JP3210343B2 - Ｃｄｍａ受信機において通信信号を受信しかつデコードするための方法および装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ受信機において通信信号を受信しかつデコードするための方法および装置Info
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 51
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 25
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims description 23
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 claims description 16
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 7
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 claims description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims 2
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 30
- 238000012549 training Methods 0.000 description 27
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 12
- 230000008569 process Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 7
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 101100388215 Arabidopsis thaliana DSP5 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
技術分野 この発明は一般的には通信システムの分野に関しかつ
より特定的にはダイレクトシーケンス符号分割多元接続
（direct sequence code divisi on multiple ac
cess:DS−CDMA）通信システムに関する。 発明の背景 符号分割多元接続（CDMA）通信システムは軍事的およ
び商業的な用途で衛星通信において広く使用されてい
る。これらのシステムはまたCDMAスペクトル拡散通信シ
ステムとして知られており、それは通信される情報が広
く割り当てられた周波数スペクトルにわたり拡散しかつ
該周波数スペクトルが複数回再使用できるからである。 CDMA変調技術は一般に地上および陸上の移動環境に存
在するフェーディング状態に本質的にさらされやすいた
め、それらの用途は衛星通信に限定されてきた。しかし
ながら、最近のデジタル信号処理能力の進歩により、CD
MA通信システムは地上の陸上移動環境においてますます
一般的になりつつある。例えば、最近の開発によってCD
MAシステムがセルラ電話環境において使用できるように
なっている。 一般に、２つのタイプのCDMA通信システムがある。１
つは周波数ホッピングCDMAシステムとして知られてお
り、この場合は広く割り当てられたスペクトルがかなり
の数のより狭い周波数帯域に分割され、情報信号は所定
の符号に従ってこれらの周波数帯域にわたり切り替えら
れあるいは「ホッピングされる」。他のCDMAシステムは
ダイレクトシーケンスCDMA通信システム（DS−CDMA）と
して知られ、この場合は２進ビットの形の、ユーザ情報
信号はそれらを擬似ランダムノイズ（PN）コードとして
知られた拡散符号と組み合わせることによって前記割り
当てられた周波数スペクトルにわたり拡散される。拡散
符号はチップ（chip）として知られた所定のシーケンス
の２進状態を有する。伝統的に、CDMA送信機はユーザ情
報ビットシーケンスを特定の受信機によって識別される
拡散チップシーケンスによって乗算することによりDS−
SS通信信号を生成する。典型的なCDMA通信システムで
は、受信機はそれらに向けられた拡散チップシーケンス
の前もっての知識を有しかつその知られた拡散チップシ
ーケンスにもとづき前記DS−SS通信信号をデコードす
る。 CDMA受信機は、所望のDS−SS信号を受信することに加
えて、マルチアクセス（multiple−access）DS−SS妨害
信号をも受信する。所望の信号と妨害信号との間に大き
な電力の格差がある場合は、拡散シーケンスの間のゼロ
でない相互相関が「近−遠（near−far）」問題として
知られた現象を生じさせる。「近−遠」状況では、より
高い電力の妨害信号がより低い電力の所望の信号を大幅
に圧倒し、従って受信機における受信品質を低下させ
る。前記「近−遠」問題を改善する１つの伝統的な手法
は受信機からの電力が電力の格差を除去するように妨害
送信機の電力を制御するためフィードバックされる電力
制御機構を使用する。他の解決方法では、PN符号が互い
に直交するよう構成される。直交符号は所望のおよび妨
害チップシーケンスの間で所定の時間インターバルにわ
たりゼロの相互相関を生じる。従って、直交チップシー
ケンスを有する妨害信号は受信機における復調処理の間
において抑圧されるようになる。 より最近の手法は適応的な逆拡散（despreading）ま
たは復調プロセスを提案している。適応CDMAシステムに
おいては、受信機は適応等化方法を使用してマルチアク
セスの妨害を抑圧するようイネーブルされる。該等化方
法は最小平均２乗誤差（MMSE）基準を使用し、それによ
って拡散チップシーケンスによって符号化された送信ト
レーニングビットシーケンスが未符号化（uncoded）基
準シーケンスによって等化される。そのようなシステム
においては、CDMA送信機はトレーニングビットシーケン
スを送信しかつ受信機は該トレーニングシーケンスにも
とづき、適応的に前記受信トレーニングビットシーケン
スと基準ビットシーケンスとの間の誤差を収束させまた
は最小にすることによって逆拡散符号を適応的に決定す
る。逆拡散チップシーケンスの適応的決定およびマルチ
アクセス妨害の抑圧によってシステムパラメータまたは
電力制御機構の前もっての知識を要求することなく多数
のユーザが１つのスペクトル拡散チャネルによって互い
に通信できるようになる。 前記MMSE基準にもとづく妨害抑圧の適応的な実施のた
め、最小平均２乗（least mean square:LMS）または
再帰最小平均（recursive least mean:RLS）アルゴリ
ズムのいずれかを使用することができる。これらのアル
ゴリズムは受信したトレーニングシーケンスと基準ビッ
トシーケンスとの間の誤差を最小にするために数学的な
計算およびマトリクス操作を使用する。しかしながら、
LMSアルゴリズムは妨害信号が所望の信号より大幅に強
い場合に低速の収束レートを持つことが知られている。
これに対し、前記再帰最小２乗（RLS）アルゴリズムはL
MSアルゴリズムよりも高速度の収束レートを有し、かつ
前のアルゴリズムの収束レートは所望の信号に対する妨
害信号の比率に依存しない。しかしながら、RLSアルゴ
リズムは送信機の数がチップの数より小さくかつノイズ
電力が信号電力に関して比較的小さい場合のDS−CDMAに
おいて使用することができない。これらの条件はゼロま
たはゼロに近い固有値を有する受信入力相関マトリクス
を生成する。入力相関マトリクスは入力ベクトルのそれ
自身の転置ベクトルによる積によって生成される重み付
けられたマトリクスの和として定義される。これらのゼ
ロまたはゼロに近い固有値はRLSアルゴリズムを使用す
る誤差最小化プロセスにおいて最終的に発散を生じさせ
る。 移動通信環境においては、変化するチャネル特性を迅
速に追跡しかつ高速の通信リンクを提供することが要求
される。上に述べたように、基準信号と受信信号との間
の誤差を収束させかつ最小化する伝統的なLMS手法は時
間がかかる。従って、適応的等化プロセスを加速する必
要性が存在し、この場合誤差の最小化はRLSおよびLMSア
ルゴリズムを使用する伝統的な方法によって達成される
よりも大幅に短い期間で達成できる必要がある。 発明の概要 簡単にいえば、本発明によれば、CDMA受信機は受信さ
