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Querverweis zu zugehöriger Anmeldung
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Diese
Anmeldung bezieht sich auf zwei anhängige Anmeldungen des gleichen
Anmelders, nämlich „TURBO
DECODER WITH DECISION FEEDBACK EQUALIZATION",
US-Patent
Nr. 6,307,901 , eingereicht am 24. April 2000 und „METHOD
AND APPARATUS FOR JOINT DETECTION OF A CODED SIGNAL IN A CDMA SYSTEM",
US-Patent Nr. 6,584,143 , eingereicht
am 2. März
2001, die beide dem Anmelder der vorliegenden Erfindung zugeordnet
sind.
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Kommunikationssysteme
und im Besonderen auf die gleichzeitige Detektion eines codierten
Signals in einem CDMA-System.
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Hintergrund der Erfindung
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1 zeigt
ein Modell eines diskreten Zeit-Basisbands 100 eines bekannten
CDMA-Systems, das
K Benutzer einer Blockübertragung
unterstützt.
Diese Benutzer verfügen über einen
gleichzeitigen Zugang zu demselben physikalischen, über die
Frequenz definierten Kanal und übertragen
Daten blockweise, wobei jeder Block N Symbole aufweist. Jeder Benutzer,
nämlich
Benutzer 1 bis K, verfügt über eine
zu übertragende
Sequenz aus Informationsbits, d(1) bis d(K). Die Sequenz jedes Benutzers wird zunächst turbocodiert
und jeweils als Kanalsymbolsequenzen s(1) bis
s(K) abgebildet. Diese Kanalsymbolsequenzen
werden dann über
ihren entsprechenden Code C(1) bis C(K) gespreizt, die jeweils Q zufällige Chips
aufweisen und passieren ihren entsprechenden Kanal, gekennzeichnet
durch Impulsantworten h(1) bis h(K) mit W Ableitungen auf Chip-Ebene. Zur
Vereinfachung wird angenommen, dass dieses System eine BPSK-Modulation
verwendet, somit sind s(1) bis s(K) Abfolgen von 1 und –1, und der physikalische Kanal
ist ein Kanal mit additivem weißen
Gauß'schen Rauschen (AWGN,
additive white Gaussian noise).
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An
dem empfangenden Ende kann das empfangene Signal r durch folgendes
ausgedrückt
werden:
wobei r eine Aufsummierung
aus K Sequenzen ist und n Kanalrauschen darstellt, wobei jedes die
Länge (NQ +
W – 1)
aufweist. A ist eine (NK + W – 1)
durch NK-Matrix bestehend aus folgendem:
und s ist ein zusammengesetzter
Symbolvektor, der sämtliche
Symbole der K Benutzer vereinigt und in folgender Reihenfolge angeordnet
ist:
wobei T die Transposition
kennzeichnet. Das empfangene Signal r wird durch eine Reihe geeigneter
Filter geschickt, wobei jeder für
a
(k) geeignet ist. Die Ausgabe der Reihe
geeigneter Filter y ist eine minimale ausreichende Statistik von übertragenen
Signalen für
sämtliche
K Benutzer und kann ausgedrückt
werden als:
wobei y, s und z NK durch
1 Vektoren sind und R eine NK-NK-Block-Toeplitz-Matrix ist. Unter
Verwendung einer Cholesky-Faktorisierung kann R geschrieben werden
als:
wobei L eine niedrige trianguläre Matrix
ist, L
n ein normalisiertes L, in dem sämtliche
Elemente der Diagonale Einsen sind, angibt und D eine diagonale
Matrix darstellt.
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Es
ist bekannt, dass die gemeinsame Detektion ein optimaler Empfänger für CDMA-Systeme ist. Ein hinreichend
bekannter Joint-Detektor wird unter Verwendung eines Zero-Forcing
Block Linear Equalizers (ZF-BLE) implementiert. Die Ausgabe desselben
kann ausgedrückt
werden als:
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Bei
der praktischen Umsetzung kann die Umkehrung von niedrigen und höheren triangulären Matrizen durch
Vorwärts-
und Rückwärtssubstitution
erreicht werden. Aus diesem Grund wird durch die Verwendung einer
Cholesky-Faktorisierung keine effektive Matrixinversion für die gemeinsame
Detektion benötigt.
