KR102208276B1 - 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 기법 - Google Patents

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Abstract

본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 단말의 간섭 제거 방법에 있어서, 적어도 하나의 기지국으로부터 원하는 신호와 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하는 동작; 상기 원하는 신호의 전송 파라메터 및 상기 간섭 신호의 전송 파라메터 중 적어도 하나에 근거하여 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작; 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 간섭 신호의 추가적 전송 파라메터를 블라인드 검출하는 동작; 및 상기 검출된 추가적 전송 파라메터를 이용하여 상기 수신된 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하는 동작을 포함하는 간섭 제거 방법을 제안한다.

Description

콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 기법{SCHEME FOR INTERFERENCE CANCELLATION USING A CONSTELLATION DIAGRAM}
본 개시는 통신 시스템에서 간섭 제거 기법에 관한 것으로써, 사용자 단말(UE; user equipment)의 콘스텔레이션 다이어그램(universal constellation diagram)을 이용하는 간섭 제거 기법에 관한 것이다.
커버리지(coverage)와 스펙트럼 효율(spectral efficiency)을 향상시키기 위해, 공격적 주파수 재사용율 및 고 밀도(high density)를 갖는 기지국으로 동작하는 차세대 무선 통신 시스템이 설계되고 있다. 특히, 기지국은 동일한 주파수-시간 자원을 다수의 UE가 공유하도록 다중 접속 기술들을 적용하는데, SDMA(spatial division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), FDMA(frequency division multiple access) 및 CDMA(code division multiple access)와 같은 다중 접속 기술을 적용할 수 있다.
UE는 셀간(inter-cell) 간섭 또는 셀내(intra-cell) 간섭으로 인한 용량 손실의 문제를 겪을 수 있다. 다른 말로 하면, UE는 서빙 셀로부터의 원하는 신호(desired signal) 뿐만 아니라 상기 서빙 셀 또는 간섭 셀(interfering cell)로부터의 원하지 않는 신호(un-desired signal)을 수신할 수 있다. 간섭 제약적인 시나리오에서 셀 경계(cell-edge)의 성능을 향상시키기 위해, 최근 LTE(long term evolution) 표준에서는 CoMP(Coordinated MutiPoint) 전송 및 eICIC(enhanced inter-cell interference coordination)와 같은 진보한 기술이 구체화되고 있다.
최근, NAICS(network-assisted interference cancellation and suppression; 네트워크 지원 간섭 제거 및 억제)로 불리는 진보된 간섭 제거 기술이 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에 의해 연구되고 있다. 진보된 간섭 인지 신호 검출(advanced interference aware signal detection)이 LTE-A 시스템의 최근 연구 동안에 주목되었다.
예를 들어, UE는 수신된 신호들로부터 간섭 신호를 제거할 수 있다. 이를 위해, UE는 상기 간섭 신호에 사용되는 콘스텔레이션 다이어그램을 포함하는 간섭 정보를 필요로 한다. 콘스텔레이션 다이어그램 상의 점(point)은 콘스텔레이션 포인트라고 불리며, 주어진 변조 기법(modulation scheme)에서 선택될 수 있는 가능한 심볼이 복소 평면 상의 점으로 표현될 수 있다.
UE는 네트워크의 도움이 없는 블라인드 검출(blind detection) 또는 네트워크의 도움에 의한 시그널링에 의해 간섭 변조 기법 및 차수(order)(또는 레벨)에 관련된 전송 파라메터를 수신함으로써, 상기 간섭 콘스텔레이션 다이어그램을 알 수 있게 된다. 즉, 사용자 장비(UE)는, 검출(detection) 또는 네트워크 시그널링(network signaling)를 통해, 랭크 지시자(RI), 프리코딩 매트릭스 지시자(PMI) 및 변조 레벨과 같은 전송 파라미터들에 대한 지식을 가정하여 간섭 제거를 수행한다.
이들 간섭 파라미터들이 하나의 리소스 블록(RB)의 주파수 단위 및 하나의 시간 단위(TTI(Transmission Time Interval) 또는 슬롯(slot))의 시간 단위에 따라 달라질 수 있기 때문에, RB 및 시간 단위(TTI 또는 슬롯)의 시그널링이 요구된다. 그러나, 서빙 셀이, 예를 들어, 슬롯 단위로 또는 RB(resource block) 단위와 같이 매우 동적으로 변조 기법 및 차수 등의 전송 파라메터를 시그널링하는 것은 어렵다. 또한, 그러한 동적 시그널링은 매우 큰 오버헤드를 유발할 수 있다. 그러나, 그러한 시그널링이 없다면 큰 성능 저하 및 높은 계산 비용(computation cost)을 초래한다.
본 개시는 간섭 변조 레벨에 대한 지식 없이 간섭 제거를 수행할 수 있는 범용 콘스텔레이션 다이어그램(universal constellation diagram)을 기반으로 하는 새로운 간섭 제거 기술을 제공한다.
또한 본 개시는 UE가 간섭 변조 기법 및 레벨을 모르더라도 수신 신호로부터 간섭을 제거할 수 있는 방법 및 장치를 제공한다.
또한 본 개시는 UE가 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여, 간섭 RI 및 PMI를 계산하기 위한 저 복잡성 검출 알고리즘(low-complexity detection algorithm)을 제공한다.
본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 단말의 간섭 제거 방법에 있어서, 적어도 하나의 기지국으로부터 원하는 신호와 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하는 동작; 상기 원하는 신호의 전송 파라메터 및 상기 간섭 신호의 전송 파라메터 중 적어도 하나에 근거하여 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작; 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 간섭 신호의 추가적 전송 파라메터를 블라인드 검출하는 동작; 및 상기 검출된 추가적 전송 파라메터를 이용하여 상기 수신된 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하는 동작을 포함하는 간섭 제거 방법을 제안한다.
또한 본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 간섭 제거를 수행하는 단말 장치에 있어서, 상기 단말은: 적어도 하나의 기지국으로부터 원하는 신호와 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하고, 상기 원하는 신호의 전송 파라메터 및 상기 간섭 신호의 전송 파라메터 중 적어도 하나에 근거하여 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하고, 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 간섭 신호의 추가적 전송 파라메터를 블라인드 검출하고, 상기 검출된 추가적 전송 파라메터를 이용하여 상기 수신된 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하도록 구성됨을 특징으로 하는 단말 장치를 제안한다.
또한 본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 단말의 신호 수신 방법에 있어서, 제1 데이터 스트림 및 제2 데이터 스트림을 포함하는 신호를 공간 다중화(spatial multiplexing)를 통해 기지국으로부터 수신하는 동작; 상기 제2 데이터 스트림의 전송 파라메터에 근거하여 상기 제2 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램으로 이용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작; 및 상기 제2 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 제1 데이터 스트림을 검출하는 동작을 포함하는 수신 방법을 제안한다.
또한 본 개시는 셀룰러 통신 시스템에서 신호를 수신하는 단말 장치에 있어서, 상기 장치는: 제1 데이터 스트림 및 제2 데이터 스트림을 포함하는 신호를 공간 다중화(spatial multiplexing)를 통해 기지국으로부터 수신하고, 상기 제2 데이터 스트림의 전송 파라메터에 근거하여 상기 제2 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램으로 이용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하고, 상기 제2 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 제1 데이터 스트림을 검출하도록 구성됨을 특징으로 하는 단말 장치를 제안한다.
본 개시에서는, 간섭 변조 레벨의 지식 없어도 낮은 복잡도의 효율적인 간섭 제거 기술이 제공된다.
본 개시의 실시예에 따르면, 완전 네트워크 지원(full network assistance), 반-블라인드(semi-blind) 검출 및 완전-블라인드(full-blind) 검출과 같은 다양한 형식의 네트워크-지원 간섭 제거 및 억제 시스템에서 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭을 제거하는 것이 가능하다.
예를 들어, 다수의 미리 정해진 콘스텔레이션 다이어그램으로부터 하나의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 단계에서 간섭 신호의 알려진 전송 파라메터를 사용하는 것이 가능하다.
또한, 제안된 범용 콘스텔레이션 다이어그램들을 사용함으로써, 동적 간섭 파라미터들인 RI, PMI 및 변조 레벨의 임계 집합에 대한 브루트 포스(brute-force) 공동 검출을 피할 수 있고, RI 및 PMI와의 결합 검출로부터 변조 검출을 분리할 수 있으며, 이는 간섭 파라미터들의 블라인드 검출을 기반으로 하는 NAICS가 높은 성능 및 낮은 복잡성을 갖도록 한다.