れたDS−SS信号と基準信号との間の誤差を最小にするこ
とによって適応的にDS−SS通信信号をデコードするため
の方法および装置を導入する。前記受信信号は拡散チッ
プシーケンスによって符号化された２進ビットからなる
所望の信号を含む。前記受信信号は前記チップのレート
でサンプルされて互いに相関される受信サンプルを生成
する。前記受信サンプルは直交変換アルゴリズムを使用
することにより相関解除または逆相関され（de−correl
ated）、前記受信サンプルに対応する逆相関された要素
を提供する。前記誤差は、LMSまたはRLSアルゴリズムの
いずれかを使用して、前記逆相関された要素にもとづき
最小化される。 図面の簡単な説明 図１は、CDMA通信システムの概略図である。 図２は、本発明に係わるDS−SS通信信号のタイミング
図である。 図３は、図１の通信システムにおいて使用されるCDMA
送信機のブロック図である。 図４は、本発明に係わるCDMA受信機のブロック図であ
る。 図５は、図４の受信機において使用される拡散イコラ
イザのブロック図である。 図６は、グラム−シュミット直交化を使用するデコリ
レータのブロック図である。 好ましい実施例の詳細な説明 本明細書は新規であると考えられる本発明の特徴を規
定する請求の範囲で終了するが、本発明は図面とともに
以下の説明を参照することによりさらによく理解できる
ものと信じられる。 図１を参照すると、本発明の原理を使用した通信シス
テム100が示されている。該通信システム100はダイレク
トシーケンス拡散スペクトル（DS−SS）通信信号30を送
信する複数のCDMA送信機10を含んでいる。DS−SS通信信
号30は拡散チップシーケンスによって符号化された２進
ビットからなるベースバンドの所望の信号を含んでい
る。通信システム100はまた複数のCDMA受信機20を含ん
でおり、該CDMA受信機は他のCDMA送信機から他のマルチ
アクセス妨害信号とともに所望の送信通信信号30を受信
する。従って、前記受信通信信号は、所望の信号に加え
て、マルチアクセス妨害信号およびノイズを含む。受信
機20における受信信号は数学的に次のように表すことが
できる。
より特定的にはダイレクトシーケンス符号分割多元接続
（direct sequence code divisi on multiple ac
cess:DS−CDMA）通信システムに関する。 発明の背景 符号分割多元接続（CDMA）通信システムは軍事的およ
び商業的な用途で衛星通信において広く使用されてい
る。これらのシステムはまたCDMAスペクトル拡散通信シ
ステムとして知られており、それは通信される情報が広
く割り当てられた周波数スペクトルにわたり拡散しかつ
該周波数スペクトルが複数回再使用できるからである。 CDMA変調技術は一般に地上および陸上の移動環境に存
在するフェーディング状態に本質的にさらされやすいた
め、それらの用途は衛星通信に限定されてきた。しかし
ながら、最近のデジタル信号処理能力の進歩により、CD
MA通信システムは地上の陸上移動環境においてますます
一般的になりつつある。例えば、最近の開発によってCD
MAシステムがセルラ電話環境において使用できるように
なっている。 一般に、２つのタイプのCDMA通信システムがある。１
つは周波数ホッピングCDMAシステムとして知られてお
り、この場合は広く割り当てられたスペクトルがかなり
の数のより狭い周波数帯域に分割され、情報信号は所定
の符号に従ってこれらの周波数帯域にわたり切り替えら
れあるいは「ホッピングされる」。他のCDMAシステムは
ダイレクトシーケンスCDMA通信システム（DS−CDMA）と
して知られ、この場合は２進ビットの形の、ユーザ情報
信号はそれらを擬似ランダムノイズ（PN）コードとして
知られた拡散符号と組み合わせることによって前記割り
当てられた周波数スペクトルにわたり拡散される。拡散
符号はチップ（chip）として知られた所定のシーケンス
の２進状態を有する。伝統的に、CDMA送信機はユーザ情
報ビットシーケンスを特定の受信機によって識別される
拡散チップシーケンスによって乗算することによりDS−
SS通信信号を生成する。典型的なCDMA通信システムで
は、受信機はそれらに向けられた拡散チップシーケンス
の前もっての知識を有しかつその知られた拡散チップシ
ーケンスにもとづき前記DS−SS通信信号をデコードす
る。 CDMA受信機は、所望のDS−SS信号を受信することに加
えて、マルチアクセス（multiple−access）DS−SS妨害
信号をも受信する。所望の信号と妨害信号との間に大き
な電力の格差がある場合は、拡散シーケンスの間のゼロ
でない相互相関が「近−遠（near−far）」問題として
知られた現象を生じさせる。「近−遠」状況では、より
高い電力の妨害信号がより低い電力の所望の信号を大幅
に圧倒し、従って受信機における受信品質を低下させ
る。前記「近−遠」問題を改善する１つの伝統的な手法
は受信機からの電力が電力の格差を除去するように妨害
送信機の電力を制御するためフィードバックされる電力
制御機構を使用する。他の解決方法では、PN符号が互い
に直交するよう構成される。直交符号は所望のおよび妨
害チップシーケンスの間で所定の時間インターバルにわ
たりゼロの相互相関を生じる。従って、直交チップシー
ケンスを有する妨害信号は受信機における復調処理の間
において抑圧されるようになる。 より最近の手法は適応的な逆拡散（despreading）ま
たは復調プロセスを提案している。適応CDMAシステムに
おいては、受信機は適応等化方法を使用してマルチアク
セスの妨害を抑圧するようイネーブルされる。該等化方
法は最小平均２乗誤差（MMSE）基準を使用し、それによ
って拡散チップシーケンスによって符号化された送信ト
レーニングビットシーケンスが未符号化（uncoded）基
準シーケンスによって等化される。そのようなシステム
においては、CDMA送信機はトレーニングビットシーケン
スを送信しかつ受信機は該トレーニングシーケンスにも
とづき、適応的に前記受信トレーニングビットシーケン
スと基準ビットシーケンスとの間の誤差を収束させまた
は最小にすることによって逆拡散符号を適応的に決定す
る。逆拡散チップシーケンスの適応的決定およびマルチ
アクセス妨害の抑圧によってシステムパラメータまたは
電力制御機構の前もっての知識を要求することなく多数
のユーザが１つのスペクトル拡散チャネルによって互い
に通信できるようになる。 前記MMSE基準にもとづく妨害抑圧の適応的な実施のた
め、最小平均２乗（least mean square:LMS）または
再帰最小平均（recursive least mean:RLS）アルゴリ
ズムのいずれかを使用することができる。これらのアル
ゴリズムは受信したトレーニングシーケンスと基準ビッ
トシーケンスとの間の誤差を最小にするために数学的な
計算およびマトリクス操作を使用する。しかしながら、
LMSアルゴリズムは妨害信号が所望の信号より大幅に強
い場合に低速の収束レートを持つことが知られている。
これに対し、前記再帰最小２乗（RLS）アルゴリズムはL
MSアルゴリズムよりも高速度の収束レートを有し、かつ
前のアルゴリズムの収束レートは所望の信号に対する妨
害信号の比率に依存しない。しかしながら、RLSアルゴ
リズムは送信機の数がチップの数より小さくかつノイズ
電力が信号電力に関して比較的小さい場合のDS−CDMAに
おいて使用することができない。これらの条件はゼロま
たはゼロに近い固有値を有する受信入力相関マトリクス
を生成する。入力相関マトリクスは入力ベクトルのそれ
自身の転置ベクトルによる積によって生成される重み付
けられたマトリクスの和として定義される。これらのゼ
ロまたはゼロに近い固有値はRLSアルゴリズムを使用す
る誤差最小化プロセスにおいて最終的に発散を生じさせ
る。 移動通信環境においては、変化するチャネル特性を迅
速に追跡しかつ高速の通信リンクを提供することが要求
される。上に述べたように、基準信号と受信信号との間
の誤差を収束させかつ最小化する伝統的なLMS手法は時
間がかかる。従って、適応的等化プロセスを加速する必
要性が存在し、この場合誤差の最小化はRLSおよびLMSア
ルゴリズムを使用する伝統的な方法によって達成される
よりも大幅に短い期間で達成できる必要がある。 発明の概要 簡単にいえば、本発明によれば、CDMA受信機は受信さ
れたDS−SS信号と基準信号との間の誤差を最小にするこ
