AT405470B - Verfahren und anordnung zur übertragung von digitalen daten - Google Patents

Description

AT 405 470 B

Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 und eine Anordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 12.

Ein Verfahren bzw. eine Anordnung ähnlich dem Verfahren bzw. der Anordnung der eingangs genannten Art ist aus G. Zou and J Weinrichter, "Bounded metric Viterbi decoding of Trellis coded modulation in presence of intersymbot interference," Electronics Leiters, vol. 24, no. 15, July, 1988, bekannt.

Bei dieser bekannten Vorgängsweise ist der Rechenaufwand beträchtlich, da die Komplexität des Decoder mit der Länge der Impulsantwort exponentiell wächst und nicht abschätzbar ist.

Ziel der Erfindung ist die Erstellung eines Verfahrens und einer Anordnung, bei denen der Rechenaufwand im Empfänger reduzierbar, insbesondere auf ein schätzbares Maß verringerbar ist. Die Sicherheit der Datenreproduktion soll dabei möglichst wenig beeinträchtigt werden.

Diese Ziele werden erfindungsgemäß bei einem Verfahren der eingangs genannten Art durch die Merkmale des Kennzeichens des Anspruches 1 und bei einer Anordnung der eingangs genannten Art durch die Merkmale des Kennzeichens des Anspruches 12 erreicht. Neu und erfinderisch ist es, eine aus dem Trellis-Diagramm ermittelte Distanze zur Festlegung des Grenzwertes heranzuziehen.

Mit der erfindungsgemäßen Vorgangsweise kann der Rechenaufwand beträchtlich, je nach Wahl des Grenzwertes verringert werden ohne daß die Fehlerrate wesentlich zunimmt. Somit können kleine Rechner mit geringerem Strom- und Speicherbedarf und kleinerer Chipfläche sowie kleinere Batterien verwendet werden, womit beträchtliche wirtschaftliche Vorteile erzielt werden.

Die Ermittlung der Distanzen (d) erfolgt vorteilhafterweise wie in J. fl. Huber, Trelliscodierung -Grundlagen und Anwendungen in der digitalen Übertragungstechnik, Springer- Verlag, Berlin, 1992, angegeben wird.

Um sich in der Praxis ergebende Änderungen der Impulsantwort des Datenkanals berücksichtigen zu können, wird gemäß den Ansprüchen 4 bis 7 vorgegangen.

Vorteilhafte Verringerungen des Rechenaufwandes bei nur geringem Anstieg der Fehlerereignisse werden mit den Merkmalen der Ansprüche 8 bis 10 erreicht.

Eine einfache Vorgangsweise, um eine Neuberechnung der Distanzen aufgrund einer geänderten Impulsanwort zu vermeiden ist Anspruch 11 zu entnehmen.

Ein einfacher Aufbau der erfindungsgemäßen Anordnung ergibt sich mit den Merkmalen der Ansprüche 15 und 16.

Ein erfindungsgemäßer Decoder nach Ansprüchen 1 bis 16 ist durch die Merkmale des Anspruches 17 charakterisiert.

Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, den Patentansprüchen und der Zeichnung.

Im folgenden werden der Stand der Technik und die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines digitalen Kommunikationssystems. Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines digitalen Kommunikationssystems mit äquivalentem, zeitdiskretem Datenkanal. Fig. 3 zeigt eine finite state machine (FSM). Fig. 4 zeigt ein Trellis-Diagramm bzw. die Zustandsübergänge von den Zeitpunkten k zu k + 1. Fig. 5 zeigt schematisch einen Trellis-Pfad. Fig. 6 zeigt das Auftreten eines Fehlerereignisses im Trellis-Diagramm. Fig. 7 zeigt die Bestimmung der Distanz zwischen zwei Trellis-Pfaden bei einer uncodierten Datenübertragung bei einem äquivalenten, zeitdiskreten Datenkanal. Fig. 8 zeigt das Auftreten eines Fehlers in einem Fehler-Trellis-Diagramms. Fig. 9 zeigt die Bestimmung der Distanz zwischen zwei Trellis-Pfaden bei einer codierten Datenübertragung. Fig. 10 zeigt ein Trellis-Diagramm für die erfindungsgemäße Vorgangsweise. Fig. 11 zeigt ein Flußdiagramm. Fig. 12 zeigt ein Blockschaltbild mit einem erfindungsgemäßen Decoder und Fig. 13 ein Blockschaltbild mit einem zusätzlichen Filter.

Fig. 1 ist aus J. fl. Huber, Trelliscodierung - Grundlagen und Anwendungen in der digitalen Übertragungstechnik, Springer- Verlag, Berlin, 1992, übernommen und zeigt den typischen Aufbau eines digitalen Übertragungs- oder Kommunikationssystems. Die höheren Schichten des Kommunikationssystems sind in der digitalen Nachrichtenquelle 1 und der digitalen Nachrichtensinke 2 zusammengefaßt. Der Nachrichtenquelle 1 ist ein Encoder 4 nachgeordnet; der Nachrichtensinke 2 ist ein Decoder 5 vorangestellt. Jener Teil des Kommunikationssystems bestehend aus Modulator 11, Senderausgangsstufe 12, Datenübertragungsmedium 13, Empfängereingangsstufe 14 mit Vorfilterung, Freqenzumsetzung, Verstärkung und Demodulator 15 mit Riterung, Abtastung und Synchronisation kann durch einen äquivalenten, zeitdiskreten Datenkanal 3 (mit strichlierten Linien angedeutet) im Basisband dargestellt werden, wie es beispielsweise in J. G. Proakis, Digital Communications, McGraw-Hill, 1989, beschrieben ist. Das digitale Kommunikationssystem bestehend aus Encoder 4, äquivalentem zeitdiskretem Datenkanal 3 und Decoder 5 ist in Rg. 2 dargestellt. 2

AT 405 470 B

Ein Quellensymbol zum Zeitpunkt krq wird mit uk bezeichnet (siehe Fig.2); rq bezeichnet hierbei das Zeitintervall, in welchem die Nachrichtenquelle 1 ein neues Quellensymbol abgibt; k bezeichnet eine natürliche Zahl (k = . . ., -2, -1, 0, 1, 2, . . .)· Die Quellensymbolsquenz wird mit { uk } bezeichnet.

Der Encoder 4 erzeugt mit Hilfe der Quellensymbol-Sequenz { uk } die Codesymbol-Sequenz {c*}. Durch den Codiervorgang wird im Allgemeinen Redundanz in die Codesymbolfolge eingebracht. Vom Encoder 4 werden die Codesysmbole ck im Codesymbol-Abstand rc abgegeben. (Im Allgemeinen ist der Quellensymbol-Abstand t„ nicht gleich dem Codesymbol-Abstand rc.)

