DE69912448T2

DE69912448T2 - Iterativer rake-empfänger und entsprechendes empfangsverfahren

Info

Publication number: DE69912448T2
Application number: DE69912448T
Authority: DE
Inventors: Mohamed Siala
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 1998-08-20
Filing date: 1999-08-19
Publication date: 2004-07-29
Anticipated expiration: 2019-08-20
Also published as: CN1320306A; DE69912448D1; FR2782585A1; JP2002523962A; CN1130845C; EP1105975B1; JP4142255B2; FR2782585B1; AR025266A1; EP1105975A1; WO2000011799A1; US6674740B1; ES2209479T3

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung hat einen iterativen Rechenempfänger (RAKE in angelsächsischer Terminologie) und ein entsprechendes Empfangsverfahren zum Gegenstand. Sie findet Anwendung in der Radiokommunikation und insbesondere bei der Technik, welche mehrfacher Zugriff mit Aufteilungen durch Codes (in Englisch CDMA für „Code Division Multiple Access") genannt wird. Sie kann auf Systeme, welche durch die Norm IS'95 definiert sind, und bei UMTS und IMT-2000 Systemen der dritten Generation angewendet werden.
Stand der Technik
Bei der CDMR-Technik modulieren die zu übertragenden Informationssymbole nicht direkt einen Träger, sondern werden vorher mit Pseudozufallssequenzen (oder Codes) multipliziert, was den Effekt hat, ihr Spektrum zu verbreitern. Beim Empfang wird das empfangene Signal durch eine Filterung verschmälert, welche der beim Senden benutzten Sequenz angepasst ist (oder durch Korrelation), und dann demoduliert.
Diese Technik erlaubt es mehreren Benutzern, denselben Kanal für Radiokommunikationen zu benutzen, unter der Bedingung, dass man jedem eine bestimmte Sequenz zuordnet.
Im Allgemeinen weist der benutzte Kanal mehrere Trajektorien oder Bahnen in dem Sinn auf, dass sich die radioelektrische Welle gemäß mehreren unterschiedlichen Wegen zwischen dem Ort des Sendens und dem Ort des Empfangens fortpflanzt. Für jedes gesendete Informationssignal empfängt der Empfänger daher nicht ein einziges Signal, sondern mehrere mehr oder weniger verzögerte und mehr oder weniger veränderte Repliken. Um die übertragene Information in zuverlässiger Weise wiederherzustellen, müssen eine möglichst große Anzahl dieser Repliken berücksichtigt und in dem Empfänger wieder zusammengesetzt werden.
Um dies durchzuführen wurde ein bestimmter Empfänger, genannt Rechenempfänger, erfunden (RAKE in angelsächsischer Terminologie), in dem Sinn, dass er die Informationen zu verschiedenen Momenten, welche die Zinken des Rechens symbolisieren, „recht". Ein derartiger Empfänger trennt die Signale, welche verschiedenen Bahnen entsprechen, und umfasst eine Mehrzahl von „Zinken" oder „Zweigen" oder „Fingern", welche jedes dieser Signale verarbeiten. In jedem Zahn wird das Signal verschmälert und demoduliert. Es verbleibt dann, die Gesamtheit der Signale in einem Addierer wieder zusammenzusetzen.
Ein Rechenempfänger wurde anfänglich von R. PRICE und P. E. green in einem Artikel mit dem Titel „A Communication Technique for Multipath Channels" beschrieben, publiziert in der Zeitschrift „Proceedings of the IRE", Vol. 46, März 1958, Seiten 555–570.
Man kann eine Beschreibung dieses Empfängers auch in dem allgemeinen Werk von J. G. PROAKIS, betitelt „Digital Communications", dritte Auflage, McGRAW-HILL, 1995 (dritte Auflage) 1989 (zweite Auflage) finden.
Die beigefügte 1 stellt schematisch einen derartigen Empfänger dar. Wie dargestellt umfasst dieser Empfänger einen allgemeinen Eingang E, einen Filter 10 einer Breite, welche der Bande der Verbreiterung der Signale angepasst ist, L Mit tel 12₀ , ..., 12_l , ..., 12_L–1 , welche es erlauben, L verschmälerte Signale mit einer Frequenz, welche L Bahnen entsprechen, wiederherzustellen (diese Mittel umfassen im Allgemeinen einen Filter, welcher einer der Pseudozufallssequenzen angepasst ist, welche bei dem Senden benutzt werden, oder einen Korrelator, ebenso wie Mittel, um Spitzen des Signals zu finden), L Mittel 14₀ , ..., 14_l , ..., 14_L–1 zum Abschätzen der Charakteristiken der L von den verschiedenen Signalen benutzten Bahnen, L Demodulationsmittel 16₀ , ..., 16_l , ...,16_L–1 , welche die verschmälerten Signale und die Abschätzungen der Bahnen kombinieren, einen Addierer 18, welcher die von den L Demodulatoren gelieferten L Beiträge zusammenfügt, und schließlich eine Entscheidungsschaltung 20, welche an einem allgemeinen Ausgang S die übertragenen Symbole oder Referenzsymbole, welche es erlauben, die Kommunikation zu testen, liefern.
WO 97 057 09 A beschreibt einen Empfänger entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Mit einem erhöhten Bedarf an Leistungen, welche immer höhere Übertragungsraten benötigen, ist die Frequenzverbreiterungsbande von CDMA-Systemen ohne anzuhalten am Maximum angelangt. Diese Vergrößerung der Bande wird von einer kontinuierlichen Vergrößerung der Anzahl von bei dem Empfänger empfangenen Bahnen begleitet. Dieses Wachstum der Anzahl der Bahnen führt für eine gegebene Empfangsleistung zu einer Verringerung der pro Bahn empfangenen Leistung und somit zu einer Verringerung der Qualität der Abschätzung des globalen Kanals. Als Folge wird eine konstruktive Kombination der Beiträge dieser Bahnen beim Empfänger selten garantiert und kann zu einem bedeutenden Verlust von Übertragungsqualität führen.
Da die CDMA-Systeme aufgrund ihrer Natur durch Interferenzen durch mehrfachen Zugriff beschränkt sind, kann man diesen Leistungsverlust nicht durch eine Vergrößerung der Sendeleistung kompensieren. Auf der anderen Seite ist die Vergrößerung der Anzahl von gehandhabten Symbolen eine Lösung, welche schädlich für die Kapazität des Systems ist.
Die Erfindung hat gerade zum Ziel, diese Unannehmlichkeiten zu beheben.
Kurzbeschreibung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung hat zum hauptsächlichen Ziel, die Leistungen von CDMA-Systemen zu vergrößern, indem für eine gegebene Sendeleistung und damit mit einem unveränderten Grad von Interferenzen bei mehrfachem Zugriff die Empfangsqualität verbessert wird. Diese Verbesserung der Qualität erlaubt es unter anderem, die Kapazität und die Abdeckung des CDMA-Systems zu verbessern. Diese Verbesserung wird durch eine Optimierung der Funktionsweise des Empfängers im klassischen Fall des langsamen Abklingens, aber auch im schwierigeren Fall des sehr schnellen Abklingens erhalten.
Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, die Realisierung von Endgeräten zu vereinfachen, indem sie wesentlich weniger empfindlich gegenüber Ungenauigkeiten des zum Übertragen des empfangenen Signals ins Basisband benutzten Lokaloszillators gemacht werden.