또한, 제안된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용함으로써, 공간 다중화를 통한 다중 데이터 스트림 수신에 있어서 단말의 계산 복잡도를 현저히 낮추면서도 높은 성능을 얻을 수 있다.
도 1은 본 개시의 네트워크 모델의 구조와 셀간(inter-cell) 간섭을 예시하는 도면;
도 2는 본 개시의 네트워크 구조에서 셀내(intra-cell) 간섭을 예시하는 도면;
도 3은 본 개시의 전송 파라메터 RI, PMI 및 변조 레벨이 네트워크 시그널링을 통해 알려진 경우 UE의 간섭 제거 방법을 예시하는 도면;
도 4는 본 개시의 전송 파라메터 RI 및 PMI 만이 네트워크 시그널링을 통해 알려진 경우 또는 RI, PMI 정보가 필요없는 경우 UE의 간섭 제거 방법을 예시하는 도면;
도 5는 LTE 다운링크에 사용한 4QAM, 16QAM 및 64QAM 의 콘스텔레이션 다이어그램의 예시도;
도 6은 간섭 변조에 대한 지식 없이, 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭을 제거하는 방법을 예시하는 도면;
도 7은 1-D 및 2-D 로이드 알고리즘으로 생성한 16-포인트 콘스텔레이션 다이어그램의 예시도;
도 8은 종래의 4QAM 및 16QAM으로부터 선택된 20 포인트 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 예시도;
도 9는 본 개시의 범용 콘트텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 다른 실시예 예시도;
도 10은 본 개시의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 또 다른 실시예 예시도;
도 11은 본 개시의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 또 다른 실시예 예시도;
도 12는 본 개시의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 또 다른 실시예 예시도;
도 13은 간섭 콘스텔레이션 다이어그램, PMI 및 RI를 블라인드 검출하여 간섭 제거하는 방법을 예시하는 도면;
도 14는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용한 PMI 및 RI의 블라인드 검출에 근거하는 간섭 제거 방법을 예시하는 도면;
도 15는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용한 PMI 및 RI의 블라인드 검출 및 간섭 콘스텔레이션 다이어그램의 연속적 블라인드 검출에 근거하는 간섭 제거 방법을 예시하는 도면;
도 16은 공간 다중화 전송으로 두 개의 데이터 스트림을 수신하는 UE에서 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 방법을 예시하는 도면;
도 17은 본 개시의 간섭 제거 방법을 구현하는 UE 장치의 구성을 예시하는 도면이다.
이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 개시의 실시예를 상세하게 설명한다. 하기에서 본 개시를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로써 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 개시의 자세한 설명에 앞서, 본 명세서에서 사용되는 몇 가지 용어들에 대해 해석 가능한 의미의 예를 제시한다. 하지만, 아래 제시하는 해석 예로 한정되는 것은 아님을 주의하여야 한다.
기지국(Base Station)은 단말과 통신하는 일 주체로서, BS, NodeB(NB), eNodB(eNB), AP(Access Point) 등으로 지칭될 수도 있다.
단말(User Equipment)은 기지국과 통신하는 일 주체로서, UE, 이동국(Mobile Station; MS), 이동장비(Mobile Equipment; ME), 디바이스(device), 터미널(terminal) 등으로 지칭될 수도 있다.
최근 ITU-R(International Telecommunication Union Radio communication Sector; 국제 전기 통신 연합 무선 통신 섹터)의 엄격한 요구 사항들을 충족시키기 위해서, 다운링크(DL) 및 업링크(UL)에서 각각 8 레이어(layer) 및 4 레이어까지 고차원(higher-order) 공간 다중화 및 캐리어 집성(CA; carrier aggregation)으로 최대 100MHz의 넓은 대역폭을 지원하는 LTE-A(LTE-Advanced)와 같은 차세대 셀룰러 네트워크들이 설계되고 있다. 그러나, 무엇보다 주목할만한 것은, 더 많은 셀들을 이용하는 공간 주파수 재사용(spatial frequency reuse)이, 증가된 공간 차수 또는 스펙트럼 대역폭을 갖는 하나의 셀의 경우에 비해 더 큰 용량 이득을 제공한다는 것이다. 따라서, 매크로 셀 환경에서 작은 셀들을 이용하는 이종 네트워크(heterogeneous network)가 차세대 셀룰러 네트워크들에 대한 가장 가능한 발전 방향으로 대두되고 있다.
이러한 이종 네트워크들은 여러 가지 혜택들을 제공할 수 있지만, 셀룰러 네트워크들에 전례 없는 도전을 가져올 것이다. 특히, 기지국(BS; base station)들의 수가 크게 증가될 것이기 때문에 간섭 관리(interference management)가 큰 관심을 받고 있다. 특히, 진보된 동일 채널 간섭 인식 신호 검출(advanced co-channel interference aware signal detection)는 LTE-A 시스템들의 최근의 개발 과정에서 연구의 관심을 받고 있다. 여기서, ‘동일 채널 간섭(co-channel interference)’은 동일 주파수 대역을 사용하는 서로 다른 전송기로 인해 발생하는 간섭을 의미할 수 있다.
NAICS 라 불리는 워크 아이템(work item)이 현재 LTE 표준(LTE 릴리즈 12)을 위해 연구되고 있다. 상기 연구는, 브로드캐스팅(broadcast)이나 상위 계층 무선 리소스 제어(RRC; radio-resource control) 시그널링 또는 새롭게 정의된 DCI(downlink control information; 다운링크 제어 정보) 등의 전용 시그널링에 의해 간섭 파라미터(interference parameter)가 UE에 알려져 있다는 가정 하에서, NAICS가 상당한 성능 향상을 달성할 수 있음을 보여주었다. 그러나, BS들 간의 통신을 지원하는 백홀(back-haul)의 용량 및 BS로부터 UE로의 제어 채널 용량이 일반적으로 제한되기 때문에, 이러한 가정이 실제 시스템에서 항상 적용되는 것은 아니다.
사실, FeICIC(further eICIC; 더욱 향상된 셀간 간섭 조정)로 알려진, 유사한 셀간 간섭 제거 기술은 파일럿 신호(pilot signal)들, 즉, 셀-특정 기준 신호(CRS; cell-specific reference signal)에 초점을 맞추어 연구되어왔다. CRS 간섭 제거(IC) 기술은 반정적(semi-static) 간섭 파라미터들 즉, CID(physical cell identity; 물리적 셀 식별자), CRS 안테나 포트들(APs) 및 MBSFN(Multimedia Broadcast Multicast Service over Single Frequency Network) 서브프레임 설정(configuration)만을 필요로 하기 때문에, FeICIC를 가능하게 하는 시그널링 오버헤드는 관리할 수 있는(manageable) 수준이라는 것이 주목할 만하다.
그러나, FeICIC와 달리, NAICS는 PDSCH(physical downlink shared channel; 물리적 다운링크 공유 채널)로 알려진 데이터 채널에서의 간섭을 다루며(address), 이는 RI, PMI 및 변조 레벨(modulation level) 등의 동적 간섭 파라미터들에 대한 지식을 요구한다.
NAICS에 의해 야기되는 네트워크 시그널링 오버헤드 이외에도, BS간 실시간 조정(coordination)을 달성하기 위해 백홀 네트워크를 통한 매우 짧은 지연(latency)이 요구된다. 시그널링 오버헤드 및 지연에 대한 이러한 단점들을 해결하기 위해, UE는 수신된 신호들을 기반으로 하여 간섭 파라미터들을 블라인드(blindly) 추정할 수 있다.
예를 들어, UE는 간섭 신호의 변조 레벨에 대한 블라인드 검출(detection)을 위해 변조 분류(modulation classification) 방법을 적용할 수 있다. 상기 변조 분류 방법은 ML(maximum-likelihood; 최대 우도) 추정법(estimation)을 적용할 수 있는데, 상기 ML 추정법은 모든 가능한 변조 레벨들에 대한 철저한(exhaustive) 검색을 포함한다. LTE 시스템에서, 다운링크 전송을 위한 가능한 변조에는 4 QAM(quadrature amplitude modulation; 직교 진폭 변조), 16QAM, 및 64QAM이 있다.