Anschließend wird durch eine Zuordnung festgelegt, durch welche Signalelemente x* die Codesymbole ck im Senderausgangssignal repräsentiert werden. (Für den Begriff "Zuordnung" wird oft auch die Bezeichnung "Mapping" benutzt.) Die Zuordnung (Mapping) ist eine redundanzfreie Abbildung von Codesymbolblöcken auf Sendesignalblöcke. Die Signalelemente x* werden von der Zuordnungs-(Mapping) Einheit im Modulationsintervall τ abgegeben. Die Zuordnungs-(Mapping) Einheit ist in Fig. 1 im Encoder 4 enthalten. Die Sequenz { xk } ist die Eingangssequenz des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals 3. Die Eingangs-Ausgangs Beziehung des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals 3 wird durch die folgende Gleichung beschrieben:

Zk ^ Xk., + «k ξ* + »k . (1) wobei der Ausgangswert (k gegeben ist durch: ζ* ~ 2U.V hj Xk; (2)

Die Koeffizienten Λ, (/ = 0, . . ., v) in Gleichung (1) bezeichnen die Impulsantwort des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals. Sowohl h, als auch xk ist im allgemeinen komplex (d.h. bestehend aus Real- und Imaginärteil). Bei bekannter Impulsantwort und bekannten Werten xk , x*- , , . . ., x* _v ist das Ausgangssignal {* = Ej.0...» hi xk-f bekannt. Der un vorherseh bare Anteil im Ausgangssignal, verursacht z.B. durch thermisches Rauschen, Einwirkung anderer Sender, etc., wird im additiven Term nk zusammengefaßt. Die Sequenz {nk } wird als additive Rauschsequenz (noise) bezeichnet.

Der Decoder 5 in Fig. 2 hat die Signalsequenz { zk } als Eingang. Der Decoder 5 hat die Aufgabe, anhand der Sequenz { zk } die gesendete Sequenz der Quellensymbole { uk } zu rekonstruieren. Der Ausgang des Decoders 5 wird uk bezeichnet. Diese Nomenklatur soll unterstreichen, daß es sich bei Qk um einen Schätzwert von uk handelt. Für den Decoder 5 in Fig. 2 gibt es eine Reihe von Realisierungs-Möglichkeiten. Der einfachste Decoder ist der Decision Feedback Equalizer (DFE), wie er beispielsweise in C. A. Belfiore and J. H. Park, ”Decision Feedback Equalization," Proc. IEEE, vol. 67, pp. 1143- 1156, August 1979, beschrieben ist. Dieser Decoder benötigt sehr wenig Rechen- und Speicheraufwand (d.h. seine Komplexität ist sehr klein), allerdings ist seine Fehlerrate, d.h. die Wahrscheinlichkeit P(uk* uk), relativ groß. Der optimale Decoder in Bezug auf die Wahrscheinlichkeit eines Fehlerereignisses (der Begriff des Fehlerereignisses wird im folgenden erläutert) ist der Maximum Likelihood Sequence Estimator (MLSE), wie er in G. D. Forney. ’Maximum likelihood sequence estimation of digital sequences in the presence of intersymbol inteference.” IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-18, pp. 363-378, May 1972, beschrieben und beispielsweise durch den sogenannten Viterbi-Decoder, gemäß G. D. Forney, ”The Viterbi Algorithm," Proc. IEEE, vol. 61, pp. 268-278, March 1973, realisiert. Die Komplexität (d.h. Rechen- und Speicheraufwand) des Viterbi Decoders wächst allerdings exponentiell mit der Länge v der Impulsantwort des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals, an. Bei einem Signalalphabet der Größe M ist der Rechenaufwand des Viterbi-Decoders proportional Af+1 und der Speicherbedarf proportional ΛΛ Aus diesem Grund sind bereits reiche Ansätze vorgeschlagen worden, durch die die Komplexität des Viterbi-Decoders verringert wird, ohne daß dabei die Fehlerrate stark zunimmt. Die wesentlichen Ansätze sind hier aufgezählt: 1. Nur eine (vorher festgelegte) konstante Anzahl von Pfaden des Viterbi-Decoders wird zu jedem Zeitschritt k weiterverfolgt. Dieser Ansatz wird z.B. in A. P. Clark, S. N. Abdullah, S. G. Jayasinghe, and K. H. Sun, "Pseudobinary and pseudoquaternary detection processes for linearly distorted multilevel QAM Signals, ’IEEE Trans. Commun., vol. COM-33, pp. 639- 645, July 1985, vorgestellt. 2. Ein Filter wird dem Decoder unmittelbar vorangestellt, das die Länge v der Impulsantwort verringert. Der auf das Filter folgende Decoder hat damit eine geringere Anzahl von Zuständen und damit eine geringere Komplexität. Beispiele für diesen Ansatz sind der Decision Feedback Sequence Estimator (DFSE), wie er in W. U. Lee and F S. Hill, ”A maximum-likelihood sequence estimator with decision- 3

AT 405 470 B feedback equalization, "IEEE Trans. Commun., vol. COM-25, pp. 971-979, September 1977, beschrieben wird und der Delayed Decision Feedback Sequence Estimator (DDFSE), wie er in A. Duel-Hallen und C. Heegard, "Delayed decision-feedback sequence estimation," IEEE Trans. Commun., vol. COM-37, pp. 428-436, May 1989, beschrieben wird. 3. Die Komplexität des Viterbi-Decoders wird verringert, indem das Symbolaiphabet von xk in Klassen unterteilt wird. Dabei gehören im allgemeinen mehrere Symbole xk derselben Klasse an (d.h. die Anzahl der Klassen ist im allgemeinen kleiner als die Anzahl der Symbole). Zur Bildung der Zustände werden nur die Symbol-Klassen berücksichtigt, wodurch sich die Anzahl der Zustände verringert. Dieser Ansatz ist bekannt unter dem Namen Reduced State Sequence Estimation (RSSE) und wird in Μ. V. Eyuboglu and S. U. H. Quereshi, "Reduced-state sequence estimation with sei partitioning and decision feedback," IEEE Trans. Commun., vol. COM-36, pp. 13-20, January 1988, Μ. V. Eyuboglu and S. U. H. Quereshi, "Reduced-state sequence estimation for coded modulation on intersymbol interference channels, "IEEE J. Sei. Areas Comm., vol. JSAC-7, pp. 989-995, August 1989, und P. R. Chevillat und E. Eleftheriou, "Decoding of trellls-encoded Signals in the presence of intersymbol interference und noise," IEEE Trans. Commun., vol. COM-37, pp. 669-676, July 1989, beschrieben. 4. Zu jedem Zeitschrift k werden nur solche Pfade weiterverfolgt, deren Pfadmetrik sich von der kleinsten Pfadmetrik um weniger als eine Konstante T unterscheidet. Die Konstante T ist willkürlich gewählt. Dieser Ansatz wurde z.B. in G. Zou and J. Weinrichter, "Bounded metric Viterbi decoding of Trellis coded modulation in presence of intersymbol interference," Electronics Leiters, vol. 24, no. 15, July, 1988, veröffentlicht.

