JP3889400B2 - 高ビット伝送速度ｃｄｍａ伝送システムのための部分最適反復受信機の方法およびシステム - Google Patents

Description

発明の詳細な説明

本発明は、符号分割多次元接続（ＣＤＭＡ）技術を使用した無線システムにおける、信号を受信するための高ビット伝送速度の無線受信機方式およびシステムに関するものである。

上記技術は、特に、しかし排他的にではなく、欧州次世代移動体通信システム（ＵＭＴＳ）のような高ビット伝送速度（少なくとも２Ｍｂｉｔ／秒）の携帯電話システムに使用される。このＵＭＴＳは、異なるビット伝送速度および拡散率を用いて幅広いサービスを提供するために立案された。当該サービスとして、高速パケット通信（ＨＳＤＰＡ）方式の、携帯末端への伝送が挙げられ、この伝送は、閉ループ電源制御装置ならびに、可変コンステレーション変調（ＱＰＳＫ、ＭＡＱ１６、ＭＡＱ６４）および低拡散率を用いるリンクアダプテーションによる分配を特徴とする。

情報は多次元接続技術を用いて携帯電話システムに送信される。いくつかのシステムは、周波数分割多次元接続（ＦＤＭＡ）および時間分割多次元接続（ＴＤＭＡ）を使用するため、ネットワークの使用者は、使用されるそれぞれの周波数によって互いに識別され、そして送信される情報は、各使用者に割り当てられた時間帯に送達される。符号分割多次元接続（ＣＤＭＡ）を基にしたシステムにおいて、使用者は、同じ無線周波数帯域を使用して互いに通信する。使用者を互いに識別するために、各使用者は、接続の全期間にそれぞれ拡散符号を割り当てられ、該符号は、ベースバンドに送信される信号のスペクトルを拡散するために使用される。送信された情報を再構築するために、受信機は、拡散操作の逆の操作を行うために同じ符号を使用しなければならない。他の多次元接続方法と比較すると、この技術は接続速度およびビット伝送速度に関してより自由に選択できる利点があり、この接続速度およびビット伝送速度は、拡散率を変えることによって変更されることができる。

無線伝送において、無線信号の送信機と受信機との間の媒体の形態は、伝送によって干渉され、特に都市環境において、無線通信路(canal radio)に沿う異なる地点での反射によって引き起こされる多次元路に沿った伝搬(propagation)を導く。結果として、同じ信号の成分は、異なる出力および異なる時間遅延で受信機に到達する。

ＣＤＭＡ受信機システムはレーク受信機(re’cepteur en ra’teau)を使用し、異なる伝搬路に受信された成分から、送信信号を再構築する。これらの受信機は、遅延プロファイルまたは無線通信路の等価モデル(mode’le e’quivalent)を再構築することを基にしている。最後に、受信機に公知のパイロット記号の系列は情報と共に送信され、この従来の知識に基づき、受信機は、受信信号が送信された無線通信路の概算（無線通信路全ての経路を表すインパルス応答）を行う。受信された出力を測定する間、例えば拡散部号単位を半分にすることによって、照合フィルタが受信された信号でシフトする。この技術は、所定の無線通信路に受信された信号の成分の多重路伝搬によって引き起こされた時間遅延および出力に情報を提供するインパルス応答グラフを構築するために使用される。

ＣＤＭＡ技術は、実時間低ビット伝送速度サービスに非常に適しているが、高ビット伝送速度パケットサービスには不適合であると思われる。なぜなら、レーク受信機の性能は、拡散系列(se’quence d’e’talement)との相互相関特性および自己相関特性に基づいており、レーク受信機の拡散系列の長さ、そしてそれに伴う拡散率の長さが増大するにつれて、レーク受信機の性能が向上するからである。従って、ビット伝送速度が速ければ、拡散率は低い。拡散系列が短くなれば、拡散系列の相互相関および自己相関特性が低下し、同じ送達された信号の記号の間に干渉が起こる。この干渉の結果として、特に使用された変調のタイプが多くの状態数を有する場合、レーク受信機の性能は８未満の拡散率に低下する。

記号間の干渉によって引き起こされる、レーク受信機の性能の低下についての研究は、拡散率が１６未満の場合、等化技術を使用する必要があることを示した（[１]「On the rake receiver performance」、H.Boujemaa,M.Siala、VTC 2000 Fall、Boston、USA 参照）。

従って、レーク受信機自体は、高ビット伝送速度携帯電話の要件への極めて不適切な対応であることが見出されている。

現在、最適な検出および符号化技術を使用することは事実上不可能である。なぜなら、特に伝送通信路(canaux de transmission)が、都市環境の場合のように非常に長いインパルス応答を有するとき、極めて複雑な演算を導くからである。

様々な部分最適(sous-optimales)検出および復号(de’codage)方法が、時間分割多次元接続（ＴＤＭＡ）技術において使用される。

例えば、線形最小平均二乗誤差(linear minimum mean square error)（ＬＭＭＳＥ）等化器は、記号間の干渉だけでなく使用者間の干渉もまた低減する。さらなる詳細について、文献を参照のこと：
−[２]「Linear receivers for the DS-CDMA downlink exploiting orthogonality of spreading sequences」、I.GhauriおよびD.T.M.Slock著、「Proc. 32^nd Asilomar Conf. on Signals, Systems and Comp.」、Asilomar、CA、Nov.1-4 1998年、
−[３]「Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization」、M.Heikkiae、P.KomulainenおよびJ.Lilleberg、VTC 99 Fall、Tokyo、Japan。

