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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung hat ein Verfahren zur digitalen Differentialdemodulation
zum Gegenstand. Sie findet eine Anwendung in den Übertragungssystemen
mit sogenanntem Mehrfachzugriff durch Codetrennung oder abgekürzt AMRC.
Ein derartiges Verfahren wird in den Mobilfunksystemen verwendet.
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Stand der
Technik
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Die
Darlegung des Standes der Technik, die folgt, verweist auf acht
Dokumente, deren Literaturangaben am Ende der Beschreibung gegeben
sind.
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Der
Mehrfachzugriff durch Codetrennung als Verfahren zur Aufteilung
des radioelektrischen Kanals wird häufig als Basis zur Definition
von zukünftigen
Mobilfunksystemen der dritten Generation in Betracht gezogen. Es
wird auch in bestimmten aktuellen Telekommunikationssystemen mit
den terrestrischen Mobilstationen oder durch Satelliten verwendet
[1]. Es ermöglicht
die gleichzeitige Belegung ein und desselben Funkkanals durch die
Signale, die von mehreren oder zu mehreren mobilen Endgeräten ausgesandt
werden. Diese Art gleichzeitiger Belegung, die dem AMRC eigen ist,
wird nur durch die Verwendung einer Modulation mit Spektrendehnung
ermöglicht.
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In
der Modulation mit Spektrendehnung belegt das ausgesandte Signal
ein Frequenzband, das viel breiter ist als das Band, das für eine Übertragung erforderlich
ist, die eine klassische Modulation verwendet [6]. Es existieren
zwei Verfahren zur Dehnung: Dehnung durch Frequenzsprung und Dehnung durch
direkte Folge [6]. Der Dehnungsfaktor, der das Verhältnis des
belegten Bandes zur Rate der übertragenen
Informationen ist, ist ein wichtiger Parameter. In dem in der Bezugsquelle
[1] zitierten System ist er 128.
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Das
Modulationsverfahren mit Spektrendehnung bildet ein besonders flexibles
Zugriffsverfahren. Es ist nämlich
möglich,
Signale gleichzeitig im gleichen Frequenzband ohne jegliche Koordination
zu übertragen.
Im Mobilfunkbereich erregt der AMRC außerdem ein ganz besonderes
Interesse insofern, als er die Gelegenheit zu einer ursprünglichen
Verarbeitung der von der Ausbreitung erzeugten mehreren Pfade bietet.
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Das
Prinzipschaltbild der AMRC-Modulation und -Demodulation ist in der
beigefügten 1 dargestellt.
Dieses Prinzipschaltbild ist absichtlich vereinfacht, wobei es insbesondere
nicht die HF-Stufen (Hochfrequenzstufen) darstellt, die bei der
Aussendung ermöglichen,
das Signal im zugeordneten Frequenzband zu transponieren und auszusenden
und beim Empfang das Signal im zugeordneten Frequenzband wiederzugewinnen
und es in das Basisband zu transponieren, wo es verarbeitet wird.
In dieser Fig. sieht man einerseits eine Schaltung 20 zur Spektrendehnung,
die beim Aussenden verwendet wird, und andererseits eine Schaltung 30 zur
angepassten Filterung, die beim Empfang verwendet wird. Die Schaltung 20 zur
Spektrendehnung, die beim Aussenden verwendet wird, empfängt Informationen, die
aus einer Folge von binären
Symbolen bestehen, die mit a(k) bezeichnet sind, wobei k ein Index
ist, der den Rang des Symbols kennzeichnet. Diese Symbole können direkt
von einer Informationsquelle, wie in 1 dargestellt,
oder von einer Schaltung 10 zur Korrekturcodierung empfangen
werden, die die Rohinformationen an ihrem Eingang 12 empfängt und
die geschützten
Informationen an ihrem Ausgang 14 liefert. Die Frequenz
der Informationssymbole ist mit Hs bezeichnet.
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Die
Schaltung 20 zur Spektrendehnung umfasst zuerst einen Generator 22 für eine Dehnungsfolge.