Die hier aufgezählten Ansätze haben alle den Viterbi-Decoder als Grundlage. Die Reduktion der Komplexität erfolgt entweder durch ein Nicht-Weiterverfolgen bestimmter Pfade (Ansatz 1 und 4) oder durch das Zusammenfassen mehrerer Zustände des Viterbi-Decoders zu einem sogenannten Hyper-Zustand (Ansatz 2 und 3). In beiden Fällen wird die Anzahl der Zustände verringert und damit der Rechenaufwand und Speicherbedarf verringert. Da ein Viterbi-Decoder bzw. ein die wesentlichen Funktionen bzw. den Algorithmus eines Viterbi-Decoders aufweisender Decoder auch beim erfindungsgemäßen Verfahren und bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung eingesetzt wird, wird der Viterbi-Decoder im folgenden kurz beschrieben.

Die Komplexität (d.h. Rechenaufwand und Speicherbedarf) eines Viterbi-Decoders kann verringert werden, indem dieser zu jedem Zeitschritt k nur bestimmte Pfade im sogenannten Trellis-Diagramm des Viterbi-Decoders weiterverfolgt. Im folgenden wird deshalb der Begriff des "Trellis-Diagramms" im Viterbi-Decoder erklärt.

Aus Gleichung (1) geht hervor; daß das Signal zk am Ausgang des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals 3 (zum Zeitpunkt k) nicht nur vom momentanen Eingang xk , sondern auch von früheren

Eingangswerten x*_, , x*-2.....xk-, abhängt. Man sagt daher; der (äquivalente zeitduskrete) Datenkanal 3 ist "gedächtnisbehaftet". Das Gedächtnis des Datenkanals sind die vorangegangenen v Eingangswerte xk-, , xk-2 , ... , x*-,. Genauso verhält es sich mit dem Encoder 4 in Fig. 2. Auch sein Ausgang xk hängt nicht nur von uk , sondern im allgemeinen auch von uk-t , uk-2 ab. Auch der Encoder 4 ist daher gedächtnisbehaftet.

Damit ergibt sich folgendes Bild: Bei bekanntem Gedächtnis des Encoders 4 zum Zeitpunkt k ergibt sich zusammen mit dem momentanen Eingang uk (des Ecoders) eindeutig der Ausgang xk. Ebenso ergibt sich bei bekanntem Gedächtnis des (äquivalenten zeitdiskreten) Datenkanals 3 zum Zeitpunkt k zusammen mit seinem momentanen Eingang xk eindeutig der Ausgang . Zusammenfassend ergibt sich bei bekanntem Gedächtnis des Encoders 4 und des (äquivalenten zeitdiskreten) Datenkanals 3 zum Zeitpunkt k zusammen mit dem Eingang uk eindeutig der Ausgang

Das Gedächtnis von Encoder 4 und Datenkanal 3 wird zu einem Gesamtgedächtnis zusammengefaßt und als Zustand bezeichnet. Aus dem Zustand zum Zeitpunkt k und dem Eingang uk ergibt sich damit Im Allgemeinen ist die Anzahl der Zustände endlich, sodaß Encoder 4 und Datenkanal 3 zu einer sogenannten Finite State Machine (FSM) 6 zusammengefaßt werden können. Fig.3 zeigt Encoder 4 und äquivalenten zeitdiskreten Datenkanal 3 zusammengefaßt zu einer FSM 6. Der Eingang der FSM zum Zeitpunkt k ist uk , der Ausgang zum Zeitpunkt k ist . Die möglichen Zustände der FSM 6 sind alle möglichen Gedächtnis-Zustände von Encoder 4 und Datenkanal 3.

Die Zustände der FSM 6 sind in Fig.4 als Knotenpunkte dargestellt. Bei M möglichen Quellen- bzw. Eingangssymbolen uk ergeben sich aus jedem Zustand (zum Zeitpunkt k) M mögliche Verweigungen in Zustände zum Zeitpunkt k+-\. Die möglichen Zustandsübergänge der FSM sind in Fig. 4 durch Verbindungslinien von Knotenpunkten zum Zeitpunkt k zu Knotenpunkten zum Zeitpunkt k+1 dargestellt. Zur Illustration ist die Anzahl der Zustände im Zustandübergangs-Diagramm von Fig.4 gleich 8, wobei M = 2 gewählt ist. Dieses Zustandübergangs-Diagramm wird auf Englisch als "Trellis" (auf Deutsch: Zaunspalier) 4

AT 405 470 B bezeichnet.

Jedem Zustandsübergang (z.B. von Zustand 5 im Zeitpunkt k zu Zustand 2 im Zeitpunkt k+1, siehe Fig.4) ist eine Wahrscheinlichkeit zugeordnet. Diese Wahrscheinlichkeit errechnet sich aus dem Ausgangswert ξχ, der dem jeweiligen Zustandsübergang (eindeutig) zugeordnet ist; und dem erhaltenen Wert zk . Ganz allgemein gilt, je größer der Wert ( zk - )2, desto weniger wahrscheinlich ist der betreffende

Zustandsübergang.