尚、異なる使用者の拡散系列が互いに直交する場合、ダウンリンクに関する使用者間の干渉が通信路の多重路伝搬によって引き起こされる。この解決策(solution)は、レーク受信機と比較し使用者間の干渉を低減するのに極めて効果的であることが明らかにされた。しかし、ＬＭＭＳＥ等化器の線形特性のため、この解決策は、記号間の干渉を顕著に低減しない。

レーク受信機の出力部に最尤系系列推定型等化器（ＭＬＳＥ）を配置することがまた提案されてきた。この技術の詳細について、文献[４]「Joint multipath combining and MLSE equalization (rake-MLSE Receiver) for WCDMA systems」、S.TantikovitおよびA.U.H.Sheikh著、VTC 2000 Spring、Tokyo、Japanの例を参照のこと。

この解決策は、系列−検出観点から最適化され、送信された記号における誤差の検出に関して最適な解決策に近い。しかし、この解決策の複雑さは、同じ通信路における時間遅延の拡散および使用した変調コンステレーションのサイズに累乗して増大する。従って、全てのＵＭＴＳサービスにこの解決策を適用することができない。さらに、この解決策は、間違った通信路推定(estimation du canal)および通信路符号化によって引き起こされる性能の低下を考慮していない。さらに、フレキシブルまたは加重出力アルゴリズムを提供しない。

従来の遅延判定帰還系列推定（ＤＤＦＳＥ）技術は、「パーサバイバー(per survivant)」処理技術を用いて、トレリス(treillis)の状態の複雑さを削減した。この技術の詳細について、文献[５]「Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation」、A.Duel-HallenおよびC.Heegard著、IEEE Transactions on Communications、第37巻、428-436頁、1989年5月、の例を参照のこと。

ＴＤＭＡシステムについて、この技術は、誤りの伝搬に感応性であるという欠点があり、前置フィルタを必要とする。レーク受信機の出力部における通信路等価モデルは、各記号において変化する拡散符号に依存して、送信された各記号において異なるため、この技術は、ＣＤＭＡシステムに適切でないと思われる。

ＴＤＭＡ技術のために立案され、「ターボ検出(turbo-de’tection)」として知られる、反復の検出および復号方法は、文献[６]「Iterative Correction of Intersequential Interference: Turbo-equalization」、C.Douillard、M.Jezequel、C.Berrou、A.Picart、P.DidierおよびA.Glavieux著、European Transactions on Telecommunications出版、第６巻、507-511頁、1995年9月、に記載される。この検出および復号技術において、加重入力部および加重出力部を備えるＭＬＳＥ等化器（ＳＩＳＯ ＭＬＳＥ）が使用され、符号化プロセスは、ビタビ（Viterbi）型のプロセスであり、加重入力部および出力部（ＳＯＶＡ）をまた備える。このプロセスは、文献[７]「A low Complexity Soft Output Viterbi Decoder Architecture」、ＩＣＣ’93年、733-740頁、Geneva、Switzerland、1993年5月、に記載される。

上記の検出および符号化技術はさらに開発され、最適化最大事後確率(ＭＡＰ)検出器が生み出された。これらの検出器の詳細について、以下の文献を参照のこと：
−[８]「Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate」、L.R.Bahl、J.Cocke、F.JelinekおよびJ.Raviv、IEEE Transactions on Information Theory、第IT-20巻、284-287頁、1994年3月、
−[９]「Iterative Equalization and Decoding in Mobile Communications System」、G.Baush、H.KhorramおよびJ.Hagenauer著、Proc.EPMCC’97、307-312頁、Bonn、Germany、1997年９月。

しかし、上記の解決策は、ＣＤＭＡシステムに転置されず、さらにＭ^Ｌ位数（Ｍは変調コンステレーションのポイント数であり、Ｌは考慮される伝搬通信路におけるエコーの数）の受信機の過度の複雑さを導く。さらに、上記の解決策は、通信路推定問題を処理しない。

最後に、文献［１０］「Turbo-Equalization over Frequency Selective Channel」、International Symposium on Turbo-Codes、Brest、France、1997年9月、は、「ターボ等化」として知られ、上記のターボ検出技術から著しく異なる、反復の記号検出および復号技術を提案し、この技術は伝送通信路のノイズ推定(estimation bruite’e)を前提としている。しかし、ターボ検出技術と比較すると、ターボ等化技術は、最初の反復に用いた等化技術に強く依存するように、性能を低下させる。この課題について、文献［１１］「Joint Equalization and Decoding: Why Choose the Iterative Solution.」、A.Roumy、I.FigalkowおよびD.Pirez著、IEEE VTC ’1999 Fall、Amsterdam、Netherlands、1999年9月、を参照のこと。

ＣＤＭＡシステムにこの技術を転置することができない。なぜなら、この技術は、通信路がそれぞれの送信された記号に非依存的に変化する場合適用することができないフィルタリング技術に基づいているからである。

本発明の目的は、低拡散率と組み合わせた高位変調を用いて、最適性能に近く、比較的簡単な受信方法および受信構造を提案し、これらの問題を解決することである。低拡散率のスペクトル拡散技術を用いて、多重路伝送通信路に送信された信号を受信する方法を提供することによって、この目的を達成する。拡散系列を掛け合わされた所定のパイロット記号およびデータ記号の両方を含む二進化記号(symboles binaires code’s)の系列の形態で、上記信号を送信する。上記方法は、受信された所定のパイロット記号を用いて通信路推定を決定する工程を含む。

本発明において、方法は次の工程：
−伝送通信路の多重路に送信された受信信号に基づき、通信路推定を用いて送信信号を再構築する工程と、
−再構築化信号から見られる通信路の等価モデルを、通信路推定から決定する工程と、
−受信された符号化記号の推定値を等価モデルの出力部で送達して、状態数削減のトレリスに基づく通信路等価モデルおよびＤＤＦＳＥ検出器を用いて、低拡散率から得られた再構築化送信信号において記号間干渉を低減する工程、
−符号化記号を逆インターリーブ(de’sentrelacer)する工程と、
−逆インターリーブされた符号化記号の推定値を復号し、送信されたデータ記号を再構築する工程と、を含む。