とによって適応的にDS−SS通信信号をデコードするため
の方法および装置を導入する。前記受信信号は拡散チッ
プシーケンスによって符号化された２進ビットからなる
所望の信号を含む。前記受信信号は前記チップのレート
でサンプルされて互いに相関される受信サンプルを生成
する。前記受信サンプルは直交変換アルゴリズムを使用
することにより相関解除または逆相関され（de−correl
ated）、前記受信サンプルに対応する逆相関された要素
を提供する。前記誤差は、LMSまたはRLSアルゴリズムの
いずれかを使用して、前記逆相関された要素にもとづき
最小化される。 図面の簡単な説明 図１は、CDMA通信システムの概略図である。 図２は、本発明に係わるDS−SS通信信号のタイミング
図である。 図３は、図１の通信システムにおいて使用されるCDMA
送信機のブロック図である。 図４は、本発明に係わるCDMA受信機のブロック図であ
る。 図５は、図４の受信機において使用される拡散イコラ
イザのブロック図である。 図６は、グラム−シュミット直交化を使用するデコリ
レータのブロック図である。 好ましい実施例の詳細な説明 本明細書は新規であると考えられる本発明の特徴を規
定する請求の範囲で終了するが、本発明は図面とともに
以下の説明を参照することによりさらによく理解できる
ものと信じられる。 図１を参照すると、本発明の原理を使用した通信シス
テム100が示されている。該通信システム100はダイレク
トシーケンス拡散スペクトル（DS−SS）通信信号30を送
信する複数のCDMA送信機10を含んでいる。DS−SS通信信
号30は拡散チップシーケンスによって符号化された２進
ビットからなるベースバンドの所望の信号を含んでい
る。通信システム100はまた複数のCDMA受信機20を含ん
でおり、該CDMA受信機は他のCDMA送信機から他のマルチ
アクセス妨害信号とともに所望の送信通信信号30を受信
する。従って、前記受信通信信号は、所望の信号に加え
て、マルチアクセス妨害信号およびノイズを含む。受信
機20における受信信号は数学的に次のように表すことが
できる。
【式１】 この場合、gk,dkおよびPkは、それぞれ、ｋ番目のユ
ーザ信号、ｋ番目のユーザデータビット、ｋ番目のユー
ザ拡散ベクトルの受信電力レベルを表す。Nnはゼロ平均
ガウスランダムノイズを示す。前記式１においては、所
望の送信機を含めて、Ｌの送信機が存在するものと仮定
され、P1は所望の信号の拡散シーケンス（またはベクト
ル）を表すものと想定され、かつd1は所望のデータビッ
トであり、これは、後に説明するように、１または−１
の値を取る。大文字はベクトルまたはマトリクスを示す
ために使用されることに注意を要する。 通信システム100は逆拡散チップシーケンスが適応的
に決定される適応的CDMA通信システムである。決定され
た逆拡散チップシーケンスはマルチアクセス妨害信号を
抑圧しかつ所望の信号をデコードする。後に詳細に説明
するように、受信機20は、基準信号と受信信号との間の
誤差を最小にすることによってトレーニング期間の間
に、所望の信号に対応する、逆拡散チップシーケンスま
たはベクトルを決定する。前記誤差は受信機において次
のように表現される平均２乗誤差（MSE）を最小にする
ことによって最小化される。
ーザ信号、ｋ番目のユーザデータビット、ｋ番目のユー
ザ拡散ベクトルの受信電力レベルを表す。Nnはゼロ平均
ガウスランダムノイズを示す。前記式１においては、所
望の送信機を含めて、Ｌの送信機が存在するものと仮定
され、P1は所望の信号の拡散シーケンス（またはベクト
ル）を表すものと想定され、かつd1は所望のデータビッ
トであり、これは、後に説明するように、１または−１
の値を取る。大文字はベクトルまたはマトリクスを示す
ために使用されることに注意を要する。 通信システム100は逆拡散チップシーケンスが適応的
に決定される適応的CDMA通信システムである。決定され
た逆拡散チップシーケンスはマルチアクセス妨害信号を
抑圧しかつ所望の信号をデコードする。後に詳細に説明
するように、受信機20は、基準信号と受信信号との間の
誤差を最小にすることによってトレーニング期間の間
に、所望の信号に対応する、逆拡散チップシーケンスま
たはベクトルを決定する。前記誤差は受信機において次
のように表現される平均２乗誤差（MSE）を最小にする
ことによって最小化される。
【式２】 MSE＝Ｅ［（WTR−d1）２］ この場合Ｅは平均化演算子（averaging operator）
でありかつＷは受信機の逆拡散ベクトルである。該ベク
トルＷは受信されたDS−SS通信信号を逆拡散しかつMSE
を最小にする逆拡散ベクトルである。 トレーニング中の適応的エラー最小化は非同期的に行
われる、すなわち、受信機および送信機のビットタイミ
ングまたはチップタイミング同期なしに行われることに
注目すべきである。これは妨害信号の存在する状態で何
らかの種類の同期を行うことはほとんど不可能であるか
らである。従って、冗長な非交番（non−alternating）
トレーニングビットシーケンスが送信されて逆拡散チッ
プシーケンスがトレーニング期間の間に決定されている
間の同期の必要性を回避する。 次に図２を参照すると、図１の送信機10からの所望の
送信DS−SS通信信号30のタイミング図が示されている。
DS−SS通信信号は所望の拡散チップシーケンスによって
符号化されたひと続きの無線周波変調ビットを含んでい
る。該ビットおよびチップはそれぞれV+1およびV-1の電
位で表される＋１および−１の２つの状態の内の１つを
とる２進信号である。V+1およびV-1の電位は等しい大き
さであるが逆の極性を有する。DS−SS信号30の始めに、
冗長なトレーニングシーケンス31が送信され、これは受
信機20によって逆拡散チップシーケンスを適応的に決定
するために使用される。本発明の好ましい実施形態で
は、該トレーニングビットシーケンスは一連の連続する
＋１のビット状態のような、非交番的かつ連続的なビッ
ト状態を有する所定の冗長ビットシーケンスからなる。
トレーニングシーケンス31には送信機同期シーケンス33
が続き、これは受信機および送信機のビットタイミング
を同期させるために使用される。好ましくは、受信機お
よび送信機の同期はトレーニングインターバルに続き、
それは前記妨害信号の悪影響はこの段階で打ち消され、
従って同期を行うことができるようになるからである。
受信機および送信機の同期はよく知られておりかつ自己
相関および相互相関ルーチンを備えるものとすることが
できる。送信機のビットタイミングシーケンス33に続
き、ユーザ発生データからなるユーザ情報シーケンス35
が送信される。該ユーザ発生データは、例えば、デジタ
ル化された音声またはコンピュータ装置において使用す
るための生のまたは未処理の（raw）２進データとする
ことができる。 次に図３を参照すると、CDMA送信機10のブロック図が
示されている。該CDMA送信機10は、中央コントローラお
よび信号処理ブロック220を含み、該ブロック220は、拡
散チップシーケンスを発生しかつ変調するのに必要な信
号処理を含めて、送信機10の全体の動作を制御する。送
信機10は、所定のトレーニングシーケンスを発生するト
レーニングシーケンスブロック201を含む。送信機10は
またトレーニングシーケンスに続く送信機ビットタイミ
ングシーケンスを発生する送信機同期シーケンス発生ブ
ロック203を含む。最後に、ユーザ情報シーケンスブロ
ック205は２進ビットシーケンスの形でユーザ情報を提
供する。ユーザ情報は、マイクロホンから音声情報を受
信する音声符号器のような、種々の発生源から発生し、
あるいはそれはコンピュータ装置から発生される生のま
たは未処理のデータ情報からなるものとすることができ
る。前記中央コントーラおよび処理ブロック220の制御
のもとに、セレクタブロック207は前記トレーニング、
ビットタイミングまたはユーザ情報シーケンスの内の１
つを適切な順序で選択できるようにしかつそれを乗算器
209に供給する。拡散チップシーケンス発生ブロック211
は受信機に送信されるべきビットシーケンスと組み合わ
せれるべき拡散チップシーケンスを発生する。好ましく
は、発生された拡散チップシーケンスは望ましい相互相
関および自己相関特性を有するよく知られたゴールドPN
符号（gold PN codes）から構成される。前記拡散チ
ップシーケンスは送信シーケンスの各ビットを符号化す
