KR102381442B1

KR102381442B1 - 간섭 제거를 위한 전송모드 블라인드 검출 기법

Info

Publication number: KR102381442B1
Application number: KR1020150135831A
Authority: KR
Inventors: 이흔철; 김성수; 임종한; 조성윤
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2015-01-23
Filing date: 2015-09-24
Publication date: 2022-04-01
Also published as: US10027392B2; DE102016200878A1; KR20160091230A; US20160219599A1

Abstract

본 개시는 주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 셀룰러 통신 시스템에서 통신 디바이스의 간섭 TM(transmission mode) 결정 방법에 있어서, 연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호 포함하는 신호를 수신하는 동작; 상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하는 동작; 및 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 동작을 포함하되, 상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 방법을 제공한다.

Description

간섭 제거를 위한 전송모드 블라인드 검출 기법{SCHEME FOR BLIND DETECTING TRANSMISSION MODE FOR INTERFERENCE CANCELLATION}

본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 통신 디바이스의 간섭 제거 기법에 관한 것으로써, 간섭 신호의 전송 모드 블라인드 검출 기법에 관한 것이다.

ITU-R(International Telecommunication Union Radio communication Sector; 국제 전기 통신 연합 무선 통신 섹터)의 엄격한 요구 사항들을 충족시키기 위해, 다운링크(downlink; DL) 및 업링크(uplink; UL)에서 각각 8 레이어(layer) 및 4 레이어까지 고차원(higher-order) 공간 다중화(spatial multiplexing) 및 캐리어 집성(CA; carrier aggregation)으로 최대 100MHz의 넓은 대역폭을 지원하는 LTE-A(LTE-Advanced)와 같은 차세대 셀룰러 네트워크들이 설계되고 있다.

그러나, 더 많은 셀들을 이용하는 공간 주파수 재사용(spatial frequency reuse)이, 증가된 공간 차수 또는 스펙트럼 대역폭을 갖는 하나의 셀의 경우에 비해 더 큰 용량 이득을 제공한다는 것이 더 주목할 만하다. 따라서, 매크로 셀(macro cell) 환경에서 작은 셀들을 이용하는 이종의 네트워크들은 차세대 셀룰러 네트워크들에 대한 가장 가능한 발전 경로로 부상하고 있다.

이러한 이종의(heterogeneous) 네트워크들은 여러 이익들을 제공할 수 있지만, 이종의 네트워크들은 셀룰러 네트워크들에 대한 전례 없는 도전을 가져올 것이다. 특히, 기지국(BS; base station)의 개수와 같은 중대한 관심사인 간섭 관리(interference management)는 크게 증가될 것이다. 이러한 맥락에서, 진보된(advanced) 동일 채널 간섭 인식 신호 검출(co-channel interference aware signal detection)은 LTE-A 시스템들의 최근 개발 과정에서 연구의 관심을 끌고 있다. 셀들이 이종 네트워크에서 매우 밀도 있게 배치될 경우 셀간(inter-cell) 간섭은 더욱 심각해지며, 이러한 셀간 간섭은 셀룰러 네트워크(cellular network)들에 대한 엄청난 문제들을 초래할 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위해 다양한 시도가 이루어지고 있다.

eICIC(Enhanced inter-cell interference coordination: 향상된 셀간 간섭 협력) 기술이, 스몰 셀들에 보다 가까이 위치하는 사용자 단말기(user equipment: UE)에게 매크로 셀의 간섭을 완화시키기 위해 제안되었다.

또한, 기지국-기반 간섭 완화 방식으로써 ABS(almost blank subframes) 개념이 소개된 바 있다. 기지국에 의해 ABS로 지시되는 서브프레임에서, 매크로 셀은 파일럿 신호들 (즉, 셀-특정 기준 신호(cell-specific reference signal: CRS))를 제외하고, DL(downlink) 데이터 채널 즉, PDSCH(physical downlink shared channel; 물리 다운링크 공유 채널)에서 전송을 수행하지 않음으로써 간섭을 완화할 수 있다.

또한, UE 측에서는 CRS 시퀀스의 인지를 사용하는 UE-기반 간섭 완화 방식 고려되고 있다. UE에 의한 CRS 간섭 제거(CRS interference cancellation: CRS-IC)를 허여하는, FeICIC(further enhanced inter-cell interference coordination: 추가적인 향상된 셀간 간섭 협력) 기술이 3GPP의 LTE 릴리즈 11(LTE Release 11)에서 성립된바 있다.

또한, NAICS(network-assisted interference cancellation and suppression; 네트워크 지원 간섭 제거 및 억제) 기술이 3GPP(3^rd Generation Partnership Project; 3세대 파트너십 프로젝트)에 의해 연구되고 있다. NAICS로 지칭되는 워크 아이템(work item)은 현재 LTE 릴리스 12 에서 표준화 작업이 진행되고 승인되었다. 간섭 파라미터들이 방송 또는 전용 시그널링 (예를 들어, RRC(radio resource control)과 같은 상위 계층 시그널링) 또는 새롭게 정의된 하향링크 제어 정보(DCI; downlink control information)에 의해 사용자 단말(UE)에 알려져 있다는 가정 하에서 상당한 성능 이득을 달성할 수 있음이 연구를 통해 명백해졌다. 그런데, 시그널링을 기반으로 하는 NAICS의 성공은, 간섭 기지국들이 시그널링되는 파라메터(예를 들어, RI(rank indicator), PMI(precoding matrix indicator) 및 MOD(modulation level) 을 사용하도록 하는 것에 의존하고, 이것은 이웃 셀들에 스케줄링 유연성(flexibility)을 잠재적으로 제한할 수 있다. 또한, BS들간의 백홀 용량(back-haul capacity)과 상기 BS로부터 UE로의 제어 채널 용량이 일반적으로 제한되기 때문에 간섭 파라미터의 지원이 실제 시스템들에서는 항상 유지되지는 않는다.

셀의 스케줄링 제한 및 네트워크 시그널링 오버헤드와 같은 단점들을 극복하기 위해, UE는 수신 신호들로부터의 간섭 파라미터들을 블라인드로 추정(estimate)할 수 있다. RI, PMI 및 MOD의 공동(joint) 블라인드 검출(BD; blind detection)은 LTE 시스템들에서 지정된 RI, PMI 및 MOD의 모든 가능한 조합 중 전체 검색(exhaustive search)을 포함하는 ML(maximum likelihood; 최대 우도) 추정법(estimation)을 적용할 수 있다. LTE-OFDMA(LTE-orthogonal frequency division multiple access; LTE 직교 주파수 분할 다중 액세스) 시스템들에서, 할당된 RI, PMI 및 MOD는 동시에 스케줄링되는 UE들에 걸쳐서 시간 영역에서는 하나의 전송 시간 간격(TTI; transmission time interval)에서 다른 TTI로, 및 주파수 영역에서는 하나의 리소스 블록(resource block; RB)에서 다른 리소스 블록으로 달라질 수 있다. 이것은 공동 블라인드 검출(joint blind detection)이 LTE DL 시스템들에서 모든 TTI의 RB마다 수행되어야 함을 의미한다.