干渉低減および復号の後に得られ受信された符号化記号の推定値は、有利に加重値またはフレキシブル値である。

本発明の特徴において、記号間の干渉を低減する工程および復号工程は、復号および誤り訂正の後に得られたデータ記号の関数として、反復_ｎで得られた逆インターリーブされた符号化記号が復号の間に再び推定される反復プロセスに含まれる。同じ反復によって得られた再推定された符号化記号と、次の反復ｎ＋１により得られた逆インターリーブされた符号化記号との差異を再びインターリーブし、次にＤＤＦＳＥ検出器の入力部に送信して、ＤＤＦＳＥ検出器の出力部において、反復ｎ＋１で得られた符号化記号から減算する。

通信路推定が、最小二乗（ＬＳ）法を用いて有利に改良される。

通信路推定が、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムを用いて好適に改良される。

本発明の別の特徴において、復号および誤り訂正の後に得られたデータ記号の関数として、反復_ｎで得られた符号化され逆インターリーブされた記号が復号の間に再び推定される反復プロセスにおいて、通信路が推測される。再推定された符号化記号はインターリーブされ、通信路推定が、再推定されインターリーブされた符号化記号を基に得られ、等価通信路モデルが通信路推定から決定され、そして、反復_ｎで決定された該通信路推定および該通信路等価モデルはそれぞれ、送信信号を再構築するために、および次の反復ｎ＋１で記号間干渉を低減するために使用される。

本発明はまた、スペクトル拡散技術および拡散率を用いて、多重路伝送通信路に送信された信号を受信するためのシステムを提供する。上記信号は、所定のパイロット記号およびデータ記号を含む二進化記号の系列の形態で送信されて、拡散系列を掛け合わされ、上記システムは、伝送通信路の多重路によって受信され送信された信号に基づく通信路推定を用いて送信信号を再構築するレーク受信機および、受信されたパイロット記号を基に通信路を推定して、レーク受信機に伝送通信路推定を送達する通信路推定装置を備える。

本発明において、上記システムはさらに、
−通信路推定の関数としてレーク受信機の出力部に見られるように、通信路の等価モデルを決定する通信路モデリング(mode’lisation)装置と、
−等価通信路モデルを用いて受信記号間の記号間干渉を低減し、受信された符号化記号の推定値を再構築するために、状態数削減のトレリスに基づくＤＤＦＳＥ検出器を含む、受信記号間の記号間干渉を低減する低減装置と、
−受信された符号化記号の推定値を逆インターリーブする逆インターリーブ装置と、
−推定され逆インターリーブされた値を復号して送信されたデータ記号を供給する復号装置と、を備える。

記号間干渉低減装置および復号装置によって送達された推定され復号された値は、有利に加重値またはフレキシブル値である。

本発明の特徴について、上記システムは、
−誤り訂正後に復号化データ記号の関数として符号化記号を再推定する装置と、
−再再推定された符号化記号から上記推定され逆インターリーブされた符号化記号を減算し、外因性の再推定された符号化記号の系列を得る第一減算装置と、
−外因性の再推定された符号化記号の系列をインターリーブするための第一インターリーブ装置と、
−次の反復で低減装置によって受信され推定される記号の系列から、外因性の再推定された符号化記号の系列を減算する第二減算装置と、をさらに備える。

本発明の別の特徴において、上記システムはさらに、
−復号装置の出力部において、再推定された符号化記号の系列をインターリーブする第二インターリーブ装置と、
−等価通信路モデルを決定する装置およびレーク受信機に、再推定された符号化記号のインターリーブ化系列に基づいた伝送通信路推定を供給するための第二通信路推定装置と、を備える。

添付の図を参照と共に、非限定の例によって、本発明の好ましい実施形態を下に記載する。ここで、図１は、ＣＤＭＡ技術を用いて信号を送信するために設計した、従来の送信器の概略図である。図２は、本発明の受信システムの概略図である。図３および図４は、図２に示す受信システムの２つの好ましい改良型の概略図である。図５および図６は、図２〜４に示す受信機の性能を例証する、信号／雑音(bruit)に対するビット誤り率の曲線である。図７は、本発明の通信路推定器の実施形態を示す概略図である。

図１は、τ_０二進記号ｕ_１ ^τ０＝｛ｕ_１,…,ｕ_τ０｝^Ｔの系列を供給する信号源１、および符号化系列Ｃ_１ ^τ０＝｛ｃ_１,…,ｃ_τ０｝^Ｔを供給する通信路復号器２を含む、従来のＣＤＭＡ送信器を示す。

各データ記号ｕ_ｎ＝｛ｕ_ｎ,１,…,ｕ_ｎ,ｋ０｝^Ｔはｋ_０ビットを含み、各記号Ｃ_ｎ＝｛ｃ_ｎ,１,…,ｃ_ｎ,ｎ０｝^Ｔはｎ_０ビットを含む。符号化ビットは、インターリーブ器３によってインターリーブされ、所定の伝送フォーマット（つまり、受信機が通信路推定を行うことが出来る、パイロット記号を含む長さτのフレーム）に対応してパッドアウト(comple’te’s pour)される。得られたビットは、第Ｍ次の位相偏移キーイング（Ｍ−ＰＳＫ）（ＭＡＱ１６またはＭＡＱ６４）を行う変調器４に供給される前に、ｑビットを含むａ_ｋ＝（ａ_ｋ,１,…,a_ｋ,q）のタイプの記号に分類され、このＭ−ＰＳＫは、対応する変調化記号ｓ（ｋ）を提供する。