るための所定の数（ｎ）のチップを有する。乗算器209
は該送信シーケンスの１つを前記拡散チップシーケンス
によって乗算しかつそれを変調器213に供給する。変調
器213は、２進位相シフトキーイング（BPSK）または直
交位相シフトキーイング（QPSK）変調器のような、数多
くのよく知られた２進信号変調器から構成できる。変調
器213の出力は電力増幅器215に供給され、該電力増幅器
215は変調された信号を増幅しかつそれを送信のために
アンテナ217に供給する。ブロック220および送信機10と
組み合わせて説明されたいくつかの他のブロックは、モ
トローラ・インコーポレイテッドにより製造されるDSP5
6000シリーズのような、１つまたはそれ以上のよく知ら
れたデジタル信号プロセッサを使用して構成できること
が理解できる。 次に図４を参照すると、CDMA受信機20のブロック図が
示されている。該受信機20は妨害DS−SS信号およびノイ
ズによって汚染された所望のDS−SS通信信号を含む受信
通信信号を受信する。該受信通信信号はアンテナ301で
受信されかつ初期受信機選択度を与えるプリセレクタフ
ィルタ303に供給される。ろ波された信号はよく知られ
たベースバンド復調器305に供給される。該ベースバン
ド復調器305はよく知られた復調器からなり、前記通信
信号の送信機10において使用される変調機構に従って復
調してベースバンド信号306を提供する。ベースバンド
信号306はよく知られたチップ整合（chip−matched）フ
ィルタブロック307に供給される。該チップ整合フィル
タはよく知られた積分およびダンプ（integrate−and−
dump）フィルタブロックからなり、受信DS−SS通信信号
がチップレートでサンプルされかつ積分され、そしてそ
の結果がそれぞれのチップインターバルの終りにダンプ
される。チップ整合フィルタの出力は逆拡散イコライザ
400に供給され、該逆拡散イコライザ400は、前記トレー
ニングシーケンスにもとづき、適応的に逆拡散チップシ
ーケンスベクトルＷを決定する。後に詳細に説明するよ
うに、該逆拡散イコライザは受信信号を前記トレーニン
グビットシーケンスに対応する符号化されていないあら
かじめ記憶された基準信号によって適応的に等化するこ
とによってチップベクトルＷの逆拡散を提供する。信号
プロセッサおよびコントローラブロック320は受信機20
のためのすべての必要な信号処理要求を行う。イコライ
ザ400はDS−SS通信信号306を逆拡散しかつその出力（41
5）にデコードされた通信信号を提供する。該デコード
された通信信号はユーザインタフェースブロック313に
供給され、該ユーザインタフェースブロック313は、ス
ピーカ、コンピュータ装置、データ表示装置またはファ
クスまたは音声メール機器のような、数多くのユーザイ
ンタフェース装置の内の１つから構成できる。 次に図５を参照すると、逆拡散イコライザ400のブロ
ック図が示されている。該イコライザ400はｎ個のタッ
プの遅延線イコライザを備え、この場合、前に述べたよ
うに、ｎは拡散チップシーケンスにおけるビットごとの
チップの数である。前記タップ遅延線は１列のｎ−１個
の直列的に接続されたフリップフロップ402からなり、
これらフリップフロップ402の出力は対応する数の乗算
器404に接続されている。前記列の直列的に結合された
フリップフロップ402はそれぞれのビットインターバル
の間にチップ整合フィルタ307の出力に与えられる受信
サンプルr1,r2…,rnをチップレートで直列的にシフトす
るシフトレジスタとして動作する。受信サンプルr1,r2,
…,rnはここでは式１によってその数学的表現が与えら
れる受信サンプルベクトルＲで表される。前記トレーニ
ングビットシーケンスおよび妨害信号は拡散チップシー
ケンスで符号化されるから、受信サンプルベクトルＲの
エレメント、すなわち、r1〜rn、は互いに相関される。
本発明によれば、受信サンプルr1〜rnはお互いから逆相
関され（de−correlated）逆相関されたエレメントを提
供し、該エレメントにもとづき受信信号と所望の信号と
の間の誤差が最小化される。従って、フリップフロップ
402の出力は逆相関ブロック406に供給されて受信サンプ
ルr1〜rnを逆相関しかつ逆相関されたエレメントy1,y2,
…,ynを提供し、これらの逆相関されたエレメントy1,
y2,…,ynは以後逆相関ベクトルＹで表される。逆相関ブ
ロック406は前記受信サンプルベクトルＲを変換するた
めに直交変換アルゴリズムを使用する。よく知られた直
交変換アルゴリズムを使用して受信サンプルベクトルＲ
を逆相関することができる。そのようなアルゴリズムは
固有値変換（eigen value transformation）およびグ
ラム−シュミット直交化（Gram−Schmidt orthogonali
zation）を含む。 各ビットインターバルの終りに、乗算器404は得られ
た逆相関されたエレメントy1〜ynをタップ係数発生ブロ
ック407によって与えられるタップ係数w1,…,wnで乗算
する。該タップ係数w1,…,wnは逆拡散ベクトルＷで表さ
れ、その検出は式２を満足しかつベクトルＲで表される
受信信号と所望の信号d1との間の誤差を最小にする。該
所望の信号はイコライザ400において、トレーニングシ
ーケンスに対応する、ブロック403によって提供される
あらかじめ記憶された基準ビットシーケンスによって表
される。加算器405は乗算器404の出力を加算して加算器
出力408を提供する。加算器の出力408は比較器409およ
びしきい値決定ブロック410に供給される。しきい値決
定ブロック410はしきい値比較器を備え、該しきい値比
較器は、トレーニングインターバルの後に、ユーザビッ
トシーケンスの検出されたビットを提供する。しきい値
決定ブロック410はイコライザ出力415を提供する。しき
い値検出器決定ブロック410は加算器出力408をビット状
態しきい値レベルと比較することによりデコードされた
ビット状態を決定する。イコライザ出力415および加算
器出力408はそれらの間の（1/n）の比率によって関係付
けられることが理解できる。トレーニングの間に、比較
器409は加算器の出力408をブロック403によって提供さ
れるあらかじめ記憶された基準ビットシーケンスと比較
する。あらかじめ記憶された基準シーケンスは符号化さ
れていないトレーニングシーケンスを表すあらかじめ決
定された基準信号である。従って、前記基準シーケンス
はまた符号化されていない冗長連続および非交番シーケ
ンスを備えた信号である。比較器409は前記あらかじめ
記憶された基準ビットシーケンスを前記加算器出力と比
較しかつ誤差信号411を提供し、該誤差信号411はタップ
係数発生ブロック407に供給される。該タップ係数発生
ブロック407は最小平均２乗（LMS）または再帰最小２乗
（RLS）アルゴリズムを使用しておのおののビットイン
ターバルの間にタップ係数w1〜wnを更新しかつ誤差信号
411を最小化する。前記逆拡散イコライザ400は検出され
たビットシーケンスおよび前記あらかじめ記憶されたト
レーニングシーケンスの間の誤差信号が最小化されかつ
前記受信信号と前記基準信号が実質的にそらされかつ等
化されるまでタップ係数w1〜wnを更新する。いったん等
化されると、送信されたトレーニングビットシーケンス
およびあらかじめ記憶された基準ビットシーケンス、タ
ップ係数w1〜wnは逆拡散チップシーケンスまたはベクト
ルＷとなり、該ベクトルＷはDS−SS通信信号30を逆拡散
しかつ拡散チップシーケンスの前もっての知識なしにマ
ルチアクセス妨害信号を抑圧する。従って、ベクトルＷ
は逆拡散チップシーケンスを表す。前に説明したよう
に、ベクトルＷのエレメントはトレーニングインターバ
ルが終了した後に受信されたDSS−SS通信信号を逆拡散
するために使用される。 図６を参照すると、好ましいデコリレータまたは逆相
関器（de−correlator）406が示されている。本発明の
好ましい実施形態に係わる、逆相関器406は単一または
複数のデジタル信号プロセッサを使用して実施できるグ
ラム−シュミット直交化のための並列アーキテクチャを
使用する。該グラム−シュミット逆相関器406は相関さ
れた受信サンプルr1〜rnからなる入力を受け入れかつ逆
相関されたエレメントy1〜ynからなる出力を提供する。
よく知られているように、グラム−シュミット逆相関プ