간섭 신호의 변조 검출(즉, 간섭 변조 검출)은 모든 TTI(또는 슬롯)의 리소스 블록(RB)마다 수행되어야 한다는 것에 주의해야 하는데, 특히 LTE OFDMA 시스템들에서는 동시에 스케줄링되는 UE들에 대해서, 주파수 영역에서 하나의 RB(resource block)에서 다른 RB로 그리고 시간 영역에서는 하나의 TTI(또는 슬롯)에서 다른 TTI(또는 슬롯)로 할당된 변조들이 달라질 수 있기 때문이다. 고유의 높은 복잡성 및 주파수-시간 어플리케이션 조밀도(granularity)로 인해, 변조 분류 방법를 사용하는 간섭 변조 검출은 UE들에게 엄두를 못낼 만큼(prohibitively) 높은 복잡도를 부여한다.
본 개시는, 간섭 신호의 변조 레벨(즉, 간섭 변조 레벨)에 대한 지식 없이 간섭 제거를 수행하는 간섭 제거 기술을 제안한다.
본 개시의 제안 기술은, 간섭자들에 의해 사용되고 있는 실제 변조 레벨들과 상관 없이 간섭 제거를 위해 적용할 수 있는 유니버설 콘스텔레이션 다이어그램(universal constellation diagram; 이하 ‘범용 콘스텔레이션 다이어그램’이라 함)을 이용한다.
범용 콘스텔레이션 다이어그램 설계의 기본 아이디어는 모든 가능한 QAM 콘스텔레이션 다이어그램들로부터 유클리드 거리(Euclidean distance)의 제곱의 합을 최소화하는 콘스텔레이션 다이어그램을 설계하는 것이다. 한편, 유클리드 거리 최소화 문제를 수치적으로 해결하기 위한 양자화(quantization)에 사용되는 로이드 알고리즘(Lloyd algorithm)이 적용될 수 있다.
도 1은 본 개시의 네트워크 모델의 구조와 셀간(inter-cell) 간섭을 예시하는 도면이다.
네트워크에서 Nt 개의 송신 안테나가 구비된 두 개의 BS(101, 102)는 각각 메시지들을 Nr 개의 수신 안테나가 구비된 원하는 UE(103, 104)에 각각 전송하고 있다. 이때, 간섭 셀의 BS(102)로부터 전송되는 신호(H2)는 UE(103)에게 간섭 신호로 작용할 수 있다.
도 2는 본 개시의 네트워크 구조에서 셀내(intra-cell) 간섭을 예시하는 도면이다.
네트워크에서 Nt 개의 송신 안테나가 구비된 1 개의 BS(201)는 메시지들을 Nr 개의 수신 안테나가 구비된 원하는 UE(202, 203)에 각각 전송하고 있다. 이때, 서빙 셀의 BS(201)로부터 다른 UE(203)으로 전송되는 신호(H2)는 UE(202)에게 간섭 신호로 작용할 수 있다.
본 개시에서는, UE에 적용될 수 있는 IC 수신기의 예로써 NAICS ML (maximum-likelihood) 수신기가 셀간 간섭에 대해 적용된 경우를 먼저 설명한다.
먼저, 간섭 신호의 전송 파라메터 RI, PMI 및 변조 레벨이 알려진 경우의 실시예를 설명한다.
도 3은 본 개시의 전송 파라메터 RI, PMI 및 변조 레벨이 네트워크 시그널링을 통해 알려진 경우 경우의 UE의 간섭 제거 방법을 예시한다.
UE는 다운링크 신호를 수신한다(301). 상기 UE가 수신하는 신호는 물리 다운링크 공유 채널(PDSCH; physical downlink shared channel) 및 물리 멀티캐스트 채널(PMCH; physical multicast channel)중 적어도 하나일 수 있다.
상기 UE는 브로드캐스팅이나 상위 계층 RRC 시그널링 또는 DCI 등의 전용 시그널링을 통해 간섭 파라미터(RI, PMI)를 획득하고, 간섭 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다(302).
상기 UE는 상기 결정된 간섭 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고(303), 데이터 수신을 할 수 있다(304).
여기서는 다운링크 MIMO-OFDM 시스템에서 셀간 간섭을 가정하고, 표시의 간결성을 위해, UE가 간섭 파라미터 즉, RI, PMI 및 변조 레벨에 대한 지식을 시그널링을 통해 가지고 있다고 가정하였다.
k 번째의 부반송파(subcarrier)에서 BS i로부터 전송된 li 차원의 복소 신호(complex signal) 벡터를
Figure 112014055270648-pat00001
=
Figure 112014055270648-pat00002
로 표시하기로 한다. 여기서,
Figure 112014055270648-pat00003
는 부반송파 k에서의 l 번째 공간 계층(spatial layer)을 나타내며, li 는 전송 계층(transmission layers)의 수 RI를 나타내며, []T는 벡터의 전치(transpose)를 나타낸다.
심볼
Figure 112014055270648-pat00004
는 카디날리티(cardinality)가
Figure 112014055270648-pat00005
에 의해 주어지는 콘스텔레이션 집합
Figure 112014055270648-pat00006
에서 선택된다.
Figure 112014055270648-pat00007
의 평균 송신 전력은 1로 정규화 즉,
Figure 112014055270648-pat00008
이 되는 것으로 가정하며, 여기서
Figure 112014055270648-pat00009
는 기대 연산자(expectation operator)를 나타내며,
Figure 112014055270648-pat00010
는 복소수의 절대값을 의미한다. 일반성의 훼손 없이, i = S인 BS는 서빙 BS, i = I인 BS는 간섭 BS라고 정의하고, 모든 li 공간 계층들은 동일한 변조 레벨을 이용한다고 가정한다.
r k 를 부반송파 k에서 원하는 UE에 의해 수신된 신호 벡터로 정의한다. 이때, r k 는 수학식 1 과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00011
여기서
Figure 112014055270648-pat00012
는 유효(effective) 채널 매트릭스를 나타내며, 상기 유효 채널 매트릭스는 실제(actual) 채널 매트릭스 및 프리코딩 매트릭스를 포함한다. n k 는 부가 잡음 벡터(additive noise vector)를 나타내며, 상기 벡터의 요소들은 분산
Figure 112014055270648-pat00013
의 i.i.d.(독립적이고 동일하게 분산된) 복소 가우시안(Gaussian)이다. K는 각각의 RB에서 간섭 파라미터들의 블라인드 검출을 위해 사용되는 코딩된 RE(resource element; 리소스 요소)들의 수를 나타낸다.
NAICS의 정의로부터, 본 개시의 NAICS ML 수신기의 일 목적은 서빙 데이터(즉, 원하는 데이터)
Figure 112014055270648-pat00014
Figure 112014055270648-pat00015
에 대해서만 소프트 비트 정보를 얻는 것이다. 콘스텔레이션 심볼
Figure 112014055270648-pat00016
의 m번째 비트
Figure 112014055270648-pat00017
를
Figure 112014055270648-pat00018
로 표시하고,
Figure 112014055270648-pat00019
를 비트
Figure 112014055270648-pat00020
에 대한 LLR(log-likelihood ratio로그 우도비)로 나타낸다.
여기서,
Figure 112014055270648-pat00021
는 수학식 2로 정의된다.
Figure 112014055270648-pat00022
여기서,
Figure 112014055270648-pat00023
는 랜덤 변수
Figure 112014055270648-pat00024
가 값으로 b(b=0 또는 1)를 가질 확률을 나타낸다.
Figure 112014055270648-pat00025
가 서빙 데이터
Figure 112014055270648-pat00026
및 간섭 데이터(즉, 원하지 않는 데이터)
Figure 112014055270648-pat00027
을 조건으로 하는 r k 의 조건부 확률 밀도 함수 (pdf; probability density function)를 나타내고, 수학식 3으로 주어진다.
Figure 112014055270648-pat00028
이때,
Figure 112014055270648-pat00029
의 LLR 값은 수학식 4로 얻어진다.
Figure 112014055270648-pat00030
여기서,
Figure 112014055270648-pat00031
는 모든 가능한 심볼 벡터들
Figure 112014055270648-pat00032
의 집합을 나타내며, 상기
Figure 112014055270648-pat00033
는
Figure 112014055270648-pat00034
의 li -배(li -fold) 데카르트 곱(Cartesian product)으로 얻어진다. 그리고
Figure 112014055270648-pat00035
는
Figure 112014055270648-pat00036
(b는 0 또는 1)인
Figure 112014055270648-pat00037
의 부분 집합을 나타낸다. 상기 수학식 3에서
Figure 112014055270648-pat00038
는, 상수이기 때문에, 이하에서는 무시될 것이다.
이어서, UE가 RI 및 PMI를 알고 있음을 가정하고, 변조 분류 방법을 이용하여 간섭 콘스텔레이션 집합
Figure 112014055270648-pat00039
를 위해 사용되는 간섭 변조를 검출하는 방법을 설명한다.
도 4는 본 개시의 전송 파라메터 RI 및 PMI 가 이미 알려진 경우 또는 RI 및 PMI 정보가 필요 없는 경우에서 UE의 간섭 제거 방법을 예시한다.
UE는 다운링크 신호를 수신한다(401).
상기 UE는 (시그널링 되지 않는) 간섭 콘스텔레이션 다이어그램을 검출할 수 있다(402). 물론, 상기 UE는, 간섭 파라미터(RI, PMI)가 필요하면, 브로드캐스팅이나 상위 계층 RRC 시그널링 또는 DCI 등의 전용 시그널링을 통해 간섭 파라미터(RI, PMI)를 획득할 수도 있다. 예를 들어, 상기 UE가 물리 다운링크 제어 채널(PDCCH; physical downlink control channel)을 수신(401)하는 경우에는 전송 파라메터 RI 및 PMI 정보가 필요 없고, 변조 레벨도 4QAM 만으로 한정될 수 있다.
상기 UE는 상기 검출된 간섭 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고(403), 데이터 수신을 할 수 있다(404).
상기 간섭 콘스텔레이션 다이어그램의 검출 방법을 보다 자세히 설명한다.
도 5는 LTE 다운링크에 사용한 4QAM, 16QAM 및 64QAM 의 콘스텔레이션 다이어그램들을 도시한다.
상기 변조 4QAM, 16QAM 및 64QAM 는 각각
Figure 112014055270648-pat00040
및
Figure 112014055270648-pat00041
(
Figure 112014055270648-pat00042
,
Figure 112014055270648-pat00043
, 및
Figure 112014055270648-pat00044
)로 나타낼 수 있다. 각각의 LTE 콘스텔레이션 다이어그램의 콘스텔레이션 포인트들은 단위 분산(unit variance)을 갖기 위해 정규화된다.
LTE 시스템에서, 서빙 콘스텔레이션의 변조 레벨은 서빙 BS로부터 전송되는 DCI를 독취하여 암시적으로 확인할 수 있다는 것에 주목해야 한다. 그러나, 간섭 콘스텔레이션
Figure 112014055270648-pat00045
에 대해서는 어떠한 정보도 UE에서 사용할 수 없다.
미지의 간섭 변조
Figure 112014055270648-pat00046
에 대해,
Figure 112014055270648-pat00047
및
Figure 112014055270648-pat00048
를 각각 변조 레벨 q,
Figure 112014055270648-pat00049
의 사전 확률(prior probability) 및 주어진 변조 레벨 q와 관련된, 각각의 콘스텔레이션 포인트
Figure 112014055270648-pat00050
의 사전 확률로 나타낸다.
본 예시에서 NAICS ML 수신기는 간섭 신호에 대한 사전 정보 없이 심볼-레벨 간섭 제거를 수행하는 경우를 가정한다. 따라서, 변조들 및 콘스텔레이션 포인트들은 동일한 확률을 갖는다고 가정한다. 즉,
Figure 112014055270648-pat00051
(3개의 변조 4QAM, 16QAM 및 64QAM 는 각각 동일한 확률을 가짐) 및
Figure 112014055270648-pat00052
(q개의 콘스텔레이션 포인트는 각각 동일한 확률을 가짐)이라고 가정한다. 여기서, q는 4, 16 또는 64가 될 수 있다. 이 경우, 다른 시스템 파라미터들이 주어지면, ML 추정을 기반으로 하는 변조 분류가 오류 확률을 최소화한다는 것은 잘 알려져 있다.
수학식 3의 조건적 pdf를 사용하여, 변조 q에 대한 최선의 ML 결정 메트릭은 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00053
여기서
Figure 112014055270648-pat00054
는
Figure 112014055270648-pat00055
로 얻어지는
Figure 112014055270648-pat00056
에 대응한다.
따라서, ML 검출기는 모든 가능한 값들에 대한 메트릭의 최대값 q (q; 변조 레벨)를 수학식 6과 같이 발견할 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00057
수학식 5 및 수학식 6은
Figure 112014055270648-pat00058
의 변조 검출이, 수학식 4에 의해 주어진
Figure 112014055270648-pat00059
의 ML 검출과 유사한 방법으로, 두 개의 벡터
Figure 112014055270648-pat00060
와
Figure 112014055270648-pat00061
사이의 모든 가능한 조합들에 대한 철저한(exhaustive) 검색을 포함한다는 것을 보여준다. 이것은
Figure 112014055270648-pat00062
를 알고 있는 RE들을 사용함으로써 변조 검출 성능이 개선될 수 있음을 의미한다. CRS RE가 이러한 예이며, 간섭 CRS RE들이 서빙 CRS RE들과 충돌하지 않으면, 수학식 7과 같은 ML 메트릭을 갖는다.
Figure 112014055270648-pat00063
여기서,
Figure 112014055270648-pat00064
는 전체 K 개의 RE들 중에서의 CRS RE들의 수이며,
Figure 112014055270648-pat00065
는 서빙 셀의 k 번째 CRS RE에서 전송되는 CRS 심볼을 지시한다. 중요한 부차적 이점은, 수학식 5 및 수학식 7를 비교하여 알 수 있듯이, 상당한 복잡성 감소가 달성된다는 것이다.
수학식 5는, 최적의 ML 검출기는
Figure 112014055270648-pat00066
의 복잡도를 갖는
Figure 112014055270648-pat00067
와
Figure 112014055270648-pat00068
의 모든 가능한 벡터들에 대한 ML 메트릭을 계산해야 하며, 그 계산 복잡도가 UE에게는 엄두를 못낼 만큼 클 수 있다는 것을 보여준다.
본 개시는, 계산 복잡도를 감소시키기 위한 차선의 접근 방법 두 가지를 제안한다.
첫 번째 접근 방법은 수학식 5의 지수 함수들의 합 및 곱의 계산을 피하기 위해, 수학식 5에 최대-로그 근사치(max-log approximation)를 적용하는 것이다. 이때, 결정 메트릭
Figure 112014055270648-pat00069
는 수학식 8, 9과 같이 표현된다.
Figure 112014055270648-pat00070
Figure 112014055270648-pat00071
추가적인 복잡성 감소를 위한, 두 번째 접근 방법은 변조 검출에 앞서 수신된 신호들로부터 원하는 신호들을 억제(suppress)하는 선형 필터를 적용한다. 예를 들어,
Figure 112014055270648-pat00072
로 표시되는 화이트닝 필터 매트릭스(whitening filter matrix)를 사용할 수 있다. 화이트닝 필터의 정의로부터,
Figure 112014055270648-pat00073
를 만족하는
Figure 112014055270648-pat00074
를 필터링된 출력에 적용할 수 있다.
상기 필터링된 출력은 수학식 10과 같이 표현된다.
Figure 112014055270648-pat00075
여기서,
Figure 112014055270648-pat00076
이다.
화이트닝 필터 후, 필터 출력 Z k 는 단일 사용자(single user) MIMO 시스템들의 수신된 신호 벡터로 볼 수 있다. 따라서, 마침내 가장 단순한 최대-로그 메트릭은 수학식 11, 12과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00077
Figure 112014055270648-pat00078
이상의 간섭 제거 기술들은 간섭 제거에 간섭 변조에 대한 지식을 필요로 하였다. 이하에서 본 개시는, 간섭 변조에 대한 지식 없이 간섭 제거를 수행하는 새로운 간섭 제거 기술을 제안한다.
도 6은 전송 파라메터 RI 및 PMI 만이 알려진 경우 또는 RI와 PMI 정보가 필요없는 송수신 환경에서, 간섭 변조에 대한 지식 없이, 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭을 제거하는 방법을 예시하는 도면이다.
UE는 다운링크 신호를 수신한다(600).
상기 UE는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하거나 미리 정의된 범용 콘스텔레이션 다이어그램들 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다(602). 물론, 간섭 파라미터(RI, PMI)가 필요하다면, 상기 UE는 브로드캐스팅이나 상위 계층 RRC 시그널링 또는 DCI 등의 전용 시그널링을 통해 간섭 파라미터(RI, PMI)를 획득할 수도 있다.
상기 UE는 상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고(604), 데이터 수신을 할 수 있다(606).
구체적으로, 간섭 변조에 대한 지식 없이 간섭 제거를 수행하는 방법은, 간섭 신호들에 의해 사용되고 있는 실제 변조 레벨들과 상관 없이, 범용 콘스텔레이션 다이어그램으로 얻은
Figure 112014055270648-pat00079
의 고정 집합을 수학식 4의 LLR 계산에 사용함으로써 달성될 수 있다.
기본 아이디어는 모든 가능한 QAM 콘스텔레이션 다이어그램들로부터의 유클리드 거리의 제곱의 합을 최소화하는 콘스텔레이션 다이어그램을 설계하는 것이다. 이를 위해, 본 개시는 유클리드 거리 최소화 문제를 수치적으로 해결하기 위해 양자화에 사용되는 로이드 알고리즘을 적용한다.
범용 콘스텔레이션 다이어그램을
Figure 112014055270648-pat00080
로 표시한다. 도 3에 도시된 LTE 콘스텔레이션 다이어그램들,
Figure 112014055270648-pat00081
,
Figure 112014055270648-pat00082
, 및
Figure 112014055270648-pat00083
를 고려해볼 때, 수학식 13으로 주어지는
Figure 112014055270648-pat00084
,
Figure 112014055270648-pat00085
, 및
Figure 112014055270648-pat00086
로부터의 유클리드 거리의 제곱들의 합을 최소화하기 위한, 범용 콘스텔레이션 다이어그램
Figure 112014055270648-pat00087
을 설계하는 것이 목표이다.
Figure 112014055270648-pat00088
여기서,
Figure 112014055270648-pat00089
와
Figure 112014055270648-pat00090
간의 유클리드 거리의 제곱은 수학식 14와 같이 정의된다.
Figure 112014055270648-pat00091
여기에서,
Figure 112014055270648-pat00092
는 유클리드 거리로
Figure 112014055270648-pat00093
에 가장 가까운 즉, 임의의 d, 1≤d≤D에 대해
Figure 112014055270648-pat00094
Figure 112014055270648-pat00095
인 콘스텔레이션 포인트
Figure 112014055270648-pat00096
를 나타낸다.
수학식 14는 수학식 15 로 다시 쓸 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00097
여기서,
Figure 112014055270648-pat00098
에 대한 클러스터
Figure 112014055270648-pat00099
는
Figure 112014055270648-pat00100
Figure 112014055270648-pat00101
로 정의된다.
수학식 15에 의해 주어진 문제는 명시적으로(explicitly) 해결될 수 없으며, 수치적으로 해결하기 위해 로이드(Lloyd)의 알고리즘이라 불리는 반복적인 개선 기술(iterative refinement technique)이 적용될 수 있다. 수학식 15에 의한 문제는 k-means 클러스터링 문제라고 호칭될 수 있고, 본 개시에서 설명하는 두 단계의 반복 알고리즘은 k-means 클러스터링 알고리즘이라고 호칭될 수도 있다.
예를 들어, 본 개시의 간섭 제거 기술 간섭은 사전 확률 즉,
Figure 112014055270648-pat00102
및
Figure 112014055270648-pat00103
과 동일한 확률을 갖는 샘플 집합
Figure 112014055270648-pat00104
을 생성하기 위해 콘스텔레이션 다이어그램들
Figure 112014055270648-pat00105
,
Figure 112014055270648-pat00106
, 및
Figure 112014055270648-pat00107
로부터 N 개의 콘스텔레이션 포인트들을 선택한다. 초기 범용 콘스텔레이션 다이어그램
Figure 112014055270648-pat00108
Figure 112014055270648-pat00109
가 주어지면, 반복 알고리즘은 다음의 두 단계로 구성될 수 있다.
첫 단계는 클러스터링 단계이다. 상기 클러스터링 단계는
Figure 112014055270648-pat00110
의 N 개의 콘스텔레이션 포인트
Figure 112014055270648-pat00111
를
Figure 112014055270648-pat00112
와 같이 새로운 클러스터
Figure 112014055270648-pat00113
로 나누는 단계이다.
둘째 단계는 업데이트 단계이다. 상기 업데이트 단계는 새로운 범용 콘스텔레이션 다이어그램
Figure 112014055270648-pat00114
을 계산하는 단계인데, 상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 요소들
Figure 112014055270648-pat00115
은
Figure 112014055270648-pat00116
와 같이 얻어진다.
이상에서 2차원 LTE 변조 다이어그램들에 대한 2차원 로이드 알고리즘을 설명했지만, 4QAM, 16QAM, 및 64QAM은 각각 2PAM(pulse-amplitude modulation; 펄스 진폭 변조), 4PAM 및 8PAM 의 데카르트 곱으로 볼 수 있기 때문에, 1차원 로이드의 알고리즘이 쉽게 유도될 수 있다.
도 7은 1-D 및 2-D 로이드 알고리즘으로 생성한 16-포인트 콘스텔레이션 다이어그램의 예시도이다.
도 7에서는, 각각 1-차원(1-D) 및 2-차원(2-D) 로이드 알고리즘에 의해 생성되는, 카디날리티(cardinality)
Figure 112014055270648-pat00117
의 범용 콘스텔레이션 다이어그램들
Figure 112014055270648-pat00118
의 두 가지 예가 도시된다.
또한, 본 개시는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 구성하기 위해 보다 간단하고 발견적인(heuristic) 해결 방법(approach)을 제안한다. 일 예는 QAM(quadrature amplitude modulation), PAM(pulse-amplitude modulation) 및 PSK(phase shift keying) 변조 방식을 포함하는 종래의 콘스텔레이션 다이어그램들의 풀(pool)로부터 콘스텔레이션 포인트들을 선택하는 것이고, 다른 일 예는 상기 종래의 콘스텔레이션 다이어그램의 풀의 콘스텔레이션 포인트들을 다소 왜곡 또는 일탈시키면서(deviate) 유니버설 다이어그램을 구성하는 것이다.
도 8은 종래의 4QAM 및 16QAM으로부터 선택된 20 포인트 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 일 예를 도시한다.
즉, 도 8의 콘스텔레이션 포인트들 20개는 종래의 4QAM 콘스텔레이션 다이어그램의 포인트 4개와 종래의 16QAM 콘스텔레이션 다이어그램의 포인트 16개를 포함하고 있음을 알 수 있다.
도 9는 본 개시의 범용 콘트텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 다른 실시예를 예시한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 UE가 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 동작(900)은, 실제로 ‘생성’하는 동작이 아니고 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램을 사용하는 동작(902)일 수 있다.
상기 UE는 상기 미리 정의된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신된 신호로부터 간섭 제거를 수행할 수 있다(904).
도 10은 본 개시의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 또 다른 실시예를 예시한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 UE가 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 동작(900)은, 실제로 ‘생성’하는 동작이 아니고 미리 정의된 복수 개의 콘스텔레이션 다이어그램들 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작(1000)일 수 있다.
구체적으로, 상기 UE는 서빙 데이터의 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하여(1002), 상기 서빙 데이터의 변조 기법 및 변조 레벨을 결정할 수 있다. 상기 UE는 상기 서빙 데이터의 변조 기법 및 변조 레벨을 체크하여(1004 ~ 1014), 간섭 제거를 위한 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다(1016 ~ 1026).
즉, 상기 UE는 상기 서빙 데이터의 변조 기법이 QAM 인 경우의 변조 레벨(M1, M2, …)의 체크(1004, 1006), PSK 인 경우의 변조 레벨(M1, M2, …)의 체크(1008, 1010), 및 PAM 인 경우 해당하는 변조 레벨(M1, M2, …)의 체크(1012, 1014) 중 적어도 하나를 실시함으로써, 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램들(1016, 1018, 1020, 1022, 1024 및 1026) 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다. 상기 UE는 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 제거를 수행할 수 있다(1028). 여기서, 예를 들어, 상기 1004 단계의 M1은 4의 값을 가질 수 있고, 상기 1006 단계의 M2는 16의 값을 가질 수 있다.
도 11은 본 개시의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 또 다른 실시예를 예시한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 UE가 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 동작(900)은, 실제로 ‘생성’하는 동작이 아니고 미리 정의된 복수개의 콘스텔레이션 다이어그램들 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작(1100)일 수 있다.
구체적으로, 상기 UE는 간섭 데이터의 콘스텔레이션 다이어그램을 획득하여(1102), 상기 간섭 데이터의 변조 기법 및 변조 레벨을 결정할 수 있다. 상기 간섭 데이터의 콘스텔레이션 다이어그램은 블라인드 검출에 의해서 획득될 수도 있고, 별도의 시그널링을 통해서 획득될 수도 있다. 상기 UE는 상기 결정된 간섭 데이터의 변조 기법 및 변조 레벨을 체크하여(1104 ~ 1114), 간섭 제거를 위한 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다(1116 ~ 1126).
즉, 상기 UE는 상기 서빙 데이터의 변조 기법이 QAM 인 경우의 변조 레벨(M1, M2, …)의 체크(1104, 1106), PSK 인 경우의 변조 레벨(M1, M2, …)의 체크(1108, 1110), 및 PAM 인 경우 해당하는 변조 레벨(M1, M2, …)의 체크(1112, 1114) 중 적어도 하나를 실시함으로써, 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램들(1116, 1118, 1120, 1122, 1124 및 1126) 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다. 상기 UE는 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 제거를 수행할 수 있다(1128). 여기서, 예를 들어, 상기 1104 단계의 M1은 4의 값을 가질 수 있고, 상기 1106 단계의 M2는 16의 값을 가질 수 있다.
도 12는 본 개시의 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 간섭 제거 방법의 또 다른 실시예를 예시한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 UE가 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 동작(900)은, 실제로 ‘생성’하는 동작이 아니고 미리 정의된 복수개의 콘스텔레이션 다이어그램들 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작(1200)일 수 있다.
구체적으로, 상기 UE는 간섭 데이터의 콘스텔레이션 다이어그램을 블라인드 검출하여(1202), 상기 간섭 데이터의 변조 기법 및 변조 레벨을 결정할 수 있다, 상기 UE는 상기 결정된 간섭 데이터의 변조 기법 및 변조 레벨이 ‘4QAM’인지 여부를 체크하여(1204), 간섭 제거를 위한 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다(1206, 1208).
즉, 상기 UE는 상기 서빙 데이터의 변조 기법이 ‘4QAM’ 인지 여부의 체크(1204)하고, 상기 서빙 데이터의 변조 기법이 ‘4QAM’ 인 경우 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램 A1(1206)을 사용하도록 결정하고, 상기 서빙 데이터의 변조 기법이 ‘4QAM’ 이 아닌 경우 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램 A2(1208)을 사용하도록 결정할 수 있다. 상기 UE는 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 제거를 수행할 수 있다(1210).
이상에서는, 간섭 RI 및 PMI가 RRC 시그널링이나 DCI 등을 통해 UE에게 알려져 있다고 가정하였다.
그러나, 상술한 바와 같이, 간섭 파라미터 RI 및 PMI는 네트워크 시그널링 오버헤드를 유발하게 된다. 따라서, 본 개시는 시그널링이 가능하지 않은 경우를 위한 실시예를 제공한다.
도 13은 간섭 콘스텔레이션 다이어그램, PMI 및 RI를 블라인드 검출하여 간섭 제거하는 방법을 예시하는 도면이다.
UE는 다운링크 신호를 수신한다(1300).
상기 UE는 간섭 콘스텔레이션 다이어그램, 간섭 파라미터(RI, PMI)를 블라인드 검출한다(1302).
상기 UE는 상기 블라인드 검출된 간섭 콘스텔레이션 다이어그램, RI 및 PMI를 이용하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고(1304), 데이터 수신을 할 수 있다(1306).
구체적으로, RI, PMI 및 변조 레벨의 블라인드 검출을 위한 알고리즘들을 제시한다. 상기 알고리즘들은 ML 검출을 위한 거대한 검색 공간을 초래하는 세 개의 간섭 파라미터 RI, PMI 및 변조 레벨을 공동으로 고려해야 한다는 것을 유의해야 한다.
간섭 파라미터 즉, RI, PMI 및 변조 레벨은 알려져 있지 않기 때문에, 현재 이들 간섭 파라미터들의 관점에서 수학식 1의 모델이 일반화될 수 있다. BS i로부터 원하는 UE로의 부반송파 k 에서의 채널 모델을 Nr-by-Nt (: Nr x Nt) 채널 매트릭스
Figure 112014055270648-pat00119
로 정의한다.
상기 채널 매트릭스의 (m, n) 항목은 BS i의 안테나 n에서 UE의 안테나 m까지의 경로 이득(path gain)을 나타낸다. 상기 항목들은 제로 평균 및 단위 분산 즉, 레일라이 페이딩(Rayleigh fading)을 갖는 독립적인 복소 가우시안 랜덤 변수들로서 모델링된다.
Figure 112014055270648-pat00120
를 BS i에 의해 부반송파 k 에서 사용되는 N t -by-l i (: N t x l i ) 프리코딩 매트릭스로 정의한다. 이때,
Figure 112014055270648-pat00121
로 나타냄으로써, 수학식 1은 수학식 16과 같이 다시 쓰여질 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00122
보다 정확하게는, RI=l 및 PMI=p의 프리코딩 매트릭스
Figure 112014055270648-pat00123
를
Figure 112014055270648-pat00124
로 나타내며, 표기의 편의상, lI 로부터 인덱스 I를 생략했다.
조건적 pdf
Figure 112014055270648-pat00125
를
Figure 112014055270648-pat00126
로 정의하면, l, p, q에 대한 최적의 ML 결정 메트릭은 수학식 17과 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00127
여기서,
Figure 112014055270648-pat00128
는
Figure 112014055270648-pat00129
의 l-배 데카르트 곱으로서 얻어지는
Figure 112014055270648-pat00130
에 대응한다.
이때, l, p 및 q에 대한 ML 결정 규칙은 수학식 18가 같이 표현될 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00131
여기서,
Figure 112014055270648-pat00132
및
Figure 112014055270648-pat00133
는
Figure 112014055270648-pat00134
및
Figure 112014055270648-pat00135
의 함수로 주어지는 RI l 및 PMI p 각각에 대한 모든 가능한 값들을 나타낸다. 예를 들면, PMI 집합은 Nt=2 및 l=1에 대해
Figure 112014055270648-pat00136
Figure 112014055270648-pat00137
로 주어질 수 있다.
수학식 8의 유도와 유사한 방법에 따라, 근사치 메트릭이 수학식 19, 20와 같이 산출된다.
Figure 112014055270648-pat00138
Figure 112014055270648-pat00139
분명히, 이러한 RI, PMI 및 변조 레벨의 결합 검출은 엄청난 계산 복잡성으로 이어진다. 그러나, 검색 공간의 차원(dimension)을 감소시키기 위해, 제안된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용함으로써 변조 레벨은 오리지널 공동 검출(joint detection) 문제로부터 분리될(decoupled) 수 있다. 즉, 엄청난 계산 복잡도의 브루트-포스(brute-force) 공동 검출을 피하기 위해, 상기의 범용 콘스텔레이션 다이어그램들이 적용될 수 있다.
간단한 방법은, 변조 레벨 검출을 RI 및 PMI와의 결합 검출로부터 분리하기 위해, 간섭 변조에 대한 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 가정하여 RI 및 PMI를 검출하는 것이다.
도 14는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용한 PMI 및 RI의 블라인드 검출에 근거하는 간섭 제거 방법을 예시하는 도면이다.
UE는 다운링크 신호를 수신한다(1400). 상기 UE가 수신하는 신호는 예를 들어, 물리 다운링크 공유 채널(PDSCH)일 수 있다.
상기 UE는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하거나 미리 정의된 범용 콘스텔레이션 다이어그램들 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다 (1402). 상기 UE는 서빙 데이터(또는 원하는 신호)의 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나에 근거하여 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다.
상기 UE는 상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 RI 및 PMI를 블라인드 검출한다(1404).
상기 UE는 상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 간섭 변조의 콘스텔레이션 다이어그램으로 가정하고, 상기 RI 및 PMI를 이용하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고(1406), 데이터 수신을 할 수 있다(1408).
간섭 변조에 대한 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 가정하여 얻어진 결정 메트릭은 수학식 21으로 표현될 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00140
여기서,
Figure 112014055270648-pat00141
는
Figure 112014055270648-pat00142
로 고정되는 간섭 콘스텔레이션 다이어그램을 갖는
Figure 112014055270648-pat00143
에 대응한다.
이때, 결정 규칙은 수학식 22으로 표현될 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00144
다시, 최대-로그 근사치로 수학식 23, 24를 얻을 수 있다.
Figure 112014055270648-pat00145
Figure 112014055270648-pat00146
선택적으로, UE는 범용 콘스텔레이션 다이어그램으로 간섭 변조를 가정하지 않고, 간섭 변조를 연속적으로 블라인드 검색하는 과정을 더 수행할 수도 있다.
도 15는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용한 PMI 및 RI의 블라인드 검출 및 간섭 콘스텔레이션 다이어그램의 연속적 블라인드 검출에 근거하는 간섭 제거 방법을 예시하는 도면이다.
UE는 다운링크 신호를 수신한다(1500).
상기 UE는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하거나 미리 정의된 범용 콘스텔레이션 다이어그램들 중 사용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정할 수 있다 (1502).
상기 UE는 상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 RI 및 PMI를 블라인드 검출한다(1504).
상기 UE는 상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 간섭 변조의 콘스텔레이션 다이어그램으로 가정하지 않고, 상기 간섭 변조를 위한 블라인드 검출을 수행할 수 있다(1506). 상기 간섭 변조의 블라인드 검출(1506)은 도 4의 402 단계, 수학식 5, 수학식 8, 또흔 수학식 11을 이용하여 수행될 수 있을 것이다.
상기 UE는 상기 블라인드 검출된 RI, PMI 및 간섭 변조 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하고(1508), 데이터 수신을 할 수 있다(1510).
도 16은 공간 다중화 전송으로 두 개의 데이터 스트림을 수신하는 UE에서 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하는 방법을 예시하는 도면이다.
이상에서는 셀간 간섭 환경들에만 관심을 제한했지만, 셀내 다중 사용자 사이의 간섭 환경 또는 단일 사용자의 다중 데이터 스트림(data stream)들 사이의 간섭 환경에도 동일한 기술이 적용될 수 있다. UE가 공간 다중화 전송을 통해 256QAM으로 변조된 두 개의 데이터 스트림을 수신하는 경우를 가정하면, UE가 256QAM으로 변조된 2 개의 데이터 스트림을 검출하고 디코딩 하는 동작은, UE에게 (구현하기 여려울 정도의) 높은 계산 복잡도를 요구할 수 있다. 본 개시에서 제안되는 범용 콘스텔레이션을 이용하는 기술은 UE의 IDD(iterative detection and decoding; 반복 검출 및 디코딩)의 복잡성을 획기적으로 감소시키는 데 적용될 수 있다. UE의 다중 데이터 스트림 수신 방법의 일 예를 구체적으로 설명한다.
UE는 공간 다중화가 적용되어 두 개의 공간 레이어(spatial layer)를 통해 256QAM으로 변조된 두 개의 신호를 수신한다(1600). 이때, 상기 두 개의 신호는 제1 신호(x1) 및 제2 신호(x2)로 표현될 수 있다.
상기 UE는 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 생성한다(1602). 선택적으로, 상기 UE는 상기 범용 콘스텔레이션을 생성하는 것이 아니라, 미리 생성된 콘스텔레이션 다이어그램을 상기 범용 콘스텔레이션으로 결정할 수도 있다.
상기 UE는 상기 제2 신호(x2)가 본 개시에서 제안되는 16-포인트 범용 콘스텔레이션 다이어그램으로 변조(modulated)되었다고 가정하고 상기 16-포인트 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 상기 제2 신호의 콘스텔레이션 다이어그램으로 결정할 수 있다. 상기 UE는 상기 제2 신호의 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 제1 신호(x1)의 LLR 값을 계산함으로써 상기 제1 신호(x1)를 검출할 수 있다(1604). 이렇게 함으로써, 단말의 데이터 수신시 요구되는 계산 복잡도를 현저히 낮출 수 있다.
상기 UE는 상기 LLR값을 이용하여 상기 제1 신호(x1)를 재생성하고, 상기 1600 단계의 수신 신호로부터 상기 제1 신호(x1)를 제거할 수 있다(1606). 즉, 상기 UE는 상기 제2 신호에게 간섭으로 작용할 수 있는 상기 제1 신호를 제거함으로써, 셀내 간섭을 제거할 수 있다.
상기 UE는 상기 제1 신호(x1)가 제거된 상기 수신 신호를 이용하여 상기 제2 신호(x2)에 대한 검출과 디코딩을 할 수 있다(1608).
도 17은 본 개시의 간섭 제거 방법을 구현하는 UE 장치의 구성을 예시하는 도면이다.
UE 장치(1700)는 BS 또는 타 UE와 신호를 통신할 수 있는 송수신부(1710) 및 상기 송수신부(1710)를 제어하는 제어부(1720)를 포함할 수 있다. 상기 송수신부(1710)와 상기 제어부(1720)는 하나의 장치로 구현될 수도 있음은 물론이다.
상기 제어부(1720)는 상기 UE 장치(1700)의 동작을 구현하는 구성부이다. 본 개시에서 설명되는, 검출기, ML 수신기, IC 수신기, 추정기 등은 모두 상기 제어부(1720)에 의해 구현될 수 있다. 즉, 본 개시에서 설명되는 UE의 간섭 제거 방법 및 공간 다중화에 따른 다중 데이터 스트림 수신 방법에 관한 모든 동작은 상기 제어부(1720)에 의해 실시되는 것으로 이해될 수 있다.
상기 도 1 내지 도 17이 예시하는 시스템의 구성도, 간섭 제거 방법의 예시도, 콘스텔레이션 다이어그램 예시도, UE 장치의 구성 예시도는 본 개시의 권리범위를 한정하기 위한 의도가 없음을 유의하여야 한다. 즉, 상기 도 1 내지 도 17에 기재된 모든 특정 콘스텔레이션 다이어그램 포인트, 구성부, 또는 동작의 단계가 발명의 실시를 위한 필수구성요소인 것으로 해석되어서는 안되며, 일부 구성요소 만을 포함하여도 발명의 본질을 해치지 않는 범위 내에서 구현될 수 있다.
앞서 설명한 동작들은 해당 프로그램 코드를 저장한 메모리 장치를 통신 시스템의 기지국 또는 단말 장치 내의 임의의 구성부에 구비함으로써 실현될 수 있다. 즉, 기지국 또는 단말 장치의 제어부는 메모리 장치 내에 저장된 프로그램 코드를 프로세서 혹은 CPU(Central Processing Unit)에 의해 읽어내어 실행함으로써 앞서 설명한 동작들을 실행할 수 있다.
본 명세서에서 설명되는 기지국 또는 단말 장치의 다양한 구성부들과, 모듈(module)등은 하드웨어(hardware) 회로, 일 예로 상보성 금속 산화막 반도체(complementary metal oxide semiconductor) 기반 논리 회로와, 펌웨어(firmware)와, 소프트웨어(software) 및/혹은 하드웨어와 펌웨어 및/혹은 머신 판독 가능 매체에 삽입된 소프트웨어의 조합과 같은 하드웨어 회로를 사용하여 동작될 수도 있다. 일 예로, 다양한 전기 구조 및 방법들은 트랜지스터(transistor)들과, 논리 게이트(logic gate)들과, 주문형 반도체와 같은 전기 회로들을 사용하여 실시될 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (38)

  1. 셀룰러 통신 시스템에서 단말의 간섭 제거 방법에 있어서,
    적어도 하나의 기지국으로부터 원하는 신호와 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하는 동작;
    적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 동작;
    상기 원하는 신호의 전송 파라메터 및 상기 간섭 신호의 전송 파라메터 중 적어도 하나에 근거하여 상기 적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램으로부터 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작;
    상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 간섭 신호의 추가적 전송 파라메터를 블라인드 검출하는 동작; 및
    상기 검출된 추가적 전송 파라메터를 이용하여 상기 수신된 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하는 동작을 포함하고,
    상기 적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램은, 하나 이상의 콘스텔레이션 다이어그램 상의 콘스텔레이션 포인트들 중에서 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 선택하고, 유클리드 거리(Euclidean distance)의 제곱의 합을 최소화하도록 상기 선택된 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 왜곡하거나 일탈시킴(deviate)으로써 생성하는 간섭 제거 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 물리 다운링크 공유 채널(PDSCH; physical downlink shared channel) 및 물리 멀티캐스트 채널(PMCH; physical multicast channel) 중 적어도 하나임을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 결정의 근거가 되는 상기 전송 파라메터는 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 변조 기법은 QAM(quadrature amplitude modulation), PAM(pulse-amplitude modulation) 및 PSK(phase shift keying) 중 어느 하나이고,
    상기 변조 레벨은 4, 16, 64, 및 256 중 어느 하나임을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 결정의 근거가 되는 상기 전송 파라메터는 RI(rank indicator)를 포함함을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 추가적 전송 파라메터는 RI(rank indicator) 및 PMI(precoding matrix indicator)를 포함함을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램은 상기 간섭 신호의 변조에 대한 콘스텔레이션 다이어그램으로 취급됨을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 RI 및 PMI를 이용하여 상기 간섭 신호의 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나를 블라인드 검출하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 하나 이상의 콘스텔레이션 다이어그램은 QAM(quadrature amplitude modulation) 콘스텔레이션 다이어그램, PAM(Pulse-Amplitude modulation) 콘스텔레이션 다이어그램, 또는 PSK(Phase-Shift keying) 콘스텔레이션 다이어그램을 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  11. 삭제
  12. 제1항에 있어서,
    상기 단말은 MIMO(multiple-input-multiple-output) 링크에서 상기 신호를 수신하기 위해 다수의 안테나를 사용함을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 신호는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 방식으로 수신됨을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  14. 셀룰러 통신 시스템에서 간섭 제거를 수행하는 단말 장치에 있어서,
    상기 장치는:
    적어도 하나의 기지국으로부터 원하는 신호와 간섭 신호를 포함하는 신호를 수신하는 송수신부; 및
    적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하고, 상기 원하는 신호의 전송 파라메터 및 상기 간섭 신호의 전송 파라메터 중 적어도 하나에 근거하여 상기 적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램으로부터 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하고, 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 간섭 신호의 추가적 전송 파라메터를 블라인드 검출하고, 상기 검출된 추가적 전송 파라메터를 이용하여 상기 수신된 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하도록 구성되는 제어부를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램은, 하나 이상의 콘스텔레이션 다이어그램 상의 콘스텔레이션 포인트들 중에서 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 선택하고, 유클리드 거리(Euclidean distance)의 제곱의 합을 최소화하도록 상기 선택된 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 왜곡하거나 일탈시킴으로써 생성됨을 특징으로 하는 단말 장치.