次いで５において、記号ｓ（ｋ）に、当該伝送のための所定の拡散系列ｃ（ｑ）を掛け、得られた記号は、０．２２のスペクトル占有係数（ロールオフ）を有する凸状二乗余弦ルートフィルタ６（ナイキストルートフィルタ）を通過する。

図２において、本発明の受信機は、レーク受信機１１、通信路推定器１０、記号間干渉低減装置１２および等価モデル１６を備える。ここで、レーク受信機１１は通信路推定器１０によって供給される通信路推定を使用し、記号間干渉低減装置１２が後に続く。そしてこの記号間干渉低減装置１２に伝送通信路の等価モデル１６を接続する。干渉低減装置１２は、インターリーブ演算の逆の演算を行う逆インターリーブ器１４を介して、復号器１５と接続する。さらに、推定器１０により提供された通進路推定は、通信路等価モデルを決定するために通信路モデルに供給される。

本発明において、記号間干渉低減装置１２は、加重入力部および加重出力部を備える遅延判定帰還系列推定（ＤＤＦＳＥ）型である。すなわち、記号レベルがそれぞれロジックレベル１とロジックレベルである確率ｐ（１）とｐ（０）との比の対数ln [p(1)/p(0)]の形式を取る。同様に、復号器１５もまた加重入力部および加重出力部を備える。

多重路伝搬の場合、時間ｔでの拡散スペクトル受信機の入力部で受信された信号は、次：

の形式をとり、ここで、

は、復調記号ｓ（ｋ）の波形であり、ｅ（ｑ）は拡散系列であり、Ｎは拡散率であり、ｇ（ｔ）は、ナイキストルートフィルタ６の伝達関数であり、Ｔ_ｅおよびＴ_ｓはそれぞれ「チップ」枠(pe’riodes dite “chip”)および記号枠(symbol de symbole)であり、Ｌは通信路の経路数であり、ｈ_ｌ（ｔ）およびτ_ｌ（ｔ）はそれぞれ複素振幅および第一番目経路の時間遅延であり、ω（ｔ）は電力スペクトル密度Ｎ_０のガウスの白色雑音である。

ｄ（ｉ）は伝送記号の積であり、拡散系列を掛け合わせると、c(i)s(〔i/n〕)であり、この〔〕は、「整数部分」関数を表す。受信信号はまた、以下：

の形式で書かれ、ここで、

ナイキストの定理に基づき、チップの周波数で２回受信信号ｒ（ｔ）をサンプリングし、スタックサンプル(e’chantillons empile’s)のベクトルｒ（ｉ）を得る。このベクトルｒ（ｉ）は、チップ記号_ｉを推定するために使用される。

ベクトルｒ（ｉ）は次：

の形式をとり、Ｍ_１およびＭ_２は、Ｔ_ｅの倍数としてｈ^ｉ（ｔ）の長さを表し、

拡散演算の逆の演算の後、ブランチ_ｊ（伝送通信路の経路_ｊ）の記号_ｋに対する低減記号(signal re’duit)は次：

のように表され、ｄ_ｋは拡散配列と送信記号との産物であり、τ_ji=(τ_j-τ_i)／Ｔ_ｃである。

文献[１１]で報告された結果を用いて、レーク受信機１１の出力

が以下：

のように表され、ここで、

であり、ｇ_ｌ（ｋ）は、レーク受信機１１の出力部における等価モデルの第一番目振幅であり、（２Ｌ’＋１）は、等価モデル１６のエコー数である。

経路の遅延が、チップ枠Ｔ_ｃの倍数だけ間隔があくと仮定すると、等価モデル１６のパラメーターは次の方程式：

で与えられる。

図５の曲線は、理想的な場合（曲線Ｃ１）およびレーク受信機の出力部（曲線Ｃ２）における、信号／雑音に対するビット誤り伝送速度ＢＥＲを示す。

これらの曲線および図６の曲線は、拡散率４での模擬演算によって得られた。そして、４つの経路を有するＥＱ−４伝送通信路は、チップ枠によって分割されたそれぞれの遅延を有し、各経路は、環状の複雑なガウスの形状(forme gaussienne complexe circulaire)であるか、レーリー減衰している。出力符号は、予め符号化された系列ｃを産出する産出多項式｛１，(1+D³+D⁴)/(1+D+D⁴)｝および、比率１／２の１６の状態を有する再帰的組織符号(code syste’matique re’cursif)である。この予め符号化された系列ｃは擬似ランダムインターリーブ器に送信され、フレームに分割される。

曲線Ｃ１と曲線Ｃ２との比較は、この種類の受信機の性能が非常に低いことを示している。

文献[２]および[３]に推奨されるように、低拡散率のために生じる記号間干渉によって引き起こされた性能低下を抑えるために、ＬＭＭＳＥ等化器をレーク受信機の上流(amont)に配置する場合、第ｉ番目チップ記号の推定は次の形式：

をとり、σ_ｄ ^２はチップ系列の偏差である。

この種類の等化器によって得られた性能を示す図５の曲線Ｃ３は、この解決策がレーク受信機の性能を有意に改善しないことを示している。

本発明のレーク受信機１１の性能を有意に改良するために、その出力部に、状態数削減のトレリスに基づく部分最適ＤＤＦＳＥ検出器の周辺に設置された記号間干渉低減装置１２を配置する。この種類の検出器は、通信路等価モデル１６と接続している。