ロセスはおのおのの受信サンプルを残りのサンプルから
連続的なレベルで逆相関する。該逆相関プロセスは基本
的には１つの受信サンプルからよく知られた数学的計算
を使用しておのおののレベルにおける残りのエレメント
の影響を除去する。図６において、受信サンプルベクト
ルＲが入力されエレメントごとのベースで直交化され
る。第１のレベルにおけるベクトルＲに対して５個のエ
レメントを想定すると、前記変換は該ベクトルに対し２
から５までのｊに対しr1 1がエレメントrj 1に対し直交す
るように適用される（上付き文字は直交化のレベルを表
す）。この変換はマトリクスで次のように表現できる。
でありかつＷは受信機の逆拡散ベクトルである。該ベク
トルＷは受信されたDS−SS通信信号を逆拡散しかつMSE
を最小にする逆拡散ベクトルである。 トレーニング中の適応的エラー最小化は非同期的に行
われる、すなわち、受信機および送信機のビットタイミ
ングまたはチップタイミング同期なしに行われることに
注目すべきである。これは妨害信号の存在する状態で何
らかの種類の同期を行うことはほとんど不可能であるか
らである。従って、冗長な非交番（non−alternating）
トレーニングビットシーケンスが送信されて逆拡散チッ
プシーケンスがトレーニング期間の間に決定されている
間の同期の必要性を回避する。 次に図２を参照すると、図１の送信機10からの所望の
送信DS−SS通信信号30のタイミング図が示されている。
DS−SS通信信号は所望の拡散チップシーケンスによって
符号化されたひと続きの無線周波変調ビットを含んでい
る。該ビットおよびチップはそれぞれV+1およびV-1の電
位で表される＋１および−１の２つの状態の内の１つを
とる２進信号である。V+1およびV-1の電位は等しい大き
さであるが逆の極性を有する。DS−SS信号30の始めに、
冗長なトレーニングシーケンス31が送信され、これは受
信機20によって逆拡散チップシーケンスを適応的に決定
するために使用される。本発明の好ましい実施形態で
は、該トレーニングビットシーケンスは一連の連続する
＋１のビット状態のような、非交番的かつ連続的なビッ
ト状態を有する所定の冗長ビットシーケンスからなる。
トレーニングシーケンス31には送信機同期シーケンス33
が続き、これは受信機および送信機のビットタイミング
を同期させるために使用される。好ましくは、受信機お
よび送信機の同期はトレーニングインターバルに続き、
それは前記妨害信号の悪影響はこの段階で打ち消され、
従って同期を行うことができるようになるからである。
受信機および送信機の同期はよく知られておりかつ自己
相関および相互相関ルーチンを備えるものとすることが
できる。送信機のビットタイミングシーケンス33に続
き、ユーザ発生データからなるユーザ情報シーケンス35
が送信される。該ユーザ発生データは、例えば、デジタ
ル化された音声またはコンピュータ装置において使用す
るための生のまたは未処理の（raw）２進データとする
ことができる。 次に図３を参照すると、CDMA送信機10のブロック図が
示されている。該CDMA送信機10は、中央コントローラお
よび信号処理ブロック220を含み、該ブロック220は、拡
散チップシーケンスを発生しかつ変調するのに必要な信
号処理を含めて、送信機10の全体の動作を制御する。送
信機10は、所定のトレーニングシーケンスを発生するト
レーニングシーケンスブロック201を含む。送信機10は
またトレーニングシーケンスに続く送信機ビットタイミ
ングシーケンスを発生する送信機同期シーケンス発生ブ
ロック203を含む。最後に、ユーザ情報シーケンスブロ
ック205は２進ビットシーケンスの形でユーザ情報を提
供する。ユーザ情報は、マイクロホンから音声情報を受
信する音声符号器のような、種々の発生源から発生し、
あるいはそれはコンピュータ装置から発生される生のま
たは未処理のデータ情報からなるものとすることができ
る。前記中央コントーラおよび処理ブロック220の制御
のもとに、セレクタブロック207は前記トレーニング、
ビットタイミングまたはユーザ情報シーケンスの内の１
つを適切な順序で選択できるようにしかつそれを乗算器
209に供給する。拡散チップシーケンス発生ブロック211
は受信機に送信されるべきビットシーケンスと組み合わ
せれるべき拡散チップシーケンスを発生する。好ましく
は、発生された拡散チップシーケンスは望ましい相互相
関および自己相関特性を有するよく知られたゴールドPN
符号（gold PN codes）から構成される。前記拡散チ
ップシーケンスは送信シーケンスの各ビットを符号化す
るための所定の数（ｎ）のチップを有する。乗算器209
は該送信シーケンスの１つを前記拡散チップシーケンス
によって乗算しかつそれを変調器213に供給する。変調
器213は、２進位相シフトキーイング（BPSK）または直
交位相シフトキーイング（QPSK）変調器のような、数多
くのよく知られた２進信号変調器から構成できる。変調
器213の出力は電力増幅器215に供給され、該電力増幅器
215は変調された信号を増幅しかつそれを送信のために
アンテナ217に供給する。ブロック220および送信機10と
組み合わせて説明されたいくつかの他のブロックは、モ
トローラ・インコーポレイテッドにより製造されるDSP5
6000シリーズのような、１つまたはそれ以上のよく知ら
れたデジタル信号プロセッサを使用して構成できること
が理解できる。 次に図４を参照すると、CDMA受信機20のブロック図が
示されている。該受信機20は妨害DS−SS信号およびノイ
ズによって汚染された所望のDS−SS通信信号を含む受信
通信信号を受信する。該受信通信信号はアンテナ301で
受信されかつ初期受信機選択度を与えるプリセレクタフ
ィルタ303に供給される。ろ波された信号はよく知られ
たベースバンド復調器305に供給される。該ベースバン
ド復調器305はよく知られた復調器からなり、前記通信
信号の送信機10において使用される変調機構に従って復
調してベースバンド信号306を提供する。ベースバンド
信号306はよく知られたチップ整合（chip−matched）フ
ィルタブロック307に供給される。該チップ整合フィル
タはよく知られた積分およびダンプ（integrate−and−
dump）フィルタブロックからなり、受信DS−SS通信信号
がチップレートでサンプルされかつ積分され、そしてそ
の結果がそれぞれのチップインターバルの終りにダンプ
される。チップ整合フィルタの出力は逆拡散イコライザ
400に供給され、該逆拡散イコライザ400は、前記トレー
ニングシーケンスにもとづき、適応的に逆拡散チップシ
ーケンスベクトルＷを決定する。後に詳細に説明するよ
うに、該逆拡散イコライザは受信信号を前記トレーニン
グビットシーケンスに対応する符号化されていないあら
かじめ記憶された基準信号によって適応的に等化するこ
とによってチップベクトルＷの逆拡散を提供する。信号
プロセッサおよびコントローラブロック320は受信機20
のためのすべての必要な信号処理要求を行う。イコライ
ザ400はDS−SS通信信号306を逆拡散しかつその出力（41
5）にデコードされた通信信号を提供する。該デコード
された通信信号はユーザインタフェースブロック313に
供給され、該ユーザインタフェースブロック313は、ス
ピーカ、コンピュータ装置、データ表示装置またはファ
クスまたは音声メール機器のような、数多くのユーザイ
ンタフェース装置の内の１つから構成できる。 次に図５を参照すると、逆拡散イコライザ400のブロ
ック図が示されている。該イコライザ400はｎ個のタッ
プの遅延線イコライザを備え、この場合、前に述べたよ
うに、ｎは拡散チップシーケンスにおけるビットごとの
チップの数である。前記タップ遅延線は１列のｎ−１個
の直列的に接続されたフリップフロップ402からなり、
これらフリップフロップ402の出力は対応する数の乗算
器404に接続されている。前記列の直列的に結合された
フリップフロップ402はそれぞれのビットインターバル
の間にチップ整合フィルタ307の出力に与えられる受信
サンプルr1,r2…,rnをチップレートで直列的にシフトす
るシフトレジスタとして動作する。受信サンプルr1,r2,
…,rnはここでは式１によってその数学的表現が与えら
れる受信サンプルベクトルＲで表される。前記トレーニ
ングビットシーケンスおよび妨害信号は拡散チップシー
ケンスで符号化されるから、受信サンプルベクトルＲの
エレメント、すなわち、r1〜rn、は互いに相関される。