Eine weitere hinreichend bekannte Technik für die gemeinsame Detektion,
die Zero-Forcing Block Decision Feedback Equalization (ZF-BDFE),
wird bei der der Operation von Ln H entsprechenden Rückwärtssubstitution von ZF-BLE
unter Verwendung von quantisierten vorherigen Abtastwerten gemäß dem Symbolalphabet
abgeleitet.
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Hinsichtlich
der Leistung weist gemeinsame Detektion durch ZF-BLE in nachteiliger
Weise eine Verstärkung
des Rauschens auf und damit eine sehr schlechte Leistung bei schlechten
Kanalbedingungen, bei denen das Frequenzansprechverhalten sehr stark
absinkt. Gemeinsame Detektion durch ZF-BDFE weist diesen Nachteil
nicht auf und verfügt
damit normalerweise über
eine bessere Leistung als die gemeinsame Detektion durch ZF-BLE.
Allerdings sinkt die Leistung der gemeinsamen Detektion durch ZF-BDFE
ebenfalls, wenn das empfangene Signal-Rauschleistungsverhältnis (SNR,
signal-to-noise-ratio) gering ist, da die harte Entscheidung bei
der herkömmlichen
gemeinsamen Detektion durch ZF-BDFE mit Hilfe eines einfachen Slicers
erzeugt wird. Leider ist das SNR bei der turbocodierten Signalübertragung,
die in Mobilsystemen der dritten Generation (3G) verwendet wird,
niedrig. Der in der anhängigen
Anmeldung des gleichen Anmelders „METHOD AND APPARATUS FOR
JOINT DETECTION OF A CODED SIGNAL IN A CDMA SYSTEM",
US-Patent Nr. 6,584,143 , eingereicht
am 2. März
2001, offenbarte Joint-Detektor löst erfolgreich diese Probleme
und stellt eine Verbesserung von wenigstens 1 dB im Vergleich zu
diesen herkömmlichen
Joint-Detektoren bereit.
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Jedoch
erreicht der verbesserte Joint-Detektor diese Leistungsverbesserungen
nur durch eine Komplexität
der Berechnung. Zum Beispiel benötigt
der verbesserte Joint-Detektor
für eine
8 Iterationen erfordernde Turbocodierung ungefähr 4 mal so viele Berechnungen
wie die herkömmlichen
Joint-Detektoren. In der praktischen Anwendung sind Geräte mit höheren Anforderungen
bezüglich
der Berechnung in der Herstellung teurer und verbrauchen mehr Energie
als Geräte
mit weniger Anforderungen an die Rechenleistung. Somit werden ein
Verfahren und ein Gerät
für die
gemeinsame Detektion benötigt,
welche die Vorteile des verbesserten Joint-Detektors ohne die erhöhten Anforderungen
an die Rechenleistung erreichen.
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Der
Artikel von Gamal et al: „ITERATIVE
MULTIUSER DETECTION FOR CODED CDMA SIGNALS IN AWGN AND FADING CHANNELS" IEEE INC.; NEW YORK
US, Bd. 18. Nr. 1, Januar 2000, (2000–1), Seiten 30–41, XP000920314,
ISSN: 0733-8716, erläutert
die Rückkopplung
von Turbodecodern mit besonderem Augenmerk auf Feed-Forward und
Rückkopplungsfilter-Koeffizienten
basierend auf MMSE-Kriterien und durch Verwenden von Turbo-Decoder-Rückkopplungsinformation
in der Iterationsschleife. Dieser Artikel beschreibt nicht die Rückkopplung
von Turbodecodern in Verbindung mit einer Symboldifferenz (d. h.
Subtraktion).
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist
ein Modell eines diskreten Zeit-Basisbands eines bekannten CDMA-Systems, das K Benutzer
einer Blockübertragung
unterstützt.
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Joint-Dektors gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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3 ist
ein logisches Flussdiagramm von Schritten, die von einem Joint-Detektor
gemäß der bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden.
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4 ist
ein Graph, der Bitfehlerraten von gemeinsamer Detektion durch Techniken
des Standes der Technik mit denen der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung vergleicht.