サンプルはＤＤＦＳＥ検出器に供給される前に、通信路等価モデル１６に起因して遅延する。次いで、このサンプルは、

として表され、ここでベクトル=_ｈ_１（ｋ）＝ｇ_ｌ−Ｌ’（ｋ）は、通信路係数[_ｈ_０（ｋ）,…,_ｈ_２Ｌ’（ｋ）]^Ｔのベクトルを表す。

次いで、このＤＤＦＳＥ検出器は、最適化最大事後確率(ＭＡＰ)基準をＱ２Ｌ’状態の完全なトレリスに適用するＢＣＪＲ技術と比較して、状態数削減のトレリスで作動する（文献[８]を参照）。ここで、Ｑは、ＰＳＫ変調コンステレーションのポイント数であり、（２Ｌ’＋１）は、通信路等価モデル１６の経路数である。

この種類のトレリスは、実際、時間に分散し、状態間の遷移が処理状態にのみ依存する有限状態機械であり、各時点(instant)での状態数が一定である。このようなトレリスにおいて、セクションは２つの続いた時点に対応する状態間の全ての遷移を表す。

ＤＤＦＳＥ検出器において、トレリスは、従ってＱ^υｒの状態数に削減される。ここで、υ_ｒは、減少記憶容量(me’moire re’duit)と呼ばれる正の整数であり、ＤＤＦＳＥ検出器の場合、υ_ｒ＜２Ｌ’ように選択される。

トレリス入力系列ａ_１ ^ｎは、ａ_１ ^ｎが部分文字列(sous-chai’ne)ｓ＝ａ_{ｎ−υｒ＋１} ^ｎで終了する場合、一般的に基板(sous-e’tat)_ｓで終了すると言われている。υ_ｒ＝２Ｌ’の場合、深さ_ｎでは、基板空間(sous-e’tats)Ｓ_ｎは、ＢＣＪＲの状態の完全な空間Ｓ_ｎと一致する。υ_ｒ＜２Ｌ’の場合、Ｓ_ｎは、全ての状態から誘導された可能な基板_ｓの全てを含む下位集合に低減される：

上記方程式に使用された記号は、ＤＤＦＳＥアルゴリズムが適用されるサブトレリスＴ（Ｓ，Ｂ）の定義に当てはまる。

各時点において、全ての遷移に対して、ブランチメトリック演算(calcul de me’trique de branche)は、すでに推定された２Ｌ’＋１の系列の離散時間型通信路におけるインパルス応答の変換を意味する。この系列に対して推測された最初のυ_ｒ＋１記号は、処理されている遷移で、および遷移と連結した開始サブトレリス基板で得られる。

それぞれの時間性インデックスｎ∈[１，τ]において、全てのビット指数ｊ∈[１，ｑ]に対して、記号ＢＣＪＲアルゴリズムによる最適記号は、次の方程式：

に基づいて事後確率比の対数を与える。ここで、ｈ’は、（最低相(phase minimale)への変換が可能な場合）通信路係数の横ベクトルの推定（または再推定）であり、ｙ_１ ^τは長さτの測定系列(se’quence observe’e)である。次の誘導では、ｈ’による調整は当然のことであり、表現を簡潔にするために削除される。

印を付けた(marque’s)ビット入力記号系列に周辺化(marginalisation)が行われる場合、方程式（２１）は次の形式：

で再び書かれ、次のＭｉｎ−Ｌｏｇ-ＢＣＪＲ概算：

を行う。ここで、Δｋは非負量を表し、事後確率比の対数λ（ａ_ｎ，ｊ）は、次の方程式：

を用いて評価され、｛−ｌｎｐ（ａ_１ ^τ，ｙ_１ ^τ）｝は、入力系列ａ_１ ^ｎおよび受信系列ｙ_１ ^ｎに関する、トレリスの経路の、雑音に対するメトリックコスト(metric cost)を表す。トレリスの削減に起因して、ＤＤＦＳＥ装置１２は、１つの接点当たりたった１つのサバイバーしか選択しないことに存する「パーサバイバー」ＰＳＰアルゴリズムに基づいた部分最適の様式で、部分最適量｛−ｌｎｐ（ａ_１ ^τ，ｙ_１ ^τ）｝を評価する。所定のサブトレリスＴ（Ｓ，Ｂ）および特定のメトリックブランチに対して、表現μ_ｎ ^⇔（ｂ）は、（系列の末尾の記号を考慮して）深さ０の基板０で始まり、深さτの基板０で終わり、セクション_ｎのブランチｂ∈Ｂ_ｎを通過する、最良の経路のメトリックコストを与える。各ブランチｂ∈Ｂ_ｎが３つのフィールド（始動基板フィールドｂ⁻∈Ｂ_ｎ、終着基板フィールドｂ^＋∈Ｂ_ｎ、およびｂ^∇＝｛ｂ_１ ^∇,…,ｂ_ｑ ^∇｝標識化フィールド）を含み、時点ｎでの時間の関数として変化するレベル１の記号間干渉たたみ込み符号に対してビット標識入力記号をモデリングすることがまた想定される。ＤＤＦＳＥ装置１２の出力は、以下：

