈ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ＋ｍＴ）とし、伝搬の遅延波成分ならびに雑音信号が無視できる環境を考えると、相互相関値は、次式（１０）で表される。
これの差動復号化を考えると、次式（１１）となる。
伝搬チャネル変動が１シンボルでは殆ど変化しない。すなわち、次式（１２）となり、また、時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎ＋（ｍ−１）Ｔが指定符号化系列ａｍと同時間と考えると、次式（１３）となる。
したがって、相互相関値は、次式（１４）で表される。
なお、指定符号化系列ａｍの２乗値は、ｍによらず１である。
これから、相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ）の各項からの寄与は、伝搬チャネルパワーに比例する。したがって、上記トレーニング信号系列内でフェージング変動などにより、受信信号レベルが変動する場合、該相互相関値は、受信信号のレベルの大きさを反映するため、従来システムの問題点（６）を解決することができる。
以上より、本第１実施形態によるバースト無線信号伝送システムは、従来のバースト無線信号伝送システムで問題となった（１）〜（６）を全て解決することができる。
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本第２実施形態は、前述した第１実施形態に対して、上記周波数同期部２−８の処理を上記デジタルフィルタ部２−２の前段で行うことを特徴としている。
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本第２実施形態は、前述した第１実施形態に対して、上記周波数同期部２−８の処理を上記デジタルフィルタ部２−２の前段で行うことを特徴としている。
図５は、本第２実施形態によるバースト無線信号伝送システムの無線受信局の構成を示すブロック図である。なお、バースト無線通信伝送システムのフレーム構成、無線送信局は、前述した第１実施形態と全く同一であるので、無線受信局についてのみ説明する。
なお、受信アンテナ３−１、無線受信部３−２、１次受信デジタルフィルタ部３−３、差動符号化部３−４、スライディング相互相関演算部３−５、フレーム同期部３−６、周波数同期部３−７、２次受信デジタルフィルタ部３−８、シンボル同期部３−９及び復調部３−１０は、前述した第１実施形態の受信アンテナ２−１、無線受信部２−２、差動復号化部２−４、スライディング相互相関演算部２−５、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７、復調部２−９と全く同一機能である。
また、１次受信デジタルフィルタ部３−３、２次受信デジタルフィルタ３−８とも、第１実施形態の受信デジタルフィルタ部２−３と全く同一機能であるが、両者の処理対象とする信号が異なるため、ここでは、便宜上、１次受信デジタルフィルタ部、２次受信デジタルフィルタ部という名称を付けている。また、図６は、本第２実施形態の無線受信局における、フレーム同期部３−６、周波数同期部３−７及びシンボル同期部３−９の構成を示すブロック図である。
次に、各機能部の具体的動作を、上述した送信バースト信号を受信して復調するまでの一連のシーケンスに沿って説明する。まず、前述した第１実施形態の無線受信部２−２〜フレーム同期部２−６と同様の機能により、無線受信部３−２〜フレーム同期部３−６により、相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）のピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎの該相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ）を算出する。また、無線受信部３−１の出力信号ｒＢ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）のうち、上記送信バースト信号部分に関連する部分を抽出する。次に、周波数同期部３−７により、信号ｒＢ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）に対して周波数補正を行う。すなわち、該周波数補正した信号をｒＢ．Ｂ＿ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）とすると、次式（１５）で表される処理行う。
なお、θ１は、上記周波数同期部３−７と全く同様に算出したキャリア周波数オフセットによる１シンボル当たりの位相回転であり、ｎは整数である。また、ｋ’ｄａｔａＴ／Ｎは、後段の処理に必要な信号部分の先頭時間であり、ｄ’は、後段の処理に必要な信号部分のシンボル数である。
その後、該周波数補正した信号ｒＢ．Ｂ＿ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）を第２次受信デジタルフィルタ部３−８により帯域制限した後、シンボル同期部２−６と全く同一の処理をシンボル同期部３−９により行う。最後に、該シンボル同期部３−９からの出力信号に対して、復調部２−８と全く同一の処理を復調部３−１０により行う。
上述した本第２実施形態によれば、周波数補正を受信デジタルフィルタ部の帯域制限処理の前段で行うことができる。したがって、該受信デジタルフィルタ部の帯域制限処理の前に、キャリア周波数オフセットにより中心周波数がずれた受信信号スペクトラムの位置を正常に戻すことができるため、キャリア周波数オフセットにより中心周波数がずれた受信信号が該受信デジタルフィルタ部を通過することによる電力削れを防ぐことができる。
ここで、電力削れとは、デジタルフィルタを通過させる際に、信号の中心周波数がデジタルフィルタの帯域からずれている場合に、デジタルフィルタを通過した出力信号において電力の減少が生じてしまうことをいう。
ここで、電力削れとは、デジタルフィルタを通過させる際に、信号の中心周波数がデジタルフィルタの帯域からずれている場合に、デジタルフィルタを通過した出力信号において電力の減少が生じてしまうことをいう。
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本第３実施形態は、前述した第２実施形態に対して、無線受信局が複数（Ｎ個）の受信系を装備し、フレーム同期部、シンボル同期部、周波数同期部の処理に対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、該バースト無線信号伝送システムのフレーム構成、無線送信局は、第１実施形態と全く同一である。したがって、本第３実施形態として、無線受信局の具体的動作例のみを説明する。
次に、本発明の第３実施形態について説明する。本第３実施形態は、前述した第２実施形態に対して、無線受信局が複数（Ｎ個）の受信系を装備し、フレーム同期部、シンボル同期部、周波数同期部の処理に対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、該バースト無線信号伝送システムのフレーム構成、無線送信局は、第１実施形態と全く同一である。したがって、本第３実施形態として、無線受信局の具体的動作例のみを説明する。
図７は、本第３実施形態のバースト無線信号伝送システムの無線受信局の構成を示すブロック図である。なお、図７は、第１実施形態の受信系（図３）が２個の場合を示す。以下、本第３実施形態も、第１実施形態の受信系（図３）が２個の場合を例として説明する。なお、受信系が前述した第２実施形態の受信系（図５）となっても、３個以上となっても、以下に述べる本第３実施形態の動作は全く同一である。
本第３実施形態の無線受信局は、受信アンテナ４−１−１、４−１−２、無線受信部４−２−１、４−２−２、受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２、差動復号化部４−４−１、４−４−２、スライディング相互相関演算部４−５、フレーム同期部４−６、シンボル同期部４−７、周波数同期部４−８、復調部４−９から構成されている。
また、図８は、本第３実施形態の無線受信局における、フレーム同期部４−６、シンボル同期部４−７及び周波数同期部４−８の構成を示すブロック図である。フレーム同期部４−６は、ピーク判定部４−６−１、バースト抽出部４−６−２−１及び４−６−２−２から構成され、また、シンボル同期部４−７は、シンボル点抽出部４−７−１−１、４−７−１−２から構成され、また、周波数同期部４−８は、位相算出部４−８−１、周波数補正部４−８−２−１、４−８−２−２から構成されている。
なお、受信アンテナ４−１−１、４−１−２、無線受信部４−２−１、４−２−２、受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２、差動復号化部４−４−１、４−４−２、復調部４−９は、前述した第１実施形態の受信アンテナ２−１、無線受信部２−２、受信デジタルフィルタ部２−３、差動復号化部２−４、復調部２−９と各々全く同一機能である。また、ピーク判定部４−６−１、バースト抽出部４−６−２−１、４−６−２−２、シンボル点抽出部４−７−１−１、４−７−１−２、位相算出部４−８−１、周波数補正部４−８−２−１、４−８−２−２は、前述した第１実施形態のピーク判定部２−６−１、バースト抽出部２−６−２、シンボル点抽出部２−７−１、位相算出部２−８−１、周波数補正部２−８−２と各々全く同一機能である。
次に、本第３実施形態の各機能部の具体的動作を、送信バースト信号を受信してから復調するまでの一連のシーケンスに沿って説明する。各無線アンテナ４−１−１、４−１−２で受信された受信信号は、無線受信部４−２−１、４−２−２により、各々、受信デジタルベースバンド信号に変換される。時刻ｋＴ／Ｎにおける無線受信部４−２−１、４−２−２の出力信号を、各々、ｒ１ Ｂ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ Ｂ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）とする。次に、各信号ｒ１ Ｂ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ Ｂ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）は、受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２により、各々、帯域制限される。時刻ｋＴ／Ｎにおける受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２の出力信号を、ｒ１（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２（ｋＴ／Ｎ）とする。また、各信号ｒ１（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２（ｋＴ／Ｎ）を差動復号化部４−４−１、４−４−２により、次式（１６）に示すように、シンボル間隔で差動復号化する。
なお、ｒ１ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）は、時刻ｋＴ／Ｎにおける差動復号化部４−４−１、４−４−２の各々の出力信号である。
次に、該差動復号化部４−４−１、４−４−２の各出力信号について、ｒ１ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）を先頭に１シンボル間隔で系列長Ｎａの、次式（１７）で表される信号系列を、まとめて１つの信号系列とみなして、スライディング相互相関演算部４−４により、該信号系列と訂正符号系列ａｍ（１≦ｍ≦Ｎａ）との相互相関演算をサンプル毎に行う。
すなわち、次式（１８）で表される演算を行う。
なお、Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）を時刻点ｋＴ／Ｎにおける上式（１８）から得られる相互相関値とする。また、該相互相関値は、差動復号化された信号系列ｒ１ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ＋（ｍ−１）Ｔ）（１≦ｍ≦Ｎａ）、ｒ２ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ＋（ｍ−１）Ｔ）（１≦ｍ≦Ｎａ）、指定符号化系列ａｍ（１≦ｍ≦Ｎａ）の各ノルムで正規化しても良い。各受信系の差動復号化された信号ｒ１ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ｄｉｆｆ（ｋＴ／Ｎ）は、各受信系の信号の２乗重み、すなわち、伝搬チャネルの振幅２乗値が重み付けされているため、Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）は、各受信系の相互相関値を最大比合成したものに対応する。したがって、Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）は、空間ダイバーシチ効果が得られている。
該相互相関値Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）を算出した以降の動作は、Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）を第１実施形態における相互相関値Ｒｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）とみなして、第１実施形態と同様に、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期を行う。すなわち、フレーム同期部４−５の中のピーク判定部４−５−１によりＲ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）がピークとなるピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎを検出し、該ピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎを受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２の出力信号ｒｌ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２（ｋＴ／Ｎ）に対する送信バースト信号の先頭部分とみなして、該出力信号ｒｌ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２（ｋＴ／Ｎ）に対して、フレーム同期部４−６の中のバースト抽出部４−６−２−１、４−６−２−２により送信バースト信号部分を、シンボル同期部４−７の中のシンボル点抽出部４−７−１−１、４−７−１−２により、並びにシンボル点を各々抽出する。また、該ピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎの該相互相関値Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋＴ／Ｎ）の位相成分を、受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２の出力信号ｒｌ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２（ｋＴ／Ｎ）に対するキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転量とみなして周波数補正を行う。
すなわち、周波数同期部４−８の中の位相算出部４−８−１により、次式（１９）で示されるようにθ’１を算出し、周波数同期部４−８の中の周波数補正部４−８−２−１、４−８−２−２により、各信号ｒｌ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２（ｋＴ／Ｎ）に対して、次式（２０）に示される周波数補正を行う。
なお、第２実施形態の受信系（図３）が２個の場合は、先と同様に相互相関値Ｒ’ｃｒｏｓｓ（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ）からバースト先頭部分、シンボル点、キャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転量を算出し、無線受信部４−２−１、４−２−２の各出力信号ｒ１ Ｂ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ Ｂ．Ｂ（ｋＴ／Ｎ）に対して、第２実施形態と同様の順番で、フレーム同期部４−６、周波数同期部４−８、受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２、シンボル同期部４−７の処理を行う。
最後に、受信デジタルフィルタ部４−３−１、４−３−２、フレーム同期部４−６、シンボル同期部４−７、周波数同期部４−８で処理された信号ｒ１ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）に対して、復調部４−９により空間ダイバーシチ処理をして復調し、データビット系列を再生する。なお、該空間ダイバーシチ処理については、該信号ｒ１ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）のうち振幅が大きい方のみを選択する選択ダイバーシチ、該信号ｒ１ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）を検波した後、そのまま合成する等利得合成、該信号ｒ１ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）、ｒ２ ＡＦＣ１（ｋＴ／Ｎ）を検波した後、振幅の重みを付けて合成する最大比合成のうち、いずれを用いても良い。
上述した本第３実施形態によれば、各受信系の受信信号を最大限活用して、該フレーム同期点、シンボル同期点、キャリア周波数オフセットを推定するため、第１または第２実施形態のフレーム同期部４−６、シンボル同期部４−７、周波数同期部４−８の各処理に対して、空間ダイバーシチ効果を得ることができる。
したがって、各受信系が受信する信号のフレーム同期点、シンボル同期点、キャリア周波数オフセットが一致するような無線受信局の構成の場合、例えば、各受信アンテナが近接に装備され、また、各受信系へ周波数変換のために供給される基準周波数が共通、すなわち、無線受信局が空間受信ダイバーシチを実現する構成となっている場合、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信局が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、フレーム同期部４−６、シンボル同期部４−７、周波数同期部４−８の各同期精度を向上することができる。
＜第４実施形態＞
次に、本発明の題４実施形態について説明する。
本第４実施形態は、前述した第３実施形態に対して、フレーム同期部、シンボル同期部を、受信系毎に独立で動作させ、周波数同期部の処理のみに対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、該バースト無線信号伝送システムのフレーム構成、無線送信局は、前述した第１実施形態と全く同一である。したがって、本第４実施形態として、無線受信局の具体的動作のみを説明する。
次に、本発明の題４実施形態について説明する。
本第４実施形態は、前述した第３実施形態に対して、フレーム同期部、シンボル同期部を、受信系毎に独立で動作させ、周波数同期部の処理のみに対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、該バースト無線信号伝送システムのフレーム構成、無線送信局は、前述した第１実施形態と全く同一である。したがって、本第４実施形態として、無線受信局の具体的動作のみを説明する。
図９は、本第４実施形態によるバースト無線信号伝送システムの無線受信局の構成を示すブロック図である。なお、図９は、前述した第１実施形態の受信系（図３）が２個の場合を示す。以下、本第４実施形態も、第１実施形態の受信系（図３）が２個の場合を例として説明する。なお、受信系が前述した第２実施形態の受信系（図５）となっても、３個以上となっても、以下に述べる本発明の動作は全く同一である。
本第４実施形態の無線受信局は、受信アンテナ５−１−１、５−１−２、無線受信部５−２−１、５−２−２、受信デジタルフィルタ部５−３−１、５−３−２、差動復号化部５−４−１、５−４−２、スライディング相互相関演算部５−５−１、５−５−２、フレーム同期部５−６−１、５−６−２、シンボル同期部５−７−１、５−７−２、周波数同期部５−８、復調部５−９から構成されている。
次に、図１０は、上記周波数同期部５−８の構成を示すブロック図である。周波数同期部５−８は、加算部５−８−１、位相算出部５−８−２、周波数補正部５−８−３−１、５−８−３−２から構成されている。
なお、受信アンテナ５−１−１、５−１−２、無線受信部５−２−１、５−２−２、受信デジタルフィルタ部５−３−１、５−３−２、差動復号化部５−４−１、５−４−２、スライディング相関演算部５−５−１、５−５−２、フレーム同期部５−６−１、５−６−２、シンボル同期部５−７−１、５−７−２、復調部５−９は、前述した第１実施形態の受信アンテナ２−１、無線受信部２−２、受信デジタルフィルタ部２−３、差動復号化部２−４、スライディング相関演算部２−５、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７、復調部２−９と各々全く同一機能である。
次に、本第４実施形態の各機能部の具体的動作を、送信バースト信号を受信してから復調するまでの一連のシーケンスに沿って説明する。各受信系において、受信アンテナ５−１−１からシンボル同期部５−７−１、及び受信アンテナ５−１−２からシンボル同期部５−７−２までの動作は、前述した第１実施形態の動作と全く同一である。すなわち、各受信系は、独立して相互相関値を演算し、ピーク時刻を検出し、送信バースト信号、シンボル点を抽出する。
ここで、時刻ｔでの、無線受信部５−２−１、５−２−２、受信デジタルフィルタ部５−３−１、５−３−２、差動復号化部５−４−１、５−４−２の出力信号を、第３実施形態での表記と同様に、ｒ１ Ｂ．Ｂ（ｔ）、ｒ２ Ｂ．Ｂ（ｔ）、ｒ１ ｄｉｆｆ（ｔ）、ｒ２ ｄｉｆｆ（ｔ）と表記する。また、時刻ｔでのスライディング相互相関演算部５−５−１、５−５−２が算出する各相互相関値をＲ１ ｃｒｏｓｓ（ｔ）、Ｒ２ ｃｒｏｓｓ（ｔ）と表記する。
フレーム同期部５−６−１、５−６−２のピーク判定部５−６−１−１、５−６−２−１が検出するピーク時刻をｔ１ ｐｅａｋ、ｔ２ ｐｅａｋとすると、ｔ１ ｐｅａｋ、ｔ２ ｐｅａｋを、各信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の送信バースト信号の先頭部分として、バースト抽出部５−６−１−２、５−６−２−２、シンボル同期部５−７−１、５−７−２により、該信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の中の後段の処理に必要な信号部分のシンボル点を、次式（２１）に従って抽出する。
なお、ｔ１ ｄａｔａ、ｔ２ ｄａｔａは、該信号ｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）の中で、後段の処理に必要な信号部分の先頭時間である。なお、無線受信部からシンボル同期までの各処理が、各受信系で独立して動作することから、ｔ１ ｐｅａｋ≠ｔ２ ｐｅａｋ、かつ、ｔ１ ｐｅａｋ−ｔ２ ｐｅａｋ≠ｂＴ（ｂは整数）のことが有り得るため、各ピーク時刻の表記を、ｔ１ ｐｅａｋ、ｔ２ ｐｅａｋと区別して表記している。
次に、周波数同期部５−８の中の加算部５−８−１による両相互相関値Ｒ１ ｃｒｏｓｓ（ｔ１ ｐｅａｋ）、Ｒ２ ｃｒｏｓｓ（ｔ２ ｐｅａｋ）を、次式（２２）に従って加算する。
なお、Ｒ”ｃｒｏｓｓ（ｔ１ ｃｒｏｓｓ，ｔ２ ｐｅａｋ）は、両相互相関値Ｒ１ ｃｒｏｓｓ（ｔ１ ｐｅａｋ）、Ｒ２ ｃｒｏｓｓ（ｔ２ ｐｅａｋ）を算出する際に用いる、差動復号化された信号系列ｒ１ ｄｉｆｆ（ｔ１ ｐｅａｋ＋（ｍ−１）Ｔ） （１≦ｍ≦Ｎａ）、ｒ２ ｄｉｆｆ（ｔ２ ｐｅａｋ＋（ｍ−１）Ｔ） （１≦ｍ≦Ｎａ）、指定符号化系列ａｍ（１≦ｍ≦Ｎａ）の各ノルムで正規化してもよい。ここで算出されたＲ”ｃｒｏｓｓ（ｔ１ ｐｅａｋ，ｔ２ ｐｅａｋ）は、第３実施形態のＲ’ｃｒｏｓｓ（ｋｐｅａｋ／Ｎ）に対応する量である。以降の動作は、第３実施形態と同様である。すなわち、位相算出部５−８−２がＲ”ｃｒｏｓｓ（ｔ１ ｐｅａｋ，ｔ２ ｐｅａｋ）を用いて、キャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転量を算出し、周波数補正部５−８−３−１、５−８−３−２が算出した位相回転量を用いて、信号ｒ１ Ｂ．Ｂ（ｔ）、ｒ２ Ｂ．Ｂ（ｔ）、またはｒ１（ｔ）、ｒ２（ｔ）に対して、周波数補正をする。また、同じく第３実施形態の復調部４−９と同様に、復調部５−９により該周波数補正された信号を用いて、データビット系列を再生する。
上述した第４実施形態によれば、フレーム同期点、シンボル同期点を各受信系が独立して推定し、キャリア周波数オフセットのみを両信号を最大限活用して推定するため、第１または第２実施形態の周波数同期部の処理にダイバーシチ効果が得ることができる。
したがって、フレーム同期点、シンボル同期点が各受信系で異なり、キャリア周波数オフセットのみが各受信系で同一の場合、例えば、各受信アンテナが遠隔に設置され、送信アンテナと受信アンテナの距離が各受信アンテナで異なるが、各受信系へ周波数変換のために供給される基準周波数が共通、すなわち、無線受信局が受信サイトダイバーシチを実現する構成となっている場合、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信局が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、周波数同期の同期精度を向上することができる。
したがって、フレーム同期点、シンボル同期点が各受信系で異なり、キャリア周波数オフセットのみが各受信系で同一の場合、例えば、各受信アンテナが遠隔に設置され、送信アンテナと受信アンテナの距離が各受信アンテナで異なるが、各受信系へ周波数変換のために供給される基準周波数が共通、すなわち、無線受信局が受信サイトダイバーシチを実現する構成となっている場合、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信局が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、周波数同期の同期精度を向上することができる。
＜第５実施形態＞
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
前述した第１または第２実施形態において、シンボル同期はピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎをシンボル点とみなして行うシンボル同期部２−７の動作であるため、１／２Ｎだけシンボル同期誤差が生じる。該シンボル同期誤差を減少させるためには、オーバーサンプリング数Ｎを大きくすれば良いが、他部と比較して演算量が多い受信デジタルフィルタ部、スライディング相互相関演算部の演算量がオーバーサンプリング数に比例するため、無線受信局の回路規模、消費電力が増加するという問題がある。
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
前述した第１または第２実施形態において、シンボル同期はピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎをシンボル点とみなして行うシンボル同期部２−７の動作であるため、１／２Ｎだけシンボル同期誤差が生じる。該シンボル同期誤差を減少させるためには、オーバーサンプリング数Ｎを大きくすれば良いが、他部と比較して演算量が多い受信デジタルフィルタ部、スライディング相互相関演算部の演算量がオーバーサンプリング数に比例するため、無線受信局の回路規模、消費電力が増加するという問題がある。
そこで、本第５実施形態では、第１または第２実施形態に対して、オーバーサンプリング数Ｎを維持したまま、該シンボル同期誤差を減少させることを特徴としている。具体的には、シンボル同期用の第２トレーニング信号をトレーニング信号の後段に付加し、無線受信局側では、シンボル同期部によるシンボル同期処理の追加処理として、該第２トレーニング信号を用いたシンボル同期処理を行う第２シンボル同期部を追加した。なお、第２トレーニング信号の構成、第２シンボル同期部の動作は、前述した第１の従来システムの技術をそのまま用いたものである。
まず、本第５実施形態のフレーム構成について説明する。
図１１は、本第５実施形態のフレーム構成を示す概念図である。本第５実施形態では、第１実施形態のフレーム構成（図１）に対して、トレーニング信号系列と情報シンボルとの間に後述する第２トレーニング信号系列を挿入する。
図１１は、本第５実施形態のフレーム構成を示す概念図である。本第５実施形態では、第１実施形態のフレーム構成（図１）に対して、トレーニング信号系列と情報シンボルとの間に後述する第２トレーニング信号系列を挿入する。
次に、本第５実施形態の無線送信局の構成について説明する。
図１２は、本第５実施形態の無線送信局の構成を示すブロック図である。該無線送信局は、第１実施形態の無線送信局のブロック構成（図２）に対して、多重化部６−４の前に、情報シンボル変換部６−１、トレーニング信号生成部６−２と並列に第２トレーニング信号生成部６−３が追加されている。その他の情報シンボル変換部６−１、トレーニング信号生成部６−２、送信デジタルフィルタ部６−５、無線送信部６−６、送信アンテナ６−７は、図２に示す情報シンボル変換部１−１、トレーニング信号生成部１−２、送信デジタルフィルタ部１−４、無線送信部１−５、送信アンテナ１−６と全く同一である。よって、ここでは、各部の詳細動作の説明は、第１実施形態との差分である第２トレーニング信号生成部６−３と多重化部６−４についてのみ行う。
図１２は、本第５実施形態の無線送信局の構成を示すブロック図である。該無線送信局は、第１実施形態の無線送信局のブロック構成（図２）に対して、多重化部６−４の前に、情報シンボル変換部６−１、トレーニング信号生成部６−２と並列に第２トレーニング信号生成部６−３が追加されている。その他の情報シンボル変換部６−１、トレーニング信号生成部６−２、送信デジタルフィルタ部６−５、無線送信部６−６、送信アンテナ６−７は、図２に示す情報シンボル変換部１−１、トレーニング信号生成部１−２、送信デジタルフィルタ部１−４、無線送信部１−５、送信アンテナ１−６と全く同一である。よって、ここでは、各部の詳細動作の説明は、第１実施形態との差分である第２トレーニング信号生成部６−３と多重化部６−４についてのみ行う。
第２トレーニング信号生成部６−３は、シンボル毎に＋１と−１とを繰り返す交番符号を生成する。すなわち、該交番符号を、Ｂｍ∈｛Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，…，ＢＮｂ−１，ＢＮｂ｝とすると、次式（２３）示す信号系列を生成する。