그러나, 이러한 가정은 상기 간섭 파라미터들이 채널 조건들에 따라 매 TTI마다 주파수 영역의 하나의 RB(resource block; 리소스 블록)에서 다른 RB로 동적으로 변경될 수 있다는 것을 의미하기 때문에, 스케줄링 성능을 제한할 뿐만 아니라 네트워크 시그널링 부하의 과도한 증가를 초래할 수 있다.

또한, 파일럿 신호(예를 들어, CRS)들뿐만 아니라 트래픽(traffic) 신호들을 포함하는 LTE DL 노멀 서브프레임(normal subframe)들에 대한 간섭 이슈를 해결할 필요도 발생한다.

본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 통신 디바이스의 간섭을 제거하는 방법을 제공한다.

본 개시는 블라인드 검출된 NAICS 간섭 파라미터(parameter)들을 기반으로 하는 간섭 제거(interference cancellation) 기술들을 제시한다.

본 개시는 트래픽 신호들을 포함하는 LTE DL 서브프레임들에 대한 간섭 이슈의 해결을 위해 간섭을 주는 기지국에 의해 사용될 TPR(traffic to pilot ratio)을 추정하는 블라인드 검출방법들에 대해서 살펴보기로 한다.

본 개시는 간섭 TPR 추정에 있어서 낮은 복잡도를 달성하면서도 실제 TPR이 주어지는 경우에 비해 BLER(block error rate) 의 손실이 거의 없는 검출방법을 제공한다.

본 개시는 수신된 신호의 프로젝션(projection)들을 통해 정보가 획득될 수 있는 간섭 전송 모드(mode)들을 그라스마니안 벡터(Grassmannian vector)들의 집합으로 공동(joint) 분류함으로써 상기 TPR을 추정하는 방법을 제공한다.

본 개시는 간섭을 주는 PDSCH들이 주어진 RB 페어(pair)에 존재하는지 여부를 검출하는 블라인드 추정기의 구현 방안을 제공한다.

본 개시는 연속하는 2개의 서브캐리어(또는 RE)를 통해 신호를 전달하는 TM(transmission mode)들의 경우에 효율적으로 간섭 TM을 블라인드 검출하는 저복잡도의 기법을 제공한다.

본 개시는 주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 셀룰러 통신 시스템에서 통신 디바이스의 간섭 TM(transmission mode) 결정 방법에 있어서, 연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하는 동작; 상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하는 동작; 및 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 동작을 포함하되, 상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 방법을 제안한다.

또한 본 개시는 주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 셀룰러 통신 시스템에서의 통신 디바이스에 있어서, 연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호 포함하는 신호를 수신하는 송수신부; 및 상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하고, 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 제어부를 포함하되, 상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 디바이스를 제안한다.

또한 본 개시는 주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 모뎀 칩에 있어서, 연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호 포함하는 신호를 수신하는 송수신부; 및 상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하고, 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 제어부를 포함하되, 상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 모뎀 칩을 제안한다.

본 개시에 따른 TPR 추정 방법은 낮은 계산 복잡도 만으로도 높은 검출성공률을 보장하고, 실제 TPR이 통신 디바이스에게 시그널링 되는 경우와 유사한 BLER 성능을 제공한다.

본 개시에 따른 블라인드 검출을 기반으로 하는 진보된 NAICS 수신기들은 추가적인 높은 성능과 낮은 복잡도 UE 디바이스들에 대한 가능한 후보가 될 수 있다.

본 개시에 따르면, 통신 디바이스는 저복잡도로 간섭 신호의 전송 포맷을 결정할 수 있고, 상기 결정된 전송 포맷을 통해 간섭 전송 모드를 결정할 수 있다.

도 1은 본 개시에 따른 통신 디바이스가 간섭 신호의 TM, MOD 및 PMI를 결정하는 방법의 일 예시도;
도 2는 본 개시에 따라서 각 RE를 이용하는 프로젝션 기반 간섭 신호의 TPR 및 TF 블라인드 검출의 블록 다이어그램 예시도;
도 3은 본 개시에 따라서 2개의 연속하는 RE를 이용하는 프로젝션 기반 간섭 신호의 TM 블라인드 검출의 블록 다이어그램 예시도;
도 4는 본 개시에 따라서 2개의 연속하는 RE를 이용하는 프로젝션 기반 간섭 신호의 TPR, TF 및 TM을 결정하는 블록 다이어그램 예시도;
도 5는 본 개시에 따른 통신 디바이스가 간섭 TM을 결정하는 방법을 예시하는 도면;
도 6은 본 개시의 실시예들에 따른 통신 디바이스의 구성을 개략적으로 설명하는 도면이다.

이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 개시의 실시예를 상세하게 설명한다. 하기에서 본 개시를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로써 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

본 개시의 자세한 설명에 앞서, 본 명세서에서 사용되는 몇 가지 용어들에 대해 해석 가능한 의미의 예를 제시한다. 하지만, 아래 제시하는 해석 예로 한정되는 것은 아님을 주의하여야 한다.

기지국(Base Station)은 단말과 통신하는 일 주체로서, BS, NodeB(NB), eNodB(eNB), AP(Access Point) 등으로 지칭될 수도 있다.

단말(User Equipment)은 기지국과 통신하는 일 주체로서, UE, 이동국(Mobile Station; MS), 이동장비(Mobile Equipment; ME), 디바이스(device), 터미널(terminal) 등으로 지칭될 수도 있다.

통신 디바이스(communication device)는 단말에 구비되는 칩(또는 칩셋)의 일종으로 '모뎀 칩'과 같은 디바이스가 될 수 있다. 상기 통신 디바이스는 프로세서를 포함할 수 있고, 제어 모듈 또는 송수신 모듈과 같은 적어도 하나의 구성부를 포함할 수 있다.

본 개시에서 제안되는 TPR(traffic-to-pilot ratio; 트래픽 대 파일럿 전력 비) 검출 방법은 전송 포맷(transmit format; TF)의 관점에서 간섭 TM(transmission mode; 전송 모드)에 대한 정보를 제공한다. 제공되는 TF를 이용해서, 간섭 TM, PMI(precoding matrix indicator), 및 MOD(modulation level)를 블라인드 추정하기 위한 저-복잡도 검출 알고리즘을 제안한다.

표 1은 두 개의 전송 안테나를 사용하는 MIMO(multiple input multiple output) LTE(long term evolution) 시스템을 위해 특정된 TM, PMI, MOD의 후보 셋(set)들을 예시한다.

여기서, RI, PMI, MOD는 각각 l, p, q로 표시된다. 설명의 편의를 위해 MOD 값의 예로써 4QAM(quadrature amplitude modulation), 16QAM 만을 설명하고, 64QAM은 생략하였다. 본 개시의 NAICS에서, TM2의 RI(rank indicator; 전송 레이어의 개수를 지시함)는 블라인드 검출을 위해 2로 설정되고, TM2는 2개의 전송 레이어에 단일의 코드워드(codeword)를 전송하는 것으로 가정된다.