のように表される。

次の方程式で表されるメトリックコストμ_ｎ ^⇔（ｂ）は常に、合計で３つの項に分解され、

μ_ｎ ^→（ｓ）は、基板０∈Ｓ_０から始まり、基板ｓ∈Ｓ_ｎで終わる最良の下位経路の蓄積順方向メトリックを表し、次の方程式：

を用いて再帰的に演算され、この方程式は、次の限界状態：

を有する。ここで、μ_ｎ ^←（ｓ）は、基板ｓ∈Ｓ_０から始まり、基板０∈Ｓ_τで終わる最良の下位経路の蓄積順方向メトリックを表し、次の方程式：

を用いて再帰的に演算され、この方程式は、次の限界状態：

を有する。

ＤＤＦＳＥ装置１２によって使用されるＰＳＰアルゴリズムに基づくブランチメトリックξ_ｎ（ｂ）は、以下：

のように表される。

上記の等式において、時間_ｎで記号間干渉符号を貫通する復号記号Ｓ_ｎは、ブランチ標識ｂ^∇の再定義から単純に得られる。記号｛ｓ_ｎ−υｒ,…,ｓ_ｎ−１｝の復号系列は基板ｂ−から簡単に演繹されるが、記号｛ｓ’_{ｎ−２Ｌ’},…,ｓ’_{ｎ−υｒ−１}｝の推定系列は、ｂ⁻で終わり、ｂ⁻を構成するブランチの標識を再定義する「サバイバー」経路に沿って逆方向に移動することによって得られる。「サバイバー」経路は、深さ２Ｌ’の滑りトレースバック行列(matrice glissante de remonte’e)に記憶されると想定される。

この解決策の実施を示す図５の曲線Ｃ４は、４つの状態のＤＤＦＳＥ削減トレリス複雑さ（υ_ｒ＝１）を用いて得られた。この曲線は、たとえ低いインターリーブ係数（＝４）で、著しく削減された状態数のトレリスであっても、この解決策は、理想的な解決策、特に、複雑さのためにＣＤＭＡ技術に適用されない最尤系系列推定（ＭＬＳＥ）型通信路推定を用いたＣ５によって示される解決策を概算する。

図３に示されるように、この種類の受信機の性能をさらに向上させるために、本発明は、装置１２の出力部を、出力部が逆インターリーブ器１４に接続している比較器１３のプラス入力部に接続することを提案する。逆インターリーブ器１４の出力部は、復号器１５からの符号化ビットの固有(intrinse’que)確率比の対数を受信する入力部に接続される。この復号器１５は、第一出力で事後確率比の対数を伝送されたデータビットに供給し、第二出力で事後確率比を符号化ビットに供給する。そして、この符号化ビットは、誤り訂正の後に復号データビットに供給された復号の逆の操作によって測定される。復号器１５の第二出力は、比較器１８および逆インターリーブ器１７を介して、比較器１３のマイナス入力部およびＤＤＦＳＥ装置１２の入力部にループされる。逆インターリーブ器１４の出力はまた、比較器１８のマイナス入力部に供給される。

復号器１５は、ＢＣＪＲアルゴリズムを用いて最適に通信路符号を復号することができる。干渉低減装置１２は、系列ａ_１ ^τを構成する記号ａ_ｎのビットａ_ｎ，ｊの値の事後確率比を送達する。この送達は、（第一の反復が０値である）復号器から送信されたビットａ_ｎ，ｊの値の事前確率比の対数を用いて、時点ｎにおける通信路係数の（等価）ベクトルの受信系列ｙ_１ ^τおよび推定（または再評価）値ｈ’（ｎ）を考慮して行われる。

ビットλ’（ａ_ｎ，ｊ）に概算された事後確率比は、次の等式：
λ’（ａ_ｎ，ｊ）＝λ_ａ（ａ_ｎ，ｊ）＋λ_ｅ（ａ_ｎ，ｊ） （３２）
を用いて２つの部分に分割される。

逆インターリーブ器１４による逆インターリーブの後、固有確率比対数の完全な系列は、符号化記号のビットに適用される固有確率比対数系列となり、復号器１５に供給される。同様に、復号器１５の出力部において、符号化ビットに適用される固有確率比対数λ（Ｃ_ｎ，ｊ）は、事前部分および固有部分に分解される。後者は、事前比に対する対数λ（Ｃ_ｎ，ｊ）から、復号器の出力における事前比の対数λ_ａ（Ｃ_ｎ，ｊ）を、比較器でビットごとに減算することによって演算される：
λ_ｅ（ｃ_ｎ，ｊ）＝λ（ｃ_ｎ，ｊ）−λ_ａ（ｃ_ｎ，ｊ） （３３）。

復号器１５の出力部の符号化ビットに適用される固有確率比対数の系列は、インターリーブ器１７によって再びインターリーブされ、記号ビットに適用される事前確率比対数のＮ系列の次の検出後に復号器１５に戻される。特定の回数このプロセスを反復することによって、受信された系列のデータビットに対する信号／雑音比の著しい増加が得られる。

図３に示される受信機にもたらされるように、非常に規則正しいビタビ構造および中程度の複雑性による良好な性能のため、装置１２のＤＤＦＳＥ検出器はターボ検出に完全に適していると思われる。

この第一の反復において、図３に示されるシステムは、図２に記載されるのと全く同様に作動する。第二およびその後の反復で、ＤＤＦＳＥ装置１２により使用されるブランチメトリックξ_ｎ（ｂ）を与える等式（３１）はさらなる項：

を有する。この等式は、再帰的順方向処理の間に一度だけ演算され、次いで、記憶装置に保存される。

等式（３１）のブランチｂ∈Ｂ_ｎにおける事前確率対数：

は、当該ブランチが保持する標識ｂ^∇の事前確率対数に完全に一致する。従って、

符号Ｃ_０からの固有確率比対数の系列を再インターリーブした後、記号ビットａ_ｎ，ｊの事前確率対数の間に完全な逆訂正が行われると仮定した場合、

が得られる。

最後に、等式（２５）および（３６）を用いて、記号ａ_ｎ，ｊに適用されるＤＤＦＳＥ装置１２の出力λ’（ａ_ｎ，ｊ）が、合計２つの対数の項に分解される：
λ’（ａ_ｎ，ｊ）＝λ_ａ（ａ_ｎ，ｊ）＋λ’_ｅ（ａ_ｎ，ｊ） （３７）
ここで、