Die CDMA-Systeme führen das Konzept der Periode der Leistungssteuerung (abgekürzt PLS) ein. Die Leistung des von dem Sender emittierten Signals bleibt während jeder dieser Perioden konstant, kann aber von einer Periode der Leistungssteuerung zur nächsten variieren, um langsamem Abklingen (aufgrund der Entfernung und von Maskierungseffekten), ebenso wie dem schnellen Abklingen aufgrund von Effekten der Mehrzahl von Bahnen, während sich das Endgerät langsam fortbewegt, entgegenzuwirken. Im Übrigen werden zusätzlich zu Symbolen, welche die Information tragen, Kontrollsymbole bzw. Steuersymbole benutzt. Die Erfindung erlaubt es, bei konstanter Empfangsqualität die relative Anzahl und/oder die Leistung dieser Steuersymbole zu verringern. Dieses Ziel wird erreicht, indem die Steuersymbole einer beliebigen Anzahl von aufeinander folgenden Perioden der Leistungssteuerung bei der Abschätzung des Kanals in optimaler Weise einbezogen werden. Dies wird auch durch die Berücksichtigung der Steuersymbole, umfassend gegebenenfalls solche in den Pilotkanälen von bestimmten CDMA-Systemen, bei der optimalen Abschätzung des Kanals in Abwesenheit von adaptiven Antennen erreicht. Es wird auch durch die Berücksichtigung von gegebenenfalls von anderen Benutzern in der ableitenden Verbindung beeinflussten Steuersymbolen bei der Abschätzung erreicht, nach wie vor in Abwesenheit von adaptiven Antennen. Es wird schließlich erreicht durch die Optimalität der Berücksichtigung von Datensymbolen dieser Perioden der Leistungssteuerung, welche sicherlich zahlreicher und oft energetischer als die Steuersymbole sind, bei der Abschätzung dieses Kanals (eines Teils oder seiner Gesamtheit). Die Verringerung der Anzahl und/oder der Leistung der Steuersymbole erlaubt es, die Codierung der Nutzdaten zu verstärken bzw. den diesen Daten zugeordneten Teil der übertragenen Leistung zu vergrößern.
Die Erfindung erlaubt es zudem, bei der optimalen Abschätzung des Kanals zeitlich gemultiplexte Steuersymbole ebenso wie auf In-Phase- und/oder Quadraturkomponenten des modulierten Signals gemultiplexte Steuersymbole zu berücksichtigen.
Die Erfindung erlaubt die Benutzung aller Symbole der Periode der Leistungssteuerung. Sie erlaubt es somit, den Frequenzab weichungen des Lokaloszillators zu folgen und sie zu korrigieren, auch in dem Fall, in dem die Steuersymbole umgruppiert sind.
Gemäß der Erfindung wird jedes Mal, wenn das empfangene Signal, welches einer gegebenen Anzahl von Perioden der Leistungssteuerung entspricht, verfügbar ist, eine Block für Block Behandlung durchgeführt. Im Fall eines klassischen Rechenempfängers beginnt dieser immer mit einem Verschmälern der Signale, welche signifikanten Bahnen, welche durch die schlussendliche Kombination erhalten wurden, entsprechen. Er führt dann eine grobe Abschätzung des Mehrbahnenkanals durch, wobei er sich nur der dem empfangenen Block zugewiesenen Steuersymbole bedient. Diese Abschätzung erlaubt es, auf der Ebene jedes Symbols des Blocks Symbol für Symbol die Entwicklung der Phase und der Amplitude jeder der Bahnen während des zu behandelnden Blocks zu charakterisieren. Der Empfänger der Erfindung demoduliert und kombiniert also die Beiträge der abgeschätzten Bahnen und liefert einen Abtastwert (oder gewichteten Ausgang) für jedes in dem Block enthaltene Datensymbol.
Im Fall eines klassischen Rechenempfängers werden diese gewichteten Ausgänge direkt ausgenutzt, um die Symbole der übertragenen Daten zu detektieren und zu decodieren. Diese Ausgänge besitzen eine gewisse Verlässlichkeit in Bezug auf die von den während eines Blocks gesendeten Datensymbolen angenommenen Werte. Im Fall des Empfängers der Erfindung können sie zusätzlich zu den Steuersymbolen ausgenutzt werden, um eine bessere Abschätzung jeder empfangenen Bahn bereitzustellen. Diese verbesserte Abschätzung des Mehrbahnenkanals kann optimiert werden, indem eventuell die codierte Struktur der Datensymbole berücksichtigt wird. Die Berücksichtigung der Korrekturcodierung führt auf der Ebene des Empfängers zu gewichteten Ausgängen von besserer Qualität.
Die am Ende einer gegebenen Iteration erhaltenen gewichteten Ausgänge können von neuem benutzt werden, zusammen mit den Steuersymbolen, um zu einer ergänzenden Verbesserung der Abschätzung des Kanals beizutragen. Diese verbesserte Abschätzung ermöglicht es ihrerseits, die Qualität der von dem Empfänger erzeugten gewichteten Ausgänge zu vergrößern. Der Ausgang des Empfängers wird also auf die Abschätzungsmittel zurückgeschleift.
Die Optimalität des erfindungsgemäßen Empfängers ist mit derjenigen der Abschätzung des Mehrbahnenkanals verbunden. Diese Optimalität stützt sich zunächst auf die Benutzung eines iterativen Algorithmus des Typs Abschätzung-Maximierung (abgekürzt AM), um die Realisierung des am wahrscheinlichsten an den empfangenen Block gebundenen Kanals zu finden. Dieser Algorithmus ist beispielsweise in dem Artikel von A. P. DEMPSTER, N. M. LAIRD und D. B. RUBIN mit dem Titel „Maximum Likelihood from Incomplete Data via the EM ALgorithm", beschrieben, publiziert in der Zeitschrift J. Roy. Stat. Soc., Band 39, 1977.
Die Optimalität der Abschätzung des Kanals stützt sich ebenso auf die Aufteilung bzw. Auftrennung jeder empfangenen Bahn gemäß einem. KRRHUNEN-LOEVE-Expansionsalgorithmus. Diese Aufspaltung erlaubt eine flexible Charakterisierung der zeitlichen Variationen der Bahnen aufgrund des Dopplereffekts und integriert sich auf einfache Weise in den AM-Algorithmus selbst. Der Algorithmus nach KARHUNEN-LOEVE ist beispielsweise in dem bereits zitierten Werk von J. G. PROAKIS, Ausgabe 1989, Seiten 340–344 beschrieben.
In präziserer Weise hat die vorliegende Erfindung einen Empfänger für CDMA-Radiokommunikationssignale zum Gegenstand, wobei diese Signale ausgehend von Symbolen mit durch Pseudozufallsequenzen verbreitertem Spektrum erhalten wurden und wobei sich die Signale dann folgend einer Mehrzahl von Bahnen ausbreiten, wobei dieser Empfänger umfasst:

– Mittel zum Wiederherstellen von LL verschiedenen Bahnen entsprechenden nicht verbreiterten Signalen für jedes Symbol,
– Mittel zum Berechnen von L Abschätzungen der L Bahnen,
– Demodulationsmittel zum Behandeln bzw. Verarbeiten jedes der L nicht verbreiterten Signale mit Hilfe der L entsprechenden Abschätzungen, um die Beiträge der L Bahnen zu erhalten,
– Einen Addierer zum Bilden der Summe dieser L Beiträge und zum Liefern einer Abschätzung des empfangenen Symbols,
– Eine Entscheidungsschaltung bezüglich des empfangenen Symbols ausgehend von dem Wert der durch den Addierer gelieferten Abschätzung,

a) Er Blöcke von N Symbolen behandelt, wobei jeder Block Datensymbole und Steuersymbole umfasst, wobei jedes Symbol durch den Rang k, den es in dem Block einnimmt aufgefunden wird, wobei k von 0 bis N – 1 geht,
b) Der Empfänger für jede durch einen Index l, l gehend von 0 bis L – 1, auffindbare Bahn und für jeden Block einen Vektor C_l mit N Komponenten berücksichtigt, welcher die Bahn während dieses Blocks charakterisiert,
c) Der Empfänger Mittel zum Definieren einer Basis von Vektoren B_k umfasst, wobei diese Vektoren die N Eigenvektoren der Matrix E⎣C_lC *T / l⎦ sind, wobei jeder Vektor C_l bezüglich dieser Basis in Komponenten zerlegt wird, wobei die Koeffizienten dieser Zerlegung, genannt G_lk, zufällige unabhängige Gauß-Variablen bilden,
d) Die Koeffizienten G_lk für jede Bahn 1 einen Vektor G mit N Komponenten definieren, wobei die Abschätzungsmittel ausgelegt sind, jeden Vektor G_l durch einen auf einem Abschätzungs-Maximierungs(AM)-Algorithmus, welcher auf einem Kriterium der maximalen Wahrscheinlichkeit a posteriori basiert, basierenden iterativen Prozess abzuschätzen.

Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel ist der Ausgang des Addierers auf die Abschätzmittel zurückgeschleift, wobei die Abschätzmittel anfänglich initialisiert sind oder werden, indem die in dem Block enthaltenen und als bekannt angenommenen Steuersymbole berücksichtigt werden, was es erlaubt, am Ausgang des Addierers eine erste Abschätzung für die in dem Block enthaltenen Datensymbole zu erhalten, wobei die Abschätzmittel dann die am Ausgang des Addierers vorliegenden abgeschätzten Symbole berücksichtigen und die Abschätzmittel dann schließlich nach einer letzten Iteration den optimalen Wert der G_l (l = 0, 1, ..., L – 1) liefern.
Die vorliegende Erfindung hat ebenso ein Verfahren zum Empfangen von CDMA-Radiokommunikationssignalen zum Gegenstand, wobei diese Signale ausgehend von Symbolen mit durch Pseudozufallssequenzen verbreitertem Spektrum erhalten wurden und diese Signale sich dann folgend einer Mehrzahl von Bahnen ausbreiten, wobei dieses Empfangsverfahren die folgenden Schritte umfasst:

– Für jedes Symbol werden L nicht verbreiterte Signale entsprechend L verschiedenen Bahnen zurückgewonnen,
– L Abschätzungen der L Bahnen werden berechnet,
– Jedes der L nicht verbreiterten Signale wird mit Hilfe der L entsprechenden Abschätzungen demoduliert, um die L Beiträge der Bahnen zu erhalten,
– Die Summe dieser L Beiträge wird gebildet, was eine Abschätzung des empfangenen Symbols ergibt,
– Ausgehend von dem Wert der erhaltenen Abschätzung wird eine Entscheidung betreffend das empfangene Symbol getroffen,

a) Blöcke von N Symbolen behandelt werden, wobei jeder Block Datensymbole und Steuersymbole umfasst, wobei jedes Symbol durch den Rang k auffindbar ist, den es in dem Block einnimmt, wobei k von 0 bis N – 1 geht,
b) Für jede Bahn, auffindbar durch einen Index l, wobei l von 0 bis L – 1 geht, und für jeden Block ein Vektor C_l mit N Komponenten, welcher die Bahn während dieses Blocks charakterisiert, in Betracht gezogen wird,
c) Die Matrix E⎣C_lC *T / l⎦, welche N B_k genannte Eigenvektoren besitzt, betrachtet wird, und diese Eigenvektoren B_k als Basis verwendet werden, jeder Vektor C_l bezüglich dieser Basis in Komponenten zerlegt wird, wobei die G_lk genannten Koeffizienten der Zerlegung zufällige unabhängige Gaußsche Variablen darstellen,
d) Die Koeffizienten G_lk für jede Bahn l einen Vektor G_l mit N Komponenten definieren und jeder Vektor G_l durch einen auf einem Abschätzungs-Maximierungs(AM)-Algorithmus, welcher auf einem Kriterium der maximalen Wahrscheinlichkeit a posteriori basiert, basierenden iterativen Algorithmus abgeschätzt wird.

Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel wird der iterative Prozess anfänglich initialisiert, indem die in dem Block enthaltenen und als bekannt angenommenen Steuersymbole berücksichtigt werden, was es erlaubt, eine erste Abschätzung für die in dem Block enthaltenen Datensymbole zu erhalten, wobei der iterative Prozess dann alle Symbole des Blocks entsprechend dieser ersten Abschätzung berücksichtigt, was es erlaubt, eine zweite Abschätzung der Symbole des Blocks zu erhalten, usw., bis zum Erhalten einer befriedigenden Abschätzung für die G_l, welche für die Demodulierung benutzt wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Die bereits beschriebene 1 zeigt einen bekannten Rechenempfänger,
2 stellt die allgemeine Struktur eines erfindungsgemäßen iterativen Rechenempfängers dar,
3 zeigt den Block der Abschätzung und der Optimierung gemäß dem Kriterium der maximalen Wahrscheinlichkeit a posteriori,
4 erlaubt es, die Leistungen eines erfindungsgemäßen Empfängers mit zwei klassischen Rechenempfängern zu vergleichen, indem die binäre Fehlerquote in Abhängigkeit vom Verhältnis E/I₀ gegeben wird, wobei I₀ die spektrale Leistung aufgrund von thermischem Rauschen und von Interferenzen aufgrund mehrfachen Zugriffs und E die mittlere Energie pro empfangenem Symbol ist,
5 erlaubt es, die Leistungen des erfindungsgemäßen Empfängers mit zwei klassischen Empfängern zu vergleichen, indem die binäre Fehlerquote in Abhängigkeit von der Position der Datensymbole in einer Periode der Leistungsteuerung für E/I₀ gleich 10 dB gegeben wird.
Beschreibung von bestimmten Ausführungsbeispielen
Im Bemühen um Einfachheit und Notation beziehen sich die folgenden mathematischen Entwicklungen ebenso wie die Figuren auf den Fall, bei dem die Symbole nur zeitlich gemultiplext werden. Der Fall, bei dem die Symbole sowohl in der Zeit als auch durch den Code auf die Quadraturkomponenten gemultiplext werden, ist in gleicher Weise zu behandeln.
Der Empfänger der Erfindung sucht eine Darstellung des Mehrbahnenkanals gemäß einem bekannten Kriterium, genannt der maximalen Wahrscheinlichkeit a posteriori (abgekürzt MAP, für „Maximum A Posteriori"). Diese Abschätzung erfordert die Kenntnis der emittierten Symbole, oder wenigstens ihrer Wahr scheinlichkeit. Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel kann der Empfänger die am Ausgang des Addierers vorliegenden Abschätzungen benutzen. In diesem Fall ist daher der Ausgang auf die verschiedenen Abschätzer zurückgeschleift, wie dies 2 darstellt. In dieser Figur sieht man, dass der Ausgang des Addierers 18, welcher ein Λ_k bezeichnetes Signal liefert (wobei k den Rang des behandelten Symbols bezeichnet, wobei dieser Rang von 0 bis N – 1 geht, wie später erklärt werden wird) auf die Abschätzer 14₀ , ..., 14_l , ..., 14_L–1 zurückgeschleift ist. Aber dieses Zurückschleifen tritt nicht in expliziter Weise auf, wie dies später verstanden werden wird.
Die Bestimmung der Eigenschaften des Mehrbahnkanals benutzt die Wahrscheinlichkeiten a posteriori von bestimmten Größen unter Berücksichtigung des von jeder Schaltung zur Rückgängigmachung der Verbreiterung bzw. Verschmälerung gelieferten Signals R_lk(t). Um diese Berechnung durchzuführen, wird das Signal in Komponenten aufgespaltet, wobei darauf geachtet wird, dass diese nicht korreliert sind. Um dies zu tun, benutzt man einen Aufspaltungsalgorithmus nach KARHUNEN-LOEVE, dessen Prinzip im Folgenden kurz in Erinnerung gerufen wird.