Diese Folge ist aus einer Folge von binären Elementen gebildet, die "Chips" genannt werden. Diese
Folge ist im Allgemeinen pseudozufällig. Die Frequenz der Chips
ist mit Hc bezeichnet. Sie ist N mal größer als die Frequenz Hs der
Informationssymbole (Hc = NHs). Anders ausgedrückt, die Periode der Chips,
die mit Tc bezeichnet ist, ist N mal kleiner als die Periode der
Symbole (Tc = Ts/N). Die Chips werden mit α(n) bezeichnet, wobei n den
Rang des Chips in der Folge bezeichnet. Dieser Rang läuft von 0
bis N – 1
für ein
und dieselbe Folge.
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Jedes
Informationssymbol a(k) wird mit allen Chips der Folge α(n) in einem
Multiplizierer 24 multipliziert. Am Ausgang dieses Multiplizierers
findet man folglich ein Signal, das aus N Impulsen mit der Breite
Tc besteht. Mit den vorangehenden Bezeichnungen kann die Folge dieser
Signale angegeben werden:
... a(k – 1)·α(N – 1),
a(k)·α(0), a(k)·α(1), a(k)·α(2), ...,
a(k)·α(N – 1),
a(k
+ 1)·α(0), ...
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Ein
derartiges Signal weist eine Rate auf, die in Chips pro Sekunde
ausgedrückt
wird, die N mal größer ist
als die Rate an Informationssymbolen. Das Spektrum wurde folglich
in einem Verhältnis
N gut gedehnt.
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Die
Dehnungsschaltung 20 vervollständigt sich durch ein Filter 26,
das vom Tiefpassfiltertyp ist.
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Der
vollständige
Sender umfasst noch weitere Mittel, die nicht dargestellt wurden,
da sie dem Fachmann gut bekannt sind, wie beispielsweise einen lokalen
Oszillator, um einen Träger
zu erzeugen, eine Schaltung zur Modulation dieses Trägers, eine Sendeantenne
usw.
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Seitens
des Empfangs umfasst die Schaltung 30 zuallererst ein Tiefpassfilter 32 analog
zum Filter 26, das beim Senden verwendet wird, und ein Filter 36,
das an die Dehnungsfolge angepasst ist, die beim Senden verwendet
wird. Genauer ist die Impulsantwort des Filters des Empfängers das
Umgekehrte in der Zeit der pseudo-zufälligen Folge, die im Sender
verwendet wird. Mit anderen Worten, das angepasste Filter 36 bewirkt
eine Faltungsoperation an dem durch das erste Filter 32 gelieferten
Signal. Die Rate der Impulse am Eingang des angepassten Filters 36,
das die Faltung durchführt,
ist gleich der Rate Hc der Chips, aber nach der Faltung fällt diese
Rate auf Hc/N, d. h. Hs.
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Eine
Schaltung 40 bestimmt den Wert der empfangenen Informationen
in Abhängigkeit
vom Wert des Faltungssignals. Die Informationen werden dann am allgemeinen
Ausgang 42 wiederhergestellt.
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In
einem derartigen System können
die übertragenen
Informationen gewöhnliche
binäre
Informationen sein, aber sie sind am häufigsten Informationen, die
sich aus einer vorherigen sogenannten Differentialcodieroperation
ergeben. In diesem Fall werden die Symbole a(k) durch einen vorläufigen Differentialcodierer
erhalten, der beispielsweise aus einem logischen Gatter vom Exklusiv-ODER-Typ
und einer Verzögerungsschaltung
besteht, wobei das Gatter ein momentanes Bit mit dem Bit, das vorangeht,
kombiniert. Die so codierten Symbole werden anschließend mit
der pseudo-zufälligen
Folge, von der die Rede war, multipliziert.
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Hinsichtlich
der Modulation des Trägers
kann sie von jeglicher bekannter Art sein, aber häufig wird die
Verwendung einer Phasenmodulation, insbesondere die Phasenmodulation
mit zwei Zuständen,
die sogenannte MDP2, bevorzugt. Im Empfänger genügt es, die Phase des aktuellen
Symbols mit der Phase des vorangehenden Symbols zu vergleichen.
Der Empfänger
muss folglich nicht die Phase der Symbole abschätzen, sondern nur die Phasendifferenz
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen. Deshalb der "differentielle" Charakter des Verfahrens.
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2 ermöglicht es,
die Funktion des Systems durch schematische Darstellung einiger
in der Kette erscheinender Signale darzustellen.