なお、Ｎｂは、該交番符号の符号長とする。該信号系列を便宜上、以下では第２トレーニング信号系列と表記する。なお、該第２トレーニング信号系列は、＋１、−１が交互に並んでいれば良く、−１から始まってもよい。多重化部６−４は、情報シンボル変換部６−１が出力する情報シンボル系列とトレーニング信号生成部６−２が出力するトレーニング信号系列と、第２トレーニング生成部６−３が出力する第２トレーニング信号系列とを時間多重し、図１１で示す送信バースト信号を形成する。以下、形成された送信バースト信号は、送信デジタルフィルタ部６−５、無線送信部６−６、送信アンテナ６−７を介して空間へ無線送信される。
次に、本発明の無線受信局のブロック構成について説明する。
図１３は、本５実施形態の無線受信局の構成を示すブロック図である。図において、本第５実施形態では、第１実施形態の無線受信局（図３）に対して、第２シンボル同期部７−８を追加している。具体的には、該第２シンボル同期部７−８がフレーム同期部７−６と受信デジタルフィルタ部７−３との間に挿入される。なお、図１３における、送信アンテナ７−１、無線受信部７−２、差動復号化部７−４、スライディング相互相関演算部７−５、フレーム同期部７−６、シンボル同期部７−７、周波数同期部７−９、復調部７−１０は、図３の送信アンテナ２−１、無線受信部２−２、差動復号化部２−４、スライディング相互相関演算部２−５、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７、周波数同期部２−８、復調部２−９と全く同一である。よって、各部の詳細動作の説明は、図１３においては、第１実施系形態との差分である受信デジタルフィルタ部７−３と第２シンボル同期部７−８についてのみ行う。
図１３は、本５実施形態の無線受信局の構成を示すブロック図である。図において、本第５実施形態では、第１実施形態の無線受信局（図３）に対して、第２シンボル同期部７−８を追加している。具体的には、該第２シンボル同期部７−８がフレーム同期部７−６と受信デジタルフィルタ部７−３との間に挿入される。なお、図１３における、送信アンテナ７−１、無線受信部７−２、差動復号化部７−４、スライディング相互相関演算部７−５、フレーム同期部７−６、シンボル同期部７−７、周波数同期部７−９、復調部７−１０は、図３の送信アンテナ２−１、無線受信部２−２、差動復号化部２−４、スライディング相互相関演算部２−５、フレーム同期部２−６、シンボル同期部２−７、周波数同期部２−８、復調部２−９と全く同一である。よって、各部の詳細動作の説明は、図１３においては、第１実施系形態との差分である受信デジタルフィルタ部７−３と第２シンボル同期部７−８についてのみ行う。
また、図１４は、後述する第２シンボル同期部７−８の構成を示すブロック図である。第２シンボル同期部７−８は、第２トレーニング信号系列抽出部７−８−１、振幅２乗値演算部７−８−２、ＤＦＴ部７−８−３、位相算出部７−８−４、フィルタタップ係数調整部７−８−５から構成されている。
まず、第２シンボル同期部７−８についての詳細動作を説明する。
まず、フレーム同期部７−６からの出力信号に対して、第２トレーニング信号系列抽出部７−８−１により、第２トレーニング信号系列に該当する部分を抽出する。抽出された信号は、第２トレーニング信号系列Ｂｍに送信デジタルフィルタ、受信デジタルフィルタの帯域制限がかかった信号であり、周期２Ｔのｃｏｓ波またはｓｉｎ波となる。
まず、フレーム同期部７−６からの出力信号に対して、第２トレーニング信号系列抽出部７−８−１により、第２トレーニング信号系列に該当する部分を抽出する。抽出された信号は、第２トレーニング信号系列Ｂｍに送信デジタルフィルタ、受信デジタルフィルタの帯域制限がかかった信号であり、周期２Ｔのｃｏｓ波またはｓｉｎ波となる。
したがって、上記抽出信号を振幅２乗値演算部７−８−２により振幅２乗した後、ＤＦＴ部７−８−３により周期ＴのＤＦＴを行うと、その出力値の位相成分がＤＦＴ部７−８−３の入力信号の先頭のクロック位相θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒに対応する。すなわち、ピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎでのクロック位相θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒに対応する。なお、シンボル同期部７−７によりピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎを先頭にシンボル間隔毎に信号を抽出していることから、シンボル同期部７−７の出力信号の全てにクロック位相θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ、すなわち、（θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔのシンボル同期誤差が生じている。
ＤＦＴ値の位相成分によりクロック位相θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒを推定することにより、このシンボル同期誤差（θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔを推定することができる。したがって、ＤＦＴ部７−８−３の出力値に対して位相算出部７−８−４により該出力値の位相成分を算出して、クロック位相θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒを推定し、シンボル同期誤差（θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔを推定する。
次に、推定したシンボル同期誤差（θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔ値を用いて、該シンボル同期誤差を補正するために、受信デジタルフィルタ部７−３の群遅延を、（−θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔだけずらす。すなわち、フィルタタップ係数調整部７−８−５により、受信デジタルフィルタ部７−３の群遅延が（−θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔだけずれるよう受信デジタルフィルタ部７−３のフィルタタップ係数を調整する。そして、受信デジタルフィルタ部７−３は、フィルタタップ係数をフィルタタップ係数調整部７−８−５により調整された値に変更する。このフィルタタップ係数の変更により、シンボル同期部７−７の出力信号のシンボル同期誤差（θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒ／２π）Ｔを補正することが可能となる。
なお、前述した第２実施形態についても、本第５実施形態による第２シンボル同期部の適用が可能である。図１５は、前述した第２実施形態の無線受信局（図５）に対して、本第５実施形態の第２シンボル同期部を追加した構成を示すブロック図である。図において、第２シンボル同期部８−８がフレーム同期部８−６と２次受信デジタルフィルタ部８−９の間に追加される。なお、図１４と同様、図１５における、送信アンテナ８−１、無線受信部８−２、１次受信デジタルフィルタ部８−３、差動復号化部８−４、スライディング相互相関演算部８−５、フレーム同期部８−６、周波数同期部８−７、シンボル同期部８−１０、復調部８−１１は、図５の送信アンテナ３−１、無線受信部３−２、受信デジタルフィルタ部３−３、差動復号化部３−４、スライディング相互相関演算部３−５、フレーム同期部３−６、周波数同期部３−７、シンボル同期部３−９、復調部３−１０と全く同一である。
また、第２シンボル同期部８−８は、図１３の第２シンボル同期部７−８と、２次受信デジタルフィルタ部８−９は、図１３の受信デジタルフィルタ部７−３と全く同一である。すなわち、第２シンボル同期部８−８で調整されたフィルタタップ係数は、２次受信デジタルフィルタ部８−９のフィルタタップ係数に反映することにより、シンボル同期部８−１０の出力信号のシンボル同期誤差を補正することが可能となる。なお、振幅２乗値演算部７−８−２は、ＤＦＴ部７−３の入力信号のキャリア周波数オフセットによる位相回転の影響を削除するために、該入力信号を振幅２乗している。しかしながら、該入力信号を周波数同期部８−７の出力信号にすれば、該位相回転が予め削除されているため、振幅２乗値演算部７−８−２は無くともよい。
なお、ＤＦＴ部７−８−３のポイント数は、４以上、かつ２のべき乗であれば、その出力値の位相成分は、クロック位相θｃｌｏｃｋ＿ｅｒｒｏｒと一致する。したがって、第１実施形態、第２実施形態では、シンボル同期誤差を軽減するためには、オーバーサンプリング数を大きくしなくてはいけなかったのに対して、本第５実施形態では、オーバーサンプリング数を４に維持したまま、シンボル同期誤差を減少させることが可能となる。
したがって、本第５実施形態によれば、第２トレーニング信号系列の挿入により、第１実施形態、第２実施形態よりもオーバーヘッドが増加するが、オーバーサンプリング数が、シンボル同期誤差の任意の要求値によらず、常に４に維持できるため、他部と比較して演算量の大きく、演算量がオーバーサンプリング数に比例する受信デジタルフィルタ部、スライディング相互相関演算部の演算量の増加を防ぐことができ、第１実施形態、第２実施形態よりも、無線受信局の回路規模、消費電力の削減が可能となる。
＜第６実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態について説明する。
本第６実施形態では、上述した第５実施形態に対して、複数の受信系を装備して、フレーム同期部７−６、シンボル同期部７−７、第２シンボル同期部７−８、周波数同期部７−９の処理に対して、空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。すなわち、本第６実施形態では、第３実施形態に対して、第２シンボル同期部７−８でのダイバーシチ処理を追加するようになっている。なお、本発明のフレーム構成、無線送信局は、上述した第５実施形態と全く同一である。したがって、本第６実施形態では、無線受信局の具体的動作のみを説明する。
次に、本発明の第６実施形態について説明する。
本第６実施形態では、上述した第５実施形態に対して、複数の受信系を装備して、フレーム同期部７−６、シンボル同期部７−７、第２シンボル同期部７−８、周波数同期部７−９の処理に対して、空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。すなわち、本第６実施形態では、第３実施形態に対して、第２シンボル同期部７−８でのダイバーシチ処理を追加するようになっている。なお、本発明のフレーム構成、無線送信局は、上述した第５実施形態と全く同一である。したがって、本第６実施形態では、無線受信局の具体的動作のみを説明する。
図１６は、本第６実施形態の無線受信局の構成を示すブロック図である。なお、図１６の構成は、図１３に示す構成の受信系が２個の場合を示している。以下、本第６実施形態においても、図１３の受信系が２個の場合を例として説明する。なお、図１３に示す受信系が３個以上となっても、図１５に示す受信系が２個または３個以上となっても、以下に述べる本第６実施形態の動作は全く同様である。
図１６において、送信アンテナ９−１−１、９−１−２、無線受信部９−２−１、９−２−２、差動復号化部９−４−１、９−４−２、スライディング相互相関演算部９−５、フレーム同期部９−６、シンボル同期部９−７、周波数同期部９−９、復調部９−１０は、第３実施形態の無線受信局（図７）の送信アンテナ４−１−１、４−１−２、無線受信部４−２−１、４−２−２、差動復号化部４−４−１、４−４−２、スライディング相互相関演算部４−５、フレーム同期部４−６、シンボル同期部４−７、周波数同期部４−８、復調部４−１０と全く同一である。また、受信デジタルフィルタ部９−３−１、９−３−２は、第５実施形態の無線受信局（図１３）の受信デジタル部７−３と同一である。したがって、以下の説明では、第２シンボル同期部９−８のみについて行う。第２シンボル同期部９−８は、フレーム同期部９−６と受信デジタルフィルタ部９−３−１、９−３−２の間に挿入される。
図１７は、本第６実施形態による第２シンボル同期部９−８の構成を示すブロック図である。図において、第２シンボル同期部９−８は、第２トレーニング信号系列抽出部９−８−１−１、９−８−１−２、振幅２乗値演算部９−８−２−１、９−８−２−２、加算部９−８−３、ＤＦＴ部９−８−４、位相算出部９−８−５、フィルタタップ係数調整部９−８−６から構成されている。なお、第２トレーニング信号系列抽出部９−８−１−１、９−８−１−２、振幅２乗値演算部９−８−２−１、９−８−２−２、ＤＦＴ部９−８−４、位相算出部９−８−５、フィルタタップ係数調整部９−８−６は、第５実施形態の無線受信局（図１３）の第２トレーニング信号系列抽出部７−８−１、振幅２乗値演算部７−８−２、ＤＦＴ部７−８−３、位相算出部７−８−４、フィルタタップ係数調整部７−８−５と全く同一である。
フレーム同期部９−６からの各受信系の受信信号の中から、第２トレーニング信号系列抽出部９−８−１−１、９−８−１−２により、各受信信号の第２トレーニング信号を抽出する。次に、振幅２乗値演算部９−８−２−１、９−８−２−２により、第２トレーニング信号を抽出した各受信信号に対して振幅２乗値を算出した後、加算部９−８−３によりこれらを加算し、ＤＦＴ部９−８−４へ入力する。
以降は、第５実施形態と全く同様の動作により、ＤＦＴ部９−８−４の出力値の位相を位相算出部９−８−５が算出し、該位相値に基づいてフィルタタップ係数調整部９−８−６が受信デジタルフィルタ部９−３−１、９−３−２のフィルタタップ係数を調整し、受信デジタルフィルタ部９−３−１、９−３−２は、該調整されたフィルタタップ係数に変更する。なお、振幅２乗値演算部９−８−２−１、９−８−２−２の各出力信号に対してＤＦＴを行った後、各ＤＦＴの出力値に対して加算した後に位相成分を求めてもよい。すなわち、振幅２乗値演算部９−８−２−１、９−８−２−２の後段に各々ＤＦＴ部９−８−４を接続し、両ＤＦＴ部の後段に加算部９−８−３を接続した後に位相算出部９−８−５を配置しても良い。
以上により、第３実施形態のフレーム同期部、シンボル同期部、周波数同期部の各処理に対する空間ダイバーシチ処理だけでなく、第５実施形態の第２シンボル同期部の処理に対しても、空間ダイバーシチ処理を行うことが可能となる。したがって、第３実施形態と同様に、シンボル同期が各受信系の受信信号で同一なるような、無線受信局が空間ダイバーシチ構成となっている場合に、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信局が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、第２シンボル同期部の処理のシンボル同期誤差の推定精度の向上、すなわち、シンボル同期の同期精度を向上させることが可能となる。
＜第７実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態について説明する。
本第７実施形態では、第４実施形態に対して、第５実施形態の第２シンボル同期部７−８を追加し、第５実施形態に対して、複数の受信系を装備して、フレーム同期部５−６−１、５−６−２、シンボル同期部５−７−１、５−７−２、第２シンボル同期部７−８を、各受信系で独立して、周波数同期の処理に対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、本第７実施形態のフレーム構成、無線送信局は、第５実施形態と全く同一である。したがって、以下では、本第７実施形態として、無線受信局の具体的動作のみを説明する。