は、復号器１５に供給されるビットａ_ｎ，ｊに適用される事前比の対数を表し、ここで、

であり、ここで、

であり、この等式の第二項は、復号工程を通して系列ａ_１ ^τのビット標識を有する記号の他のビット全てから得られるビットａ_ｎ，ｊの固有確率比の対数を表す。

υ_ｒ＝２Ｌ’の場合、ＤＤＦＳＥ装置１２により実施されるアルゴリズムは、通信路トレリス全体に適用されるＭｉｎ−Ｌｏｇ−ＢＣＪＲアルゴリズムに形式的に等しい。処理が削減された状態数のトレリスのみに適用される場合、経路の履歴から得られ、ブランチメトリックの誘導に関与する推定系列は、可能性のある誤り伝搬の効果のため、その性能を低下させる。にもかかわらず、レーク受信機１１の出力部における等価通信路は、ＤＤＦＳＥ低減装置１２の構造に、任意の重要な誤り伝搬を誘導しない。その結果として、選択υ_ｒ＝１はほとんどの事例に十分である。

パイロット記号の系列に適用される訂正および平均演算処理によって得られる従来の通信路推定の性能は、記号間干渉に起因した低拡散値によって低下する。

これを例証するために、図６は、異なる解決策によって得られる復号器１５の出力部の信号／雑音に対するビット誤り率の曲線を示す。この図において、曲線Ｃ６は理想的状態に該当する。従来の通信路推定が使用される状態に該当する曲線Ｃ７は、この解決策が、理想から比較的遠い、比較的低い性能を与えることを示している。

本発明は、記号間干渉の公知の構造を用いて図２〜４に示されたシステムにおいて、通信路推定の性能を向上させることを提案する。この目的を達成するために、図７に示された通信路推定器１０を使用する。この通信路推定器は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）法または最小二乗（ＬＳ）法を用いて、出力部が通信路推定訂正器１３に接続されている従来の通信路推定器３０を備え、装置１２および通信路モデリング装置１６によって使用される通信路推定を送達する。

従来の通信路推定器の１つの例が、例えば参考文献［１］に記載されている。

経路の遅延は、チップ枠Ｔ_ｃの倍数だけ間隔があき、遅延の拡散が記号枠Ｔ_ｓより小さいと仮定すると、従来の通信路推定は以下の方程式を用いて得られる：

ここで、_ｐは、パイロット系列の記号数であり、

は、完全な（雑音のない）通信路係数であり、

は、Ｎ_０／Ｅ_{ｐｉｌｏｔ}に等しい偏差を有すると考えられる通信路雑音推定であり、Ｅ_{ｐｉｌｏｔ}はパイロット記号エネルギーである。ＭＭＳＥ通信路推定は、次の式：

を用いて従来の通信路推定から演繹される。

等式（１８）を用いると、

に演繹され、ここで、Ｍ^Ｈは行列Ｍの共役転置行列である。

推定はまた、ＬＳ法を用いて達成される：

しかし、この推定装置は、雑音電力を考慮せず、従ってＭＭＳＥ推定と比較して信号／雑音に関する性能を低下させる。図６で明らかなように、パイロット記号での訂正のみに基づく従来の通信路推定は、低拡散係数（曲線Ｃ７）の低い性能の導くことが模擬計算によって示された。ＭＭＳＥ法およびＬＳ法を用いることが可能である、記号間干渉の構造が考慮されなければならない。ＭＭＳＥ法を用いて達成される性能が図６の曲線Ｃ９によって示され、従来の装置を超えた有意な改良を示唆している。

図４に示された本発明の有利な改良型において、本発明の受信機は、通信路再推定を達成するための反復検出ループを備える。当該ループは、復号器１５の出力部に接続されたインターリーブ器を備え、該復号器１５の出力部は、閾値比較器２０を介して反復通信路推定装置２１に接続されている。比較器２０は、復号器１５の加重またはフレキシブル出力を、加重値が所定の閾値より大きいか否かによって「ハード」の出力（０または１）に変換する。

さらに、レーク受信機１１の入力部に供給される信号は、反復通信路推定装置２１および、パイロット系列を用いて第一通信経路推定を達成するために使用される通信路推定装置１０にも供給される。これらの装置は、それぞれのスイッチ２３，２４を用いて通信路推定を、ＤＤＦＳＥ装置１２の入力部に供給される等価進路推定モデルを決定するように設計された通信路モデリング装置１６に供給する。

受信機は、パイロット記号を用いて装置１０によって決定され、通信路モデリング装置１６に供給される通信路推定を基に、最初の復号を行う（スイッチ２３：閉、スイッチ２４：開）。次いで、通信路復号器１５からの推定符号は、装置２１によって使用されて通信路の再推定を行い、次の反復のために通信路推定雑音を低減する。このようにして決定された通信路推定は、モデリング装置１６に供給される（スイッチ２３：開、スイッチ２４：閉）。

もちろん図４に示された反復通信路推定プロセスはまた、図２に示されたシステム、すなわち図３に示された反復検出ループを含まない受信機に適用される。

図６の曲線Ｃ８およびＣ１０は、反復通信路推定法を用いる図４に示された解決策を用いて達成された性能を示し、曲線Ｃ８は、従来の通信路推定器は使用される状態に該当し、曲線Ｃ１０は、ＭＭＳＥ訂正を用いた通信路推定器に該当する。この方法が性能を向上させ、ＭＭＳＥ訂正を用いた通信路推定の場合、曲線Ｃ６に示されるように理想的な状態を概算することが、これらの２つの曲線によって示された。