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Beschreibung einer bevorzugten
Ausführungsform
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Die
vorliegende Erfindung erreicht die Vorteile des verbesserten Joint-Detektors,
der in der ebenfalls anhängigen
Anmeldung des gleichen Anmelders „METHOD AND APPARATUS FOR
JOINT DETECTION OF A CODED SIGNAL IN A CDMA SYSTEM", eingereicht am
2. März
2001, offenbart wird, mit signifikant weniger Rechenleistung erstens
durch Verlagern der Rückwärtssubstitutionsberechnung
nach außerhalb
der decodierenden Iterationsschleife des Detektors und zweitens
durch Verlagern des Eingangs-Zwischenspeichers in die Iterationsschleife.
Die Rückwärtssubstitutionsberechnung
wird zunächst
als Teil eines Entzerrungsschrittes der gemeinsamen Detektion vor
dem Eintritt in die Decodierungsiterationsschleife ausgeführt. Daraufhin
erzeugt die vorliegende Erfindung mit jeder Decodierungsiteration
ein Korrektursignal, das von dem vorhandenen Eingangssignal abgezogen
wird, um das nächste
Eingangssignal zu erzeugen. Jedes Korrektursignal wird aus einer
Reihe von Differenzen zwischen den decodierten Symbolen der aktuellen
Iteration und denen der vorherigen Iteration erzeugt. Somit erreicht
die vorliegende Erfindung dieselbe Verbesserung der Leistung im Vergleich
zu herkömmlichen
Joint-Detektoren wie der verbesserte, vorhin offenbarte Joint-Detektor,
jedoch mit deutlich weniger Anforderungen bezüglich der Rechenleistung.
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Die
vorliegende Erfindung umfasst ein Verfahren für die gemeinsame Detektion
eines codierten Eingangssignals in einem CDMA-System. Das Verfahren
umfasst das Demultiplexen eines ersten Decoder-Eingangssignals,
um eine erste Vielzahl von Decoder-Eingangsignal-Abschnitten zu
erzeugen, von denen jeder einem Decoder aus einer Vielzahl von Decodern
entspricht und das Decodieren des entsprechenden Decoder-Eingangssignal-Abschnitts
mit Hilfe jeden Decoders aus der Vielzahl von Decodern, um einen
aktuellen Satz von wiederhergestellten Symbolen zu erzeugen. Ein
vorheriger Satz von wiederhergestellten Symbolen wird von dem aktuellen
Satz von wiederhergestellten Symbolen abgezogen, um eine Symboldifferenz
zu erzeugen. Ein Korrektursignal wird aus der Symboldifferenz erzeugt
und von dem ersten Decoder-Eingangssignal subtrahiert, um ein zweites
Decoder-Eingangssignal zu erzeugen. Das zweite Decoder-Eingangssignal wird
dann gemultiplext, um eine zweite Vielzahl von Decoder-Eingangssignal-Abschnitten
zu erzeugen, von denen jeder einem Decoder aus der Vielzahl von
Decodern entspricht. Der entsprechende Decoder-Eingangssignal-Abschnitt
der zweiten Vielzahl von Decoder-Eingangssignal-Abschnitten
wird mit Hilfe von jedem Decoder decodiert, um einen nachfolgenden
Satz von wiederhergestellten Symbolen zu erzeugen.
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Die
vorliegende Erfindung umfasst auch ein Gerät für die gemeinsame Detektion.
Dieses Gerät
umfasst einen Decoder-Eingangszwischenspeicher, der geeignet ist,
ein Decoder-Eingangssignal zu speichern, sowie eine Vielzahl von
Decodern, wobei jeder Decoder geeignet ist, einen Abschnitt des
Decoder-Eingangssignals zu decodieren, um wiederhergestellte Symbole
zu erzeugen. Das Gerät
umfasst auch einen Demultiplexer, der an den Decoder-Eingangszwischenspeicher
und die Vielzahl von Decodern gekoppelt ist, der geeignet ist, jeden
Abschnitt des Decoder-Eingangssignals
zu einem entsprechenden Decoder der Vielzahl von Decodern zu leiten,
einen Zwischenspeicher für
wiederhergestellte Symbole, der an die Vielzahl von Decodern gekoppelt
ist, der geeignet ist, vorher wiederhergestellte Symbole zu speichern,
sowie einen Korrektursignalgenerator, der mit dem Zwischenspeicher
für wiederhergestellte
Symbole sowie dem Turbodecoder-Eingangszwischenspeicher gekoppelt
ist, und geeignet ist, ein zweites Decoder-Eingangssignal aus den
wiederhergestellten Symbolen und den vorher wiederhergestellten
Symbolen zu erzeugen.