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Die
binären
Informationen sind auf der Linie (a) dargestellt. Es handelt sich
um eine Folge von binären
Symbolen mit der Periode Ts, im vorliegenden Fall die Folge +1, –1, –1, +1, –1. Die
Linie (b) stellt die Dehnungsfolge S dar, die aus N Chips gebildet
ist, im vorliegenden Fall 110100 (in der Praxis ist die Zahl N natürlich durchaus
größer als
6). Die Linie (c) zeigt das Ergebnis der Multiplikation des Informationssignals
der Linie (a) mit der Folge S der Linie (b). Man erhält eine
Folge von Mustern +S, –S, –S, +S, –S. Das
vom Filter bei der Dehnungssequenz gelieferte Korrelationssignal
ist auf der Linie (d) dargestellt. In einem Rauschgrund erscheinen
Korrelationspeaks, deren Vorzeichen ermöglicht, die Muster +S und –S zu finden.
Dann kann eine Entscheidung getroffen werden, um die Ursprungsinformationen
(Linie e) wiederherzustellen.
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Die
Diagramme von 2 sind tatsächlich ziemlich theoretisch,
da sich das radioelektrische Signal in der Realität in komplexer
Weise zwischen dem Sender und dem Empfänger ausbreitet, indem es mehreren
verschiedenen Pfaden folgt [2], [3], [8]. Das empfangene Signal
liegt am Empfänger
in versetzten Momenten vor. Die Impulsantwort eines Mobilfunkkanals
liegt folglich nicht in Form eines zeitlich lokalisierten Peaks
vor, sondern vielmehr in Form einer Reihe von Linien mit verschiedenen
Amplituden, wie in der beigefügten 3 dargestellt.
Man sieht in dieser Figur somit vier verschiedene Antworten, die in
den Momenten t1, t2, t3 und t4 liegen, mit vier verschiedenen Amplituden
a1, a2, a3 und a4.
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Der
optimale Empfang besteht somit im Erkennen der folgenden Muster
im empfangenen Signal:
a1S(t – t1) + a2S(t – t2) +
a3S(t – t3)
+ a4S(t – t4)
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Praktisch
soll das heißen,
dass der Empfänger
die Verschiebungskorrelation mit der Folge S durchführt und
die verschiedenen für
jeden der existierenden Pfade erhaltenen Peaks rekombinieren muss.
Da bei der Abschätzung
der Pfade ein Problem existiert, d. h. in der Kenntnis der Parameter (a1,
t1), ..., (a4, t4), kann man sich eines Pilotsignals (spezifisches
Signal) bedienen, wie beispielsweise in den Systemen Qualcomm [1]
und Globalstar.
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Der
optimale Empfänger
von 1 wird folglich durch eine an die Impulsantwort
h(t) des Kanals angepasste Filterung vervollständigt. Von einem mathematischen
Gesichtspunkt verwirklicht die an die Impulsantwort des Kanals angepasste
Filterung eine Rekombination von allen existierenden Pfaden. Diese
Operation wird teilweise in den klassischen Rake-Empfängern ("Rake Receiver") ausgeführt, [1], [3],
die eine begrenzte Anzahl von Pfaden kombinieren.
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Da
die an den empfangenen Impuls angepasste Filterung mit der Rate
der Chips erfolgt, ist es, damit der Empfänger die bestmögliche Leistung
mit einem gegebenen Übertragungskanal
erreicht, erforderlich, dass diese Rate ziemlich hoch ist. Mit dem städtischen
Kanal vom Typ GSM-TU [8] können
die existierenden Pfade beispielsweise nur alle mit einer Chiprate
oberhalb 5 MChips/s berücksichtigt
werden.
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Die
Modulation mit Spektrendehnung ist gerade ein Verfahren, das es
ermöglicht,
die verschiedenen Pfade, die den Übertragungskanal bilden, zu unterscheiden.
Die Rekombination dieser Pfade schafft sehr beachtliche Leistungsgewinne
bezüglich einer Übertragung,
die einen gewöhnlichen
Kanal erfahren hätte
(sogenannter Rayleigh-Kanal), wie später bezüglich 7 zu sehen
sein wird.
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Obwohl
sie in gewisser Hinsicht zufriedenstellend sind, sind alle diese
Verfahren trotzdem nicht ohne Nachteile. Insbesondere sind sie sehr
komplex auszuführen.