성좌 셋(constellation set)에 대한 알려지지 않은(unknown) 간섭 변조(interference modulation)

를 위해, 주어진 변조 레벨(modulation level; MOD) q에 대해서 p_q는 각 변조 레벨 q (q ∈ {4,16})의 사전 확률(prior probability)을 나타내고,

는 각 성좌 점(constellation point)

(j ∈ {1, ..., q})의 사전 확률을 나타낸다.

NAICS ML(maximum likelihood) 수신기는 간섭 TM(간섭 신호의 TM), 간섭 PMI(간섭 신호의 PMI) 및 간섭 MOD(간섭 신호의 MOD)에 대한 사전 정보(priori information) 없이 심볼-레벨(symbol-level) 간섭 제거를 수행한다. 따라서, TM, PMI, MOD의 셋(set)들은 동등하게 가능(equally probable)하다고 가정(assume)된다. 동일한 가정이 성좌 점에 대해서도 적용될 수 있다. 따라서,

이고

이다. 이 경우, ML 추정에 근거한 블라인드 검출이 에러 확률을 최소화한다는 것이 잘 알려져 있다.

계산 복잡도를 줄이기 위하여, 본 개시의 일 실시예는 TPR, TM 및 PMI/MOD의 연속적인 검출(즉, TPR 및 TM의 검출에 이어서 상기 검출된 TPR 및 TM을 위한 PMI 및/또는 MOD 검출)을 제안한다.

본 개시에서 제안되는 TPR 검출은 TF(transmission format; 전송 포맷)이라 불리는 정보를 제공한다. 통신 디바이스는 상기 TF 를 통해서 간섭 TM이 TM6인지 아닌지를 결정할 수 있고, 간섭 TM이 TM6인 경우에는 PMI를 함께 결정할 수 있다. 기본적으로, 본 개시는 ED(Euclidean distance) 기반 PMI 및 MOD 검출을 적용하면서 프로젝션-기반(projection based) TPR 및 TM 검출을 이용한다. 여기서, TF는 TM 및 PMI의 조합을 지시하는 정보로써, 상기 TF를 통해 통신 디바이스는 TM의 값(또는 값의 범위)과 PMI의 값(또는 값의 범위) 알 수 있다. 즉, 상기 TF는 TM과 PMI의 조합으로 생성되는 그룹을 지시하는 정보로써, 예를 들어, 표 2와 같은 값을 가질 수 있다.

TF	TM	PMI
제1 TF (tf₀)	TM 6 (or Rank-1 TM 4)	0
제2 TF (tf₁)	TM 6	1
제3 TF (tf₂)	TM 6	2
제4 TF (tf₃)	TM 6	3
제5 TF (tf₄)	TM 2/ TM 3	N/A
제5 TF (tf₄)	Rank-2 TM 4	1, 2

프로젝션 기반 검출을 위해, 본 개시에 따른 통신 디바이스는 채널-독립적(channel-independent) 프로젝션 벡터 셋 또는 채널-종속적(channel-dependent) 프로젝션 벡터 셋을 이용할 수 있다. 다시 말하면, 본 개시에 따른 통신 디바이스는 채널 구현(realization)에 관계 없이 미리 결정된 벡터의 동일한 셋을 적용하거나, 주어진 채널 구현을 위해 계산되는 채널 종속적 벡터를 적용할 수 있다. 이에, 본 개시는 HW(hardware) 구현(implementation)에서 계산 비용을 감소시키는 그라스마니안(Grassmannian) 벡터의 채널-독립적 셋에 주목한다. 본 개시는 ED 계산을 피할 수 있도록 PMI 및 MOD 검출을 더 단순화(simplify) 할 것이다. Rank-1(; RI=1) TM4의 PMI 값은 표 2와 같이 정해지므로, NAICS 동작에서 Rank-1 TM4는 TM6와 같이 취급될 수 있다. 따라서, 달리 언급하지 않는 한, 본 개시는 Rank-2(; RI=2) TM4만을 TM4로 표시할 것이다.

도 1은 본 개시에 따른 통신 디바이스가 간섭 신호의 TM, MOD 및 PMI를 결정하는 방법의 일 예를 도시한다.

통신 디바이스는 무선 신호를 수신하고 FFT(fast Fourier transform) 처리를 수행하여 처리한 신호를 버퍼에 저장할 수 있다(100). 상기 FFT 처리 이전에 상기 통신 디바이스에서 수행되는 동작은 일반적인 RF(radio frequency) 처리 절차에 따르며, 이에 관한 자세한 설명은 생략된다.

상기 FFT 처리된 신호를 이용하여 상기 통신 디바이스는 간섭 신호의 전송 모드와 기타 파라메터들을 결정하여 간섭 제거를 위한 이하의 동작들(110)중 적어도 하나를 수행할 수 있다.

구체적으로, 상기 통신 디바이스는 간섭 신호의 TPR과 TF를 결정함으로써, 간섭 신호가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다(112). 예를 들어, 상기 통신 디바이스는 각 RE(resource element)에서 수신되는 신호들을 이용하여 간섭 CRS-PDSCH가 존재하는지 여부를 판단할 수 있다.

상기 판단(112)의 결과, 간섭 신호(CRS-PDSCH)가 존재하지 않는다고 판단하는 경우, 상기 통신 디바이스는 간섭이 없다고 결정하고 이후의 NAICS 동작을 수행할 수 있다.

상기 판단(112)의 결과, 간섭 신호(CRS-PDSCH)가 존재한다고 판단하는 경우, 상기 통신 디바이스는 간섭 신호의 전송 모드(TM) 및 기타 간섭 파라메터의 결정을 위한 추가적인 동작을 수행할 수 있다.

구체적으로, 상기 통신 디바이스는 간섭 신호의 전송 포맷(TF)이 tf₄(TM2, TM3, TM4)인지 여부를 체크할 수 있다(114). 상기 TF 체크 동작(114)은 각 RE를 통해 수신되는 신호를 이용하여 수행될 수 있으며, 도 2와 관련하여 보다 자세히 설명될 것이다.

상기 체크(114)의 결과, 상기 TF 가 tf₄ 이 아닌 경우, 상기 통신 디바이스는 간섭 신호의 TM을 결정할 수 있다(124). 이때 상기 통신 디바이스는 상기 간섭 신호의 전송 모드가 TM6이라고 판단하고, 상기 결정된 TF가 지시하는 tf_i 의 i(i= 0, 1, 2, 3)에 근거하여 PMI를 판단할 수 있다. 그리고, 상기 통신 디바이스는 상기 PMI 및 MOD를 이용하여 간섭 신호를 제거하며 원하는 신호를 검출하는 동작 (즉, NAICS 수신 동작) 을 수행할 수 있다(126).

상기 체크(114)의 결과, 상기 TF가 tf₄ 인 경우, 상기 통신 디바이스는 상기 간섭 신호의 전송 모드(TM)를 TM2 및 TM4 사이에서 결정(즉, 검출)할 수 있다(116). 상기 간섭 신호의 TM을 검출하는 동작(116)은 2개의 인접하는(연속하는) RE들을 통해 수신되는 신호를 통해 수행될 수 있고, 도 3 및 도 4에서 보다 자세히 설명될 것이다.