ＣＤＭＡ技術を用いて信号を送信するために設計した、従来の送信器の概略図である。 本発明の受信システムの概略図である。 図２に示す受信システムの２つの好ましい改良型の概略図である。 図２に示す受信システムの２つの好ましい改良型の概略図である。 図２〜４に示す受信機の性能を例証する、信号／雑音に対するビット誤り率の曲線である。 図２〜４に示す受信機の性能を例証する、信号／雑音に対するビット誤り率の曲線である。 本発明の通信路推定器の実施形態を示す概略図である。

Claims (10)

1. 拡散率１６以下の低拡散率のスペクトル拡散技術を用いて、多重路伝送通信路に送信された信号を受信する方法であって、上記信号が、拡散系列を掛け合わせた、所定のパイロット記号およびデータ記号を含む二進化記号の系列の形態で送信され、上記方法が、受信された所定のパイロット記号を用いて通信路推定値を決定する工程を含み、
   上記方法が、
   上記多重路伝送通信路を介して伝送された受信信号に基づき、上記通信路推定値を用いて送信信号を再構築する工程と、
   伝送通信路の等価モデルを、上記通信路推定値から決定する工程と、
   上記伝送通信路の等価モデル、および、状態数が削減されたトレリスに基くＤＤＦＳＥ検出器であって、受信した符号化記号の推定値を出力するＤＤＦＳＥ検出器を用いて、再構築された上記送信信号における低拡散率に起因する記号間干渉を低減する工程と、
   上記ＤＤＦＳＥ検出器から出力された上記符号化記号を逆インターリーブする工程と、
   逆インターリーブされた上記符号化記号の推定値を復号し、送信された上記データ記号を再構築する工程と、を含んでいることを特徴とする方法。
2. 上記ＤＤＦＳＥ検出器は、上記符号化記号の推定値として、事後確率比の対数を評価するものであることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 上記記号間干渉を低減する工程および復号工程は、復号および誤り訂正の後に得られたデータ記号の関数として、反復ｎで得られた逆インターリーブされた符号化記号が、復号の間に再び推定される反復プロセスに含まれ、同じ反復で得られた再推定された符号化記号と、次の反復ｎ＋１で得られた逆インターリーブされた符号化記号との差異を再びインターリーブし、次にＤＤＦＳＥ検出器の入力部に供給して、ＤＤＦＳＥ検出器の出力部において、反復ｎ＋１で得られた符号化記号から減算することを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. 上記通信路推定値の決定が、最小二乗（ＬＳ）法を用いて有利に改良されていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１つに記載の方法。
5. 上記通信路推定値の決定が、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムを用いて改良されていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１つに記載の方法。
6. 反復ｎで得られた逆インターリーブされた符号化記号が、復号および誤り訂正の後に得られたデータ記号の関数として復号の間に再推定され、
   再推定された上記符号化記号がインターリーブされ、
   通信路推定値が、再推定されインターリーブされた上記符号化記号を基に得られ、
   伝送通信路の等価モデルが上記通信路推定値から決定され、
   反復ｎで決定された上記通信路推定値および伝送通信路の上記等価モデルがそれぞれ、次の反復ｎ＋１において、送信信号を再構築するために、および記号間干渉を低減するために使用される反復プロセスにおいて、上記通信路推定値が決定されることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１つに記載の方法。
7. 拡散率１６以下の低拡散率のスペクトル拡散技術を用いて、多重路伝送通信路に送信された信号を受信するためのシステムであって、該信号は、拡散系列を掛け合わせた、所定のパイロット記号およびデータ記号を含む二進化記号の系列の形態で送信され、該システムが、上記多重路伝送通信路を介して伝送された受信信号に基づいて、通信路推定値を用いて送信信号を再構築するレーク受信機（１１）と、受信されたパイロット記号を基に通信路を推定し、上記レーク受信機（１１）に上記通信路推定値を渡す通信路推定装置（１０）とを備え、
   上記システムはさらに、
   上記通信路推定値の関数として伝送通信路の等価モデルを決定するための通信路モデリング装置（１６）と、
   状態数が削減されたトレリスに基づくＤＤＦＳＥ検出器であって、上記伝送通信路の等価モデルを用いて記号間干渉を低減し、受信した符号化記号の推定値を出力するＤＤＦＳＥ検出器を含む、再構築された送信信号における記号間干渉を低減するための低減装置（１２）と、
   上記ＤＤＦＳＥ検出器から出力された上記符号化記号の推定値を逆インターリーブする逆インターリーブ装置（１４）と、
   逆インターリーブされた上記符号化記号の推定値を復号し、送信された上記データ記号を供給する復号装置（１５）と、を備えていることを特徴とするシステム。
8. 上記ＤＤＦＳＥ検出器は、上記符号化記号の推定値として、事後確率比の対数を評価するものである、請求項７に記載の受信システム。
9. 誤り訂正後に復号化データ記号の関数として上記符号化記号を再推定する装置（１５）と、
   該再推定された符号化記号から上記推定され逆インターリーブされた符号化記号を減算し、外因性の再推定された符号化記号の系列を得る第一減算装置（１８）と、
   該外因性の再推定された符号化記号の系列をインターリーブする第一インターリーブ装置（１７）と、
   次の反復で低減装置（１１）によって受信され推定された記号の系列から、外因性の再推定された符号化記号の該系列を減算する第二減算装置（１３）と、をさらに備えている、請求項７または請求項８に記載の受信システム。
10. 復号装置（１５）の出力部において、再推定された符号化記号の上記系列をインターリーブする第二インターリーブ装置（１９）と、
    等価通信路モデルを決定する装置（１６）およびレーク受信機（１１）に、再推定された符号化記号のインターリーブ化系列に基づいた伝送通信路推定を供給する第二通信路推定装置（２１）と、をさらに備えている、請求項７〜９のいずれか１つに記載の受信システム。

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