Die Aneinanderreihung von Zustandsübergängen im Trellis-diagramm (z.B. der Zustandsübergang 5 -* 2 zwischen Zeitpunkt k und k +1, gefolgt vom Zustandsübergang 2 -* 4 zwischen Zeitpunkt k +1 und k + 2, (siehe Fig.5) wird als Trellis-Pfad bezeichnet. Die sogenannte "Pfadmetrik" führt über die Wahrscheinlichkeiten der einzelnen Pfade Buch. Die Pfadmetrik Γk (zum Zeitpunkt k) eines jeden Pfades errechnet sich beispielsweise aus der folgenden Gleichung: Γ* = Σ, - *(ζ,-ξ,)2 (3)

Zu jedem Zeitpunkt k, k+1, . . . sortiert der Viterbi-Decoder in jedem Zustand unter allen eintreffenden Pfaden den jeweils wahrscheinlichsten Pfad (mit der kleinsten Pfadmetrik) aus. Alle anderen Pfade werden verworfen. Es bleibt also zu jedem Zeitpunkt pro Zustand genau ein Pfad (nämlich der wahrscheinlichste mit der kleinsten Pfadmetrik Γ) über. In der Theorie wird am Ende der Datenübertragung (d.h. nachdem die gesamte Sequenz { uk} gesendet worden ist) der wahrscheinlichste Pfad als der richtige angenommen. Die Quellensymbol-Sequenz die diesem Pfad entspricht, wird vom Decoder 5 als die "geschätzte" Quellensymbol-Sequenz { ük } ausgegeben, in der Praxis wartet der Decoder 5 nicht bis die gesamte Sequenz { uk } gesendet wurde; sondern schätzt die Sequenz { Qk } mit einem sogenannten decision delay von einigen Zeitschriften.

Damit sind die grundlegenden Funktionen eines Viterbi-Decoders beschrieben. Zur Abschätzung der Fehlerrate fehlt noch die Definition eines Fehlerereignisses. Fig.6 zeigt ein Fehlerereignis im Trellis-Diagramm. Der richtige Pfad ist durch eine volle Linie gekennzeichnet, der falsche Pfad durch eine strichlierte Linie. Ein Fehlerereignis im Viterbi-Decoder tritt auf; wenn der richtige Trellis-Pfad dem Decoder zum Zeitpunkt k2 durch Einfluß der Rauschsequenz weniger wahrscheinlich erscheint als ein falscher Trellis Pfad. Mit anderen Worten, es tritt ein Fehlerereigniss auf, wenn die Pfadmetrik des richtigen Pfades zum Zeitpunkt k2 größer ist als die Pfadmetrik eines falschen Pfades. Da sich der Viterbi-Decoder zu jedem Zeitpunkt in jedem Zustand für den wahrscheinlichsten Pfad (mit der kleinsten Pfadmetrik) entscheidet, macht der Deocder in diesem Fall einen Fehler.

Die beiden Pfade in Fig.6 können als 2 Punkte im (/r2-/c,)-dimensionalen Euklidischen Raum dargestellt werden. Die Distanz zwischen diesen 2 Punkten entscheidet, wie wahrscheinlich es ist, daß durch eine Rauschsequenz { nk } der falsche Pfad wahrscheinlicher erscheint als der richtige. Die minimale Distanz, genannt dmm , zwischen zwei beliebigen Raden im Trellis-Diagramm bestimmt die Fehleranfälligkeit des Decoders. Je kleiner dmtn , desto größer die Wahrscheinlichkeit, daß durch Einfluß der Rauschsequenz der richtige Rad weniger wahrscheinlich erscheint als ein falscher Trellis Rad. Die grundlegende Vorgangsweise zur Berechnung der minimalen Distanz dmin wird im folgenden erklärt.

Die Funktionsweise des Viterbi-Decoders bzw. seines Algorithmus und seine Realisierung sind beispielsweise in G. D. Forney, "The Viterbi Algorithm," Proc. IEEE, vol. 61, pp. 268-278, March 1973, und H. Lou, "Implementing the Viterbi Algorithm," IEEE Sig. Proc. Mag., pp. 42-52, September 1995, beschrieben. Diese Funktionsweise wird für die Realisierung der Erfindung übernommen.

Wie bereits erwähnt, wird erfindungsgemäß die Komplexität (d.h. Rechenaufwand und Speicherbedarf) eines Decoders, insbesondere Viterbi-Decoders bzw. eines nach dem Viterbi-Algorithmus funktionierenden Decoders verringert, indem der Decoder zu jedem Zeitschrift k nur bestimmte Rade im Trellis-Diagramm weiterverfolgt. Im folgenden wird eine mögliche Bestimmung der kleinsten Distanz dmin im Trellis-Diagramm und darauf aufbauend das erfindungsgemäß verwirklichte Auswahlkriterium erläutert.

Bei der Bestimmung von Rad-Distanzen im Trellis-Diagramm muß gleich wie beim Viterbi-Decoder, auch bei der erfindungsgemäßen Vorgangsweise der Decoder 5 den Datekanal 3, d.h. Schätzwerte der Impulsantwort des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals 3, und den Encoder 4. d.h. sein Zustandsübergangsdiagramm, kennen. Der Encoder 4 ist dem Decoder 5 im allgemeinen bekannt. Die Schätzwerte der Impulsantwort erhält der Decoder 5, indem z.B. die Nachrichtenquelle 1 eine dem Decoder 5 bekannte Signalsequenz { uk } sendet. Der Decoder 5 oder der Demodulator 15 hat dann die Möglichkeit die

Koeffizienten h, , i = 0, 1.....»zu bestimmen und stellt diese Koeffizienten der Recheneinheit 7 zur

Verfügung. Bei zeitlich kaum veränderlichen Datenübertragungsmedien muß die Schätzung der Impulsant- 5

AT 405 470 B wort nur sehr selten erfolgen. Bei zeitlich rasch veränderlichen Datenübertragungsmedien allerdings (z.B. mobiler Funkkanal) muß die Impulsantwort in kurzen zeitlichen Abständen neu bestimmt werden.

Die minimale Distanz dmln (manchmal auch freie Distanz d,ree genannt) läßt sich allein aus dem Zustandsübergangsdiagramm des Encoders 4 und der Impulsantwort des Datenkanals 3 berechnen. Die Berechnung der Distanzen bzw. der minimalen Distanz zwischen zwei Trellis-Pfaden ist ein bekanntes Verfahren und wird beispielsweise in J. B. Huber, Trelliscodierung - Grundlagen und Anwendungen in der digitalen Übertragungstechnik, Springer- Verlag, Berlin, 1992, und den darin angegebenen Literaturverweisen beschrieben. Diese bekannte Ermittlung der Distanz d bzw. der minimalen Distanz dmin kann bei der Erfindung eingesetzt werden; auch andere Ermittlungsverfahren sind bekannt und einsetzbar.

Die grundlegende Vorgangsweise bei der Berechnung der Distanz d zwischen zwei Trellis-Pfaden wird zuerst für die "uncodierte" Datenübertragung erklärt. Bei der uncodierten Datenübertragung wird aus der Quellensymbol-Sequenz { uk } direkt die Sequenz der Signalelemente {X/,} erzeugt.