이어서, 상기 통신 디바이스는 상기 간섭 신호의 TM이 TM2인지 여부를 체크할 수 있다(118).

상기 체크(118)의 결과, 상기 간섭 신호의 TM이 TM2인 경우에는 PMI는 (예를 들어, 표 1에서와 같이) 미리 결정되므로 상기 통신 디바이스는 MOD의 검출만을 수행하면 된다(120). 상기 통신 디바이스는 상기 검출된 MOD를 이용하여 NAICS 심볼을 검출할 수 있다(126).

상기 체크(118)의 결과, 상기 간섭 신호의 TM이 TM2가 아닌 경우, 상기 통신 디바이스는 상기 간섭 신호의 전송 모드를 RI가 2인 TM4 라고 판단할 수 있고 PMI 와 MOD의 검출을 수행할 수 있다(122). (TM3는 블라인드 검출 및 MIMO 복조의 성능에 있어서 TM4와 차이가 없기 때문에 TM4로 취급되기 때문이다.) 상기 통신 디바이스는 상기 검출된 PMI 및 MOD를 이용하여 NAICS 수신 동작을 수행할 수 있다(126).

이어서, 본 개시에 따른 TPR 및 TF 블라인드 검출 기법을 설명한다. TPR 및 TF 검출은 각 RE에서 수신되는 신호를 이용하여 수행될 수 있다.

본 개시는 서빙 셀 및 간섭 셀에서 데이터 전송을 위해 사용되는 REs(resource elements) 에서의 수신 신호 관측에 기반한 간섭 TPR을 추정하기 위한 블라인드 검출 방법을 설명한다.

k-번째 RE에서 기지국(base station; BS) i로부터 전송되는 l_i-차원의 복소(complex) 신호벡터를

로 나타낸다. 여기서,

는 l-번째 공간 레이어(spatial layer)를 나타내고, l_i 는 전송 레이어의 개수 (즉, RI)를 나타내고,

는 벡터의 트랜스포즈(transpose)를 나타낸다.

심볼

는 카디널리티(cardinality)가

로 표시되는 성좌 셋(constellation set)

으로부터 선택된다.

의 평균 전송 전력은

=

으로 주어진다. 여기서,

는 기대치 연산자(expectation operator)를 나타내고,

는 복소수(complex number)의 절대 값을 나타낸다. 일반성의 손실없이, 본 개시는 i=S 인 BS를 서빙 BS로 나타내고, i=I인 BS 를 간섭 BS로 나타낸다.

RE k를 통해 원하는 UE(desired UE)가 수신하는 신호 벡터를 r_k 로 정의하면, r_k 는 다음 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

는 실제(actual) 채널 매트릭스 및 프리코딩 매트릭스를 포함하는 유효(effective) 채널 매트릭스를 나타내고, n_k 는 부가 잡음 벡터를 나타내고, 상기 부가 잡음 벡터는 편차(variance)

의 i.i.d (independent and identically-distributed; 독립적이고 동일하게 분산된)인 복소 가우시안 요소(element)들을 갖는다. k는 1에서 K사이의 값을 가지며, 통신 디바이스는 총 K개의 RE를 사용하여 블라인드 검출을 수행한다고 가정된다.

LTE 시스템에서, UE가 BS로부터의 채널을 추정하는데 있어 예를 들어, CRS(cell-specific reference signal; 셀 특정 기준 신호)와 같은 파일럿 신호가 이용된다. 서빙 BS와 간섭 BS 에 대한 추정된 채널 매트릭스를 각각

와

로 나타내면, k-번째 데이터 RE에서 수신되는 신호 벡터를 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.

여기서, ρ_i (i= S or I)는 CRS RE 전송 전력(즉, 파일럿 전송 전력)에 대한 데이터 RE 전송 전력(즉, 트래픽 전송 전력)의 비(ratio) 즉, TPR을 나타낸다.

상기 전송 전력의 비 ρ_i 는, 매 TTI(transmission time interval) 내의 OFDM 인덱스에 대한 데이터 RE 위치에 따라서, 3GPP(3^rd generation partnership project) LTE 시스템에서 규정된 두 개의 TPR 파라메터들 (P_A 및 P_B 로 표시되는) 의 함수에 의해 주어진다. 정적인(static) 셀-특정적(cell-specific) 파라메터 P_B 의 정확한 값은 RRC(radio resource control) 시그널링에 의해 UE에서 가용하지만 동적인(dynamic) UE-특정적 파라메터 P_A 는 시그널된 후보 값들로부터 검출될 필요가 있다.

우선, 매트릭스 (또는 벡터)의 프로베니우스 놈(Frobenius norm)을

으로 나타내면, 수신 신호 전력의 기대치(expectation value)는 다음 수학식과 같이 표현될 수 있다.

상기 수학식3은 수신 신호 전력의 기대치가 간섭 프리코딩 매트릭스(또는 벡터)

의 함수임을 나타낸다.

ρ_S 와

는 네트워크 시그널링에 의해 UE에게 제공되지만 ρ_I 와

는 제공되지 않는다. 수학식 3에서 알 수 있는 바와 같이, 수신 신호 전력에 근거한 ρ_I 의 블라인드 검출은

의 지식(knowledge)을 요구한다.

본 개시는 간섭 신호의 TM을 TF를 통해 분류(classifying)함으로써 ρ_I 를 추정하는 방안을 제안한다. 본 개시는 결과 복합 채널 매트릭스(resulting composite channel matrix)의 놈에 따라서 전송 모드들을 전송 포맷(TF; transmission format)으로 분류하고, 분류된 전송 포맷들 각각에 대한 계산 결과를 이용할 것이다.

LTE 시스템에 대해 규정되어 있는 모든 CRS-기반 전송 모드들은, 상응하는 복합 채널 매트릭스의 제곱 놈 값(squared norm value)(즉, 수학식 3의

)에 따라서 표 2에서와 같은 5개의 전송 포맷(TF)들로 나뉘어질 수 있다. 즉, 상기 전송 포맷들은 제1 전송 포맷(tf₀)(: PMI=0을 가지는 TM6), 제2 전송 포맷 (tf₁)(: PMI=1을 가지는 TM6), 제3 전송 포맷 (tf₂)(: PMI=2를 가지는 TM6), 제4 전송 포맷 (tf₃)(: PMI=3을 가지는 TM6), 및 제5 전송 포맷 (tf₄)(: TM2, TM3, 랭크-2 TM4) 로 나뉘어질 수 있다. 본 개시는 서로 다른 TF가 서로 다른 제곱 놈 값을 가진다는 사실을 ρ_I 의 추정에 이용한다.

제5 TF (tf₄)에 속하는 전송 모드(즉, TM2, TM3, TM4)들은, 상기 프리코딩 매트릭스

가 전력 제약(power constraint)에 부합하기 위해서

에 의해 스케일된(scaled) 유니터리 매트릭스(unitary matrix)이기 때문에,

에 상관없이

와 같은 제곱 놈을 가진다는 것에 주목한다.