Im System Qualcomm, Norm IS-95, existiert beispielsweise ein Demodulator
pro empfangenem Pfad. Die Norm befürwortet es, fünf Demodulatoren
einzusetzen, drei zum Demodulieren der Hauptpfade und zwei zusätzliche
zum Steuern der Existenz der Pfade, insbesondere ihres Erscheinens und
Verschwindens. Die Übertragungsrate
von Chips von 1 MBit/s ist außerdem
an diese Anzahl von Demodulatoren angepasst. Mit Raten von Chips,
die viel größer sind,
die zum Übertragen
von Diensten mit höheren
Raten erforderlich sind, kann die potentielle Anzahl von Pfaden,
die der Empfänger
unterscheiden kann, sehr groß sein.
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Das
Ziel der Erfindung besteht eben darin, diese Nachteile zu beseitigen.
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Offenbarung
der Erfindung
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Dazu
schlägt
die Erfindung ein Demodulationsverfahren vor, von welchem eines
der wesentlichen Merkmale darin besteht, eine asynchrone Abtastung
mit doppelter Frequenz der Chipfrequenz, d. h. mit der Frequenz
2Hc, auszuführen.
Tatsächlich und
wie 3 zeigt, erfordert ein optimaler klassischer Empfang,
dass Abtastwerte kombiniert werden, die exakt in den Momenten t1,
t2, t3, ... genommen werden. Aber Wie später besser verstanden wird,
kann eine zum Rhythmus der Chips, d. h. der Frequenz Hc, asynchrone
Abtastung zum Verpassen von einem, zwei, sogar allen empfangenen
Pfaden führen,
wenn die Momente der Abtastung nicht exakt mit den Momenten t1,
t2, t3, ... übereinstimmen.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine asynchrone Abtastung mit doppeltem Rhythmus,
d. h. mit zweimal der Frequenz der Chips (2Hc), ausgeführt. Wenn
nicht im optimalen Moment t1, t2 oder t3 abgetastet wird, verfügt man trotzdem über zwei
Abtastwerte desselben Pfades und es kann kein Pfad mehr verpasst
werden. Die Erfinder haben bestätigt, dass
praktisch die Rekombination dieser Abtastwerte dieselben Informationen
bringt wie die im optimalen Moment durchgeführte Abtastung und dies, obwohl die
entsprechenden Rauschabtastwerte korreliert sind. Diese Eigenschaft
bewahrheitet sich nicht mehr für
eine größere Anzahl
von Abtastwerten. Mit einer größeren Anzahl
von Abtastwerten wird nämlich
festgestellt, dass sich die Leistungen verschlechtern.
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Für jedes
Symbol mit Rang k werden folglich, anstatt N Abtastwerte Z(k, i)
zu erhalten, wobei i von 1 bis N läuft, gemäß der Erfindung 2N davon erhalten.
Anders ausgedrückt,
der Index i läuft
von 1 bis 2N. Die durchgeführte
Demodulation ist folglich vom Differentialtyp. Sie wird von den
Erfindern insofern als integral bezeichnet, als sie alle signifikanten
empfangenen Pfade berücksichtigt.
Gemäß der Erfindung
wird für
jeden Index i das Produkt eines Abtastwerts Z(k, i) mit dem vorangehenden
konjugierten Abtastwert, d. h. Z*(k – 1, i), berechnet, und es
wird die Summe dieser Produkte über
die 2N verfügbaren Abtastwerte
gebildet. Da die Abtastwerte tatsächlich komplexe Größen sind,
wird der Realteil dieser Summe berechnet, d. h. die Größe:
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Diese
Größe U(k,
i) dient dazu, die Entscheidung über
den binären
Wert der empfangenen Informationen zu treffen. Diese Entscheidung
wird getroffen, indem die erhaltene Größe mit einer Schwelle mit dem
Wert Null verglichen wird, wie es bei MDP2 üblich ist. Diese Größe kann
auch in analoger Form für
eine eventuelle Verarbeitung zum Schutz gegen die Übertragungsfehler
gespeichert werden.