次に、本発明の第７実施形態について説明する。
本第７実施形態では、第４実施形態に対して、第５実施形態の第２シンボル同期部７−８を追加し、第５実施形態に対して、複数の受信系を装備して、フレーム同期部５−６−１、５−６−２、シンボル同期部５−７−１、５−７−２、第２シンボル同期部７−８を、各受信系で独立して、周波数同期の処理に対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、本第７実施形態のフレーム構成、無線送信局は、第５実施形態と全く同一である。したがって、以下では、本第７実施形態として、無線受信局の具体的動作のみを説明する。
図１８は、本第７実施形態の無線受信局の構成を示すブロック図である。なお、図１８の構成は、図１３に示す受信系が２個の場合を示している。以下、本第７実施形態においても、図１３に示す受信系が２個の場合を例として説明する。なお、図１３に示す受信系が３個以上となっても、図１５に示す受信系が２個または３個以上となっても、以下に述べる本第７実施形態の動作は全く同様である。
図１８において、送信アンテナ１０−１−１、１０−１−２、無線受信部１０−２−１、１０−２−２、差動復号化部１０−４−１、１０−４−２、スライディング相互相関演算部１０−５−１、１０−５−２、フレーム同期部１０−６−１、１０−６−２、シンボル同期部１０−７−１、１０−７−２、周波数同期部１０−９、復調部１０−１０は、前述した第４実施形態の送信アンテナ５−１−１、５−１−２、無線受信部５−２−１、５−２−２、差動復号化部５−４−１、５−４−２、スライディング相互相関演算部５−５−１、５−５−２、フレーム同期部５−６−１、５−６−２、シンボル同期部５−７−１、５−７−２、周波数同期部５−８、復調部５−９と全く同一である。また、受信デジタルフィルタ部１０−３−１、１０−３−２、第２シンボル同期部１０−８−１、１０−８−２は、第５実施形態（図１３）の受信デジタルフィルタ部７−３、第２シンボル同期部７−８と同一である。
図１９は、本第７実施形態の周波数同期部１０−９の構成を示すブロック図である。図において、周波数同期部１０−９は、加算部１０−９−１、位相算出部１０−９−２、周波数補正部１０−９−３−１、１０−９−３−２から構成されている。これら、加算部１０−９−１、位相算出部１０−９−２、周波数補正部１０−９−３−１、１０−９−３−２は、前述した第４実施形態の周波数同期部５−８は、加算部５−８−１、位相算出部５−８−２、周波数補正部５−８−３−１、５−８−３−２と同一である。
上述した構成によれば、本第７実施形態の無線受信局においては、フレーム同期部１０−６−１、１０−６−２、シンボル同期部１０−７−１、１０−７−２、第２シンボル同期部１０−８−１、１０−８−２の処理を、各受信系で独立して行い、周波数同期部１０−９の処理に対してのみ空間ダイバーシチ処理を行うことができる。
上述した第７実施形態によれば、フレーム同期点、シンボル同期点が各受信系で異なり、キャリア周波数オフセットのみが各受信系で同一の場合、例えば、各受信アンテナが遠隔に設置され、送信アンテナと受信アンテナの距離が各受信アンテナで異なるが、各受信系へ周波数変換のために供給される基準周波数が共通、すなわち、無線受信局が受信サイトダイバーシチを実現する構成となっている場合、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信局が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、第５実施形態の第２シンボル同期部７−８によるシンボル同期の同期精度を維持しながら、周波数同期の同期精度を向上させることができる。
＜第８実施形態＞
次に、本発明の第８実施形態について説明する。
本第８実施形態では、前述した第１実施形態、第２実施形態、第５実施形態において、周波数同期の同期特性を更に向上させることを特徴としている。なお、本第８実施形態のフレーム構成、無線送信局は、第１実施形態、第２実施形態、または、第５実施形態と全く同一である。また、無線受信局の構成は、第３実施形態、第４実施形態、第６実施形態、または第７実施形態の無線受信局に対して、復調部の前段に第２周波数同期部を追加した構成となる。
次に、本発明の第８実施形態について説明する。
本第８実施形態では、前述した第１実施形態、第２実施形態、第５実施形態において、周波数同期の同期特性を更に向上させることを特徴としている。なお、本第８実施形態のフレーム構成、無線送信局は、第１実施形態、第２実施形態、または、第５実施形態と全く同一である。また、無線受信局の構成は、第３実施形態、第４実施形態、第６実施形態、または第７実施形態の無線受信局に対して、復調部の前段に第２周波数同期部を追加した構成となる。
図２０は、本第８実施形態で無線受信局に追加した第２周波数同期部を示すブロック図である。本第８実施形態では、第１実施形態の無線受信局（図３）に対して、周波数同期部２−８の後段に、該第２周波数同期部１１−１を追加した構成になっている。なお、第１実施形態の無線受信局（図３）と同じ部分については省略している。
本第８実施形態の無線受信局の構成において、第１実施形態の無線局の構成との差分は、該第２周波数同期部１１−１のみであることから、以下では、無線受信局の具体的動作として該第２周波数同期部１１−１の動作のみを説明する。なお、第２実施形態の無線受信局、第５実施形態の無線受信局に対して、該第２周波数同期部１１−１を追加した場合も、全く同様の動作となる。
また、図２１は、本第８実施形態の第２周波数同期部１１−１の構成を示すブロックである。図において、第２周波数同期部１１−１は、トレーニング信号系列抽出部１１−１−１、（トレーニング信号系列に対する）周波数補正部１１−１−２、トレーニング信号系列生成部１１−１−３、除算部１１−１−４、自己相関演算部１１−１−５、位相算出部１１−１−６及び（復調部への入力信号に対する）周波数補正部１１−１−７から構成されている。
トレーニング信号系列抽出部１１−１−１が、受信デジタルフィルタ部の出力信号ｒ（ｋＴ／Ｎ）から、フレーム同期部からのピーク時刻ｋｐｅａｋＴ／Ｎに基づき、次式（２４）で表される、トレーニング信号系列部分のシンボル点を抽出する。
次に、周波数補正部１１−１−２が、該抽出された信号に対して、周波数同期部（図３の２−８）から推定されるキャリア周波数オフセットθ１に基づき、次式（２５）で表される、キャリア周波数オフセットの補正を行う。
次に、除算部１１−１−４により、周波数補正部１１−１−２の出力信号ｒＡＦＣ１（ｋｐｅａｋＴ／Ｎ＋（ｍ−１）Ｔ）を、トレーニング信号系列生成部１１−１−３が生成するトレーニング信号系列Ａｍ（１≦ｍ≦Ｎａ＋１）で除算した後、自己相関演算部１１−１−５により、該乗算した後の信号に対して、次式（２６）で表される、自己相関間隔Ｎａｕｔｏの自己相関演算を行う。
なお、Ｎａｕｔｏは２≦Ｎａｕｔｏ≦Ｎｂを満たす整数であれば何でもよい。
次に、位相算出部１１−１−６が自己相関値Ｒａｕｔｏに対して、次式（２７）に従って位相を算出する。
自己相関区間で伝搬チャネルが変動していなければ、ここで算出された位相θ２は、周波数補正部１１−１−２で行われた位相θ１に基づく周波数補正で取り除けなかった残留キャリア周波数オフセットによるＮａｕｔｏシンボル分の位相回転となる。したがって、該位相θ２から、該残留キャリア周波数オフセットによる位相回転による１シンボル分の位相回転は、θ２／Ｎａｕｔｏとなる。最終的に、周波数補正部１１−１−７によって、復調部前の信号ｒＡＦＣ１（ｋｄａｔａＴ／Ｎ＋（ｌ−１）Ｔ）（１≦ｌ≦ｄ）に対して、θ２／Ｎａｕｔｏを用いて、次式（２８）に従って周波数補正を行う。
なお、前述した第２実施形態に対して該第２周波数同期部１１−１を追加する場合、２次受信デジタルフィルタ部３−８の前段に追加し、第２周波数同期部１１−１による周波数補正を２次受信デジタルフィルタ部３−８の帯域制限前に行い、キャリア周波数オフセットにずれたスペクトルの中心の位置を、帯域制限前に第２周波数同期部１１−１により更に補正しても良い。また、前述した第５実施形態に対して第２周波数同期部１１−１を追加する場合、自己相関演算部１１−１−５が行う自己相関演算に第２トレーニング信号系列も利用して良い。
一般に、自己相関によるキャリア周波数オフセットの推定において、自己相関間隔が小さいほど、推定範囲は広くなるが、推定精度は悪くなる。
本第８実施形態によれば、キャリア周波数オフセットに１シンボルの位相回転を、周波数同期部により差動復号化に相互相関演算、すなわち自己相関間隔１シンボルの自己相関演算により算出し（推定値θ１）、また、第２周波数同期部により自己相関間隔Ｎａｕｔｏシンボルの自己相関演算により算出（推定値θ２／Ｎａｕｔｏ）することによって、推定値θ１により推定範囲を広くしながら、推定値θ２／Ｎａｕｔｏにより推定精度を向上している。したがって、推定値θ１のみを用いる第１、第２、第５実施形態のいずれよりも周波数同期の同期特性を向上させることができる。
＜第９実施形態＞
次に、本発明の第９実施形態について説明する。
本第９実施形態では、上述した第８実施形態に対して、無線受信局が複数の受信系を装備することによって、第２周波数同期の処理に対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、本第９実施形態のフレーム構成、無線送信局の構成は、第３実施形態のフレーム構成、無線送信局と全く同一である。また、本第９実施形態の無線受信局の構成は、第３実施形態、第４実施形態、第６実施形態、または第７実施形態の無線受信局に対して、復調部の前段に第２周波数同期部を追加した構成となる。
次に、本発明の第９実施形態について説明する。
本第９実施形態では、上述した第８実施形態に対して、無線受信局が複数の受信系を装備することによって、第２周波数同期の処理に対して空間ダイバーシチ処理を行うことを特徴としている。なお、本第９実施形態のフレーム構成、無線送信局の構成は、第３実施形態のフレーム構成、無線送信局と全く同一である。また、本第９実施形態の無線受信局の構成は、第３実施形態、第４実施形態、第６実施形態、または第７実施形態の無線受信局に対して、復調部の前段に第２周波数同期部を追加した構成となる。
図２２は、本第９実施形態で無線受信局に追加した第２周波数同期部を示すブロック図である。本第９実施形態では、第３実施形態の無線受信局（図７）に対して、受信系が２個の場合に、第２周波数同期部１２−１を追加した構成になっている。本第９実施形態の無線受信局の構成において、前述した第３実施形態の無線受信局の構成との差分は、該第２周波数同期部１２−１のみであることから、無線受信局の具体的動作として該第２周波数同期部１２−１の動作のみを説明する。なお、受信系が３個以上の場合、並びに第４実施形態、第６実施形態、または第７実施形態の無線受信局に対して、第２周波数同期部１２−１を追加した場合も、全く同様の動作となる。
図２３は、本第９実施形態による上記第２周波数周期部１２−１の構成を示すブロック図である。図において、該第２周波数周期部１２−１は、前述した第８実施形態の第２周波数同期部１１の構成を２系統装備する構成となる。すなわち、第２周波数周期部１２−１は、トレーニング信号系列抽出部１２−１−１−１、１２−１−１−２、（トレーニング信号系列に対する）周波数補正部１２−１−２−１、１２−１−２−２、トレーニング信号系列生成部１２−１−３、除算部１２−１−４−１、１２−１−４−２、自己相関演算部１２−１−５−１、１２−１−５−２、加算部１２−１−４、位相算出部１２−１−７、（復調部への入力信号に対する）周波数補正部１２−１−８−１、１２−１−８−２から構成されている。
各受信系統のトレーニング信号系列抽出部１２−１−１−２〜自己相関演算部１２−１−５−１、トレーニング信号系列抽出部１２−１−１−２〜自己相関演算部１２−１−５−２までの処理は、前述した第８実施形態のトレーニング信号系列抽出部１１−１−１〜自己相関演算部１１−１−５と全く同一の処理を行う。
次に、加算部１２−１−４は、各受信系統から算出された自己相関値を加算する。自己相関演算部１２−１−５−１、１２−１−５−２の出力値は、各受信系の信号の２乗重み、すなわち各受信系の伝搬チャネルの振幅２乗値が重み付けされているため、加算部１２−１−４が加算した自己相関値は、各受信系の自己相関値を最大比合成したものに対応する。したがって、該加算した自己相関値は、ダイバーシチ効果が得られている。以降、第８実施形態と同様に、位相算出部１２−１−７により、該加算した自己相関値の位相を算出し、周波数補正部１２−１−８−１、１２−１−８−２により、各受信系統の復調部の前段の信号、または１次受信デジタルフィルタ部の前段の信号に対して、周波数補正を行う。
本第９実施形態によれば、第２周波数同期に対して、空間ダイバーシチ効果を得ることが可能となる。したがって、フェージング変動などにより、受信アンテナの場所によって受信レベルが変動するような電波伝搬環境において、無線受信局が複数の受信アンテナ、受信系を装備することにより、第２周波数同期の同期精度を向上することができる。
＜第１０実施形態＞
次に、本発明の第１０実施形態について説明する。
本第１０実施形態では、前述した第１乃至第９実施形態に対して、変復調方式として同期検波を行う場合に、無線受信局における同期検波用の伝搬チャネル推定を、トレーニング信号系列または第２トレーニング信号系列を用いることを特徴としている。
次に、本発明の第１０実施形態について説明する。
本第１０実施形態では、前述した第１乃至第９実施形態に対して、変復調方式として同期検波を行う場合に、無線受信局における同期検波用の伝搬チャネル推定を、トレーニング信号系列または第２トレーニング信号系列を用いることを特徴としている。
なお、本第１０実施形態のフレーム構成、無線送信局の構成は、前述した第１乃至第９実施形態と全く同一であり、前述した第１乃至第９実施形態の各フレーム構成、無線送信局の構成のいずれを用いても良い。なお、無線送信局の情報シンボル変換部は、データビット系列を同期検波用に情報シンボル系列へ変換する。
図２４は、本第１０実施形態で無線受信局に追加したチャネル推定部と同期検波部とを示すブロック図である。図において、本第１０実施形態の無線受信局は、前述した第１乃至第９実施形態の無線受信局の構成に対して、復調部の前段にチャネル推定部１３−１と同期検波部１３−２を追加した構成となる。復調部１３−３は、復調部２−９、３−１０、４−９、５−９、７−１０、８−１１、９−１０、１０−１０と同一である。なお、第１実施形態以外の第２乃至第９実施形態の無線受信局の構成に対して、本第１０実施形態のチャネル推定部１３−１と同期検波部１３−２を追加した場合も全く同様である。
本第１０実施形態と前述した第１乃至第９実施形態との差分は、チャネル推定部１３−１と同期検波部１３−２のみであることから、チャネル推定部１３−１と同期検波部１３−２の具体的動作例のみについて説明する。
まず、該チャネル推定部１３−１について説明する。
図２５は、本第１０実施形態のチャネル推定部の構成を示すブロック図である。図において、チャネル推定部１３−１は、トレーニング信号系列抽出部１３−１−１、周波数補正部１３−１−２、トレーニング信号系列生成部１３−１−３及び相互相関演算部１３−１−４から構成されている。
図２５は、本第１０実施形態のチャネル推定部の構成を示すブロック図である。図において、チャネル推定部１３−１は、トレーニング信号系列抽出部１３−１−１、周波数補正部１３−１−２、トレーニング信号系列生成部１３−１−３及び相互相関演算部１３−１−４から構成されている。