이와 비교하여, 나머지 TF들 {tf₀, tf₁, tf₂, tf₃} 에 대해서는, 상기

의 제곱 놈이

의 함수로 남는데, 여기서

는 N_t-차원 복소 벡터 공간

에서

와

의 행 벡터(row vector)들에 의해 각각 스팬(span)되는 2개의 서브공간(subspace)들 사이의 각도(angle)에 따라 결정되며, 상기 각도는 빔포밍 이득(beamforming gain)으로도 알려져있다.

에 의해 결정되는 TM 이 UE에 알려지면, 이 ρ_I 검출문제는 매우 간단하며 해결될 수 있다. 일 예로, 상기 ρ_I 검출문제는, 나머지 신호-플러스-잡음 전력(residual signal-plus-noise power)에 대한 원하는 신호 전력(desired signal power)의 비를 최대화시키는 측면에서 최적인 결과 채널 매트릭스(resulting channel matrix)

에 대해 최대 비 결합(maximum ratio combing: MRC) 벡터를 사용함으로써 해결될 수 있다.

불행하게도, 여기서는 위의 전제 (즉,

에 의해 결정되는 상기 TM 이 UE에 알려진다는 전제)가 적용되지 않는다. 따라서, 본 개시는 TF (tf_i, i = 0, ..., 4)와 공동으로

를 추정하는 방안을 제안한다. 남은 문제는 간섭 TM이 어떤 TF에 속하는지를 식별하는 지에 있다. 본 개시는 M개의 프로젝션 벡터(projection vectors) p_m (m = 1, ..., M)에(onto) 수신 신호 벡터를 프로젝팅(projecting)함으로써 TF 분류(classification)를 수행할 수 있다. 여기서, M은 상기 p_m 의 셋의 크기이고, m은 프로젝션 벡터의 인덱스이다.

도 2는 본 개시에 따라서 각 RE를 이용하는 프로젝션 기반 간섭 신호의 TPR 및 TF 블라인드 검출의 블록 다이어그램 예시도이다.

복합 채널 매트릭스

에 대한 정보는 상기 M개의 프로젝션 벡터들의 집합(200) 위로(onto) 상기 수신 신호 벡터를 프로젝트(project)함으로써 획득될 수 있다. 프로젝션 벡터 p_m 위로의(onto) 상기 수신 신호 벡터 r_k의 프로젝션을 다음 수학식과 같이 랜덤 변수 p_m,k 로써 나타낼 수 있다.

여기서,

는 허미션(Hermitian) 연산을 의미하며, 벡터(또는 행렬)에 컨쥬게이트(conjugate) 연산 및 트랜스포즈(transpose) 연산을 적용하는 것으로 표현될 수 있다. i.i.d MIMO 레일레이 페이딩(Rayleigh fading) 시나리오에서, 결과 복합 채널 매트릭스

의 열 벡터(column vector)들에 의해 생성되는 라인(line)은 Nr-차원 복소 벡터 공간

에서 원점(origin)을 통과하는 아이소트로픽(isotropic; 등방성의) 라인이라고 가정될 수 있다.

본 개시는 상기 프로젝션 벡터 p_m으로써 그라스마니안 벡터(Grassmannian vectors)의 셋을 사용하는 것을 제안한다. 예를 들면, 표 3은 TPR 검출에 사용되는 M=4 이고 벡터 크기가 Nr = 2인 단위 놈(unit norm) 그라스마니안 벡터의 셋(set of Grassmannian vectors)을 포함하고 있다.

와

의 엘리먼트들은 독립적이고 제로 평균 및 각각

와

의 분산으로 가우시안(Gaussian) 분포된다는 가정 및 채널 구현들(realizations)과 프리코딩 매트릭스들이 주어졌다는 가정 하에서, 상기 랜덤 변수

는 제로 평균을 가지며(즉,

) 수학식 5으로 표현되는 분산(variance)을 갖는 가우시안 분포를 따르는 것을 알 수 있다.

제로 평균과 단위 분산(unit variance)을 가지는 K개의 독립적인 가우시안 변수들(

와

)의 제곱의 합은 자유도(degrees of freedom) K 를 갖는 카이 제곱(chi-square) 랜덤 변수라는 것이 알려져 있다. 수학식 4로 표현되는 랜덤 변수에 대한 제곱 합

를 수학식 6과 같이 정의할 경우,

은 자유도 K를 갖는 카이 제곱 분포를 따른다.

카이 제곱 분포의 기본적인 특성 중 하나는, 카이 제곱 분포의 평균이 자유도와 같고 카이 제곱 분포의 분산은 상기 자유도의 두 배와 같다는 것이다. 따라서, 카이 제곱 분포의 평균 및 분산은 각각 수학식 7 및 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

또한, 자유도 K가 증가할 때 (즉, 블라인드 검출에 사용되는 RE들의 개수가 증가할 때), 카이-제곱 분포는 가우시안 분포를 따르려는 경향이 있다. 따라서, 상기

의 분포는 수학식 9와 같이 점근적으로(asymptotically) 근사화될(approximated) 수 있다.

수학식 4 및 수학식 5에서 보이듯이, 본 개시는

를 명시적으로 고려하며, 상기

는 결국 TF (즉, tf_i)를 결정하게 된다. TF가 tf_i일 때의 간섭 TPR이

인 경우 즉,

의 확률 P는 수학식 10과 같이 총 M개의 프로젝션들을 고려함으로써 획득될 수 있다.

저복잡도 결정 메트릭(metric)을 획득하기 위해 수학식 10에 로그(logarithm)를 취하고 상수 항(constant term)들을 제거함으로써, 수학식 11과 같은 TPR 결정 메트릭이 정의될 수 있다.

상기 수학식 11은 다음 수학식과 같이 간략하게 표현될 수 있다.

여기서, 수신 신호에 대한 프로젝션 결과의 실제 제곱 값은

으로 표현되고, 기대 제곱 값은 분산

으로 표현된다. 즉, 본 개시에 따른 통신 디바이스는 수신 신호에 대한 프로젝션 결과인 P_m,k의 실제 제곱 값과 기대 제곱 값을 이용하여 상기 메트릭스를 결정할 수 있다.

이제, 다음 수학식을 만족시키는

를 검출할 수 있다.

여기서,

는 가능한 TPR들의 셋을 지시한다. 수학식 13에서 보여지듯이, 제안하는 TPR 블라인드 검출은 TF의 관점에서 간섭 TM에 대한 정보를 제공하는데, 상기 간섭 TM에 대한 정보는 후술할 TM 블라인드 검출 절차에서 이용될 수 있다.

이미 언급한 바와 같이, 3GPP에서는 인접 셀들에서 사용될 후보 P_B 값들의 셋과 특정 값 P_A가 RRC 시그널링을 통해 UE에게 시그널될 수 있음이 협의(agree)되었다. 이러한 시그널링은 UE의 TPR 검출성능을 개선시킬 뿐만 아니라 상기 TPR 검출의 복잡도를 감소시킬 수 있다. 예를 들어,

로 표시되는, 상응하는 후보 TPR들의 집합은 UE에게 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)되는 파라메터 P_A 및 P_B값의 함수로서 획득될 수 있고, 수학식 13의

를 위해 사용될 수 있다(즉,

).