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Bei
Abwesenheit jeglicher Angabe über
die Impulsantwort des Kanals, d. h. über die Dehnung und Amplitude
der Pfade, ist es jedoch möglich,
sich auf ein engeres Zeitfenster als die Dauer eines übertragenen
Symbols zu beschränken.
Jede Umgebung besitzt nämlich
ihre eigenen Ausbreitungseigenschaften. Die Dehnung der Pfade in
den großen
Zellen in der städtischen
Umgebung kann beispielsweise 5 Mikrosekunden erreichen, während sie
im Inneren von Gebäuden
in der Größenordnung
von einigen Zehntel Mikrosekunden liegt [4]. Beim Einrichten eines
Mobilfunknetzes sind die Ausbreitungsbedingungen Gegenstand von
genauen Messungen und der Wert dieses signifikanten Parameters ist
gut bekannt. Folglich wird die Berechnung der Entscheidungsgröße auf ein
Intervall mit einer Dauer gleich der Dehnungsdauer entsprechend
den Verwendungsbedingungen des Mobilnetzes begrenzt. Die integrale
Demodulation basiert folglich auf der Berechnung der Größe:
wobei M dem Index des Beginns
des Zeitfensters und P am Ende des Fensters entspricht. M ist größer als oder
gleich 1 und P ist kleiner als oder gleich 2N.
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Das
Verfahren der Erfindung kann auch durch Begrenzen der Berechnung
des Entscheidungsabtastwerts nur auf die signifikanten Abtastwerte
ausgeführt
werden. Bei dieser Verwendung kann eine Schwelle für die Amplitude
der empfangenen Abtastwerte verwendet werden. Diese Schwelle kann
ausgehend vom automatischen Verstärkungssteuersignal eingestellt
werden, welches es ermöglicht,
die Leistung des demodulierten Signals auf einem konstanten Niveau
zu halten. Diese Vorrichtung ist in allen Sendern/Empfängern zur Übertragung
auf radioelek trischem Weg zu finden und sie ist auch für die gute
Funktion eines AMRC-Empfängers erforderlich.
Die integrale Demodulation wird folglich nur auf diejenigen Abtastwerte
angewendet, deren Amplitude die Schwelle übersteigt. Diese Vorgehensweise ermöglicht es,
eine bestimmte Anzahl von Rauschabtastwerten zu beseitigen.
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In
einer besonderen Variante werden zum Freigeben der Abtastwerte nicht
ihre momentanen Amplituden, sondern ihre mittleren Amplituden, die an
K Bits berechnet werden, sowie eine an diese spezielle Verarbeitung
angepasste Schwelle verwendet.
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Bei
der Erfassung des Bits mit Rang k wird folglich vorgeschlagen, als
Steuersignal die Größen
zu verwenden. Um die Modulation
aufgrund der Informationsbits zu beseitigen, müssen nämlich die Amplituden im Quadrat
verarbeitet werden. Diese Größen bilden
gute Indikatoren für
die Existenz der Pfade. Ihre Verwendung bringt eine gewisse Verbesserung bezüglich eines
klassischeren Steuersignals wie die momentane Amplitude. Die im
Moment k zu verwendende Schwelle S(k) ist proportional zum Maximalwert
M(k) = max A(k, i). Es gilt S(k) = mM(k), wobei m kleiner ist als
1. Folglich können
die Abtastwerte mit einem Gewichtungsfaktor P(k, i) gewichtet werden, der
eine Funktion der Größe A(k,
i) ist.