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Die
vorliegende Erfindung kann unter Bezugnahme auf die 2 und 3 besser
verstanden werden. 2 ist eine Darstellung in Form
eines Blockdiagramms eines Joint-Detektors gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Das gefilterte Signal 201 ist
bevorzugt die Ausgabe einer Reihe von geeigneten Filtern und entspricht
y, wie oben definiert. In der bevorzugten Ausführungsform umfasst Feed-Forward-Entzerrer 205 die
Funktionalität
eines herkömmlichen
BDFE wie in 2 gezeigt.
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Alternativ
können
stattdessen weitere herkömmliche
Techniken für
die Joint-Detektor-Entzerrung
verwendet werden, wie etwa lineare Entzerrung, Entzerrung basierend
auf der minimalen quadratischen Abweichung (minimum-means-squareerror-based
equalization) oder Kanal-Interferenz-Löschung. Die Ausgabe von Entzerrer 205,
in dem Präkursor
ISI und MAI gelöscht
ist, wird als das Eingangssignal der Decodierungsiterationsschleife 200 verwendet.
Dieses Eingangssignal umfasst bevorzugt einen Superblock von Abtastwerten, wobei
jeder Sub-Block einem Turbocode-Frame eines Benutzers entspricht.
Der Eingangs-Zwischenspeicher 210 speichert
einen Superblock von Abtastwerten zu einem bestimmten Zeitpunkt.
Somit speichert der Eingangs-Zwischenspeicher 210 für angenommene
K Benutzer mit derselben Bitrate und unter Verwendung desselben
Turbo-Encoders einen Superblock von Abtastwerten, die K Turbocode-Frames
für K Benutzer
entsprechen.
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Die
vorliegende Erfindung verwendet mehrere Decoder, die jeweils einen
Abschnitt des Decoder-Eingangssignals decodieren. Demultiplexer 220 leitet
jeden Abschnitt des Decoder-Eingangssignals an einen entsprechenden
Decoder weiter. In der bevorzugten Ausführungsform besteht der Turbodecoderpool
für alle
Bits 230 aus einer Anzahl von Turbodecodern für alle Bits,
welche die K Turbocode-Frames in einer bestimmten Zeit decodieren
können.
Diese Turbodecoder für
alle Bits sind modifizierte herkömmliche
Turbodecoder, die sämtliche
codierte Bits mit wenig mehr Berechnungen als herkömmliche
Turbodecoder erzeugen können
(siehe anhängige
Anmeldung des gleichen Anmelders „TURBO DECODER WITH DECISION
FEEDBACK EQUALIZATION").
Diese Turbodecoder für
alle Bits decodieren alle Bits des entsprechenden Decoder-Eingangssignal-Abschnitts
(d. h. die einzelnen Turbocode-Frames), um wiederhergestellte Symbole
zu erzeugen.
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Multiplexer
235 multiplexiert
bevorzugt die Decoderausgabe von Decoderpool
230 an jedes
Speicherelement des Zwischenspeichers für wiederhergestellte Symbole
240,
der die von Decoderpool
230 erzeugten wiederhergestellten
Symbole speichert. Bevorzugt ist die Länge des Zwischenspeichers für wiederhergestellte Symbole
240 die
Gesamtanzahl der Symbole entsprechend dem in Eingangs-Zwischenspeicher
210 gespeicherten
Superblock. Jedes Speicherelement in dem Zwischenspeicher für wiederhergestellte
Symbole behält bevorzugt
nur die zuverlässigste
harte Entscheidung dieses Symbols (d. h. „1" oder „–1") bei, die in der praktischen Anwendung
mit der letzten Iteration assoziiert und einem jeweiligen Symbol
wie folgt zugeordnet wird:
wobei M die Turbocode-Framelänge ist.
Anders gesagt wird eine bestimmte Ausgabe des Turbo-Decoders für alle Bits
in einem festen Speicherelement (einem 1 Bit-Element) gespeichert, und der Inhalt
des Speicherelements wird für
jede Iteration aktualisiert.