Die Distanz zwischen zwei Sequenzen {?* } und { Λ f* } ist gegeben durch: d = I Ι{ξ*} - {Λξ*} II = Σ*(ξ* - Λξ*)2 (4) wobei s Σί«ο...ν h, xk., - Σ,-ο ..V A;· ΛΧμ = Σ]=ο v Äj (X/m - ) = Σί«ο...ν A, 8m (5)

Die Variable ¢/, in Gleichung (5) ist definiert durch: ek = xk- Ax*. Außerdem wird die Variable A(k = (k - Λ (k und damit auch die Sequenz { A(k } = { i* } - { *{*} definiert.

Die Gleichungen (4) und (5) zeigen, daß die Distanz zwischen zwei Pfaden nur von der Eingangs-Fehler-Sequenz { ¢/,} abhängt. Wie aus Gleichung (5) zu sehen ist, hängt die Differenz A£k = (k - ~£k von tk und den vorangehenden Eingangs-Fehlern . tk-2 .... «*-, ab. Ein Vergleich von Gleichung (2) mit Gleichung (5) ergibt, daß zur Bestimmung der Distanz zwischen zwei Trellis-Pfaden der (äqivalente, zeitdiskrete) Datenkanal aus Fig.2 mit der Eingangs-Fehler-Sequenz { } betrachtet werden kann (siehe

Fig.7).

Die Distanz zwischen zwei Pfaden im Trellis-Diagramm, die aus einem gemeinsamen Zustand entspringen und in einen gemeinsamen Zustand münden (siehe Fig.6), kann beispielsweise auf folgende Weise bestimmt werden: Der richtige Pfad im Trellis-Diagramm (siehe Fig.6) entspricht im Fehler-Trellis-Diagramm der Eingangs-Fehler-Sequenz {¢/,) = 0 (d.h. alle Eingangs-Fehler tk sind gleich 0).

Im Fehler-Trellis-Diagramm gemäß Fig.8 ist der Pfad, der dem richtigen Pfad im Trellis-Diagramm entspricht, durch eine durchgezogene Linie gekennzeichnet. Dieser Pfad entspringt in jedem Zeitschritt dem Fehler-Zustand 0 und geht zu jedem Zeitschrift in den Fehler-Zustand 0 über. Ausgehend vom Fehler-Zustand 0, wird jede aus der Eingangs-Fehler-Sequenz { } resultierende Ausgangs-Fehler-Sequenz { A(k } untersucht, die in den Zustand 0 zurückkehrt. Fig.8 zeigt einen möglichen Fehler-Pfad im Fehler-Trellis-Diagramm.

Der Fehler-Pfad ist durch strichlierte Linien gekennzeichnet. Die Distanz zwischen dem korrekten Pfad und dem Fehler-Pfad wird dann nach Gleichung (4) berechnet: d = ΙΙ{Δξ*}ΙΙ = 1Ι{ξ*> - {Λξ*} I! * Σ*(ξ*-Λξ*)2 (6)

Die Summation in Gleichung (6) erstreckt sich für jeden Fehler-Pfad vom Zeitpunkt k1 , zu dem der Fehler-Pfad vom Fehler-Zustand 0 abweicht, bis zum Zeitpunkt k2 , zu dem der Fehler-Pfad in den Fehler-Zustand 0 zurückkehrt. Die minimale Distanz dmin ist die kleinste Distanz eines Pfades der aus dem Fehler-Zustand 0 ausgeht und in den Fehler-Zustand 0 zurückkehrt. 6

AT 405 470 B

Bei der codierten Datenübertragung muß der Encoder bei der Berechnung der Distanz zwischen zwei Trellis-Pfaden mitberücksichtigt werden. Das Blockdiagramm gemäß Fig. 9 zur Berechnung der Distanzen zwischen Trellis-Pfaden ist ß. E. Spionier and J B. Huber, "Design of hyper States for reduced-state sequence estirnation, "AEÜ, vol. 50, no. 1, 1996, entnommen. Ein Fehlerereignis bei der codierten Datenübertragung entspricht ebenfalls einem Pfadpaar im Trellis-Diagramm, wobei der richtige und der falsche Pfad in einem gemeinsamen Zustand entspringen und (nach einigen Zeitschritten) in einen gemeinsamen Zustand münden (siehe Fig.6). Ausgehend von einem gleichen Zustand des Encoder 1 und Encoder 2 und dem Fehler-Zustand 0 des äquivalenten, zeitdiskreten Datenkanals, werden zur Berechnung der Pfaddistanzen zwei verschiedene Eingangssequenzen { uk } und { 0k } betrachtet. Da eine Raddistanz nur von der Sequenz { Δξ* } abhängig ist, und { Δ{*} wiederum nur von {«k} abhängt, wird entsprechend Fig.9 die Differenz der beiden Encoder-Ausgänge berechnet ( ek * xk - *xk ) und als Eingang dem äquivalenten, zeitdiskreten Datenkanal zugeführt.

Die Berechnung der Distanz zweier Trellis-Rade erstreckt sich über so viele Zeitschritte k, bis sich aufgrund der Eingangs-Sequenzen { uk } und { ö* } die beiden Encoder wieder in ein und demselben Zustand, und der äquivalente, zeitdiskrete Datenkanal wieder im Fehler-Zustand 0 befinden. Die minimale Distanz dmin ist die kleinste auf diese Weise gefundene Distanz zwischen zwei Trellis-Raden.

Der erfindungsgemäß vorgesehene Decoder 5 funktioniert nach dem bekannten Viterbi-Decoder -Algorithmus, mit der Maßgabe, daß zu jedem Zeitpunkt k nur jene Rade weiterverfolgt werden, deren Radmetrik Γ* um weniger als einen Grenzwert T von der minimalen Radmetrik ΓK mm (zum Zeitpunkt k) abweicht. Die Festlegung des Grenzwertes T erfolgt aufgrund des Distanzprofils im Trellis-Diagramm. Die grundlegende Vorgangsweise zur Berechnung der Distanzen zwischen Trellis-Raden wurde zuvor erläutert.

Da das Ermitteln der minimalen Distanz dmin zwischen zwei Trellis-Raden im allgemeinen mit einigem Rechenaufwand verbunden ist, kann auch eine andere Distanz d (d έ dmm ) zwischen zwei Trellis-Raden ermittelt und als Berechnungs-Grundlage für den Grenzwert T herangezogen werden. Erfindungsgemäß kann vorgesehen sein, daß als Grenzwert T eine gegebenenfalls mit einem additiven oder multiplikativen Term versehene, aus dem Trellis-Diagramm ermittelte Distanz d zwischen zwei Trellis-Raden gewählt wird.

Bevorzugt ist es, wenn der Grenzwert (T) nach der Gleichung 4l 2 <Γ<4^^) vorzugsweise

bestimmt wird, wobei dmj„ die Kleinste ermittelte oder die Kleinste mögliche Distanz zwischen jeweils zwei Trellis-Raden ist.

Fig.10 zeigt die wesentlichen Schritte der erfindungsgemäßen Vorgangsweise. Zur Illustration werden wieder 8 Zustände in der FSM und M = 2 angenommen. Die "dunklen" Knotenpunte zum Zeitpunkt k -(siehe Fig. 10(a)) stellen Zustände dar, für welche die Radmetrik rk zum Zeitpunkt k um weniger als T von der minimalen Radmetrik rki min abwich. Nur Rade die in diesen Zuständen endeten werden im folgenden Zustandsübergang berücksichtigt. Diese Zustandsübergänge sind in Fig.10(a) als strichlierte Linien gekennzeichnet. Alle anderen möglichen Zustände sind nur zum Vergleich mit Fig.4 als punktierte Linien eingezeichnet.

Die weiterverfolgten Rade in Fig.10(a) enden im Zeitpunkt k +1 in Zuständen, die durch "helle" Knotenpunkte gekennzeichnet sind. Nun muß, wie auch im Viterbi-Decoder, zuerst für jeden dieser Zustände unter allen in dem jeweiligen Zustand i eintreffenden Raden jener Rad ermittelt werden, welcher die kleinste Radmetrik Ι\ k+1 hat. Im Zustand 2 treffen zum Zeitpunkt k + 1 zwei Trellis-Rade mit unterschiedlichen Radmetriken ein; der Rad mit der kleineren Metrik wird als wahrscheinlicher akzeptiert und der Zustand 2 besitzt somit die Radmetrik Γ2, k+i . Unter den Radmetriken Γ2ι k+1, Γ3> k+i, Γ4> k+i, rs> k+i der erreichten Zustände 2,3,4,5 wird zum Zeitpunkt k + 1 die minimale Radmetrik rk+i, min ermittelt. Als nächstes werden dann die Radmetriken rit k+1 (zum Zeitpunkt /r+1) ermittelt, welche von der minimalen 7

Claims (17)