なお、トレーニング信号系列抽出部１３−１−１、周波数補正部１３−１−２、トレーニング信号系列生成部１３−１−３は、前述した第８実施形態で説明したトレーニング信号系列抽出部１１−１−１、周波数補正部１１−１−２、トレーニング信号系列生成部１１−１−３と全く同一の機能である。まず、前述した第８実施形態と同様に、トレーニング信号系列抽出部１３−１−１により、トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分のシンボル点を抽出し、周波数補正部１３−１−２により該トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分に対して周波数補正を行う。その後、該周波数補正された信号と、トレーニング信号系列生成部１３−１３が生成する該トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分との間で、相互相関演算を行う。
具体的には、以下のような演算を行う。例として、該トレーニング信号系列Ａｍを用いて説明することとする。なお、第２トレーニング信号系列Ｂｍを用いる場合も全く同様である。伝搬チャネルをｈとおく。なお、該トレーニング信号系列Ａｍの期間には、ｈは変化しないものとする。該トレーニング信号系列Ａｍの期間中の時刻ｋｐｅａｋ／Ｔ＋（ｍ−１）Ｔ （１≦ｍ≦Ｎａ＋１）における周波数補正部１３−１−２の出力信号を、ｒｔｒａｉｎｉｎｇ（ｋｐｅａｋ／Ｔ＋（ｍ−１）Ｔ）とおくと、次式（２９）のように表される。
但し、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期（周波数補正）は理想的に行われたとし、また雑音信号は無視した。信号ｒｔｒａｉｎｉｎｇ（ｋｐｅａｋ／Ｔ＋（ｍ−１）Ｔ）に対し、次式（３０）で示すように、該トレーニング信号系列Ａｍと相互相関演算を行う。
そして、次式（３１）に従って、該トレーニング信号系列Ａｍのノルムで正規化することにより、最終的に伝搬チャネルｈを算出する。
以上の演算により、トレーニング信号系列Ａｍを用いて伝播チャネルｈを推定することが可能となる。なお、伝搬チャネルｈが該トレーニング信号系列Ａｍの期間中に変動することが想定される場合には、該トレーニング信号系列Ａｍの中から伝搬チャネルｈがほぼ一定と想定される区間のみを用いて伝搬チャネル推定を行っても良い。
伝搬チャネルｈを推定後は、同期検波部１３−２が復調部１３−３の前段の信号ｒＡＦＣ１（ｋｄａｔａＴ／Ｎ+（ｌ−１）Ｔ） （ｌ＝１，２，…，ｄ）に対して、推定した伝搬チャネルｈ＾を用いて同期検波を行う。すなわち、次式（３２）に従って、演算を行い、復調部１３−３へ受け渡す。
通常、同期検波の場合、伝搬チャネル推定用のトレーニング信号を要するが、本第１０実施形態により、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期用のトレーニング信号と伝搬チャネル推定用のトレーニング信号とを兼用することができる。したがって、第１乃至第９実施形態において、更なるトレーニング信号を追加することなく同期検波を実現することができる。
＜第１１実施形態＞
次に、本発明の第１１実施形態について説明する。
本第１１実施形態では、前述した第１乃至第１０実施形態に対して、変復調方式として同期検波を行う際、送信バースト信号の期間中に伝搬チャネルが変動する場合に、トレーニング信号以降に、無線送信局と無線受信局間で既知のパイロット信号系列を挿入することによって、伝搬チャネル推定時に伝搬チャネル変動に追従することを特徴としている。
次に、本発明の第１１実施形態について説明する。
本第１１実施形態では、前述した第１乃至第１０実施形態に対して、変復調方式として同期検波を行う際、送信バースト信号の期間中に伝搬チャネルが変動する場合に、トレーニング信号以降に、無線送信局と無線受信局間で既知のパイロット信号系列を挿入することによって、伝搬チャネル推定時に伝搬チャネル変動に追従することを特徴としている。
図２６（ａ）〜（ｃ）は、本第１１実施形態によるバースト無線信号伝送システムのフレーム構成を示す概念図である。また、図２７は、本第１１実施形態による無線送信局の構成を示すブロック図であり、図２８（ａ）、（ｂ）は、本第１１実施形態による無線受信局の構成、及びチャネル推定部の構成を示すブロック図である。なお、図２６（ａ）〜（ｃ）、図２７、図２８（ａ）、（ｂ）とも、前述した第１実施形態のフレーム構成、無線送信局、無線受信局に対して、本第１１実施形態を追加した場合を示している。また、第２乃至第１０実施形態のフレーム構成、無線送信局、無線受信局に対して、本第１１実施形態を追加した場合でも全く同様である。
フレーム構成は、前述した第１乃至第１０実施形態のフレーム構成に対して、トレーニング信号系列（第２トレーニング信号系列を含む）以降、すなわち情報シンボル系列以降に無線送信局と無線受信局との間で既知のパイロット信号系列を一定間隔で挿入する。なお、該パイロット信号系列は、無線送信局と無線受信局との間で既知あれば何でも良い。また、挿入方法としては、図２６（ａ）に示すように、該情報シンボル系列の前後と該情報シンボル系列中に一定間隔で挿入する方法や、図２６（ｂ）に示すように、該情報シンボル系列の後段と該情報シンボル系列中に一定間隔で挿入する方法や、図２６（ｃ）に示すように、該情報シンボル系列中のみに一定間隔で挿入する方法がある。
なお、図２６において、パイロット＃１、パイロット＃２、…、パイロット＃Ｎｐ−１、パイロット＃Ｎｐの各パイロット信号系列部分において、該各パイロット信号系列部分内は、１シンボルでも良いし、複数シンボルでも良い。また、各パイロット信号系列部分は、互いに同一信号系列でも良いし、異なる倍号系列でも良い。また、各パイロット僧号系列部分は、互いに同一信号系列長でも良いし、異なる信号系列長でも良い。
次に、無線送信局は、図２７に示すように、第１実施形態に対して、多重化部１４−４の前段にパイロット信号生成部１４−３を追加した構成となる。具体的動作は、情報シンボル変換部１４−１、トレーニング信号生成部１４−２から情報シンボル信号系列、トレーニング信号系列を生成し、また、パイロット信号生成部１４−３によりパイロット信号を生成する。次に、多重化部１４−４により生成した各信号系列を時間多重化した後、送信デジタルフィルタ部１４−５、無線送信部１４−６、送信アンテナ１４−７により、空間へ無線送信される。
なお、情報シンボル変換部１４−１、トレーニング信号生成部１４−２、送信デジタルフィルタ部１４−５、無線送信部１４−６、送信アンテナ１４−７は、前述した第１実施形態で説明した情報シンボル変換部１−１、トレーニング信号生成部１−２、送信デジタルフィルタ部１−４、無線送信部１−５、送信アンテナ１−６と全く同一である。
次に、無線受信局は、図２８（ａ）に示すように、第１実施形態の無線受信局に対して、復調部の前段にチャネル推定部１５−１、同期検波部１５−２を追加した構成である。前述した第１実施形態の無線受信局との差分は、該チャネル推定部１５−１、同期検波部１５−２のみであるので、本第１１実施形態として、該チャネル推定部１６−１、同期検波部１５−２の具体的動作例のみを説明する。
チャネル推定部１５−１は、パイロット信号抽出部１５−１−１、チャネル演算部１５−１−２から構成されている。パイロット信号抽出部１５−１−１は、パイロット信号系列「パイロット＃ｐ（ｐ＝１、２、…、Ｎｐ）」を抽出する。なお、該パイロット信号系列は、情報シンボル系列とともに、フレーム同期、シンボル同期、周波数同期の処理が完了しているものとする。次に、チャネル演算部１５−１−２により、抽出したパイロット信号系列「パイロット＃ｐ（ｐ＝１、２、…、Ｎｐ）」を用いて、以下の動作により伝搬チャネルを推定する。
まず、各パイロット信号系列「パイロット＃ｐ（ｐ＝１、２、…、Ｎｐ）」時の伝搬チャネルを、第１０実施形態で説明したトレーニング信号系列を用いた伝搬チャネル推定と全く同様の方法により算出する。具体的には、１つのパイロット＃ｐ区間内に対して、抽出したパイロット信号系列を元々のパイロット信号系列と相互相関演算を行うことにより、各パイロット＃ｐ時の伝搬チャネルｈｐ＾を推定する。次に、各パイロット＃ｐ間、またはトレーニング信号とパイロット＃ｐ間、またはパイロット＃Ｎｐの後段の情報シンボル系列時における伝搬チャネルを、各パイロット＃ｐで推定した伝搬チャネルｈｐ＾をもとに推定する。
その推定方法は、
（ａ）前記トレーニング信号とパイロット＃１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、第１０実施形態によりトレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾とし、また、パイロット＃ｐとパイロット＃ｐ＋１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルをパイロット＃ｐにより推定した伝搬チャネルｈｐ＾とし、また、パイロット＃Ｎｐの後段の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルをパイロット＃Ｎｐにより推定した伝搬チャネルｈＮｐ＾とすることにより、随時、伝搬チャネルを更新していくような方法が考えられる。
（ａ）前記トレーニング信号とパイロット＃１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、第１０実施形態によりトレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾とし、また、パイロット＃ｐとパイロット＃ｐ＋１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルをパイロット＃ｐにより推定した伝搬チャネルｈｐ＾とし、また、パイロット＃Ｎｐの後段の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルをパイロット＃Ｎｐにより推定した伝搬チャネルｈＮｐ＾とすることにより、随時、伝搬チャネルを更新していくような方法が考えられる。
また、
（ｂ）トレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾と各パイロット＃ｐにより推定した各伝搬チャネルｈｐ＾を用いて、各情報シンボル系列時の伝搬チャネルを内挿補間する方法、例えば、トレーニング信号とパイロット＃１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、トレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾とし、パイロット＃１により推定した伝搬チャネルｈ１＾を用いて内挿補間し、また、パイロット＃ｐとパイロット＃ｐ＋１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、パイロット＃ｐにより推定した伝搬チャネルｈｐ＾とパイロット＃ｐ＋１により推定した伝搬チャネルｈｐ＋１＾を用いて内挿補間するような方法が考えなれる。また、内挿補間方法としては、線形内挿補間、スプライン内挿補間のような方法が考えられる。
（ｂ）トレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾と各パイロット＃ｐにより推定した各伝搬チャネルｈｐ＾を用いて、各情報シンボル系列時の伝搬チャネルを内挿補間する方法、例えば、トレーニング信号とパイロット＃１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、トレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾とし、パイロット＃１により推定した伝搬チャネルｈ１＾を用いて内挿補間し、また、パイロット＃ｐとパイロット＃ｐ＋１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、パイロット＃ｐにより推定した伝搬チャネルｈｐ＾とパイロット＃ｐ＋１により推定した伝搬チャネルｈｐ＋１＾を用いて内挿補間するような方法が考えなれる。また、内挿補間方法としては、線形内挿補間、スプライン内挿補間のような方法が考えられる。
また、
（ｃ）トレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾と各パイロット＃ｐにより推定した各伝搬チャネルｈｐ＾を用いて、各情報シンボル系列時の伝搬チャネルを外挿する方法、例えば、パイロット＃ｐとパイロット＃ｐ＋１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、パイロット＃ｐ−１により推定した伝搬チャネルｈｐ−１＾とパイロット＃ｐにより推定した伝搬チャネルｈｐ＾を用いて内挿補間するような方法が考えられる。
（ｃ）トレーニング信号から推定した伝搬チャネルｈ＾と各パイロット＃ｐにより推定した各伝搬チャネルｈｐ＾を用いて、各情報シンボル系列時の伝搬チャネルを外挿する方法、例えば、パイロット＃ｐとパイロット＃ｐ＋１間の情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを、パイロット＃ｐ−１により推定した伝搬チャネルｈｐ−１＾とパイロット＃ｐにより推定した伝搬チャネルｈｐ＾を用いて内挿補間するような方法が考えられる。
また、外挿補間方法としては、線形外挿補間、スプライン外挿補間のような方法が考えられる。
次に、同期検波部１５−２が、上述した推定した各情報シンボル信号系列時の伝搬チャネルを用いて、第１０実施形態で説明した同期検波部１３−２と同様にして、復調部１５−３の前段の信号に対して同期検波を行い、復調部１５−３へ受け渡す。
上述した第１１実施形態によれば、送信バースト信号区間内で伝搬チャネルが変動する場合に、伝搬チャネル推定を該変動に追従させることができる。したがって、前述した第１乃至第１０実施形態において、パイロット信号の挿入によりオーバーヘッドが大きくなるが、伝搬チャネルが変動する場合にも同期検波を高精度に行うことができる。
＜第１２実施形態＞
次に、本発明の第１２実施形態について説明する。
本第１２実施形態では、前述した第１０、第１１実施形態に対して、変復調が同期検波を行う場合に、軟判定誤り訂正（Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔ（ＦＥＣ））を実施することを特徴としている。特に、軟判定誤り訂正時の尤度算出に対して、推定した伝搬チャネル量を反映させることを主眼としている。なお、本第１２実施形態のフレーム構成は、第１０、第１１実施形態のフレーム構成と全く同一である。
次に、本発明の第１２実施形態について説明する。
本第１２実施形態では、前述した第１０、第１１実施形態に対して、変復調が同期検波を行う場合に、軟判定誤り訂正（Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔ（ＦＥＣ））を実施することを特徴としている。特に、軟判定誤り訂正時の尤度算出に対して、推定した伝搬チャネル量を反映させることを主眼としている。なお、本第１２実施形態のフレーム構成は、第１０、第１１実施形態のフレーム構成と全く同一である。
図２９は、本第１２実施形態で無線送信局に追加した誤り訂正符号化部を示すブロック図である。また、図３０（ａ）は、本第１２実施形態で無線受信局に追加した誤り訂正復号化部を示すブロック図であり、同図（ｂ）は、無線受信局に追加した誤り訂正復号化部の構成を示すブロック図である。
本第１２実施形態の無線送信局は、前述した第１０、第１１実施形態の無線送信局に対して、情報シンボル変換部１４−１の前段に誤り訂正符号化部１６−１を追加した構成となる。すなわち、データビット系列に対して、該誤り訂正符号化部１６−１が誤り訂正符号化を施した後、情報シンボル変換部１４−１へ受け渡す。必要であれば、インタリーブ処理を行ってもよい。以降の処理は、第１０、第１１実施形態の無線送信局の処理と全く同一である。