상기 제안된 TPR 블라인드 검출 방법은 또한 주어진 RB 페어에서 간섭 PDSCH가 존재하는지 아닌지를 검출하는 블라인드 추정기로 작동할 수도 있음에 주목할 필요가 있다.

특히, PDSCH의 부존재(no presence)는 ρ_I = 0로 표현될 수 있다. 요약하면, 본 개시는 후보 TPR 의 셋

을 이용함으로써 TPR 블라인드 검출과 간섭 PDSCH의 존재 검출을 공동으로 수행할 수 있다.

NAICS의 기본적인 원칙은 UE가 간섭 정보(즉, TM, PMI, MOD)를 이용한다는 데에 있다. 본 개시는, UE가 서빙 신호를 제거(cancelation)하지 않는다는 가정하에서, 상기 정보(즉, TM, PMI, MOD)들의 파라메터를 블라인드 검출하는 방법을 설명한다.

TM의 블라인드 검출에 있어서, 전송 모드 3 (즉, TM3)은 전송 모드 4(즉, TM4)의 서브 셋으로 취급될 수 있다. 표 1을 참고하면, TM3를 위해 규정된 두 개의 프리코딩 매트릭스(즉,

및

)는 블라인드 검출 및 MIMO 복조의 성능에 있어서 TM4와 차이가 없기 때문이다.

같은 식으로, l=1인 TM4는 TM6처럼 여겨질 수 있다. 본 개시에서, 간섭 TM들은 l=2인 TM2, l=2인 TM4, 및 l=1인 TM6 중 어느 하나로 검출되어 이후의 MIMO 복조 과정에서 사용될 것이다.

이제, TF가 tf₄인 경우에 2개의 연속적 RE들을 이용하여 TM을 블라인드 검출하는 방법을 설명한다.

수학식 13에서 보여지듯이, 제안되는 TPR 검출 방법은 간섭 TM에 대한 추가적인 정보 즉, 표 2에 정의된 것과 같은 전송 포맷 (TF)을 제공한다. 상기 추가적인 정보에 따르면, 검출된 TF가 tf₀, tf₁, tf₂, tf₃ 중 하나일 때는 간섭 TM이 즉시 결정될 수 있다. 즉, 검출된 TF가 tf₀, tf₁, tf₂, tf₃ 중 하나일 때는, 표 2에 표시된 TM과 TF 간의 관계에 의해서 간섭 TM은 TF에 의해 주어진 인덱스를 PMI로 갖는 TM6라고 추정(또는 결정)될 수 있다.

한편, TPR 블라인드 검출을 통해 tf₄ 가 검출된 경우에는 간섭 TM을 TM2 내지 TM4 사이에서 블라인드 검출할 필요가 있다. 따라서, 본 개시는 TM2의 경우 2-안테나 SFBC (space-frequency block code)가 두 개의 연속적 서브캐리어(즉, RE)에 적용된다는 사실을 이용한다. TM2 전송과 달리, TM4의 경우에는 두 개의 인접 서브캐리어에서의 전송 심볼 벡터는 독립적으로 생성된다.

은 본 개시에 따라서 2개의 연속하는 RE들을 이용하는 프로젝션 기반 간섭신호의 TM 블라인드 검출의 블록 다이어그램 예시도이다.

수학식 1을 이용하여, 두 개의 연속적 RE들 2k 및 2k+1에서의 수신 신호 벡터 r_2k, r_2k ₊ ₁를 다음 수학식과 같이 다시 쓸 수 있다.

여기서, r^* _2k+1 은 r_2k ₊₁의 컨쥬게이트(conjugate) 값을 나타내며,

와

는 각각 서빙 셀과 간섭 셀에서 수신되는 신호 벡터이다.

그러면, 서빙 신호 벡터

는 다음 수학식들과 같이 TM2, TM4 및 TM6에 대해 표현될 수 있다.

수학식 15는 TM2(전송 다이버시티 방식에서 2개의 REs에 같은 전송 심볼을 전송하기에 2k, 2k+1을 구분하지 않음, 2개의 전송 레이어 0, 1를 이용함)에 대한 서빙 신호 벡터, 수학식 16는 TM4(2 개의 전송 레이어 0, 1를 이용하고, 2개의 REs 2k, 2k+1에 독립적 심볼을 전송함)에 대한 서빙 신호 벡터, 수학식 17은 TM6(1개의 전송 레이어 0를 사용하고 2개의 REs 2k, 2k+1에 독립적 심볼을 전송함)에 대한 서빙 신호 벡터를 나타낸다. 여기서,

는 서빙 셀로부터의 RE k에서 i-번째 심볼 레이어의 채널 벡터(즉,

의 i-번째 열)를 나타낸다.

유사하게, TM2, TM4, 및 TM6 전송에 대한 간섭 신호 벡터

는 다음 수학식과 같이 각각 표현될 수 있다.

수학식 18은 TM2에 대한 간섭 신호 벡터, 수학식 19는 TM4에 대한 간섭 신호 벡터, 수학식 20는 TM6에 대한 간섭 신호 벡터를 나타낸다. 여기서,

는

의 i-번째 열을 나타낸다.

상응하는 TM2, TM4 및 TM6에 대한 유효 채널 매트릭스

,

, 및

는 다음 수학식과 같이 주어진다.

수학식 21과 수학식 22을 비교하면, 수신 신호 벡터

는 사이즈 4x2의

의 컬럼에 의해 생성되는 동일한 2차원 공간에서 스팬(span)하고 수신 신호 벡터

는 사이즈 4x4의

의 컬럼에 의해 성성되는 동일한 4-차원 공간에서 스팬함을 알 수 있다. 따라서, 통신 디바이스는 이러한 특징으로부터 간섭 TM을 TM2와 TM4 사이에서 블라인드 검출할 수 있다.

앞에서 언급한 바와 같이, 본 개시는 채널 구현에 관계 없이 적용될 수 있는 채널-독립적 그라스마니안 벡터의 셋을 프로젝션 벡터(p_m)로 이용하는 프로젝션 기반 검출을 고려한다. 대안적으로, 본 개시는 상기 프로젝션 벡터로써 채널-종속적인 셋(예를 들면, 순시적(instantaneous) 채널 구현

의 널(null) 공간을 스팬하는 두 개의 벡터의 셋)을 사용할 수도 있다.

표 4는 본 개시에 따른 2개의 RE를 이용하는 TPR 검출에서 M=8이고 벡터 사이즈 2*Nr = 4인 단위 놈 그라스마니안 벡터의 셋을 포함하고 있다.

두 개의 인접하는(연속하는) 서브캐리어(즉, REs)에 표 4에 예시된 것과 같은 사이즈 4x1 의 프로젝션 벡터 p_m (300)을 적용함으로써, 수학식 24과 같은 프로젝션 결과(projection output)을 가질 수 있다.

여기서,

및

는 각각 프로젝션 벡터 p_m 의 위쪽 서브벡터와 아래쪽 서브벡터를 나타낸다. 즉, 다음과 같이 나타낼 수 있다.

그러면, 상응하는 제곱 기대 값(squared expected value)는 다음 수학식과 같이 간섭 TM2 및 TM4의 분산으로 주어진다.