1. AT 405 470 B Pfadmetrik rk+1 min um weniger als T abweichen. Nur jene Pfade, deren Pfadmetrik rit k+i zum Zeitpunkt Ä + 1 um weniger als T von der minimalen Pfadmetrik rk+1i min abweicht, werden beim Zustandsübergang k + 1 — /c + 2 weiterverfolgt. Die Zustände der Pfade, deren Pfadmetrik Ti, k+1 zum Zeitpunkt k + 1 um weniger als T von der minimalen Pfadmetrik rk+1. mjn abweicht, sind in Fig.10(b) durch "dunkle" Knotenpun-5 te gekennzeichnet. Die gerade beschriebene Vorgangsweise für den Zustandsübergang von k -* k + 1 wiederholt sich nun sinngemäß für den Zustandsübergang von k +1 -* k + 2. Im Flußdiagramm gemäß Fig.11 werden die Zustände (bzw. Pfade) zum Zeitpunkt k, deren Pfadmetrik k um weniger als T von der minimalen Pfadmetrik rk> min abweicht, als "überlebende" Zustände 2um w Zeitpunkt k bezeichnet. Dies sind die in Fig.10(a) als dunkle Knotenpunkte gekennzeichneten Zustände. Die von den überlebenden Zuständen zum Zeitpunkt k aus erreichten Zustände zum Zeitpunkt k + 1 werden kurz als die "erreichten" Zustände zum Zeitpunkt k +1 bezeichnet. Dies sind die in Fig.10(a) als helle Knotenpunkte gekennzeichneten Zustände. Gemäß dem Flußdiagramm in Fig. 11 werden bei 16 für jeden überlebenden Zustand zum Zeitpunkt k 15 die Zweigmetriken ermittelt. Daraufhin werden gemäß 17 für die von den überlebenden Zuständen aus erreichten Zustände zum Zeitpunkt k + 1 die Pfadmetriken Γ, k+1 berechnet. Gemäß 18 werden die in den jeweiligen erreichten Zuständen eintreffenden Pffadmetriken rit k+i überprüft und in jedem Zustand die kleinste Pfadmetrik Γ* k+1 festgestellt und als zutreffend fortgesetzt. Unter diesen jeweils kleinsten Pfadmetriken Γ| k+1 für die einzelnen Zustände wird gemäß 19 sodann die minimale Pfadmetrik rk+1 20 minZurn Zeitpunkt k + 1 ermittelt. Gemäß 20 werden sodann zum Zeitpunkt k + 1 diejenigen Zustande bestimmt, deren Pfadmetrik τγ k+1 um weniger als T von der minimalen Pfadmetrik rk+1, min abweicht. Diese Zustände überleben zum Zeitpunkt k + 1 und werden für das weitere Ermittlungsverfahren herangezogen, nachdem gemäß 21 k = k +1 gesetzt wird. Zum gleichen Zeitpunkt schätzt der Decoder 5 ein Quellensymbol mit vorgegebenem 25 decision delay. Das Blockdiagramm in Fig. 12 zeigt schematisch den Aufbau eines Empfängers mit einem erfindungsgemäßen Decoder 5. Au den Decoder 5 ist eine Recheneinheit 7 angeschlossen oder der Decoder 5 umfaßt einen Rechen-und Speicherbereich 7, in dem eine Ermittlung des Grenzwertes T erfolgt. Der Grenzwert T enspricht, 30 gegebenenfalls mit einem additiven oder multiplikativen Term versehen, einer aus dem Trellis-Diagramm ermittelten Distanz d zweier Trellis-Pfade. Der Empfangsteil 15 kann ein zusätzliches Filter 9 enthalten, das dem Decoder 5 vorangestellt ist. Dieses Filter 9 hat den Zweck, eine möglicherweise sich zeitlich verändernde Impulsantwort des äquivalenten zeitdiskreten Datenkanals 3, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, so zu verändern, daß die Gesamtes Impulsantwort aus äquivalentem, zeitdiskreten Datenkanal 3 und Fiter 9 möglichst unverändert bleibt. Ein Blockschaltbild des digitalen Kommunikätionssystems mit dem zusätzlichen Fiter 9 ist in Fig. 13 dargestellt. Der Vorteil dieser Anordnung ist, daß durch ein Nicht-Verändern der Gesamt-Impulsantwort eine Neuberechnung der Pfad-Distanzen im Trellis-Diagramm entfallen kann. Die grundlegende Vorgangsweise zur Adaptierung des Filters 9 an einen zeitlich veränderlichen äquivalenten zeitdiskreten Datenkanal, sodaß 40 die Gesamt-Impulsantwort möglichst unverändert bleibt, ist ein in der Literatur bekanntes Verfahren und wird beispielsweise in J. G. Proakis, Digital Communications, McGraw-Hill, 1989 beschrieben. Die prinzipielle Anordnung des Empfängers aus Fig. 12 bleibt durch das Hinzufügen des adaptiven Filters 9 unverändert. Das Filter 9 befindet sich in der Praxis in Fig. 12 im Demodulator 15. 45 Patentansprüche 1. Verfahren zur Übertragung von digitalen Daten, z.B. Sprache, Audio, Videotext od.dgl., in einem digitalen Kommunikationssystem, z.B. Mobilfunkanalgen, Satellitenkommunikationssystemen, Festnetzanlagen, Fernseh-broadcasting-Systemen,Flugfunkanlagen, Autotelefonen, Handies od.dgl., von einer 50 digitalen Nachrichtenquelle (1) über einen Encoder (4) und einen Datenkanal (3) zu einer digitalen Nachrichtensinke (2), der ein Decoder (5) vorgeschaltet ist, in dem die von der Nachrichtenquelle (1) gesendeten Daten entzerrt bzw. decodiert, insbesondere rekonstruiert, werden und die am wahrscheinlichsten gesendete Datensequenz der Nachrichtensinke (2) weitergeleitet wird. - wobei im Decoder (5) nach dem bekannten Viterbi-Algorithmus unter Berücksichtigung der 55 Impulsantwort des Datenkanals (3) und unter Berücksichtigung des Zustandsübergangsdia gramms des Encoders (4) in zeitlichen Abständen abhängig von den Zeitintervallen der von der Nachrichtenquelle (1) abgegebenen Quellensymbole die Zustände entsprechend einem Trellis-Diagramm ermittelt und festgelegt werden, 8 AT 405 470 B - wobei in den zeitlichen Abständen bzw. zu den jeweiligen Zeitpunkten für eine bestimmte Anzahl von Zuständen für alle zu diesem Zeitpunkt aus diesen Zuständen entspringenden Zustandsübergänge die Pfadmetrik (Γ) ermittelt wird und von mehreren in einem erreichten Zustand eintreffenden bzw. einmündenden Trellis-Pfaden der jeweils wahrscheinlichste Pfad mit der kleinsten Pfadmetrik (Γ) als richtig angenommen bzw. akzeptiert wird, - wobei von den den erreichten Zuständen zugeordheten Pfadmetriken (Γ) die minimale Radmetrik (Γmin) ermittelt wird und - wobei von jedem erreichten Zustand aus nur dann Zustandsübergänage für das nächste Zeitintervall berücksichtigt bzw. weiterverfolgt werden, wenn die Radmetrik (Γ) dieses Zustandes zu dem jeweiligen Zeitpunkt einen vorgegebenen Abstand bzw. Grenzwert (T) gegenüber der minimalen Pfadmetrik (rmjn) nicht überschreitet, sodaß r-rmin έ T ist, dadurch gekennzeichnet, - daß zur Bildung des Grenzwertes (T) eine, gegebenefalls mit einem additiven oder multiplikativen Term versehene, aus dem für eine bestimmte Auzahl von Zeitintervallen erstellten Trellis-Diagramm ermittelte Distanz (d) zwischen zwei Trellis-Raden herangezogen wird.
2. 2. Verehren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu den jeweiligen Zeitpunkten die Distanzen (d) zwischen einer Anzahl von, vorzugsweise zwischen allen möglichen, Trellis-Rad-Paaren ermittelt werden, die aus einem gemeinsamen Ausgangszustand entspringen und in einen gemeinsamen Endzustand münden.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmung der Distanzen (d) der Trellis-Pfad-Paare, insbesondere der minimalen Distanz (dmin), nach bekannten Algorithmen erfolgt.
4. 4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnung der Distanzen (d) der Trellis-Rad-Paare laufend, d.h., für jeden Zeitpunkt bzw. für jedes Zeitintervall, vorgenommen wird.
5. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß bei jeder Neuschätzung bzw. Neuberechnung der Impulsantwort des Datenkanals (3) und/oder des Zustandsübergangsdiagramms des Encoders (4) eine neue Berechnung der Distanzen (d) der Trellis-Rad-Paare erfolgt.
6. 6. Verfahren nach einem der Ansprüche f bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmung der Distanzen (d) der Trellis-Rad-Paare jeweils bei Eintreffen eines weiteren bzw. neuen Datenpaketes erneut vorgenommen wird.
7. 7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß in der Empfängereingangsstufe (14), im Demodulator (15) oder im Decoder (5) mit eindeutig bekannten und in vorgegebenen Zeitabständen von der Nachrichtenquelle (1) gesendeten Quellsymbolen eine Neuberechnung bzw. Neuschätzung der Impulsantwort des Datenkanals (3) erfolgt und den weiteren Berechnungen zugrundegelegt wird und/oder daß eine der Empfängereingangsstufe (14) oder dem Demodulator (15) oder dem Decoder (5) übermittelte Änderung des Zustandsübergangsdiagrammes des Encoders (4) den weiteren Berechnungen zugrundegelegt wird.
8. 8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zur Bildung des Grenzwertes (T) herangezogene, gegebenenfalls mit einem additiven oder multiplikativen Term versehene Wert einer Distanz (d) kleiner als die größte ermittelte Diestanz ist.
9. 9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung des Grenzwertes (T) die kleinste ermittelte Distanz (dmiIl) herangezogen wird.
10. 10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Grenzwert (T) nach der Gleichung