Eine beliebige zeitliche Funktion z(t) mit dem Mittelwert 0 weist eine Korrelationsfunktion, bezeichnet als ϕ(t, τ) gleich ½E[z(t)·z*(τ)] auf, wobei E der Mittelwert ist. Die Funktion z(t) kann in folgender Form in eine Reihe entwickelt werden:
wobei die z_n die Entwicklungskoeffizienten sind und die f_n(t) in einem bestimmten Intervall 0, T orthonomierte Funktionen sind.
Jeder Koeffizient z_n kann ausgehend von der Funktion z(t) und den Eigenfunktionen f_n(t) durch die Beziehung: zn = ∫T0 z(t)f*n (t)dterhalten werden.
Man zeigt, dass die orthonomierten Funktionen f_n(t) die Eigenfunktionen der Gleichung: ∫T0 ϕ(t, τ)fn(τ)dτ = λnfn(t)sind, wobei die λ_m die Eigenwerte sind.
Wenn das von einer Schaltung zur Rückgängigmachung der Verbreiterung (adaptierter Filter oder Korrelator) gelieferte Signal als R(t) bezeichnet wird, erhält man: R(t) = C(t)A(t) + N(t)wobei C(t) eine Funktion ist, welche die von der Welle genommene Bahn charakterisiert, A(t) die emittierte Information und N(t) ein additives Gaußsches Rauschen ist. Um jede Bahn abzuschätzen, wird die Funktion C(t), welche sie charakterisiert, gemäß dem Algorithmus nach KARHUNEN-LOEVE zerlegt. In Realität erzeugen Radiokommunikationen des CDMA keine zeitlich kontinuierlichen Funktionen, sondern digitale Größen, anders gesagt Samplingwerte. Das Signal am Ausgang der Schaltung zum Verschmälern des Zinkens der Ordnung l des Rechens schreibt sich in der Form: Rlk = ClkAk + Nlk wobei k der Rang des Symbols ist, von welchem angenommen wird, dass er von 0 bis N – 1 geht, wenn man einen Block von N Symbolen verarbeitet. Für eine durch den Index l bezeichnete gegebene Bahn bilden die N Komponenten C_lk die N Komponenten eines Vektors C_l. Es ist dieser Vektor, welchen man gemäß dem Algorithmus nach KARHUNEN-LOEVE zerlegen wird, welcher, in diesem Fall, diskrete Summationen anstelle der Integrale benutzt. Eher als von Eigen„funktionen" spricht man daher von Eigen„vektoren", aber der Geist der Zerlegung bleibt derselbe.
Nachdem diese allgemeinen Grundlagen ins Gedächtnis gerufen wurden, können der Empfänger und das Verfahren der Erfindung in folgender Weise beschrieben werden, für den Fall, dass man sich auf eine einzige Periode der Leistungssteuerung beschränkt.
Jede Leistungsebene, entsprechend einer Periode der Leistungssteuerung, besteht aus N_D Datensymbolen und N_C Steuersymbolen, welche alle in Phase (MDP2, MDP4, MDP8, ...) moduliert sind. Im Folgenden wird mit N die Gesamtzahl dieser Symbole (N = N_D + N_C) bezeichnet, mit
werden die Datensymbole und mit
werden die Steuersymbole bezeichnet.
Diese zwei Kategorien von Symbolen können mit verschiedenen Verbreiterungsfaktoren aufgrund von begrenzten Pseudozufallssequenzen verbreitert werden. Weiterhin können sie entweder separat auf die In-Phase und Quadraturkomponenten des modulierten Signals oder zusammen zeitlich gemultiplext werden. Im Folgenden wird mit p_i die relative zeitliche Position jedes dieser Symbole in Bezug auf den Anfang der entsprechenden Periode der Leistungssteuerung bezeichnet.
Im Allgemeinen setzen sich die Steuersymbole zum einen aus N_P Pilotsymbolen
welche dem Empfänger bekannt sind, und N_C – N_P Symbolen
welche zur Leis tungssteuerung auf umgekehrtem Weg und zum Anzeigen des Formates der empfangenen Daten bestimmt sind, zusammen.
Während einer gegebenen Periode der Leistungssteuerung wird die dem Symbol a_i zugeordnete emittierte Energie mit E_i bezeichnet. Gewöhnlich ist diese Energie den Symbolen jeder Kategorie jeweils gemeinsam, aber sie kann sich von einer Kategorie zur anderen unterscheiden. In diesem Fall werden die den Datensymbolen und Steuersymbolen zugeordneten Energien mit E_D bzw. E_C bezeichnet.
Der von den CDMA-Signalen gesehene Mehrbahnenkanal setzt sich aus einer Mehrzahl von Bahnen oder Trajektorien zusammen, welche zeitliche Variationen aufgrund des Dopplereffekts aufweisen oder aufweisen können. Jede Bahn ist durch eine gegebene mittlere Leistung und ein gegebenes Doppler-Leistungsspektrum (DLS) charakterisiert, welche von der Umgebung und der Geschwindigkeit des Mobils abhängen. Weiterhin können die durch jede Bahn erfahrenen Abschwächungen sowohl vom Rayleigh- als auch vom Rice-Typ sein.
Im Allgemeinen sind die Doppler-Leistungsspektren mit Rayleigh-Abschwächungen entweder vom klassischen oder vom flachen Typ. Die klassischen (bzw. flachen) Doppler-Leistungsspektren finden sich vor allem in Umgebungen außerhalb (bzw. innerhalb) von Gebäuden.
Man bezeichnet mit B_D die Doppler-Verbreiterung des Kanals und mit J₀(.) die Bessel-Funktion erster Art der Ordnung 0. Die Autokorrelationsfunktion einer Bahn der mittleren Leistung ϕ(0) ist also gegeben durch: ϕ(τ) = ϕ(0)J0(πBDτ) im Fall eines klassischen DLS und durch ϕ(τ) = ϕ(0)sin(πBDτ)/πBDτim Fall eines flachen DLS (Doppler-Leistungsspektrum). Die mittlere Leistung ϕ(0) variiert von einer Bahn zur nächsten und charakterisiert daher das Intensitätsprofil der Bahnen.
Wie weiter oben in Erinnerung gerufen, besteht ein Rechenempfänger aus L Zinken, welche es erlauben, die L Bahnen mit der größten Leistung zu verfolgen und die konstruktive Kombination der Beiträge diesen L Bahnen sicherzustellen. Die Anzahl der von einem Rechenempfänger berücksichtigten Bahnen ist im Allgemeinen geringer als die reale Anzahl der tatsächlich empfangenen Bahnen. Diese Anzahl hängt von der Umgebung (außen oder innen) und vom CDMA-Verbreiterungsfaktor ab. Häufig werden typische Werte von 2 bis 3 für Innenumgebungen und von 4 bis 8 für Außenumgebungen benutzt.
Sei R_lk das Signal am Ausgang des Korrelators des l-ten Zinkens entsprechend dem k-ten während irgendeiner Periode der Leistungssteuerung übertragenen Symbols a_k. Dieses Signal kann in der Form: Rlk = clkak + Nlk geschrieben werden, wobei c_lk der Verstärkungsfaktor der l-ten Bahn des Empfängers, gesehen von dem Symbol a_k, und N_lk ein komplexes Rauschen, welches sowohl das thermische als auch die durch mehrfachen Zugriff von anderen Mobilen erzeugte Interferenz umfasst, ist. Um die Analyse und den Entwurf des Empfängers zu vereinfachen, wird dieses Rauschen als Gaußsch und unkorreliert angenommen, und seine Varianz wird mit I₀ bezeichnet.