  15. 삭제
  16. 제14항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 물리 다운링크 공유 채널(PDSCH; physical downlink shared channel) 및 물리 멀티캐스트 채널(PMCH; physical multicast channel) 중 적어도 하나임을 특징으로 하는 장치.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 결정의 근거가 되는 상기 전송 파라메터는 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 변조 기법은 QAM(quadrature amplitude modulation), PAM(pulse-amplitude modulation) 및 PSK(phase shift keying) 중 어느 하나이고,
    상기 변조 레벨은 4, 16, 64, 및 256 중 어느 하나임을 특징으로 하는 장치.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 결정의 근거가 되는 상기 전송 파라메터는 RI(rank indicator)를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  20. 제14항에 있어서,
    상기 추가적 전송 파라메터는 RI(rank indicator) 및 PMI(precoding matrix indicator)를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램은 상기 간섭 신호의 변조에 대한 콘스텔레이션 다이어그램으로 취급됨을 특징으로 하는 장치.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 제어부는 상기 RI 및 PMI를 이용하여 상기 간섭 신호의 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나를 블라인드 검출하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 장치.
  23. 제14항에 있어서,
    상기 하나 이상의 콘스텔레이션 다이어그램은 QAM(quadrature amplitude modulation) 콘스텔레이션 다이어그램, PAM(Pulse-Amplitude modulation) 콘스텔레이션 다이어그램, 또는 PSK(Phase-Shift keying) 콘스텔레이션 다이어그램을 포함함을 특징으로 하는 장치.
  24. 삭제
  25. 제14항에 있어서,
    MIMO(multiple-input-multiple-output) 링크에서 상기 신호를 수신하기 위한 다수의 안테나를 더 포함하는 장치.
  26. 제14항에 있어서,
    상기 송수신부는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 방식으로 상기 신호를 수신하도록 구성됨을 특징으로 하는 장치.
  27. 셀룰러 통신 시스템에서 단말의 신호 수신 방법에 있어서,
    제1 레이어 데이터 스트림 및 제2 레이어 데이터 스트림을 포함하는 공간 다중화(spatial multiplexed) 신호를 기지국으로부터 수신하는 동작;
    적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하는 동작;
    상기 제2 레이어 데이터 스트림의 전송 파라메터에 근거하여 상기 적어도 하나의 미리 정의된 범용 콘스텔레이션 다이어그램으로부터 상기 제2 레이어 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램으로 이용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하는 동작; 및
    상기 제2 레이어 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 제1 레이어 데이터 스트림을 검출하는 동작을 포함하고,
    상기 적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램은, 하나 이상의 콘스텔레이션 다이어그램 상의 콘스텔레이션 포인트들 중에서 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 선택하고, 유클리드 거리(Euclidean distance)의 제곱의 합을 최소화하도록 상기 선택된 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 왜곡하거나 일탈시킴으로써 생성하는 수신 방법.
  28. 삭제
  29. 제27항에 있어서,
    상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 결정의 근거가 되는 상기 제2 레이어 데이터 스트림의 전송 파라메터는 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 수신 방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 변조 기법은 QAM(quadrature amplitude modulation), PAM(pulse-amplitude modulation) 및 PSK(phase shift keying) 중 어느 하나이고,
    상기 변조 레벨은 4, 16, 64, 및 256 중 어느 하나임을 특징으로 하는 수신 방법.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 공간 다중화 신호에 포함되는 상기 제2 레이어 데이터 스트림은 256QAM으로 변조된 데이터 스트림이고, 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램은 16 포인트 콘스텔레이션 다이어그램임을 특징으로 하는 수신 방법.
  32. 제27항에 있어서,
    상기 제1 레이어 데이터 스트림을 재생성하고, 상기 제1 레이어 데이터 스트림을 상기 공간 다중화 신호로부터 제거하는 동작; 및
    상기 제1 레이어 데이터 스트림이 제거된 공간 다중화 신호를 이용하여 상기 제2 레이어 데이터 스트림을 검출 및 디코딩하는 동작을 더 포함함을 특징으로 하는 수신 방법.
  33. 셀룰러 통신 시스템에서 신호를 수신하는 단말 장치에 있어서,
    상기 장치는:
    제1 레이어 데이터 스트림 및 제2 레이어 데이터 스트림을 포함하는 공간 다중화(spatial multiplexed) 신호를 기지국으로부터 수신하는 송수신부; 및
    적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램을 생성하고, 상기 제2 레이어 데이터 스트림의 전송 파라메터에 근거하여 상기 적어도 하나의 미리 정의된 범용 콘스텔레이션 다이어그램으로부터 상기 제2 레이어 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램으로 이용할 범용 콘스텔레이션 다이어그램을 결정하고, 상기 제2 레이어 데이터 스트림의 콘스텔레이션 다이어그램을 이용하여 상기 제1 레이어 데이터 스트림을 검출하도록 구성되는 제어부를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 미리 정의된 콘스텔레이션 다이어그램은, 하나 이상의 콘스텔레이션 다이어그램 상의 콘스텔레이션 포인트들 중에서 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 선택하고, 유클리드 거리(Euclidean distance)의 제곱의 합을 최소화하도록 상기 선택된 적어도 하나의 콘스텔레이션 포인트를 왜곡하거나 일탈시킴으로써 생성됨을 특징으로 하는 단말 장치.
  34. 삭제
  35. 제33항에 있어서,
    상기 범용 콘스텔레이션 다이어그램의 결정의 근거가 되는 상기 제2 레이어 데이터 스트림의 전송 파라메터는 변조 기법 및 변조 레벨 중 적어도 하나를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 변조 기법은 QAM(quadrature amplitude modulation), PAM(pulse-amplitude modulation) 및 PSK(phase shift keying) 중 어느 하나이고,
    상기 변조 레벨은 4, 16, 64, 및 256 중 어느 하나임을 특징으로 하는 장치.
  37. 제36항에 있어서,
    상기 공간 다중화 신호에 포함되는 상기 제2 레이어 데이터 스트림은 256QAM으로 변조된 데이터 스트림이고, 상기 결정된 범용 콘스텔레이션 다이어그램은 16 포인트 콘스텔레이션 다이어그램임을 특징으로 하는 장치.
  38. 제33항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1 레이어 데이터 스트림을 재생성하고, 상기 재생성된 제1 레이어 데이터 스트림을 상기 공간 다중화 신호로부터 제거하고, 상기 제1 레이어 데이터 스트림이 제거된 공간 다중화 신호를 이용하여 상기 제2 레이어 데이터 스트림을 검출 및 디코딩하도록 더 구성됨을 특징으로 하는 장치.
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