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Bevorzugt
sind Verzögerungselement 260 und
Symbolsubtraktor 250 zwischen Multiplexer 235 und dem
Zwischenspeicher für
wiederhergestellte Symbole 240 eingeschlossen. Verzögerungselement 260 stellt sicher,
dass, bevor die wiederhergestellten Symbole des Decoderpools der
aktuellen Iteration in dem Zwischenspeicher für wiederhergestellte Symbole 240 gespeichert
werden, Symbolsubtraktor 250 das vorher wiederhergestellte,
in dem Zwischenspeicher für
wiederhergestellte Symbole 240 gespeicherte Symbol subtrahiert,
um aus dem wiederhergestellten Symbol eine Symboldifferenz zu erzeugen.
Nach Abschluss dieser Subtraktion werden die gespeicherten Symbole
in dem Zwischenspeicher für
wiederhergestellte Symbole 240 für eine Verwendung in der nächsten Decodierungsiteration
gespeichert. Für
die erste Decodierungsiteration enthält der Zwischenspeicher für wiederhergestellte
Symbole 240 bevorzugt ausschließlich Nullen.
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Schließlich erzeugt
der Korrektursignalgenerator 270, um die aktuelle Iteration
abzuschließen,
ein Korrektursignal aus der Symboldifferenz und subtrahiert dieses
Korrektursignal von dem vorherigen Decoder-Eingangssignal in Eingangs-Zwischenspeicher 210,
um das Decoder-Eingangssignal für
die folgende Decodierungsiteration zu generieren, die das vorherige
Decoder-Eingangssignal in Eingangs-Zwischenspeicher 210 überschreibt.
Es liegt auf der Hand, dass diese bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung so viele Iterationen durchführen kann
wie für
das Decodieren des Eingangssignals benötigt werden. Turbocodierte
Signale erfordern zum Beispiel üblicherweise
acht Iterationen.
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Eine
in gewisser Weise präzisere
Beschreibung der bevorzugten Decodierungsiterationsschleife
200 folgt.
Die Eingabe für
das Decodieren von Iterationsschleife
200 kann ausgedrückt werden
als x = y' – Ts, wobei T
= L
H n – I eine
höhere,
trianguläre
Bandmatrix ist, y' =
(y'
1,
y'
2,
..., y'
KM)
und s = (s
1, s
2,
..., s
KM) sind Abtastwerte und detektierte
Symbole von K Turbocode-Frames für
jeweils K Benutzer. Angenommen, dass T innerhalb von 2K bandlimitiert
ist, das heißt,
t
i,j = 0 für alle j ≤ i und j ≥ i + 2K, dann kann die Eingabe
an die Turbodecoder wie folgt geschrieben werden:
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Hier
ist y' ein konstanter
Vektor und x und s sind variable Vektoren, die sich im Verlauf der
Turbodecodierungsiteration ändern
können.
Tatsächlich
entsprechen x und s den Inhalten des Eingangs-Zwischenspeichers
210 und
dem Zwischenspeicher für
wiederhergestellte Symbole
240 während der Decodierungsiterationen
des gefilterten Signals
201, y. Somit kann die Differenz
x; zwischen der aktuellen Iteration und der vorhergehenden Iteration
ausgedrückt
werden als
und die aktuelle Eingabe
wird ausgedrückt
als
wobei Superskript „n" und „o" jeweils für neu (new)
und alt (old) stehen. Im Verlauf der Turbodecodierungsiteration
neigen s
o i and s
n i dazu, gleich zu
sein. Somit gilt x
o i; → x
n i. Aufgrund der
Konvergenzeigenschaft der Turbodecodierung sind die Mehrzahl der
Paare (s
n i, s
o i) nach der ersten
Iteration gleich. Die Höchstanzahl
der Diskrepanzen beträgt
für gewöhnlich weniger
als 15% der Gesamtabtastwerte und wird mit jeder Iteration kleiner. Korrektursignale
werden nur für
diejenigen Paare von (s
n i,
s
o i) erzeugt, für die s
o i und s
n i verschieden sind. Insbesondere werden für jedes
Diskrepanzpaar (s
n i,
s
o i) höchstens
2K – 1
Korrektursignale als t
i-1,i(s
n i – s
o i), t
i-2,i(s
n i – s
o i), ..., t
i-2K+1,i(s
n i – s
0 i) separat von x
o i-1, x
o i-2, ..., x
o i-2K+1 subtrahiert und in Eingangs-Zwischenspeicher
210 für die nächste Iteration
gespeichert, erzeugt.