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Die
Kenntnis der Amplitude der Pfade kann in der zu berechnenden Größe verwendet
werden, um die Entscheidung zu treffen. Deshalb werden die Leistungen
mit den zwei Größen verbessert:
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In
genauer Weise hat die vorliegende Erfindung folglich als Gegenstand
ein Verfahren zur digitalen Differentialdemodulation für ein Signal,
das durch Differentialmodulation mit Spektrendehnung erhalten wurde,
wobei dieses Signal ausgehend von Informationen erhalten worden
ist, die durch eine Folge von Symbolen a(k) mit einer bestimmten
Dauer (Ts) gebildet sind, wobei jedes Symbol a(k) mit einer Dehnungsfolge
gleicher Dauer (Ts) multipliziert worden ist, die durch N binäre Elemente
gebildet ist, welche jeweils eine Dauer (Tc) haben, die N mal kleiner als
die Dauer der Symbole ist (Tc = Ts/N), wobei dieses Verfahren zur
digitalen Differentialdemodulation dadurch gekennzeichnet ist, dass
es die folgenden Schritte umfasst:
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- a) man führt
eine Überabtastung
des empfangenen Signals alle Tc/2 Sekunden durch, um 2N komplexe
digitale Abtastwerte für
jede Periode Ts des Signals zu erhalten, wobei diese 2N Abtastwerte
als Z(k, i) bezeichnet werden, wobei der Index k der Rang des Symbols
der Periode Ts und i der Rang des Abtastwerts in der Periode Ts
ist, wobei der Index i von 1 bis 2N läuft,
- b) für
jeden momentanen Abtastwert Z(k, i) betrachtet man den Abtastwert
mit gleichem Index i, jedoch im vorhergehenden Symbol mit Rang k – 1 gelegen,
d. h. Z(k – 1,
i), und man bildet die komplex Konjugierte dieses vorhergehenden
Abtastwerts, d. h. Z*(k – 1,
i),
- c) man bildet das Produkt des momentanen Abtastwerts mit dem
konjugierten vorhergehenden Abtastwert, d. h. Z(k, i)·Z*(k – 1, i),
- d) man bildet die Summe, eventuell gewichtet mit Gewichtungskoeffizienten
P(k, i) dieser Produkte über
wenigstens einen Teil der Periode Ts, d. h. für den Rang i, der von einer
ganzen Zahl M größer oder
gleich 1 bis zu einer ganzen Zahl P kleiner oder gleich 2N läuft,
- e) man nimmt den Realteil U(k, i) dieser Summe, was einen Entscheidungsabtastwert
ergibt, der die Wiederherstellung der Informationen entsprechend
dem Symbol mit Rang k ermöglicht.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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1,
die bereits beschrieben wurde, ist ein Prinzipschaltbild des Verfahrens
zum Mehrfachzugriff durch Codetrennung;
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2,
die bereits beschrieben wurde, zeigt einige Signale, die das Prinzip
dieses Verfahrens darstellen;
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3,
die bereits beschrieben wurde, zeigt die Impulsantwort eines Mobilfunkkanals;
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4 zeigt
den Ausgang des an die Dehnungsfolge angepassten Filters im Fall
eines Mehrweg-Mobilfunkkanals;
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5 ist
ein synoptisches Diagramm eines Empfängers, der das Verfahren der
integralen digitalen Differentialdemodulation gemäß der Erfindung ausführt;
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6 ist
ein eigentliches synoptisches Diagramm;
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7 zeigt
die Leistungen der integralen digitalen Differentialdemodulation
auf einem Kanal mit sechs Pfaden.
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Detaillierte
Offenbarung von Ausführungsformen
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4 zeigt
die Impulsantwort des Mobilfunkkanals, wie sie am Ausgang des an
die Dehnungsfolge angepassten Filters erscheint (d. h. am Ausgang des
Filters 36 im Diagramm von 1). Diese
Antworten weisen eine Breite an der Basis der Peaks gleich 2Tc auf,
aber diese Peaks sind eng und, indem ein einziger Abtastwert alle
Tc Sekunden genommen wird, kann das Signal nicht gut korrekt abgetastet werden.
Gemäß einem
ersten Merkmal der Erfindung werden die Abtastwerte folglich im
Rhythmus von zwei pro Chip genommen. Dieser Takt entspricht einer Überabtastung
des Signals und ermöglicht,
dass kein Pfad ausgelassen wird. Der Vorteil dieser Überabtastung
besteht darin, dass sie keine perfekte Lokalisierung jedes Pfades
erfordert, wie es in den klassischen Rake-Empfängern der Fall ist.
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Diese
Besonderheit der Überabtastung
modifiziert natürlich
den Aussendeprozess nicht, sondern nimmt an, dass der Empfänger modifiziert
ist, um ihn einzusetzen, und mit einer Schaltung zur Berechnung
der Summen von vorher definierten Produkten vervollständigt ist.
Ein derartiger Empfänger ist
in 5 schematisch dargestellt.