    9 AT 405 470 B vorzugsweise 12

    < T<2

    bestimmt wird, wobei (dmi„) die kleinste ermittelte oder die kleinste mögliche Distanz zwischen allen Trellis-Pfad-Paaren ist.
11. 11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Konstanthaltung der Gesamtimpulsantwort von Datenkanal (3) und Filter (9) die Impulsantwort des Datenkanals (3) mit der Impulsantwort eines adaptiven Filters (9) gefaltet wird.
12. 12. Anordnung zur Übertragung von digitalen Daten, z.B. Sprache, Audio, Videotext od.dgl. in einem digitalen Kommunikationssystem, z.B. Mobilfunkanlagen, Satellitenkommunikationssystemen, Festnetzanlagen, Fernseh-broadcasting-Systemen,Flugfunkanlagen, Autotelefonen, Handies od.dgl. von einer Nachrichtenquelle (1) über einen Encoder (4) und einen Datenkanal (3) zu einer Nachrichtensinke (2), der ein Decoder (5) vorgeschaltet ist, in dem die von der Nachrichtenquelle (1) gesendeten Daten entzerrt bzw. decodiert, insbesondere rekonstruiert; werden und die am wahrscheinlichsten gesendete Datensequenz an die Nachrichtensinke (2) weitergeleitet wird, - wobei im Decoder (5) nach dem bekannten Viterbi-Algorithmus unter Berücksichtigung der Impulsantwort des Datenkanals (3) und unter Berücksichtigung des Zustandsübergangsdiagramms des Encoders (4) in zeitlichen Abständen abhängig von den Zeitintervallen der von der Nachrichtenquelle abgegebenen Quellensymbole die Zustände entsprechend einem Trellis-Dia-gramm ermittelt und festgelegt werden, - wobei in den zeitliehen Abständen bzw. zu den jeweiligen Zeitpunkten für eine bestimmte Anzahl von Zuständen für alle zu diesem Zeitpunkt aus diesen Zuständen entspringenden Zustandsübergänge die Pfadmetrik (Γ) ermittelt wird und von mehreren in einem erreichten Zustand eintreffenden bzw. einmündenden Trellis-Pfaden der jeweils wahrscheinlichste Pfad mit der kleinsten Pfadmetrik (Γ) als richtig angenommen bzw. akzeptiert wird, - wobei von den den erreichten Zuständen zugeordneten Radmetriken (Γ) die minimale Radmetrik (Γmin) ermittelt wird und - wobei von jedem erreichten Zustand aus nur dann Zustandsübergäuge für das nächste Zeitintervall berücksichtigt bzw. weiterverfolgt werden, wenn die Radmetrik (Γ) dieses Zustandes zu dem jeweiligen Zeitpunkt einen vorgegebenen Abstand bzw. Grenzwert (T) gegenüber der minimalen Radmetrik (rmin) nicht überschreitet; sodaß r-rmln έ T ist, - insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß - an den Decoder (5) eine Recheneinheit (7) angeschlossen ist oder der Decoder (5) einen Rechenbereich (7) umfaßt, in der bzw. in dem eine Ermittlung des Grenzwertes (T) erfolgt, wobei zur Ermittlung des Grenzwertes (T) eine, gegebenenfalls mit einem additiven oder multiplikativen Term versehene aus dem Trellis-Diagramm ermittelte Distanz (d) zweier Trellis-Rade herangezogen wird.
13. 13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß in der Recheneinheit (7) oder im Rechenbereich (7) ein Trellis-Diagramm für eine bestimmte Anzahl von Zeitintervallen erstellt wird und nach bekannten Algorithmen die Distanz (d) zwischen jeweils zwei Trellis-Raden errechnet wird.
14. 14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß bei jeder Neuschätzung bzw. Neuberechnung der Impulsantwort des Datenkanals (3) in der Recheneinheit (7) eine Neuberechnung der Distanzen (d) der Trellis-Rad-Paare erfolgt.
15. 15. Anordnung nach einem der Ansprüche 12 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß im Decoder (5) zumindest ein Vergleicher oder Subtrahierer vorgesehen ist, zum Vergleich der für den jeweiligen erreichten Zustand ermittelten Radmetriken (Γ) und zur daraus resultierenden Ermittlung der jeweiligen kleinsten Radmetrik (Γ) und zum Vergleich der um den Grenzwert (T) vermehrten minimalen Radmetrik (Γmin) mit einer Anzahl, vorzugsweise mit allen anderen, für diese erreichten Zustände ermittelten 10 AT 405 470 B Pfadmetriken (Γ).
16. 16. Anordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß dem Decoder (5) ein adaptives Filter (9) vorgeschaltet ist, in dem zur Konstanthaltung der Gesamtimpulsantwort des Datenkanals (3) und des Filters (9) die Impulsantwort des Datenkanais (3) mit der Impulsantwort des Filters (9) gefaltet wird.
17. 17. Decoder zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 11, oder für eine Anordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, wobei im Decoder (5) die von der Nachrichtenquelle (1) gesendeten Daten entzerrt bzw. decodiert, insbesondere rekonstruiert, werden und die am wahrscheinlichsten gesendete Datensequenz der Nachrichtensinke (2) weitergeleitet wird, - wobei im Decoder (5) nach dem bekannten Viterbi-Algorithmus unter Berücksichtigung der Impulsantwort des Datenkanals (3) und unter Berücksichtigung des Zustandsübergangsdiagramms des Encoders (4) in zeitlichen Abständen abhängig von den Zeitintervallen der von der Nachrichtenquelle (1) abgegebenen Quellensymbole, die Zustände entsprechend einem Trellis-Diagramm ermittelt und festgelegt werden, - wobei in den zeitlichen Abständen bzw. zu den jeweiligen Zeitpunkten für eine bestimmte Anzahl von Zuständen für alle zu diesem Zeitpunkt aus diesen Zuständen entspringenden Zustandsübergänge die Pfadmetrik (Γ) ermittelt wird und von mehreren in einem erreichten Zustand eintreffenden bzw. einmündenden Trellis-Pfaden der jeweils wahrscheinlichste Pfad mit der kleinsten Pfadmetrik (Γ) als richtig angenommen bzw. akzeptiert wird, - wobei von den den erreichten Zuständen zugeordneten Pfadmetriken (Γ) die minimale Pfadmetrik (Γmin) ermittelt wird und - wobei von jedem erreichten Zustand aus nur dann Zustandsübergänge für das nächste Zeitintervall berücksichtigt bzw. weiterverfolgt werden, wenn die Pfadmetrik (Γ) dieses Zustandes zu dem jeweiligen Zeitpunkt einen vorgegebenen Abstand bzw. Grenzwert (T) gegenüber der minimalen Pfadmetrik (rmin) nicht überschreitet, sodaß r-(rmin) £ T ist, dadurch gekennzeichnet, daß - an den Decoder (5) eine Recheneinheit (7) angeschlossen ist oder der Decoder (5) einen Rechenbereich (7) umfaßt, in der bzw. in dem eine Ermittlung des Grenzwertes (T) erfolgt, wobei zur Ermittlung des Grenzwertes (T) eine, gegebenenfalls mit einem additiven oder multipltkativen Term versehene, aus dem Trellis-Diagramm ermittelte Distanz (d) zweier Trellis-Pfade herangezogen wird. Hiezu 8 Blatt Zeichnungen 11