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3 ist
ein logisches Flussdiagramm 300 der von einem Joint-Detektor
in Übereinstimmung
mit der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ausgeführten Schritte. Der logische
Fluss (301) beginnt bevorzugt mit dem Schritt des Entzerrens
(302) eines codierten Eingangssignals mit einem Blockentzerrer
mit Entscheidungsrückkopplung,
um das erste Decoder-Eingangssignal zu erzeugen. Dieses Eingangssignal
wird in einem Turbodecoder-Eingangszwischenspeicher gespeichert
(303) und gedemultiplext (304), um eine erste
Gruppe von Decoder-Eingangssignal-Abschnitten
zu erzeugen. Jeder dieser Signalabschnitte wird dann mit Hilfe eines
der Decoder aus dem Decoderpool decodiert (305) und gemultiplext
(307), um einen aktuellen Satz von wiederhergestellten
Symbolen zu erzeugen.
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Vor
dem Speichern in einem Zwischenspeicher für wiederhergestellte Symbole
weisen diese wiederhergestellten Symbole den Satz von vorher wiederhergestellten
Symbolen auf, die von diesen subtrahiert (308) werden,
um eine Symboldifferenz zu erzeugen. Ein Korrektursignal wird aus
dieser Symboldifferenz erzeugt (309) und von dem ersten
Decoder-Eingangssignal subtrahiert (310), um ein zweites
Decoder-Eingangssignal zu
erzeugen. An diesem Punkt kehrt der logische Ablauf wieder zu Schritt 303 zurück, um eine
anschließende Iteration
zu beginnen. Das zweite Eingangssignal wird in dem Eingangs-Zwischenspeicher
gespeichert (303), gedemultiplext (304) und decodiert
(305). In Schritt 306 wird gezeigt, dass dieser
Iterationszyklus beendet wird (311), wenn das Decodieren
abgeschlossen ist. In der bevorzugten Ausführungsform, in der die Decoder
Turbodecoder sind, ist das Decodieren zum Beispiel nach acht Iterationen
abgeschlossen.
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4 ist
ein Graph, die Bitfehlerraten herkömmlicher gemeinsamer Detektion
durch Techniken des Standes der Technik mit denen der bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung vergleicht. Insbesondere zeigt der Graph Simulationsergebnisse
für 15
turbocodierte Benutzer (d. h. K = 15, wobei die Decodierung bei
der 8. Iteration abgeschlossen ist) für herkömmliches DFE (d. h. gemeinsame
Detektion durch ZF-BDFE) und herkömmliche LE (d. h. herkömmliche
Detektion durch ZF-BLE) im Vergleich mit dem neuen Schema (d. h.
die bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung). Die Ergebnisse zeigen, dass die bevorzugte
Ausführungsform
leistungsstärker
ist als die gemeinsame Detektion durch ZF-BDFE (mit Turbodecoder),
und zwar um mehr als 1 dB und leistungsmäßig auch die gemeinsame Detektion
durch ZF-BLE (mit Turbodecoder) übertrifft,
und zwar um mehr als 3 dB.
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Dies
sind dieselben Verbesserungen, die durch den verbesserten, in der
anhängigen
Anmeldung des gleichen Anmelders „METHOD AND APPARATUS FOR
JOINT DETECTION OF A CODED SIGNAL IN A CDMA SYSTEM"
US-Patent Nr. 6,584,143 , eingereicht
am 2. März
2001, erreicht werden. Allerdings ist die Berechnung der vorliegenden
Erfindung in signifikanter Weise weniger komplex als der verbesserte
Joint-Detektor. Für
relativ hohe EB/No-Signale, 4 dB oder mehr, erfordert die vorliegende
Erfindung zum Beispiel lediglich 3% der von dem verbesserten Joint-Detektor
erforderlichen Rechenleistung, um eine Frame-Fehlerrate von .001 zu erreichen.
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Zwar
wurde die vorliegende Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf
bestimmten Ausführungsformen
derselben gezeigt und beschrieben, es gilt jedoch für Fachleute
zu beachten, dass daran verschieden Änderungen in Form und Detail
vorgenommen werden können,
ohne von dem Wesen und dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung
abzuweichen.