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Er
umfasst zuerst eine Empfangsantenne 50, eine Hochfrequenzempfangsstufe 52,
einen lokalen Oszillator 54 mit der HF-Frequenz oder mit
einer Zwischenfrequenz und eine Schaltung 56 zur Basisbandtransponierung,
welche mit der Schal tung 52 und mit dem lokalen Oszillator 54 verbunden
ist. Die Schaltung 56 liefert zwei analoge Signale, die
herkömmlicherweise
mit den Buchstaben I und Q bezeichnet sind, die die Signale sind,
die den phasengleichen Teil bzw. den um 90° phasenverschobenen Teil zum
durch den lokalen Oszillator 54 erzeugten Signal des empfangenen
Signals darstellen. Diese zwei Signale, das phasengleiche und das
um 90° phasenverschobene,
werden auf zwei Verbindungen 58I, 58Q geliefert.
Dieser ganze Teil des Empfängers ist
klassisch. Die Signale werden anschließend in der Schaltung 60 mit
der Frequenz 2Hc abgetastet und gefiltert. Diese in digitaler Weise
ausgeführte
Filterung ist an die beim Aussenden im Filter 26 von 1 verwendete
Chipimpulsform angepasst. Die Schaltung 60 liefert folglich
an zwei Ausgängen 62I und 62Q Folgen
von 2N Abtastwerten pro Periode Ts. Diese Abtastwerte sind anschließend Gegenstand
einer an die beim Aussenden verwendete Dehnungsfolge angepassten
Filterung in zwei Filtern 64I und 64Q, welche
zwei abgetastete Signale liefern, die später einfacher als I und Q bezeichnet
werden. Diese zwei Signale werden an eine Demodulatorschaltung 66 angelegt,
deren Ausgang mit einer Entscheidungsschaltung 67 verbunden
ist. Außerdem
werden die Signale I und Q an eine Synchronisationsschaltung 68 adressiert,
die sowohl den Takt Hc bezüglich der
Chips, der die Abtastung in der Schaltung 60 und die Verarbeitung
im Demodulator 66 ermöglicht,
als auch den Takt Hs bezüglich
der Informationssymbole liefert.
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6 zeigt
die Architektur des Demodulators 66, der es ermöglicht,
die vorher definierten Größen zu berechnen.
Dieser Demodulator umfasst zuallererst eine Schaltung 70 zur
Berechnung von Produkten der Form Z(k, i)·Z*(k – 1, i), wobei Z(k, i) ein komplexer
Abtastwert mit den Rängen
k und i ist und Z*(k – 1,
i) der komplex konjugierte Abtastwert mit dem vorhergehenden Rang
in der Ordnung k der Folgen, aber mit demselben Rang i innerhalb
einer Folge ist. Um diese Art von Produkt zu bilden, empfängt die
Schaltung 70 direkt die Abtastwerte I und Q mit den Rängen k und
i, was Z(k, i) entspricht, und die Abtastwerte I(k – 1, i)
und Q(k – 1,
i), die um die Dauer Ts verzögert
sind, d. h. um 2N Abtastwerte verzögert sind. Diese verzögerten Abtastwerte
werden von zwei Verzögerungsschaltungen 72I, 72Q geliefert.
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Nachdem
die Schaltung 70 das Produkt Z(k, i)·Z*(k – 1, i) gebildet hat, nimmt
sie dessen Realteil, d. h. U(k, i). Eine Schaltung 74 empfängt dieses
Signal und bildet eine mit Hilfe von Gewichtungskoeffizienten P(k,
i) gewichtete Summe, und zwar in einem Fenster, das vom Rang M bis
zum Rang P läuft,
d. h.
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Diese
Summe bildet den Abtastwert zum Treffen einer Entscheidung, welcher
zur Schaltung zum Treffen einer Entscheidung geleitet wird.
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Die
dargestellte Schaltung umfasst außerdem eine Schaltung 76,
die I und Q empfängt
und das Quadrat von Z(k, i) berechnet. Sie umfasst noch eine Schaltung 78,
die eine Größe A(k,
i) berechnet, die ein Mittelwert ist, der definiert ist durch:
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Eine
Schaltung 80 bestimmt den von A(k, i) angenommenen Maximalwert,
wenn der Rang i variiert, d. h. S(k) = MaxA(k, i). Die Schaltung 80 nimmt einen
Bruchteil sS(k) dieses Werts, der eine Schwelle T(k) bildet.