Die Verstärkungsfaktoren einer gegebenen Bahn werden ebenso als unabhängig von denen der anderen angenommen. Der Grund dafür ist, dass zwei Signale, welche mit unterschiedlichen Verzögerungen zum Empfänger gelangen, eine große Wahrscheinlichkeit aufweisen, nicht dieselben Wege zu nehmen und nicht denselben Hindernissen zu begegnen. Nichtsdestoweniger sind die Verstärkungsfaktoren einer einzigen Bahn im Allgemeinen untereinander korreliert. Wenn E[.] und ϕ_l(.) den Operator des Mittelwerts bzw. die kontinuierliche Autokorrelationsfunktion der l-ten Bahn bezeichnen, ist die dieser Bahn entsprechende diskrete Autokorrelationsfunktion gegeben durch: E[CliC*lj ] = ϕl(pi – pj),wobei die p_i und die p_j die zeitliche Position der Symbole in Bezug auf den Anfang der Periode der Leistungssteuerung bezeichnen.
Der Empfänger hat im Allgemeinen eine vage Vorstellung sowohl von dem Wert der Doppler-Verbreiterung B_D wie von der Form des Doppler-Leistungsspektrums. Als Folge nimmt er die am wenigsten vorhersehbare Repräsentation des Mehrbahnenkanals mit einem flachen Doppler-Leistungsspektrum, dessen Doppler-Verbreiterung größer oder gleich der reellen Verbreiterung ist, an. Zur Vereinfachung wird diese Obergrenze der Verbreiterung ebenfalls mit B_D bezeichnet. Sie kann in definitiver Weise auf der Ebene des Empfängers in Abhängigkeit von seiner maximalen autorisierten oder erreichten Geschwindigkeit festgelegt werden. Sie kann ebenso in adaptiver Weise geschätzt werden, indem beispielsweise die Pilotsymbole und/oder der Pilotkanal benutzt werden.
Während jeder Periode der Leistungssteuerung benötigt der Empfänger eine möglichst genaue Abschätzung der den Datensymbolen entsprechenden Verstärkungsfaktoren C_lk, der Leistungssteuerung und des Formates der empfangenen Daten. Zu diesem Zweck ist der Empfänger der Erfindung in der Lage, die zeitliche Korrelation der Verstärkungsfaktoren von allen von dem Empfänger kombinierten Bahnen zu berücksichtigen. Er ist außerdem in der Lage, einen Teil oder die Gesamtheit der codierten Struktur der unbekannten Daten- und Steuersymbole des Empfängers zu berücksichtigen, um diese Abschätzung zu verbessern. Er hat schließlich die Möglichkeit, einen Teil oder die Gesamtheit der Daten- und Steuersymbole der benachbarten Periode der Leistungssteuerung zu berücksichtigen, um seine Abschätzung auf der Ebene einer gegebenen Periode der Leistungssteuerung zu optimieren.
Zur Vereinfachung wird der Fall eines Abschätzers des Mehrbahnenkanals betrachtet, welcher nur die während einer Periode der Leistungssteuerung empfangenen Symbole benutzt, um die Realisierung des entsprechenden Kanals abzuschätzen. Man bezeichnet den Operator des Transponierens mit (.)^T und führt den Vektor: Rl = (Rl0, Rl1, ..., Rl,N–1)T ein.
Dieser Vektor hat die N während der zu verarbeitenden Periode der Leistungssteuerung empfangenen Abtastwerte als Komponenten und entspricht der l-ten von dem Empfänger erhaltenen Bahn. Die Abschätzung des Mehrbahnenkanals während dieser Periode der Leistungssteuerung stützt sich allein auf diese L Vektoren R₀, R₁, ..., R_L–1 der empfangenen Abtastwerte.
Mit |.| wird der Betragsoperator bezeichnet. Es wird daran erinnert, dass die Amplitude |a_k| von a_k, welche gleich √E_k ist, nicht nur von der Periode der Leistungssteuerung, sondern auch vom Index des emittierten Symbols abhängt. In der Praxis ist diese Amplitude für jede Kategorie von Symbolen gleich.
Um sich von dieser Abhängigkeit von der Amplitude zu befreien, wird der Vektor der normalisierten übertragenen Symbole eingeführt: A = (A0, A1, ..., AN–1)T mit A_k = a_k/|a_k|. Die k-te Komponente des l-ten Vektors von empfangenen Abtastwerten kann also in der Form: Rlk = ClkAk + Nlk geschrieben werden, wobei C_lk die k-te Komponente des Vektors Cl = (|a0|cl0,|al|cl1, ...,|aN–1|cl,N–1)T von der l-ten Bahn entsprechenden normalisierten Verstärkungsfaktoren ist. Es dreht sich nun darum, diesen Vektor darzustellen.
Diese Darstellung, basierend auf dem Zerlegungsalgorithmus nach KARHUNEN-LOEVE, besteht darin, jeden der L normalisierten Vektoren C_l, l = 0, 1, ..., L – 1 in der Form:
auszudrücken, wobei die B_k die N normalisierten Eigenvektoren der Kovarianzmatrix F_l = E⎣C_lC *T / l⎦ der C_l ist und die Koeffizien ten G_lk unabhängige Gaußsche Zufallsvariablen mit Mittelwert Null und einer Varianz gleich den Eigenwerten der Matrix F_l sind; es wird daran erinnert, dass der Index k von 0 bis N – 1 geht.
Es wird angenommen, dass die Formen der Doppler-Leistungsspektren der Bahnen identisch sind und daher auch, dass die entsprechenden Eigenvektoren B_k identisch sind. In dem Fall, in dem die exakten Eigenschaften des Mehrbahnenkanals bekannt sind, weist die Matrix F_l als (i, j)-ten Eintrag
auf.
In der Praxis sind weder die Form des Doppler-Leistungsspektrums und die entsprechende Doppler-Verbreiterung noch die Leistungen, mit denen die Perioden der Leistungssteuerung emittiert werden, präzise bekannt. Der Empfänger kann daher das flache DLS der Breite B_D annehmen, welches eine Obergrenze der realen Doppler-Verbreiterung darstellt. Weiterhin kann er annehmen, dass die mittlere empfangene Leistung von einer Periode der Leistungssteuerung zur anderen nicht stark variiert. In diesem realistischeren Fall hängt der durch
gegebene (i, j)-te Eintrag der Matrix F_l nicht mehr von der Obergrenze der angenommenen Doppler-Verbreiterung ab.
In der Praxis kann der Empfänger auch über eine Datenbank von Eigenvektoren für verschiedene typische Werte der oberen Grenze der Doppler-Verbreiterung verfügen, um sich möglichst gut der Geschwindigkeit des Endgeräts anzupassen.
Der Abschätzer des Kanals realisiert gemäß der Erfindung eine iterative Abschätzung des Mehrbahnenkanals mit Abschwächungen gemäß dem MAP-Kriterium. Er kann bei seiner Abschätzung auch die Eigenschaften der adäquaten Repräsentierung des Kanals wie die Werte der Pilotsymbole und die codierte Struktur der unbekannten Symbole (Datensymbole eingeschlossen) berücksichtigen.
Die Abschätzung mit MAP der Ĝ_l, wobei 1 alle Werte von 0 bis L – 1 annimmt, einer Realisierung G_l des Mehrbahnenkanals mit Abschwächungen ist der Wert {Ĝl}L1l=0 = argmaxP({G}L1l , {R}L1l )welcher die Wahrscheinlichkeitsdichte a posteriori p({G_l} L1 / l=0, {R_l} L1 / l=0) maximiert. Entsprechend der Erfindung und indem der AM-Algorithmus benutzt wird, kann man iterativ eine Lösung erhalten, welche so nahe an der exakten Lösung ist, wie man wünscht.
Im allgemeinen Fall weist die zu maximierende Wahrscheinlichkeitsdichte a posteriori p({G_l} L1 / l=0, {R_l} L1 / l=0) mehrere globale Maxima auf, welche zu einer Uneindeutigkeit bei der Abschätzung des Kanals gemäß dem MAP-Kriterium führen. Diese Uneindeutigkeit kann dank der Benutzung der dem Empfänger bekannten Pilotsymbole aufgelöst werden. Währenddessen erweist sich dies häufig als ungenügend, da diese Wahrscheinlichkeitsdichte auch lokale Maxima aufweist, welche von dem AM-Algorithmus anstelle des einzigen globalen Maximums erreicht werden können. Um dieses Problem zu lösen, kann man sich auf die Pilotsymbole stützen, um in geeigneter Weise die anfänglichen Bedingungen G (0) / l, l = 0, 1, ..., L – 1 zu bestimmen.