여기서

는 상기 수학식 13을 이용하여 검출된 TPR 값이다.

수학식 26은 TM2의 분산을, 수학식 27은 TM4의 분산을 나타낸다.

다음의 수학식들과 같이, 상기 두 수학식 26, 27은 간섭 TM에 따라서 서로 다른 값을 갖게 됨을 주목한다.

따라서, 앞서 설명한 TPR 검출에서 적용한 바와 같이 간섭 TM2 및 TM4 각각에 대해 랜덤변수에 대한 제곱 합

를 수학식 30와 같이 구할 수 있다.

또한, 본 개시는 수학식 11에서 정의한 메트릭과 등가인(equivalent) TM 결정 메트릭

을 다음 수학식과 같이 정의할 수 있다.

상기 수학식 31은 다음 수학식과 같이 간략하게 표현될 수 있다.

여기서, 수신 신호에 대한 프로젝션 결과 P_m,k의 실제 제곱 값은

으로 표현되고, 기대 제곱 값은 분산

으로 표현된다. 즉, 본 개시에 따른 통신 디바이스는 P_m,k의 실제 제곱 값과 기대 제곱 값을 이용하여 상기 메트릭스를 결정할 수 있다.

마침내, 본 개시는 다음의 수학식을 만족하는 간섭 TM (

)을 결정할 수 있다.

도 4는 본 개시에 따라서 2개의 연속하는 RE를 이용하는 프로젝션 기반 간섭 신호의 TPR, TF 및 TM을 결정하는 블록 다이어그램을 예시한다.

도 2와 도 3에서는, 통신 디바이스가 1개의 RE를 이용하여 TPR과 TF를 결정하고, 결정된 TF에 근거하여 2개의 RE를 이용하여 TM을 결정하는 방법을 설명하였다. 그러나, 통신 디바이스는 2개의 RE로부터 수신한 신호를 이용하여 TM을 검출할 수도 있다.

도 4에서는 통신 디바이스가 간섭 TM이 TM2 또는 TM4인지를 검출할 수도 있을 뿐만 아니라, TM6에 대한 유효 채널 매트릭스

(400)를 이용하여 TM 6인지 여부도 블라인드 검출할 수 있다.

TM 6에 상응하는 제곱 기대 값은 다음 수학식과 같이 TM6의 분산으로 주어질 수 있다.

그리고, 상기 수학식 32의 값은 다음의 수학식에 의해 결정될 수 있다.

이때, 상기 통신 디바이스는 상기 수학식 31 또는 수학식 32에 의해 결정된 TM 결정 메트릭을 이용하여 다음의 수학식을 만족하는 간섭 TM (

)과 TPR을 결정할 수 있다.

즉, 통신 디바이스는 상기 수학식 36를 이용함으로써, 간섭 신호의 TPR과 PDSCH 존재 여부를 결정하고, 상기 PDSCH가 존재할 경우 TM을 TM2, TM4, 및 TM6 중에서 검출할 수도 있을 것이다.

도 5는 본 개시에 따른 통신 디바이스가 간섭 TM을 결정하는 방법을 예시하는 도면이다.

통신 디바이스는 주파수 및 시간에 의해 정의되는 통신 자원 즉, RE를 이용하여 통신을 수행할 수 있다. 상기 통신 디바이스는 연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신한다(500).

상기 통신 디바이스는 상기 수신된 신호의 벡터를 M(M= 2, 4, 8)개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트 함으로써, 랜덤 변수 p_m을 생성하고, 상기 랜덤 변수를 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정할 수 있다(502). 예를 들어, 상기 프로젝션 벡터는 그라스마니안 벡터일 수 있다.

상기 통신 디바이스는 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로 검출할 수 있다(504).

여기서, 상기 소정의 TM 후보들은 LTE 시스템의 TM2(전송 다이버시티 방식) 및 TM4(Rank-2 closed loop MIMO)를 포함할 수 있다. 상기 TM후보는 RI가 1인 TM6 (또는 RI가 1인 TM4)를 더 포함할 수도 있다.

선택적으로, 상기 통신 디바이스는 상기 랜덤 변수 생성 및 TM 결정 메트릭 결정 동작(52) 이전에, 상술한 TF 및 TPR 블라인드 검출을 위한 동작을 더 수행할 수도 있다. 예를 들어, 상기 통신 디바이스는 결정된 TF가 tf₄인 경우에, 상기 504 동작에서 간섭 TM이 TM2 인지 아니면 TM4인지를 판단할 수도 있을 것이다.

도 6은 본 개시의 실시예들에 따른 통신 디바이스의 구성을 개략적으로 설명하는 도면이다.

통신 디바이스(600)는 타 통신 디바이스 또는 네트워크 내 엔터티와 신호 송수신을 수행하는 송수신부(610)와, 상기 통신 디바이스(600)의 모든 동작을 제어하는 제어부(620)을 포함할 수 있다. 본 개시의 실시예에서 상술한 통신 디바이스 또는 단말의 모든 동작들은 상기 제어부(620)의 제어에 의해 수행되는 것으로 이해될 수 있다. 그러나, 상기 제어부(620) 및 상기 송수신부(610)는 반드시 별도의 장치로 구현되어야 하는 것은 아니고, 단일 칩(예를 들어, 모뎀 칩)과 같은 형태로써 하나의 구성부로 구현될 수 있음은 물론이다.

상기 도 1 내지 도 6이 예시하는 플로우 차트, 블록 다이어그램 예시도, 디바이스 구성 예시도는 본 개시의 권리범위를 한정하기 위한 의도가 없음을 유의하여야 한다. 즉, 상기 도 1 내지 도 6에 기재된 모든 구성부, 또는 동작의 단계가 본 개시의 실시를 위한 필수구성요소인 것으로 해석되어서는 안되며, 일부 구성요소 만을 포함하여도 본 개시의 본질을 해치지 않는 범위 내에서 구현될 수 있다.

앞서 설명한 동작들은 해당 프로그램 코드를 저장한 메모리 장치를 통신 디바이스 내의 임의의 구성부에 구비함으로써 실현될 수 있다. 즉, 통신 디바이스의 제어부는 메모리 장치 내에 저장된 프로그램 코드를 프로세서 혹은 CPU(Central Processing Unit)에 의해 읽어내어 실행함으로써 앞서 설명한 동작들을 실행할 수 있다.

본 명세서에서 설명되는 엔터티, 또는 통신 디바이스의 다양한 구성부들과, 모듈(module)등은 하드웨어(hardware) 회로, 일 예로 상보성 금속 산화막 반도체(complementary metal oxide semiconductor) 기반 논리 회로와, 펌웨어(firmware)와, 소프트웨어(software) 및/혹은 하드웨어와 펌웨어 및/혹은 머신 판독 가능 매체에 삽입된 소프트웨어의 조합과 같은 하드웨어 회로를 사용하여 동작될 수도 있다. 일 예로, 다양한 전기 구조 및 방법들은 트랜지스터(transistor)들과, 논리 게이트(logic gate)들과, 주문형 반도체와 같은 전기 회로들을 사용하여 실시될 수 있다.