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Eine
Schaltung 82 berechnet anschließend Gewichtungskoeffizienten
P(k, i) in der folgenden Weise:
- • wenn der
Mittelwert A(k, i) kleiner ist als die Schwelle T(k), wird der Gewichtungskoeffizient P(k,
i) gleich 0 genommen; anders ausgedrückt, die Abtastwerte, die die
Schwelle nicht überschritten
haben, werden nicht berücksichtigt;
- • wenn
der Mittelwert A(k, i) größer als
oder gleich der Schwelle T(k) ist, dann wird der Gewichtungskoeffizient
gleich 1 genommen (d. h., dass tatsächlich keine Gewichtung stattfindet)
oder wird gleich A(k, i) oder A2(k, i) genommen.
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7 stellt
die Leistungen des Verfahrens der Erfindung dar. Diese Fig. stellt
die Fehlerwahrscheinlichkeit in Abhängigkeit vom Pegel des Signals,
ausgedrückt
in Dezibel, für
mehrere Chipraten dar. Die dargestellten Kurven entsprechen dem
Kanal GSM-TU mit sechs Pfaden, außer der Kurve 60, die
einen RAYLEIGH-Kanal
darstellt. Die Kurven 61, 62, 63 sind
die Kurven, die mit Chipraten von 1, 2 bzw. 4 MChips/s erhalten
werden. Die Kurve 64 ist die ideale Kurve, die einem Rake-Empfänger mit sechs
Zweigen, der sechs Demodulatoren mit paralleler Korrelation umfasst,
die vollkommen synchronisiert sind, entspricht. Diese Be zugskurve
nimmt ideale Dehnungsfolgen (auto-orthogonal) an und kann folglich
in einem System vom Qualcomm-Typ nicht erreicht werden. Sie hängt nicht
von den Chipraten ab, aber nimmt implizit an, dass diese Rate ausreichend
hoch ist, damit die verschiedenen Pfade getrennt werden können (in
der Größenordnung
von 4 bis 5 MChips/s).
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7 lässt den
Einfluss der Chipraten auf die Leistungen des integralen digitalen
Differentialdemodulators deutlich erscheinen. Wie gerade erläutert wurde,
ist es erforderlich, dass die Chipimpulse eine Dauer in der Größenordnung
der kleinsten Verzögerung,
die zwei aufeinanderfolgende Pfade trennt, aufweisen, damit der
Demodulator die Pfade rekombinieren kann.
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7 zeigt
vor allem, dass der integrale digitale Differentialdemodulator sehr
nahe am Ideal liegende Leistungen liefert. Die restliche Verschiebung kann
insofern durch das Autokorrelationsrauschen erklärt werden, als die verwendeten
Folgen nicht auto-orthogonal, sondern einfach pseudo-zufällig sind, wie
im Qualcomm-System.
-
Literaturangaben
-
- [1] A. Salmasi, K. S. Gilhousen, "On the System Design
Aspects of Code Division Multiple Access (CDMA) Applied to Digital
Cellular and Personal Communications Networks", 41. IEEE Vehicular Technology Conference,
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- [2] W. C. Jakes Jr., "Microwave
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- [3] G. L. Turin, "Introduction
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Proceedings of the IEEE, Band 68, Nr. 3, März 1980, S. 328–353.
- [4] H. Hashemi, "The
Indoor Propagation Channel", Proceedings
of the IEEE, Band 81, Juli 1993, S. 943–968.
- [5] J. C. Bic, D. Duponteil, J. C. Imbeaux, "Elements de Communications Numeriques", Collection Technique
et Scientifique des Telecommunications, Dunod, 1986.
- [6] M. K. Simon, J. K. Omura, R. A. Scholtz, B. K. Levitt, "Spread Spectrum Communications", Computer Science
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- [7] M. Kaverhad, G. E. Bodeep, "Design and Experimental Results for
a Direct-Sequence
Spread Spectrum Radio Using Differential Phase-Shift-Keying Modulation
for Indoor Wireless Communications", IEEE Journal on Selected Areas in
Communications, Band SAC-5, Nr. 5, Juni 1987.
- [8] ETSI, "European
Digital Cellular Telecommunications-System (Phase 2); Radio Transmission
and Reception, (GSM 05.05)",
1994.