Der AM-Algorithmus schätzt durch Induktion die Vektoren Ĝ_l in einer Weise wiederholt ab, dass ein monotones Wachstum der bedingenden Wahrscheinlichkeitsdichte a posteriori p({G_l} L1 / l=0, {R_l} L1 / l=0) garantiert wird.
Wenn die empfangenen Vektoren R_l gegeben sind, beginnt der AM-Algorithmus mit einer Berechnung der anfänglichen Bedingungen G (0) / l der Vektoren G_l ausgehend von den empfangenen Abtastwerten, welche den Pilotsymbolen entsprechen.
Mit Sk wird die Menge der möglichen Werte bezeichnet, welche von dem k-ten Symbol einer Periode der Leistungssteuerung angenommen werden, mit S die Menge der Indices der Pilotsymbole einer Periode der Leistungssteuerung und mit Dk der durch das Pilotsymbol A_k eines Indexes, welcher in S(k∊S) enthalten ist, angenommen wird, bezeichnet. In diesem Stadium der Initialisierung des AM-Algorithmus hat der Empfänger keine Idee von den Werten der Datensymbole und benutzt daher eine gleichförmige bedingte Wahrscheinlichkeitsdichte P(A_k|{R_l} L1 / 0, {G 1 / l} L1 / l=0) für die A_k, welche keine Pilotsymbole sind.
Wenn die Konstellation der Modulation zentralsymmetrisch ist (MDP2, MDP4, MDP8, ...), kann die n-te Komponente des anfänglichen Zustands der l-ten Bahn G (0) / l auch als
gewählt werden, wobei w_ln ein durch
gegebener Gewichtungsfaktor ist.
Dieser Faktor hängt sowohl von Γ_ln, dem n-ten Eigenwert der Matrix F_l (welcher die mittlere Leistung ϕ_l(0) der l-ten Bahn ebenso wie die Doppler-Verbreiterung B_D und die den Datensymbolen und den Steuersymbolen zugeordnete emittierte Energie E_D bzw. E_C beinhaltet) und von der Varianz des Rauschens I₀, welches das thermische Rauschen und die Interferenz durch mehrfachen Zugriff enthält, ab.
Sich immer noch auf alle empfangenen Vektoren R_l stützend führt der AM-Algorithmus anschließend eine iterative Berechnung der wiederholten Abschätzung von G (d+1) / l ausgehend von der Abschätzung G d / l durch, wobei er sich des Ausdrucks:
bedient, welcher die n-te Komponente der (d + 1)-ten wiederholten Abschätzung mit dem l-ten Vektor der adäquaten Darstellung des Kanals G (d) / l verbindet.
Die iterative Abschätzung der adäquaten Darstellung G_l gemäß der Erfindung kann eine begrenzte Anzahl D von Malen in einer Weise durchgeführt werden, dass die erhaltene globale Abschätzung G (D) / l eine unmerkliche Degradierung der Leistungen des Empfängers in Bezug auf die optimale Lösung Ĝ_l garantiert.
Diese Arbeitsschritte sind in der 3 dargestellt, wo man den Abschätzer des Rangs l, d. h. 14_l , mit Mitteln 30, welche die Basis von Vektoren B_k definieren, und Mitteln 32, welche die Gewichtungskoeffizienten berechnen, sieht. Der Abschätzer 14_l führt eine erste Abschätzung, welche symbolisch durch den Block I₀ repräsentiert ist, durch, welche die anfängliche Abschätzung G (0) / l liefert, und führt dann eine Abschätzung der Ordnung d durch, welche durch den Block I_d repräsentiert wird, welche G (d) / 0 liefert, und dann eine Abschätzung d + 1, dargestellt durch den Block I_d+1, welche aus G (d+1) / l liefert, und schließlich eine letzte Iteration der Ordnung D, dargestellt durch den Block I_D, welche G (D) / l liefert.
Der Empfänger, welcher eben beschrieben wurde, umfasst daher L Schaltungen wie die in 3 mit dem Bezugszeichen 14_l dargestellte. Um seine Abschätzung des Kanals G (d) / l zu verbessern, muss die Schaltung 14_l daher über Wahrscheinlichkeiten: P[Ak = A|{Rl'}L1l=0 , G(d)l }L1l=0 verfügen, d. h. die Wahrscheinlichkeit, dass das Symbol A_k einen Wert aus allen möglichen Werten unter Berücksichtigung von R_l und G_l annimmt.
Man hat gesehen, dass erfindungsgemäß D + 1 Iterationen durchgeführt werden, was es erlaubt, sukzessive G⁽⁰⁾, G⁽¹⁾, ... G^(D) zu berechnen. Währenddessen stellt sich ein Problem für den ersten Durchgang (d = 0), da man noch keine G_l zur Verfügung hat. Es ist daher nicht in aller Strenge möglich, die oben definierten Wahrscheinlichkeiten zu berechnen.
Gemäß der Erfindung werden daher die Pilotsymbole (oder Referenzsymbole) benutzt, für welche die Wahrscheinlichkeiten bekannt sind. In der Tat ist für ein Pilotsymbol die Wahrscheinlichkeit, dass A_k den Wert D_k annimmt, gleich 1 (und die Wahrscheinlichkeit, dass A_k nicht den Wert D_k annimmt ist 0). Für die anderen Symbole werden gleichverteilte Wahrscheinlichkeiten benutzt (beispielsweise wird man für ein binäres Symbol ½ und ½ für die zwei möglichen Werte nehmen).
Für die folgenden Iterationen (d ≠⁣ 0) verfügt man über die G (d) / l (ebenso wie über die R_l) über das Bekanntsein der Λ (d) / k, welche aus der Rekombinierung aller Demodulatoren hervorgehen und deren Ausdruck
ist, und deren Wahrscheinlichkeiten man daher berechnen kann, und das bis zur (D + 1)-ten Iteration (d = D).
In aller Strenge entspricht dieser Prozess dem Fall, in dem die Symbole A_k Informationssymbole sind, welche nicht durch einen Korrekturcode gestützt sind, wie es weiter unten gezeigt wird (oder welche gegebenenfalls durch einen Code geschützt sind, den man aber aus Gründen der Einfachheit nicht berücksichtigen will). Wenn im Gegensatz dazu die A_k durch einen Korrekturcode, welchen man ausnützen will, geschätzte Symbole sind, wird man einen BAHL-Algorithmus anwenden, um die für die Iteration d + 1 ausgehend von der Iteration d nötigen Wahrscheinlichkeiten P(A_k = A|{R_l} L1 / l=0, {G_l} L1 / l=0) zu erhalten. Dieser Algorithmus realisiert eine komplexe Operation, welche in der Tat ein verbesserter Demodulationsprozess ist. Die durch die Demodulatoren 16₀ , ..., 16_l , ..., 16_L–1 bewirkte Demodulationsoperation ist: daher nicht mehr in der Schleife, weil eine andere Operation, komplexer und vollständiger, schon in der Iterati on ist. Das Zurückschleifen des Ausgangs des Addierers 18 auf die Abschätzer ist daher nicht mehr notwendig.
Der BRHL-Algorithmus wird von L. R. BAHL, J. COCKE, F. JELINEK und J. RAVIV in dem Artikel mit dem Titel „Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate", publiziert in IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-2°, März 1974, beschrieben.