한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 셀룰러 통신 시스템에서 통신 디바이스의 간섭 TM(transmission mode) 결정 방법에 있어서,
연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하는 동작;
상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하는 동작; 및
소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 동작을 포함하되,
상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 소정의 TM 후보들은, RI가 1인 MIMO 방식의 제3 TM을 더 포함함을 특징으로 하는 방법.
제2항에 있어서,
상기 제1 TM은 LTE(long term evolution) 시스템의 TM2 이고, 상기 제2 TM은 LTE 시스템의 TM3 또는 TM4이고, 상기 제3 TM은 LTE 시스템의 TM6임을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 상기 TM에 상응하는 TPR(traffic to pilot ratio; 트래픽 대 파일럿 전력비)을 결정하는 동작을 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 프로젝트 동작 이전에,
하나의 RE를 통해 수신된 신호의 벡터를 N개의 제2 프로젝션 벡터들의 집합 위에 프로젝트하고 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을이용하여 상기 간섭 신호의 TPR 결정 메트릭을 결정하는 동작; 및
소정의 전송 포맷(transmission format; TF) 후보들 중, 상기 TPR 결정 메트릭을 최소화하는 TF를 상기 간섭 신호의 TF로써 검출하는 동작을 더 포함하되,
상기 소정의 TF 후보들은, PMI(precoding matrix indicator)=0인 LTE 시스템의 TM6을 포함하는 제1 TF; PMI=1인 TM6를 포함하는 제2 TF; PMI=2인 TM6를 포함하는 제3 TF; PMI=3인 TM6를 포함하는 제4 TF; 및 TM2, TM3, 및 TM4를 포함하는 제5 TF를 포함함을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 프로젝션 벡터는 그라스마니안 벡터이고, 상기 프로젝션 벡터들의 집합의 크기 M은 2, 4 및 8 중 어느 하나임을 특징으로 하는 방법.
제5항에 있어서,
상기 제2 프로젝션 벡터는 그라스마니안 벡터이고, 상기 제2 프로젝션 벡터들의 집합의 크기 N은 2, 4 및 8 중 어느 하나임을 특징으로 하는 방법.
주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 셀룰러 통신 시스템에서의 통신 디바이스에 있어서,
연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호 포함하는 신호를 수신하는 송수신부; 및
상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하고, 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 제어부를 포함하되,
상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 디바이스.
제8항에 있어서,
상기 소정의 TM 후보들은, RI가 1인 MIMO 방식의 제3 TM을 더 포함함을 특징으로 하는 디바이스.
제9항에 있어서,
상기 제1 TM은 LTE(long term evolution) 시스템의 TM2 이고, 상기 제2 TM은 LTE 시스템의 TM3 또는 TM4이고, 상기 제3 TM은 LTE 시스템의 TM6임을 특징으로 하는 디바이스.
제8항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 상기 TM에 상응하는 TPR(traffic to pilot ratio; 트래픽 대 파일럿 전력비)을 결정하도록 구성됨을 특징으로 하는 디바이스.
제8항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 프로젝트 이전에, 하나의 RE를 통해 수신된 신호의 벡터를 N개의 제2 프로젝션 벡터들의 집합 위에 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 상기 간섭 신호의 TPR 결정 메트릭을 결정하고, 소정의 전송 포맷(transmission format; TF) 후보들 중, 상기 TPR 결정 메트릭을 최소화하는 TF를 상기 간섭 신호의 TF로써 검출하도록 구성되며,
상기 소정의 TF 후보들은, PMI(precoding matrix indicator)=0인 LTE 시스템의 TM6을 포함하는 제1 TF; PMI=1인 TM6를 포함하는 제2 TF; PMI=2인 TM6를 포함하는 제3 TF; PMI=3인 TM6를 포함하는 제4 TF; 및 TM2, TM3, 및 TM4를 포함하는 제5 TF를 포함함을 특징으로 하는 디바이스.
제8항에 있어서,
상기 프로젝션 벡터는 그라스마니안 벡터이고, 상기 프로젝션 벡터들의 집합의 크기 M은 2, 4 및 8 중 어느 하나임을 특징으로 하는 디바이스.
제12항에 있어서,
상기 제2 프로젝션 벡터는 그라스마니안 벡터이고, 상기 제2 프로젝션 벡터들의 집합의 크기 N은 2, 4 및 8 중 어느 하나임을 특징으로 하는 디바이스.
주파수 및 시간에 의해 정의되는 RE(resource element)를 이용하는 모뎀 칩에 있어서,
연속하는 서브캐리어에 대응하는 2개의 RE에서 서빙 신호 및 간섭 신호 포함하는 신호를 수신하는 송수신부; 및
상기 수신된 신호의 벡터를 M개의 프로젝션 벡터들의 집합 위로 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 TM 결정 메트릭을 결정하고, 소정의 TM 후보들 중, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 TM을 상기 간섭 신호의 TM으로써 검출하는 제어부를 포함하되,
상기 소정의 TM 후보들은, 전송 다이버시티(transmit diversity) 방식의 제1 TM 및 RI(rank indicator)가 2인 MIMO(multiple input multiple output) 방식의 제2 TM을 포함함을 특징으로 하는 모뎀 칩.
제15항에 있어서,
상기 소정의 TM 후보들은, RI가 1인 MIMO 방식의 제3 TM을 더 포함함을 특징으로 하는 모뎀 칩.
제16항에 있어서,
상기 제1 TM은 LTE(long term evolution) 시스템의 TM2 이고, 상기 제2 TM은 LTE 시스템의 TM3 또는 TM4이고, 상기 제3 TM은 LTE 시스템의 TM6임을 특징으로 하는 모뎀 칩.
제15항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 TM 결정 메트릭을 최소화하는 상기 TM에 상응하는 TPR(traffic to pilot ratio; 트래픽 대 파일럿 전력비)을 결정하도록 구성됨을 특징으로 하는 모뎀 칩.
제15항에 있어서,
상기 제어부는, 상기 프로젝트 이전에, 하나의 RE를 통해 수신된 신호의 벡터를 N개의 제2 프로젝션 벡터들의 집합 위에 프로젝트하고, 상기 프로젝트 결과의 실제 제곱 값 및 기대 제곱 값을 이용하여 상기 간섭 신호의 TPR 결정 메트릭을 결정하고, 소정의 전송 포맷(transmission format; TF) 후보들 중, 상기 TPR 결정 메트릭을 최소화하는 TF를 상기 간섭 신호의 TF로써 검출하도록 구성되며,
상기 소정의 TF 후보들은, PMI(precoding matrix indicator)=0인 LTE 시스템의 TM6을 포함하는 제1 TF; PMI=1인 TM6를 포함하는 제2 TF; PMI=2인 TM6를 포함하는 제3 TF; PMI=3인 TM6를 포함하는 제4 TF; 및 TM2, TM3, 및 TM4를 포함하는 제5 TF를 포함함을 특징으로 하는 모뎀 칩.
제15항에 있어서,
상기 프로젝션 벡터는 그라스마니안 벡터이고, 상기 프로젝션 벡터들의 집합의 크기 M은 2, 4 및 8 중 어느 하나임을 특징으로 하는 모뎀 칩.