本第１２実施形態の無線受信局は、前述した第１０、第１１実施形態の無縁受信局に対して、復調部の替わりに誤り訂正復号化部１７−１が挿入された構成となる。したがって、本第１２実施形態の無線受信局の動作例の説明として、該誤り訂正復号化部１７−１の具体的動作例のみを説明する。該誤り訂正復号化部１７−１は、尤度算出部１７−１−１、軟判定誤り訂正復号化部１７−１−２から構成されている。
尤度算出部１７−１−１は、同期検波部１３−２の出力信号に対して、チャネル推定部１３−１で推定された伝搬チャネルを用いて尤度を計算する。伝搬チャネルの振幅２乗値は、同期検波後の信号のＳＮＲに比例するため、伝搬チャネルの振幅２乗値を用いて尤度を算出することが可能となる。例えば、ＢＰＳＫ変調の場合、同期検波後の信号のＩ成分と伝搬チャネルの振幅２乗値とを乗算するような計算方法が考えられる。次に、軟判定誤り訂正復号化部１７−１−２は、算出した尤度を用いて軟判定誤り訂正復号を行う。無線送信局側でインタリーブ処理が行われている場合には、軟判定誤り訂正復号前にデインタリーブ処理を行う。また、具体的な軟判定誤り訂正復号としては、軟判定ビタビ復号、ターボ復号、ＬＤＰＣ復号などが考えられる。
上述した第１２実施形態によれば、第１０、第１１実施形態に対して、変復調が同期検波を行う場合に、軟判定誤り訂正（ＦＥＣ）を実施することが可能となり、伝送品質を向上させることが可能となる。
＜第１３実施形態＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
本第１３実施形態では、前述した第１乃至第９実施形態に対して、変復調方式として遅延検波を用いることを特徴としている。なお、本第１３実施形態のフレーム構成は、前述した第１乃至第９実施形態のフレーム構成と全く同一である。
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
本第１３実施形態では、前述した第１乃至第９実施形態に対して、変復調方式として遅延検波を用いることを特徴としている。なお、本第１３実施形態のフレーム構成は、前述した第１乃至第９実施形態のフレーム構成と全く同一である。
図３１は、本第１３実施形態で無線送信局に追加した差動符号化部を示すブロック図である。また、図３２は、本第１３実施形態で無線受信局に追加した差動復号化部を示すブロック図である。図３１、図３２とも、第１実施形態の無線送信局、無線受信局に対して本第１３実施形態を追加した場合を示している。なお、前述した第２実施形態乃至第９実施形態のフレーム構成、無線送信局、無線受信局に対して本第１３実施形態を追加した場合でも全く同様である。
本第１３実施形態の無線送信局は、第１実施形態の無線送信局に対して、情報シンボル変換部１−１と多重化部１−３の間に差動符号化部１８−１を挿入した構成となる。具体的動作は、情報シンボル変換部１−１からの出力信号を差動符号化部１８−１により差動符号化、すなわち、該出力信号の隣接同士を互いに乗算した後、多重化部１−３へ受け渡す。なお、情報シンボル変換部１−１からの出力信号の大きさが一定でない場合、乗算の変わりに片側のみ複素共役をとり、これを除算しても良い。以降の動作は、第１実施形態の無線送信局の動作と全く同一である。
一方、本第１３実施形態の無線受信局は、第１実施形態の無線受信局に対して、復調部２−９の前段に差動復号化部１９−１を挿入した構成となる。第１実施形態の無線受信局との差分は、差動復号化部１９−１のみなので、本第１３実施形態の無線受信局の具体的動作例として差動復号化部１９−１の具体的動作例のみを説明する。差動復号化部１９−１は、復調部２−９の直前の信号に対して差動復号化を行う。具体的には、差動符号化部１８−１の逆演算を行う。差動復号化した後は、復調部２−９へ受け渡す。なお、差動復号化部１９−１の出力信号は、キャリア周波数オフセットが残っていても、信号点誤差は、高々、キャリア周波数オフセットによる１シンボル当たりの位相回転程度なので、該位相回転が十分小さく見込める場合には、周波数同期部２−８の処理を行わなくてもよい。
上述した第１３実施形態によれば、前述した第１乃至第９実施形態に対して、遅延検波を行うことが可能となる。したがって、無線受信局において、チャネル推定を要する同期検波よりも簡易な処理で復調することができる。
＜第１４実施形態＞
次に、本発明の第１４実施形態について説明する。
本第１４実施形態では、前述した第１３実施形態に対して、軟判定誤り訂正を実施することを特徴としている。なお、本第１４実施形態のフレーム構成は、第１３実施形態のフレーム構成と全く同一である。
次に、本発明の第１４実施形態について説明する。
本第１４実施形態では、前述した第１３実施形態に対して、軟判定誤り訂正を実施することを特徴としている。なお、本第１４実施形態のフレーム構成は、第１３実施形態のフレーム構成と全く同一である。
図３３は、本第１４実施形態による無線送信局の一部の構成を示すブロック図である。また、図３４（ａ）は、本第１４実施形態による無線受信局の一部の構成を示すブロック図であり、同図（ｂ）は、無線受信局の誤り訂正復号化部の構成を示すブロック図である。図３３、図３４（ａ）、（ｂ）とも、第１実施形態ならびに第１３実施形態の無線送信局、無線受信局に対して、本第１４実施形態を追加した場合を示している。なお、前述した第２実施形態乃至第９実施形態、ならびに第１３実施形態のフレーム構成、無線送信局、無線受信局に対して本第１４実施形態を追加した場合でも全く同様である。
本第１４実施形態の無線送信局は、第１実施形態ならびに第１３実施形態の無線送信局に対して、情報シンボル変換部１−１の前段に誤り訂正符号化部２０−１を挿入した構成となる。具体的動作は、誤り訂正符号化部２０−１が、データビット系列に対して誤り訂正符号化を施した後、情報シンボル変換部１−１へ受け渡す。以降の動作は、第１３実施形態の情報シンボル変換部以降の動作と全く同一である。
一方、本第１４実施形態の無線受信局は、第１実施形態ならびに第１３実施形態の無線受信局に対して、復調部の替わりに誤り訂正復号化部２１−２が挿入された構成となる。したがって、本第１４実施形態の無線受信局の動作例の説明として、該誤り訂正復号化部２１−２の具体的動作例のみを説明する。該誤り訂正復号化部２１−２は、尤度算出部２１−２−１及び軟判定誤り訂正復号化部２１−２−２から構成されている。
尤度算出部２１−２−１は、差動復号化部２−４の出力信号に対して尤度を計算する。差動復号化部２−４の出力信号の振幅値は、伝搬チャネルの振幅２乗値に比例、該出力信号のＳＮＲに比例するため、該出力信号自体を用いて尤度を算出することが可能となる。例えば、ＢＰＳＫ変調の場合、差動復号化部２−４の出力信号のＩ成分自体を尤度とするような算出方法が考えられる。以降は、第１２実施形態の軟判定誤り訂正復号化部１６−１の動作と全く同様である。
上述した第１４実施形態によれば、前述した第１３実施形態に対して、軟判定誤り訂正を実施することが可能となり、伝送品質を向上させることが可能となる。
１−１、６−１、２０−２ 情報シンボル変換部（情報シンボル変換手段、同期検波用変換手段）
１−２、６−２ トレーニング信号生成部（トレーニング信号生成手段）
１−３、６−４ 多重化部（多重化手段）
１−５ 無線送信部（無線送信手段）
１−６ 送信アンテナ
２−１、３−１ 受信アンテナ
２−２、３−２ 無線受信部（無線受信手段）
２−３、３−３、３−８ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
２−４、３−４ 差動符号化部（差動復号化手段）
２−５、３−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
２−６、３−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
２−７、３−９ シンボル同期部（シンボル同期手段）
２−８、３−７ 周波数同期部（周波数同期手段）
２−９、３−１０ 復調部（復調手段）
４−１−１、４−１−２ 受信アンテナ
４−２−１、４−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
４−３−１、４−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
４−４−１、４−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
４−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
４−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
４−７ シンボル同期部（シンボル同期手段）
４−８ 周波数同期部（周波数同期手段）
４−９ 復調部（復調手段）
５−１−１、５−１−２ 受信アンテナ
５−２−１、５−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
５−３−１、５−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
５−４−１、５−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
５−５−１、５−５−２ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
５−６−１、５−６−２ フレーム同期部（フレーム同期手段）
５−７−１、５−７−２ シンボル同期部（シンボル同期手段）
５−８ 周波数同期部（周波数同期手段）
５−９ 復調部（復調手段）
６−３ 第２トレーニング信号生成部（第２トレーニング信号生成手段）
７−１、８−１ 受信アンテナ
７−２ 無線受信部（無線受信手段）
７−３、８−３、８−９ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
７−４、８−４ 差動符号化部（差動復号化手段）
７−５、８−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
７−６、８−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
７−７、８−１０ シンボル同期部（シンボル同期手段）
７−８、８−８、９−８ 第２シンボル同期部（第２シンボル同期手段）
７−９、８−７ 周波数同期部（周波数同期手段）
７−１０、８−１１ 復調部（復調手段）
９−１−１、９−１−２ 受信アンテナ
９−２−１、９−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
９−３−１、９−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
９−４−１、９−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
９−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
９−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
９−７ シンボル同期部（シンボル同期手段）
９−８ 第２シンボル同期部（第２シンボル同期手段）
９−９ 周波数同期部（周波数同期手段）
９−１０ 復調部（復調手段）
１０−１−１、１０−１−２ 受信アンテナ
１０−２−１、１０−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
１０−３−１、１０−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
１０−４−１、１０−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
１０−５−１、１０−５−１ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
１０−６−１、１０−６−２ フレーム同期部（フレーム同期手段）
１０−７−１、１０−７−２ シンボル同期部（シンボル同期手段）
１０−８−１、１０−８−２ 第２シンボル同期部（第２シンボル同期手段）
１０−９ 周波数同期部（周波数同期手段）
１０−１０ 復調部（復調手段）
１１−１、１２−１ 第２周波数同期部（周波数同期手段）
１３−１、１５−１ チャネル推定部（チャネル推定手段）
１３−２、１５−２ 同期検波部（同期検波手段）
１４−３ パイロット信号生成部（パイロット信号系列生成手段）
１６−１、２０−１ 誤り訂正符号化部（誤り訂正符号化手段）
１７−１、２１−２ 誤り訂正復号化部（誤り訂正復号化手段）
１８−１、２０−３ 差動符号化部（遅延検波用変換手段）
１９−１、２１−１ 差動復号化部（遅延検波手段）
１−２、６−２ トレーニング信号生成部（トレーニング信号生成手段）
１−３、６−４ 多重化部（多重化手段）
１−５ 無線送信部（無線送信手段）
１−６ 送信アンテナ
２−１、３−１ 受信アンテナ
２−２、３−２ 無線受信部（無線受信手段）
２−３、３−３、３−８ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
２−４、３−４ 差動符号化部（差動復号化手段）
２−５、３−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
２−６、３−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
２−７、３−９ シンボル同期部（シンボル同期手段）
２−８、３−７ 周波数同期部（周波数同期手段）
２−９、３−１０ 復調部（復調手段）
４−１−１、４−１−２ 受信アンテナ
４−２−１、４−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
４−３−１、４−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
４−４−１、４−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
４−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
４−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
４−７ シンボル同期部（シンボル同期手段）
４−８ 周波数同期部（周波数同期手段）
４−９ 復調部（復調手段）
５−１−１、５−１−２ 受信アンテナ
５−２−１、５−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
５−３−１、５−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
５−４−１、５−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
５−５−１、５−５−２ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
５−６−１、５−６−２ フレーム同期部（フレーム同期手段）
５−７−１、５−７−２ シンボル同期部（シンボル同期手段）
５−８ 周波数同期部（周波数同期手段）
５−９ 復調部（復調手段）
６−３ 第２トレーニング信号生成部（第２トレーニング信号生成手段）
７−１、８−１ 受信アンテナ
７−２ 無線受信部（無線受信手段）
７−３、８−３、８−９ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
７−４、８−４ 差動符号化部（差動復号化手段）
７−５、８−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
７−６、８−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
７−７、８−１０ シンボル同期部（シンボル同期手段）
７−８、８−８、９−８ 第２シンボル同期部（第２シンボル同期手段）
７−９、８−７ 周波数同期部（周波数同期手段）
７−１０、８−１１ 復調部（復調手段）
９−１−１、９−１−２ 受信アンテナ
９−２−１、９−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
９−３−１、９−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
９−４−１、９−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
９−５ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
９−６ フレーム同期部（フレーム同期手段）
９−７ シンボル同期部（シンボル同期手段）
９−８ 第２シンボル同期部（第２シンボル同期手段）
９−９ 周波数同期部（周波数同期手段）
９−１０ 復調部（復調手段）
１０−１−１、１０−１−２ 受信アンテナ
１０−２−１、１０−２−２ 無線受信部（無線受信手段）
１０−３−１、１０−３−２ 受信デジタルフィルタ部（受信デジタルフィルタ手段）
１０−４−１、１０−４−２ 差動符号化部（差動復号化手段）
１０−５−１、１０−５−１ スライディング相互相関演算部（スライディング相互相関演算手段）
１０−６−１、１０−６−２ フレーム同期部（フレーム同期手段）
１０−７−１、１０−７−２ シンボル同期部（シンボル同期手段）
１０−８−１、１０−８−２ 第２シンボル同期部（第２シンボル同期手段）
１０−９ 周波数同期部（周波数同期手段）
１０−１０ 復調部（復調手段）
１１−１、１２−１ 第２周波数同期部（周波数同期手段）
１３−１、１５−１ チャネル推定部（チャネル推定手段）
１３−２、１５−２ 同期検波部（同期検波手段）
１４−３ パイロット信号生成部（パイロット信号系列生成手段）
１６−１、２０−１ 誤り訂正符号化部（誤り訂正符号化手段）
１７−１、２１−２ 誤り訂正復号化部（誤り訂正復号化手段）
１８−１、２０−３ 差動符号化部（遅延検波用変換手段）
１９−１、２１−１ 差動復号化部（遅延検波手段）
Claims (26)
- 無線送信局と無線受信局とで構成されるバースト無線信号伝送システムにおいて、
前記無線送信局は、
入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換する情報シンボル変換手段と、
予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成するトレーニング信号生成手段と、
前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する多重化手段と、
前記送信バースト信号を無線信号に変換する無線送信手段と、
前記無線信号を空間上に無線送信する送信アンテナと
を具備し、
前記無線受信局は、
無線信号を受信する受信アンテナと、
前記無線信号をデジタルベースバンド信号に変換する無線受信手段と、
入力信号に対して、帯域制限を行う受信デジタルフィルタ手段と、
入力されたデジタル信号をサンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行う差動復号化手段と、
前記差動復号化手段が出力する信号系列に対して、前記指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行うスライディング相互相関演算手段と、
前記スライディング相互相関演算手段が出力する各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を前記送信バースト信号の先頭位置として、前記送信バースト部分を抽出するフレーム同期手段と、
前記ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出するシンボル同期手段と、
前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行う周波数同期手段と、
前記周波数同期手段によってオフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する復調手段と
を具備することを特徴とするバースト無線信号伝送システム。 - 前記指定符号系列としてＰＮ符号を用いることを特徴とする請求項１記載のバースト無線信号伝送システム。
- 前記無線受信局は、
前記無線受信手段が出力する情報シンボル系列に対して、前記フレーム同期手段の処理、前記周波数同期手段の処理、前記受信デジタルフィルタ手段の処理、前記シンボル同期手段の処理の順番で、各処理を行うことを特徴とする請求項１記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線受信局は、
前記受信アンテナをＮ個（Ｎは整数）具備し、
前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段をＮ個具備し、
前記Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段の処理を行い、
前記スライディング相互相関演算手段は、各Ｎ個の該差動復号化手段の出力信号系列を１つの信号系列とみなして、サンプル毎に前記指定符号系列のＮ個分とスライディング相互相関演算を行い、
前記フレーム同期手段は、前記スライディング相互相関演算手段が出力する各サンプルの相互相関値を用いてピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を送信バースト信号の先頭位置として、Ｎ個の入力信号に対して、該送信バースト信号部分を抽出し、
前記シンボル同期手段は、該ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、Ｎ個の入力信号に対して、シンボル点のみを抽出し、
前記周波数同期手段は、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、前記位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の入力信号に対して、各々、該キャリア周波数オフセット補正を行い、
前記復調手段は、前記周波数同期手段によってオフセット補正されたＮ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線受信局は、
受信アンテナをＮ個（Ｎは整数）具備し、
前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段、前記スライディング相互相関演算手段、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段をＮ個具備し、
前記Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記無線受信手段、前記受信デジタルフィルタ手段、前記差動復号化手段、前記スライディング相関演算手段、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段の処理を各々独立して行い、
前記周波数同期手段は、各Ｎ個のフレーム同期手段から算出されたＮ個のピークと判定した相互相関値を全て加算し、該加算した相互相関値の位相成分を算出し、該算出した位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の受信信号に対して、該キャリア周波数オフセット補正を行い、
前記復調手段は、前記受信デジタルフィルタ手段、前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段、前記周波数同期手段の処理が行われた、前記Ｎ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成手段を具備し、
前記多重化手段は、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、
前記無線受信局は、
前記フレーム同期手段の出力信号の前記第２トレーニング信号系列部分に対して、振幅２乗値を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期手段からの出力信号に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期手段を更に具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成手段を具備し、
前記多重化手段は、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、
前記無線受信局は、
前記フレーム同期手段のＮ個の出力信号の各々に対して、前記第２トレーニング信号系列部分を抽出し、該Ｎ個の第２トレーニング信号系列の同時刻信号を振幅２乗値してから加算し、該加算した信号系列を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記Ｎ個の受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期手段からのＮ個の出力信号に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期手段を更に具備することを特徴とする請求項４記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成手段を具備し、
前記多重化手段は、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、
前記無線受信局は、
前記Ｎ個のフレーム同期手段の出力信号の各々に対して、前記第２トレーニング信号系列部分を抽出し、該Ｎ個の第２トレーニング信号系列の同時刻信号を振幅２乗値してから加算し、該加算した信号系列を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記Ｎ個の受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期手段からのＮ個の出力信号に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期手段を更に具備することを特徴とする請求項５記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線受信局は、
前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段、前記周波数同期手段による処理が行われた後の前記トレーニング信号系列部分または前記第２トレーニング信号系列に対して、シンボル毎に前記トレーニング信号系列または前記第２トレーニング信号系列を乗算することによって、該トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分の各シンボルの位相を揃えた後、該位相を揃えた該トレーニング信号系列または該第２トレーニング信号系列に対して、相関間隔を２シンボル以上とする自己相関演算を行い、該自己相関演算値の位相成分からキャリア周波数オフセットを推定した後、前記復調手段の前段の信号に対して、該推定したキャリア周波数オフセットを用いてキャリア周波数オフセット補償を行う第２周波数同期手段をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至３、または６のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線受信局は、
前記フレーム同期手段、前記シンボル同期手段、前記周波数同期手段による処理が行われた後のＮ個の前記トレーニング信号系列部分または前記第２トレーニング信号系列に対して、各々シンボル毎に前記トレーニング信号系列または前記第２トレーニング信号系列を乗算することによって、該トレーニング信号系列部分または第２トレーニング信号系列部分の各シンボルの位相を揃えた後、該位相を揃えた該トレーニング信号系列または該第２トレーニング信号系列に対して、相関間隔を２シンボル以上とする自己相関演算を行い、該Ｎ個の自己相関演算値を加算した後、該加算した自己相関演算値の位相成分からキャリア周波数オフセットを推定した後、前記復調手段前のＮ個の信号に対して、該推定したキャリア周波数オフセットを用いてキャリア周波数オフセット補償を行う第２周波数同期をさらに具備することを特徴とする請求項４、５、７または８のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
前記情報シンボル変換手段として、前記無線受信局で同期検波を行うことを前提に前記データビット系列を同期検波用の情報シンボル系列に変換する同期検波用変換手段を具備し、
前記無線受信局は、
前記フレーム同期、前記シンボル同期、前記周波数同期確立後の前記トレーニング信号系列または前記第２トレーニング信号系列を用いて伝播チャネルを推定する、前記受信アンテナと同じ個数のチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段によって推定された伝搬チャネルを用いて前記周波数同期手段からの出力信号を同期検波する、前記受信アンテナと同じ個数の同期検波手段と
を更に具備することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
前記情報シンボル変換手段として、前記無線受信局で同期検波を行うことを前提に前記データビット系列を同期検波用の情報シンボル系列に変換する同期検波用変換手段と、
予め指定されたパイロット信号系列を生成するパイロット信号系列生成手段とを更に具備し、
前記多重化手段は、前記情報シンボル系列中に前記パイロット信号系列を一定間隔で挿入し、
前記無線受信局は、
フレーム同期、シンボル同期、周波数同期確立後の前記パイロット信号系列から無線伝搬チャネルを推定する、前記受信アンテナと同じ個数のチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段によって推定された無線伝搬チャネルを用いて前記周波数同期手段からの出力信号を同期検波する、前記受信アンテナと同じ個数の同期検波手段と
を更に具備することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記チャネル推定手段は、
前記パイロット信号毎に伝搬チャネルの推定値を更新していくことを特徴とする請求項１２記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記チャネル推定手段は、
前記パイロット信号間の無線伝搬チャネルを、該パイロット信号から推定される無線チャネルの推定値から内挿補間することを特徴とする請求項１２記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記チャネル推定手段は、
前記パイロット信号間または前記パイロット信号以降の無線伝搬チャネルを、該パイロット信号から推定される伝搬チャネルの推定値から外挿補間することを特徴とする請求項１３記載のバースト無線倍号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
前記情報シンボル変換手段の前段に、前記データビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化手段を更に具備し、