In dem besonderen Fall einer Codierung durch Wiederholung kann die codierte Struktur sofort in die explizite Formel, welche die (d + 1)-te Iteration ergibt, integriert werden, womit vermieden wird, auf den BAHL-Algorithmus zurückzugreifen.
Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann die Komplexität des Abschätzers des Kanals ohne sensiblen Leistungsverlust reduziert werden, indem in der Repräsentation des Kanals nur die Eigenvektoren behalten werden, welche wichtigen Eigenwerten entsprechen.
Bei einem anderen bestimmten Ausführungsbeispiel kann der Ausdruck G (d+1) / ln für den bestimmten Fall der Modulationen MDP2, MDP4, ... noch mehr vereinfacht werden. Für die Modulation MDP2 nimmt das Symbol A_k mit dem Index k seine Werte in der Menge Sk an, welche die zwei Werte +√E_k und –√E_k umfasst, und der allgemeine Ausdruck von G (d+1) / ln transformiert sich in
wobei tanh[.] die Funktion Tangens Hyperbolicus ist und Re{.} die „Realteil"-Funktion ist. Die Argumente des Operators Re{.} werden in natürlicher Weise bei jeder Iteration des Abschät zungsalgorithmus von dem Empfänger bereitgestellt. Am Ende des iterativen Prozess (wie man dies im Folgenden sehen wird) werden diese Argumente direkt von dem Empfänger für einen eventuellen Decoder bereitgestellt, welcher eine gewichtete Decodierung am Eingang benutzt.
Die Komplexität des Abschätzers des Kanals kann weiter reduziert werden, indem eine der folgenden Begrenzungsfunktionen:
oder ϕ2(x) = Vorzeichen von xanstelle der Tangens Hyperbolicus Funktion verwendet wird.
Für den guten Ablauf aller Schritte des AM-Algorithmus muss der Empfänger über eine Obergrenze B_D der realen Doppler-Verbreiterung und eine Abschätzung sowohl der Varianz des Rauschens I₀ als auch der individuellen Leistung jeder der erhaltenen Bahnen ϕ_l(0) verfügen.
In dem Fall, in dem der Empfänger über eine Datenbank von Eigenvektoren für verschiedene typische Werte der oberen Schranke der Doppler-Verbreiterung B_D verfügt, kann er die adäquaten Basisvektoren B_k in Abhängigkeit von der oberen Schranke der Doppler-Verbreiterung und somit der variablen Geschwindigkeit des Endgeräts bereitstellen.
In dem Fall, in dem die obere Schranke der Doppler-Verbreiterung nicht als Funktion der realen Geschwindigkeit des Endgeräts bestimmt wird, wird ihr ein einziger Wert zugewiesen und der Empfänger stellt nur die entsprechenden Basisvektoren bereit.
In gleicher Weise kann der Empfänger dank der vorstehend genannten Werte die nötigen Gewichtungen berechnen und bereitstellen.
Wenn eine D-te Abschätzung G (D) / l erzeugt worden ist, wird diese letzte Abschätzung als Repräsentation des Kanals hergenommen, und diese Repräsentation wird mit Ĝ_l bezeichnet. Für jedes Symbol des Rangs k bildet der Demodulator 16_l das Produkt der R_lk mit dem komplex konjugierten Wert von Ĉ_lk, d. h. C * / lk, und der Addierer 18 bildet die Summe aller dieser Beiträge, welche von den L Bahnen herrühren, und liefert ein schlussendliches Signal Λ (D) / k, welches durch:
definiert ist.
Wenn man die G * / lk als Funktion der Basisvektoren ausdrückt, erhält man:
Die Signale Λ (D) / k können von einem Viterbi-Detektor/Decoder benutzt werden, um die unbekannten Symbole (Daten) zurückzugewinnen, welche während einer Periode der Leistungssteuerung emittiert wurden, während es eine Codierung zum Schätzen der Daten gab.
Für die MDP2-Demodulation genügen die Realteile der Signale Λ (D) / k für die Decodierung und spielen die Rolle der gewichteten Ausgänge.
Weiterhin ist für eine nicht codierte MDP2-Modulation mit unbekannten Symbolen, welche mit gleicher Wahrscheinlichkeit die Werte +√E_k und –√E_k annehmen, die Entscheidung bezüglich des Symbols A_k einfach durch Âk = Vorzeichen von Re{Λ(D)k gegeben.
Die soeben beschriebene Erfindung kann für jegliche Aufteilung der Referenzsymbole realisiert werden. Diese können in irgendeiner Weise gruppiert oder aufgeteilt sein. Die vorliegende Erfindung kann insbesondere mit einer bestimmten Aufteilung durchgeführt werden, welche in der französischen Patentanmeldung beschrieben und beansprucht ist, welche durch die vorliegende Anmelderin am selben Anmeldetag wie die vorliegende Anmeldung hinterlegt wurde und „Procédés de communications numériques AMRC à répartition des symboles de référence" betitelt ist.
Die Funktionsweise des Empfängers der Erfindung wurde im Rahmen des Betriebs der Leitung mit 8 kBits/s bei der Aufwärtsstrecke des CDMA-Systems zu UMTS simuliert. Die Daten- und Steuersymbole werden auf die In-Phase (I) bzw. die Quadratur(Q)-Komponente des übertragenen modulierten Signals gemultiplext.
Der Verbreiterungsfaktor der Steuersymbole war der doppelte desjenigen der Datensymbole. Die Dauer einer Periode der Leistungssteuerung war 0,625 ms und beinhaltete N_D = 20 Datensymbole der Periode T_D = 31,25 μs und N_C = 10 Steuersymbole der Periode T_C = 62,5 μs. Die zeitlichen Positionen dieser sind gegeben durch: pi = (i + 1/2)TD, i = 0, 1, ..., ND – 1für die Datensymbole und durch pi = (i – ND + 1/2)TC, i = ND + 1, ..., N – 1für die Steuersymbole. Diese letzteren umfassen N_P = 6 Pilotsymbole, welche als am Anfang jeder Periode der Leistungsteuerung angeordnet angenommen werden. Im Übrigen wurde angenommen, dass die mittlere Leistung der Datensymbole die Doppelte derjenigen der Steuersymbole war. Die mittlere empfangene Energie E ist daher für alle empfangenen Symbole identisch und erfüllt:
Es wird angenommen, dass sich das Endgerät mit der Geschwindigkeit 500 km/h fortbewegt und eine Trägerfrequenz von 1,92 Ghz benutzt. Die dieser Auswahl entsprechende Doppler-Verbreiterung beträgt 1,778 kHz. Es wird angenommen, dass der Kanal L = 3 Bahnen mit gleicher mittlerer Leistung besitzt.
Die Leistungen eines erfindungemäßen Empfängers entsprechend dieser Hypothesen wurden mit denjenigen von zwei klassischen in CDMA-Empfängern benutzten Empfängern verglichen. Der erste benutzt den Algorithmus der Abschätzung durch Mittelung, wel cher die Modulation kompensiert, welcher die den Pilotsymbolen entsprechenden Abtastwerte unterworfen wurden, und den Mittelwert davon als Abschätzung des Mehrbahnenkanals nimmt. Der zweite benutzt den Algorithmus der linearen Abschätzung, welcher ebenso die Modulation der Abtastwerte der Pilotsymbole kompensiert, aber eine lineare Interpolation und/oder Extrapolation des Kanals gemäß dem Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMQF) durchführt.
Der Vergleich wird über die Entwicklung der binären Bruttofehlerquote (Brutto-BFR) (ohne Berücksichtigung einer möglichen Fehlerkorrekturcodierung) für die aufgeteilten oder gruppierten Pilotsymbole durchgeführt, wobei die drei vorgeschlagenen Algorithmen zur Abschätzung des Kanals benutzt werden (gemäß der Erfindung, durch Mittelung oder durch lineare Abschätzung).