本発明によれば、受信サンプルr1〜rnはお互いから逆相
関され（de−correlated）逆相関されたエレメントを提
供し、該エレメントにもとづき受信信号と所望の信号と
の間の誤差が最小化される。従って、フリップフロップ
402の出力は逆相関ブロック406に供給されて受信サンプ
ルr1〜rnを逆相関しかつ逆相関されたエレメントy1,y2,
…,ynを提供し、これらの逆相関されたエレメントy1,
y2,…,ynは以後逆相関ベクトルＹで表される。逆相関ブ
ロック406は前記受信サンプルベクトルＲを変換するた
めに直交変換アルゴリズムを使用する。よく知られた直
交変換アルゴリズムを使用して受信サンプルベクトルＲ
を逆相関することができる。そのようなアルゴリズムは
固有値変換（eigen value transformation）およびグ
ラム−シュミット直交化（Gram−Schmidt orthogonali
zation）を含む。 各ビットインターバルの終りに、乗算器404は得られ
た逆相関されたエレメントy1〜ynをタップ係数発生ブロ
ック407によって与えられるタップ係数w1,…,wnで乗算
する。該タップ係数w1,…,wnは逆拡散ベクトルＷで表さ
れ、その検出は式２を満足しかつベクトルＲで表される
受信信号と所望の信号d1との間の誤差を最小にする。該
所望の信号はイコライザ400において、トレーニングシ
ーケンスに対応する、ブロック403によって提供される
あらかじめ記憶された基準ビットシーケンスによって表
される。加算器405は乗算器404の出力を加算して加算器
出力408を提供する。加算器の出力408は比較器409およ
びしきい値決定ブロック410に供給される。しきい値決
定ブロック410はしきい値比較器を備え、該しきい値比
較器は、トレーニングインターバルの後に、ユーザビッ
トシーケンスの検出されたビットを提供する。しきい値
決定ブロック410はイコライザ出力415を提供する。しき
い値検出器決定ブロック410は加算器出力408をビット状
態しきい値レベルと比較することによりデコードされた
ビット状態を決定する。イコライザ出力415および加算
器出力408はそれらの間の（1/n）の比率によって関係付
けられることが理解できる。トレーニングの間に、比較
器409は加算器の出力408をブロック403によって提供さ
れるあらかじめ記憶された基準ビットシーケンスと比較
する。あらかじめ記憶された基準シーケンスは符号化さ
れていないトレーニングシーケンスを表すあらかじめ決
定された基準信号である。従って、前記基準シーケンス
はまた符号化されていない冗長連続および非交番シーケ
ンスを備えた信号である。比較器409は前記あらかじめ
記憶された基準ビットシーケンスを前記加算器出力と比
較しかつ誤差信号411を提供し、該誤差信号411はタップ
係数発生ブロック407に供給される。該タップ係数発生
ブロック407は最小平均２乗（LMS）または再帰最小２乗
（RLS）アルゴリズムを使用しておのおののビットイン
ターバルの間にタップ係数w1〜wnを更新しかつ誤差信号
411を最小化する。前記逆拡散イコライザ400は検出され
たビットシーケンスおよび前記あらかじめ記憶されたト
レーニングシーケンスの間の誤差信号が最小化されかつ
前記受信信号と前記基準信号が実質的にそらされかつ等
化されるまでタップ係数w1〜wnを更新する。いったん等
化されると、送信されたトレーニングビットシーケンス
およびあらかじめ記憶された基準ビットシーケンス、タ
ップ係数w1〜wnは逆拡散チップシーケンスまたはベクト
ルＷとなり、該ベクトルＷはDS−SS通信信号30を逆拡散
しかつ拡散チップシーケンスの前もっての知識なしにマ
ルチアクセス妨害信号を抑圧する。従って、ベクトルＷ
は逆拡散チップシーケンスを表す。前に説明したよう
に、ベクトルＷのエレメントはトレーニングインターバ
ルが終了した後に受信されたDSS−SS通信信号を逆拡散
するために使用される。 図６を参照すると、好ましいデコリレータまたは逆相
関器（de−correlator）406が示されている。本発明の
好ましい実施形態に係わる、逆相関器406は単一または
複数のデジタル信号プロセッサを使用して実施できるグ
ラム−シュミット直交化のための並列アーキテクチャを
使用する。該グラム−シュミット逆相関器406は相関さ
れた受信サンプルr1〜rnからなる入力を受け入れかつ逆
相関されたエレメントy1〜ynからなる出力を提供する。
よく知られているように、グラム−シュミット逆相関プ
ロセスはおのおのの受信サンプルを残りのサンプルから
連続的なレベルで逆相関する。該逆相関プロセスは基本
的には１つの受信サンプルからよく知られた数学的計算
を使用しておのおののレベルにおける残りのエレメント
の影響を除去する。図６において、受信サンプルベクト
ルＲが入力されエレメントごとのベースで直交化され
る。第１のレベルにおけるベクトルＲに対して５個のエ
レメントを想定すると、前記変換は該ベクトルに対し２
から５までのｊに対しr1 1がエレメントrj 1に対し直交す
るように適用される（上付き文字は直交化のレベルを表
す）。この変換はマトリクスで次のように表現できる。
【式３】 上のマトリクスにおいてwj 1は次のようにセットされ
る。
る。
【式４】 Wj 1＝Ｅ［r1 1rj 1］/E［r1 1r1 1］ エレメントごとの変換は該変換のすべての出力ベクト
ルのエレメントが互いに直交になるまで多くてもｎ回の
間続けられる。図６のブロック601はそれぞれのレベル
で行われる計算処理を表す。逆相関レベルの最大数は受
信サンプルの数（ｎ）に対応する。 所望の送信機および妨害送信機の数がチップの数、
ｎ、より小さい場合は、受信サンプルベクトルＲの相関
マトリマスは特異な（singular）ものかあるはほぼ特異
なものであり、すなわち、それはゼロまたはほぼゼロの
固有値を含む。逆相関プロセスの結果として、逆相関さ
れたエレメントは２つのグループに分割され、すなわち
所望のDS−SS信号および妨害DS−SS信号に対応する第１
のグループ、およびノイズに対応するノイズエレメント
の第２のグループである。第２のグループのノイズエレ
メントは第１のグループに関連するものよりもずっと小
さな値を有する。 図５に戻ると、タップ係数発生ブロック407はタップ
係数w1〜wnを発生するためにLMSまたはRLSアルゴリズム
のいずれか１つを使用することができる。本発明によれ
ば、タップ係数w1〜wnは前記逆相関されたエレメントy1
〜ynにもとづき更新される。LMSアルゴリズムにおいて
は、ステップサイズは収束レートを決定する。前に説明
したように、最大ステップサイズは最大信号電力にもと
づき決定される。それらを逆相関することなく相関され
た受信サンプルにもとづきタップ係数を生成する伝統的
な等化はそれぞれの受信エレメントと関連して同じステ
ップサイズを使用する。従って、妨害信号が所望の信号
よりずっと強い場合は、ステップサイズは小さな値にセ
ットされかつ、従って、収束レートは非常に低速にな
る。これに対し、逆相関されたエレメントy1〜ynを使用
する本発明ではステップサイズがお互いから独立のもの
とすることができる。本発明によれば、逆相関されたエ
レメントによってLMSアルゴリズムがそれぞれのエレメ
ントに関連する信号電力を識別しかつ収束レートをスピ
ードアップするために最適のステップサイズを決定でき
るようにする。好ましくは、ノイズに関連する逆相関エ
レメントは所望の信号を評価する上で無視される。従っ
て、本発明の好ましい実施形態では、誤差最小化LMSア
ルゴリズムは、所望の信号を評価するために、第２のグ
ループすなわちノイズに関連するエレメントを無視しな
がら、第１のグループの逆相関されたエレメント、すな
わち、所望の信号に関連するものおよび妨害信号に関連
するものを使用する。おのおののベクトルエレメントに
対する本発明の独立のステップサイズを有するLMSタッ
プ重み更新方程式は次のように表すことができる。
ルのエレメントが互いに直交になるまで多くてもｎ回の
間続けられる。図６のブロック601はそれぞれのレベル
で行われる計算処理を表す。逆相関レベルの最大数は受
信サンプルの数（ｎ）に対応する。 所望の送信機および妨害送信機の数がチップの数、
ｎ、より小さい場合は、受信サンプルベクトルＲの相関
マトリマスは特異な（singular）ものかあるはほぼ特異
なものであり、すなわち、それはゼロまたはほぼゼロの