前記無線受信局は、
前記復調手段の代替として、前記同期検波手段の後段に前記同期検波手段の出力信号に対して、前記チャネル推定手段により推定した前記伝搬チャネルの振幅２乗値を尤度重みとして用いて軟判定誤り訂正復号化する誤り訂正復号化手段を更に具備することを特徴とする前記請求項１１乃至１５のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
前記情報シンボル変換手段として、前記無線受信局で遅延検波を行うことを前提に前記データビット系列を遅延検波用の情報シンボル系列に変換する遅延検波用変換手段を更に具備し、
前記無線受信局は、
前記復調手段の前段に、前記復調手段の入力信号に対して差動復号化を行う遅延検波手段を更に具備することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のバースト無線信号伝送システム。 - 前記無線送信局は、
前記情報シンボル変換手段の前段に、前記データビット系列を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化手段を更に具備し、
前記無線受信局は、
前記復調手段の代替として、前記遅延検波手段の出力信号に対して、その振幅値を尤度重みとして用いて軟判定誤り訂正復号化する誤り訂正復号化手段を具備することを特徴とする請求項１７記載のバースト無線信号伝送システム。 - バースト信号を無線伝送する無線送信装置において、
入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換する情報シンボル変換手段と、
予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成するトレーニング信号生成手段と、
前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する多重化手段と、
前記送信バースト信号を無線信号に変換する無線送信手段と、
前記無線信号を空間上に無線送信する送信アンテナと
を具備することを特徴とする無線送信装置。 - 無線伝送されるバースト信号を受信する無線受信装置において、
無線信号を受信する受信アンテナと、
前記無線信号をデジタルベースバンド信号に変換する無線受信手段と、
入力信号に対して、帯域制限を行う受信デジタルフィルタ手段と、
入力されたデジタル信号をサンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行う差動復号化手段と、
前記差動復号化手段が出力する信号系列に対して、前記指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行うスライディング相互相関演算手段と、
前記スライディング相互相関演算手段が出力する各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を前記送信バースト信号の先頭位置として、前記送信バースト部分を抽出するフレーム同期手段と、
前記ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出するシンボル同期手段と、
前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行う周波数同期手段と、
前記周波数同期手段によってオフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する復調手段と
を具備することを特徴とする無線受信装置。 - 無線送信局と無線受信局との間でバースト信号を無線伝送するバースト無線信号伝送方法において、
前記無線送信局側では、
入力されたデータビット系列を情報シンボル系列に変換する情報シンボル変換ステップと、
予め指定された符号系列である指定符号系列を差動符号化してトレーニング信号系列を生成するトレーニング信号生成ステップと、
前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成する多重化ステップと、
前記送信バースト信号を無線信号に変換する無線送信ステップと、
前記無線信号を空間上に無線送信する送信ステップと
を含み、
前記無線受信局側では、
無線信号を受信する受信ステップと、
前記無線信号をデジタルベースバンド信号に変換する無線受信ステップと、
入力信号に対して、帯域制限を行うフィルタリングステップと、
入力されたデジタル信号をサンプル毎にシンボル間隔同士での差動復号化を行う差動復号化ステップと、
前記差動復号化された信号系列に対して、前記指定符号系列とサンプル毎にスライディング相互相関演算を行うスライディング相互相関演算ステップと、
前記スライディング相互相関演算が行われた各サンプルの相互相関値に対して、ピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を前記送信バースト信号の先頭位置として、前記送信バースト部分を抽出するフレーム同期ステップと、
前記ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、入力信号に対してシンボル点のみを抽出するシンボル同期ステップと、
前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、該位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、入力信号に対して該キャリア周波数オフセット補正を行う周波数同期ステップと、
前記オフセット補正された信号を復調してデータビット系列を再生する復調ステップと
を含むことを特徴とするバースト無線信号伝送方法。 - 前記指定符号系列としてＰＮ符号を用いることを特徴とする請求項２１記載のバースト無線信号伝送方法。
- 前記無線受信局側では、
前記受信された無線信号に対して、前記フレーム同期ステップ、前記周波数同期ステップ、前記フィルタリングステップ、前記シンボル同期ステップの処理の順番で、各ステップを行うことを特徴とする請求項２１記載のバースト無線信号伝送方法。 - 前記無線受信局側では、
Ｎ個の受信アンテナを具備しており、該Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記受信ステップ、前記フィルタリングステップ、前記差動復号化ステップの処理を順次行い、
前記スライディング相互相関演算ステップでは、前記差動復号化されたＮ個の出力信号系列を１つの信号系列とみなして、サンプル毎に前記指定符号系列のＮ個分とスライディング相互相関演算を行い、
前記フレーム同期ステップでは、前記スライディング相互相関演算が行われた各サンプルの相互相関値を用いてピーク判定を行い、ピークと判定した相互相関値に対応する信号位置を送信バースト信号の先頭位置として、Ｎ個の入力信号に対して、該送信バースト信号部分を抽出し、
前記シンボル同期ステップでは、該ピークと判定した信号位置をシンボル点とし、Ｎ個の入力信号に対して、シンボル点のみを抽出し、
前記周波数同期ステップでは、前記ピークと判定した相互相関値の位相成分を求め、前記位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の入力信号に対して、各々、該キャリア周波数オフセット補正を行い、
前記復調ステップでは、前記オフセット補正されたＮ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする請求項２１乃至２３のいずれかに記載のバースト無線信号伝送方法。 - 前記無線受信局側では、
Ｎ個の受信アンテナを具備しており、該Ｎ個の受信アンテナで受信したＮ個の受信信号に対して、前記受信ステップ、前記フィルタリングステップ、前記差動復号化ステップ、前記スライディング相関演算ステップ、前記フレーム同期ステップ、前記シンボル同期ステップを各々独立して行い、
前記周波数同期ステップでは、フレーム同期ステップで算出されたＮ個のピークと判定した相互相関値を全て加算し、該加算した相互相関値の位相成分を算出し、該算出した位相成分をキャリア周波数オフセットによる１シンボル当りの位相回転とみなして、Ｎ個の受信信号に対して、該キャリア周波数オフセット補正を行い、
前記復調ステップでは、前記フィルタリングステップ、前記フレーム同期ステップ、前記シンボル同期ステップ、前記周波数同期ステップが行われた、前記Ｎ個の受信信号に対して、ダイバーシチ合成を行って元のデータビット系列を再生することを特徴とする請求項２１乃至２３のいずれかに記載のバースト無線信号伝送方法。 - 前記無線送信局側では、
２シンボル周期に＋１、−１を繰り返す交番符号を第２トレーニング信号系列として生成する第２トレーニング信号生成ステップを含み、
前記多重化ステップでは、前記情報シンボル系列と前記トレーニング信号系列と前記第２トレーニング信号系列とを時間多重化して送信バースト信号を形成し、
前記無線受信局側では、
前記フレーム同期ステップで抽出された前記送信バースト部分の前記第２トレーニング信号系列部分に対して、振幅２乗値を離散フーリエ変換処理し、該離散フーリエ変換された値の位相成分をシンボル位相誤差とみなして、該シンボル位相誤差分に対応して前記受信デジタルフィルタのタップ係数を調整することにより、前記シンボル同期ステップで抽出されたシンボル点に対して更なるシンボル位相誤差補償を行う第２シンボル同期ステップを更に含むことを特徴とする請求項２１乃至２３のいずれかに記載のバースト無線信号伝送方法。
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Cited By (5)
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| JP2009177341A (ja) * | 2008-01-22 | 2009-08-06 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線受信装置および無線受信方法 |
| JP2010226189A (ja) * | 2009-03-19 | 2010-10-07 | Nec Corp | 制御回路及び回路間通信方法 |
| CN113904763A (zh) * | 2021-10-09 | 2022-01-07 | 四川安迪科技实业有限公司 | 一种低时延的部分迭代盲符号同步方法 |
| CN114039623A (zh) * | 2021-10-22 | 2022-02-11 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种低载噪比的短突发扩频信号跟踪方法 |
| CN114726691A (zh) * | 2022-03-31 | 2022-07-08 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于导频的突发通信载波频偏估计方法及帧结构 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0766842A (ja) * | 1993-08-23 | 1995-03-10 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 周波数オフセット補償回路 |
| JPH07321762A (ja) * | 1994-05-26 | 1995-12-08 | Nec Corp | クロック周波数自動制御方式及びそれに用いる送信装置と受信装置 |
| JP2000252972A (ja) * | 1999-02-26 | 2000-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パケット受信装置 |
| WO2005091542A1 (en) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Clock recovery circuit and receiver using the circuit |
| WO2007029702A1 (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | 無線送信装置と無線受信装置および無線送信方法と無線受信方法ならびに無線通信システムと無線通信方法 |
-
2006
- 2006-11-20 JP JP2006312797A patent/JP4527101B2/ja active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0766842A (ja) * | 1993-08-23 | 1995-03-10 | N T T Idou Tsuushinmou Kk | 周波数オフセット補償回路 |
| JPH07321762A (ja) * | 1994-05-26 | 1995-12-08 | Nec Corp | クロック周波数自動制御方式及びそれに用いる送信装置と受信装置 |
| JP2000252972A (ja) * | 1999-02-26 | 2000-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パケット受信装置 |
| WO2005091542A1 (en) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Clock recovery circuit and receiver using the circuit |
| JP2007529913A (ja) * | 2004-03-18 | 2007-10-25 | 松下電器産業株式会社 | クロック再生回路およびこれを用いた受信装置 |
| WO2007029702A1 (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | 無線送信装置と無線受信装置および無線送信方法と無線受信方法ならびに無線通信システムと無線通信方法 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009177341A (ja) * | 2008-01-22 | 2009-08-06 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 無線受信装置および無線受信方法 |
| JP2010226189A (ja) * | 2009-03-19 | 2010-10-07 | Nec Corp | 制御回路及び回路間通信方法 |
| CN113904763A (zh) * | 2021-10-09 | 2022-01-07 | 四川安迪科技实业有限公司 | 一种低时延的部分迭代盲符号同步方法 |
| CN113904763B (zh) * | 2021-10-09 | 2023-04-11 | 四川安迪科技实业有限公司 | 一种低时延的部分迭代盲符号同步方法 |
| CN114039623A (zh) * | 2021-10-22 | 2022-02-11 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种低载噪比的短突发扩频信号跟踪方法 |
| CN114726691A (zh) * | 2022-03-31 | 2022-07-08 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于导频的突发通信载波频偏估计方法及帧结构 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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