In der 4 ist die binäre Fehlerquote als Funktion von E/I₀ (Verhältnis zwischen der mittleren empfangenen Energie pro Symbol und der Stufe des Rauschens) dargestellt, und in der 5 ist die gleiche Quote in Abhängigkeit der Position der Datensymbole in einer Periode der Leistungssteuerung für E/I₀ = 10 dB dargestellt. Für diese zwei Figuren entsprechen die Bezugszeichen der Kurven den folgenden Eigenschaften:

– 40, 50: Abschätzung durch Mittelung, gruppierte Pilotsymbole,
– 41, 51: Abschätzung durch Mittelung, aufgeteilte Pilotsymbole,
– 42, 52: lineare Abschätzung, gruppierte Pilotsymbole,
– 43, 53: erfindungsgemäße Abschätzung, gruppierte Pilotsymbole,
– 44, 54: lineare Abschätzung, aufgeteilte Pilotsymbole,
– 45, 55: erfindungsgemäße Abschätzung, aufgeteilte Pilotsymbole,
– 46: theoretische Kurve, perfekt bekannter Kanal.

Diese Ergebnisse zeigen, dass der erfindungsgemäße Empfänger in allen Fällen bessere Leistungen als die zwei anderen klassischen Empfänger bietet. Die zwei der theoretischen Kurve nächsten Kurven entsprechen der Erfindung.
Beispielsweise garantiert der erfindungsgemäße Empfänger für eine Brutto-BFR von 2·10^–2 und gruppierte Pilotsymbole eine Verbesserung bezüglich E/I₀ der Ordnung von 3 dB in Bezug auf den Besten der klassischen Empfänger.

Claims

Empfänger für CDMA-Radiokommunikationssignale, wobei diese Signale ausgehend von Symbolen mit durch Pseudozufallssequenzen verbreitertem Spektrum erhalten wurden, und wobei sich die Signale dann folgend einer Mehrzahl von Bahnen ausbreiten, wobei dieser Empfänger umfasst: – Mittel (12₀ , ..., 12_l , ..., 12_L–1 ) zum Wiederherstellen von L verschiedenen Bahnen entsprechenden nicht verbreiterten Signalen für jedes Symbol, – Mittel (14₀ , ..., 14_l , ..., 14_L–1 ) zum Berechnen von L Abschätzungen der L Bahnen, – Demodulationsmittel (16₀ , ..., 16_l , ..., 16_L–1 ) zum Behandeln jedes der L nicht verbreiterten Signale mit Hilfe der L entsprechenden Abschätzungen zum Erhalten der Beiträge der L Bahnen, – einen Addierer (18) zum Bilden der Summe dieser L Beiträge und zum Liefern einer Abschätzung des empfangenen Symbols, – eine Entscheidungsschaltung (20) bezüglich des empfangenen Symbols ausgehend von dem Wert der durch den Addierer gelieferten Abschätzung, wobei dieser Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass: a) er Blöcke von N Symbolen behandelt, wobei jeder Block Datensymbole und Steuersymbole umfasst, wobei jedes Symbol durch den Rang k, den es in dem Block einnimmt, aufgefunden wird, wobei k von 0 bis N – 1 geht, b) der Empfänger für jede durch einen Index l, l gehend von 0 bis L – 1, auffindbare Bahn und für jeden Block einen Vektor C_l mit N Komponenten berücksichtigt, welche die Bahn während dieses Blocks charakterisiert, c) der Empfänger Mittel (30) zum Definieren einer Basis von Vektoren B_k umfasst, wobei diese Vektoren die N Ei genvektoren der Matrix E⎣C_lC *T / l⎦ sind, wobei jeder Vektor C_l bezüglich dieser Basis in Komponenten zerlegt ist, wobei die Koeffizienten dieser Zerlegung, genannt G_lk zufällige unabhängige Gaussvariablen bilden, d) die Koeffizienten G_lk für jede Bahn l einen Vektor G_l mit N Komponenten definieren, wobei die Abschätzungsmittel (14_l ) ausgelegt sind, jeden Vektor G_l durch einen auf einem Abschätzungs-Maximierungs(AM)-Algorithmus, welcher auf einem Kriterium der maximalen Wahrscheinlichkeit a posteriori basiert, basierenden iterativen Prozess abzuschätzen.
Empfänger nach Anspruch 1, bei dem: a) der Ausgang des Addierers (18) auf die Abschätzmittel (14_l ) zurückgeschleift ist, b) die Abschätzmittel (14_l ) anfänglich (J₀) initialisiert sind, indem die in dem Block enthaltenen und als bekannt angenommenen Steuersymbole berücksichtigt werden, was es erlaubt, am Ausgang des Addierers eine erste Abschätzung für die in dem Block enthaltenen Datensymbole zu erhalten, wobei die Abschätzmittel (14_l ) dann (...J_d, J_d+1, ...) die am Ausgang des Addierers vorliegenden abgeschätzten Symbole berücksichtigen und die Abschätzmittel dann schließlich nach einer letzten Iteration (J_D) den quasioptimalen Wert (G (D) / l) des Vektors G_l liefern.
Verfahren zum Empfangen von CDMA-Radiokommunikationssignalen, wobei diese Signale ausgehend von Symbolen mit durch Pseudozufallssequenzen verbreitertem Spektrum erhalten wurden und diese Signale sich dann folgend einer Mehrzahl von Bahnen ausbreiten, wobei dieses Verfahren zum Empfangen die folgenden Schritte umfasst: – für jedes Symbol L werden nicht verbreiterte Signale entsprechend L verschiedenen Bahnen zurückgewonnen, – L Abschätzungen der L Bahnen werden berechnet, – jedes der L nicht verbreiterten Signale wird mit Hilfe der L entsprechenden Abschätzungen demoduliert, um die L Beiträge der Bahnen zu erhalten, – die Summe dieser L Beiträge wird gebildet, was eine Abschätzung des empfangenen Symbols ergibt, – ausgehend von dem Wert der erhaltenen Abschätzung wird eine Entscheidung betreffend das empfangene Symbol getroffen, wobei dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass: a) Blöcke von N Symbolen behandelt werden, wobei jeder Block Datensymbole und Steuersymbole umfasst, wobei jedes Symbol durch den Rang k auffindbar ist, den es in dem Block einnimmt, wobei k von 0 bis N – 1 geht, b) für jede Bahn, auffindbar durch einen Index l, wobei l von 0 bis L – 1 geht, und für jeden Block ein Vektor C_l mit N Komponenten, welche die Bahn während dieses Blocks charakterisiert, in Betracht gezogen wird, c) die Matrix E⎣C_lC *T / l⎦, welche N B_k genannte Eigenvektoren besitzt, betrachtet wird, und dass diese Eigenvektoren B_k als Basis verwendet werden, jeder Vektor C_l bezüglich dieser Basis in Komponenten zerlegt wird, wobei die G_lk genannten Koeffizienten der Zerlegung zufällige unabhängige Gaussche Variablen darstellen, d) die Koeffizienten G_lk für jede Bahn l einen Vektor G_l mit N Komponenten definieren und jeder Vektor G_l durch einen auf einen Abschätzungs-Maximierungs(AM)-Algo rithmus, welcher auf einem Kriterium der maximalen Wahrscheinlichkeit a posteriori basiert, basierenden iterativen Algorithmus abgeschätzt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem der iterative Prozess anfänglich initialisiert wird, indem die in dem Block enthaltenen und als bekannt angenommenen Steuersymbole berücksichtigt werden, was es erlaubt, eine erste Abschätzung für die in dem Block enthaltenen Datensymbole zu erhalten, wobei der iterative Prozess dann alle Symbole des Blocks entsprechend dieser ersten Abschätzung berücksichtigt, was es erlaubt, eine zweite Abschätzung der Symbole des Blocks zu erhalten, usw., bis zum Erhalten einer befriedigenden Abschätzung für G_l, welche für die Demodulierung benutzt wird.