固有値を含む。逆相関プロセスの結果として、逆相関さ
れたエレメントは２つのグループに分割され、すなわち
所望のDS−SS信号および妨害DS−SS信号に対応する第１
のグループ、およびノイズに対応するノイズエレメント
の第２のグループである。第２のグループのノイズエレ
メントは第１のグループに関連するものよりもずっと小
さな値を有する。 図５に戻ると、タップ係数発生ブロック407はタップ
係数w1〜wnを発生するためにLMSまたはRLSアルゴリズム
のいずれか１つを使用することができる。本発明によれ
ば、タップ係数w1〜wnは前記逆相関されたエレメントy1
〜ynにもとづき更新される。LMSアルゴリズムにおいて
は、ステップサイズは収束レートを決定する。前に説明
したように、最大ステップサイズは最大信号電力にもと
づき決定される。それらを逆相関することなく相関され
た受信サンプルにもとづきタップ係数を生成する伝統的
な等化はそれぞれの受信エレメントと関連して同じステ
ップサイズを使用する。従って、妨害信号が所望の信号
よりずっと強い場合は、ステップサイズは小さな値にセ
ットされかつ、従って、収束レートは非常に低速にな
る。これに対し、逆相関されたエレメントy1〜ynを使用
する本発明ではステップサイズがお互いから独立のもの
とすることができる。本発明によれば、逆相関されたエ
レメントによってLMSアルゴリズムがそれぞれのエレメ
ントに関連する信号電力を識別しかつ収束レートをスピ
ードアップするために最適のステップサイズを決定でき
るようにする。好ましくは、ノイズに関連する逆相関エ
レメントは所望の信号を評価する上で無視される。従っ
て、本発明の好ましい実施形態では、誤差最小化LMSア
ルゴリズムは、所望の信号を評価するために、第２のグ
ループすなわちノイズに関連するエレメントを無視しな
がら、第１のグループの逆相関されたエレメント、すな
わち、所望の信号に関連するものおよび妨害信号に関連
するものを使用する。おのおののベクトルエレメントに
対する本発明の独立のステップサイズを有するLMSタッ
プ重み更新方程式は次のように表すことができる。
【式５】 wj（ｎ＋１）wj（ｎ）−Δjenrj（ｎ） この場合Δｊはｊ番目の信号ベクトル要素に対するス
テップサイズを示す。 あるいは、前記タップ係数はRLSアルゴリズムを使用
して更新できる。RLSアルゴリズムは誤差を最小化する
ためにベクトルＲの入力相関マトリクスを使用すること
はよく知られている。一般に、RLSアルゴリズムを使用
する等化プロセスにおいては、入力相関マトリクスの逆
数（inverse）を計算しなければならない。入力相関マ
トリクスの逆数は入力相関マトリクスが特異であるかあ
るいはほぼ特異である場合には計算することができな
い。伝統的な等化プロセスは、通常ほぼ特異なまたは特
異な入力相関マトリクスを生じる、それらの逆相関を行
うことなく受信サンプルベクトルＲを使用する。本発明
の逆相関プロセスはノイズエレメントを識別しこれはほ
ぼ特異なまたは特異なマトリクスを生じるから、本発明
のRLS誤差最小化はRLSアルゴリズムの入力相関マトリク
スを決定するために所望の信号および妨害信号に関連す
る第１のグループのエレメントのみを使用しかつノイズ
に関連する第２のグループのエレメントを無視する。従
って、誤差最小化RLSアルゴリズムの入力相関マトリク
スは非ゼロ対角要素を生じる第１のグループのエレメン
トからなる。 タップ遅延線イコライザ400は受信機20のデジタル信
号プロセッサ320内で実施できることが理解できる。従
って、デジタル信号プロセッサ320は逆相関ブロック40
6、タップ係数発生ブロック407、および本発明の目的を
達成するために構成される他の必要なブロックを含むこ
とができる。あるいは、前記イコライザ400は技術的に
よく知られた伝統的なデジタルおよび論理個別部品を使
用して実施できる。 以上から、本発明は直交変換を使用して逆相関プロセ
スを行うことにより受信信号の等化およびそのデコード
の間の収束率を実質的に改善する。受信サンプルの逆相
関はノイズに関連するエレメントを識別しかつそれらを
避ける。その結果、エラー最小化LMSまたはRLSの収束速
度は受信サンプルの逆相関から得られた情報を使用する
ことにより実質的に加速される。 本発明の好ましい実施形態が示されかつ説明された
が、本発明はそれらに限定されるものでないことは明ら
かであろう。添付の請求の範囲によって規定される本発
明の精神および範囲から離れることなく当業者は数多く
の修正、変更、変形、置換えおよび同等物が可能であろ
う。
テップサイズを示す。 あるいは、前記タップ係数はRLSアルゴリズムを使用
して更新できる。RLSアルゴリズムは誤差を最小化する
ためにベクトルＲの入力相関マトリクスを使用すること
はよく知られている。一般に、RLSアルゴリズムを使用
する等化プロセスにおいては、入力相関マトリクスの逆
数（inverse）を計算しなければならない。入力相関マ
トリクスの逆数は入力相関マトリクスが特異であるかあ
るいはほぼ特異である場合には計算することができな
い。伝統的な等化プロセスは、通常ほぼ特異なまたは特
異な入力相関マトリクスを生じる、それらの逆相関を行
うことなく受信サンプルベクトルＲを使用する。本発明
の逆相関プロセスはノイズエレメントを識別しこれはほ
ぼ特異なまたは特異なマトリクスを生じるから、本発明
のRLS誤差最小化はRLSアルゴリズムの入力相関マトリク
スを決定するために所望の信号および妨害信号に関連す
る第１のグループのエレメントのみを使用しかつノイズ
に関連する第２のグループのエレメントを無視する。従
って、誤差最小化RLSアルゴリズムの入力相関マトリク
スは非ゼロ対角要素を生じる第１のグループのエレメン
トからなる。 タップ遅延線イコライザ400は受信機20のデジタル信
号プロセッサ320内で実施できることが理解できる。従
って、デジタル信号プロセッサ320は逆相関ブロック40
6、タップ係数発生ブロック407、および本発明の目的を
達成するために構成される他の必要なブロックを含むこ
とができる。あるいは、前記イコライザ400は技術的に
よく知られた伝統的なデジタルおよび論理個別部品を使
用して実施できる。 以上から、本発明は直交変換を使用して逆相関プロセ
スを行うことにより受信信号の等化およびそのデコード
の間の収束率を実質的に改善する。受信サンプルの逆相
関はノイズに関連するエレメントを識別しかつそれらを
避ける。その結果、エラー最小化LMSまたはRLSの収束速
度は受信サンプルの逆相関から得られた情報を使用する
ことにより実質的に加速される。 本発明の好ましい実施形態が示されかつ説明された
が、本発明はそれらに限定されるものでないことは明ら
かであろう。添付の請求の範囲によって規定される本発
明の精神および範囲から離れることなく当業者は数多く
の修正、変更、変形、置換えおよび同等物が可能であろ
う。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (10)
- 【請求項１】受信DS−SS信号と基準信号との間の誤差を
最小化するために適応等化を使用する符号分割多元接続
（CDMA）受信機における、受信信号のデコード方法であ
って、 ａ）所望のDS−SS信号を含むDS−SS通信信号を受信する
段階であって、前記所望のDS−SS信号は拡散チップシー
ケンスによって符号化された２進ビットを備えるもの、 ｂ）ビット期間の間に前記受信DS−SS通信信号をサンプ
リングして受信サンプルを生成する段階であって、該受
信サンプルは互いに相関しているもの、 ｃ）前記受信サンプルを直交変換アルゴリズムを使用し
て逆相関して前記受信サンプルに対応する逆相関された
エレメントを提供する段階、そして ｄ）前記逆相関されたエレメントにもとづき前記誤差を
最小化する段階、 を具備する受信信号のデコード方法。 - 【請求項２】前記DS−SS通信信号は妨害DS−SS信号およ
びノイズによって汚染されており、かつ前記逆相関され
たエレメントは前記所望のDS−SS信号および前記妨害DS
−SS信号に対応する第１のグループのエレメントおよび
ノイズに対応する第２のグループのエレメントを具備
し、かつ前記誤差を最小化する段階は前記第１のグルー
プの逆相関されたエレメントにもとづいて行なわれる、
請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】前記サンプルされた受信エレメントを逆相
関する段階は、グラム−シュミット変換を使用する段階
を具備する、請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】前記誤差を最小化する段階はタップ付き遅
延線イコライザ（TDLE）の数多くのタップ係数を更新す
る段階を具備する、請求項２に記載の方法。 - 【請求項５】前記タップ係数を更新する段階は最小平均
２乗（LMS）アルゴリズムを使用する段階を具備し、最
適のステップサイズが前記TDLEのおのおののタップ係数
を更新するために独立に決定される、請求項４に記載の
方法。 - 【請求項６】前記タップ係数を更新する段階は再帰最小
２乗（RLS）アルゴリズムを使用する段階を具備する、
請求項４に記載の方法。 - 【請求項７】受信されたDS−SS通信信号と基準信号との
間の誤差を最小化することによる適応等化を使用する適
応符号分割多元接続（CDMA）受信機であって、 前記DS−SS通信信号を受信する手段であって、前記DS−
SS通信信号は所望のDS−SS信号を含み、該所望のDS−SS
信号は拡散チップシーケンスによって符号化された２進
ビットからなるもの、 タップ付き遅延線イコライザであって、 ビット期間の間に、前記受信されたDS−SS通信信号をサ
ンプリングして受信サンプルを生成するサンプリング手
段であって、前記受信サンプルは互いに相関しているも
の、 直交変換アルゴリズムを使用して前記受信サンプルを逆
相関し前記受信サンプルに対応する逆相関エレメントを
提供する逆相関手段、 前記逆相関エレメントに応じて前記基準信号と前記受信
されたDS−SS通信信号との間の誤差を最小化するエラー
最小化手段、 を具備する前記タップ付き遅延線イコライザ、 を具備する適応符号分割多元接続（CDMA）受信機。 - 【請求項８】前記受信された通信信号は妨害DS−SS信号
およびノイズによって汚染されており、かつ前記逆相関
されたエレメントは前記所望のDS−SS信号および前記妨
害DS−SS信号に対応する第１のグループのエレメントお
よびノイズに対応する第２のグループのエレメントを含
み、かつ前記エラー最小化手段は前記第１のグループの
逆相関されたエレメントに応じて前記基準信号と前記受
信されたDS−SS通信信号との間の誤差を最小化する、請
求項７に記載の受信機。 - 【請求項９】前記逆相関手段はグラム−シュミット変換
を使用する、請求項７に記載の受信機。 - 【請求項１０】前記エラー最小化手段はさらに最小平均
２乗（LMS）アルゴリズムを使用することによりタップ
係数を提供するためのタップ係数発生器を含む、請求項
７に記載の受信機。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/100,237 | 1993-08-02 | ||
| US08/100,237 US5345472A (en) | 1993-08-02 | 1993-08-02 | Method and apparatus for receiving and decoding communication signals in a CDMA receiver |
| US100,237 | 1993-08-02 | ||
| PCT/US1994/008172 WO1995004413A1 (en) | 1993-08-02 | 1994-07-20 | A method and apparatus for receiving and decoding communication signals in a cdma receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09501032A JPH09501032A (ja) | 1997-01-28 |
| JP3210343B2 true JP3210343B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=22278764
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50587595A Expired - Fee Related JP3210343B2 (ja) | 1993-08-02 | 1994-07-20 | Ｃｄｍａ受信機において通信信号を受信しかつデコードするための方法および装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5345472A (ja) |
| EP (1) | EP0712553B1 (ja) |
| JP (1) | JP3210343B2 (ja) |
| CN (1) | CN1053075C (ja) |
| AU (1) | AU7473594A (ja) |
| BR (1) | BR9407159A (ja) |
| DE (1) | DE69431877T2 (ja) |
| WO (1) | WO1995004413A1 (ja) |
Families Citing this family (43)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5434893A (en) * | 1992-12-22 | 1995-07-18 | Commissariat Energie Atomique | Component for a differential transmitter-receiver of signals with direct sequence spread spectrum and the corresponding transmitter-receiver |
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1993
- 1993-08-02 US US08/100,237 patent/US5345472A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-07-20 WO PCT/US1994/008172 patent/WO1995004413A1/en active IP Right Grant
- 1994-07-20 DE DE69431877T patent/DE69431877T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-07-20 AU AU74735/94A patent/AU7473594A/en not_active Abandoned
- 1994-07-20 BR BR9407159A patent/BR9407159A/pt not_active IP Right Cessation
- 1994-07-20 EP EP94924477A patent/EP0712553B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-07-20 JP JP50587595A patent/JP3210343B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1994-07-20 CN CN94192974A patent/CN1053075C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69431877T2 (de) | 2003-05-28 |
| EP0712553B1 (en) | 2002-12-11 |
| EP0712553A4 (en) | 1998-12-09 |
| US5345472A (en) | 1994-09-06 |
| WO1995004413A1 (en) | 1995-02-09 |
| EP0712553A1 (en) | 1996-05-22 |
| AU7473594A (en) | 1995-02-28 |
| JPH09501032A (ja) | 1997-01-28 |
| DE69431877D1 (de) | 2003-01-23 |
| CN1053075C (zh) | 2000-05-31 |
| CN1128594A (zh) | 1996-08-07 |
| BR9407159A (pt) | 1996-09-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |