KR20010085144A

KR20010085144A - 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20010085144A
Application number: KR1020000010251A
Authority: KR
Inventors: 김형정; 이황수
Original assignee: 조정남; 에스케이 텔레콤주식회사
Priority date: 2000-02-29
Filing date: 2000-02-29
Publication date: 2001-09-07
Also published as: KR100323616B1

Abstract

본 발명은 기존의 블라인드 적응 검파기(Blind Adaptive Detector)에서 나타나는 포화 현상을 제거하여 검파 성능을 개선하는 CDMA 수신기의 검파 장치 및 방법에 관한 것으로서, 수신된 신호(r)를 검파하고자 하는 사용자의 제 1 확산부호(s₁)로 역확산시켜 해당 채널 신호로 분리 추출하여 출력(Z_MF)하는 제 1 정합필터(MF1)(310); 상기 수신된 신호(r)를 상기 제 1 확산부호(s₁)에 직교하는 제 2 확산부호(x₁)로 역확산시켜 출력(Z)하는 제 2 정합필터(MF2)(320); 상기 제 1 정합필터(310)의 출력신호(Z_MF) 및 상기 제 2 정합필터(320)의 출력신호(Z)를 합산하여 출력하는 합산기(330); 상기 합산기(330)의 출력신호를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자의 데이터를 결정 추출하는 복조기(Decoder)(340); 및 상기 합산기(330)의 출력신호 및 기 설정된 코스트 펑션에 의거하여 상기 제 2 확산부호(x₁)의 값을 갱신하되, 상기 코스트 펑션은 상기 제 1 정합필터(310)의 출력신호 Z_MF에서 특정값 α를 빼고 여기에 상기 제 2 정합필터(320)의 출력신호 Z를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수 wmr "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]"로 설정되어 있고, 상기 특정값 α를 상기 합산기(330)의 출력신호에 의거하여 산출하는 제어부(350)로 구성되어, 계산량의 증가없이 포화 효과를 제거하는 효과가 있다.

Description

부호분할 다중접속 수신기의 검파 장치 및 방법{Apparatus and method for detecting a desired signal in CDMA receiver}

본 발명은 부호분할 다중접속(CDMA) 방식의 수신기용 검파 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 기존의 블라인드 적응 검파기(Blind Adaptive Detector)에서 나타나는 포화 현상을 제거하여 검파 성능을 개선하는 CDMA 수신기의 검파 장치 및 방법에 관한 것이다.

기존의 블라인드 적응 검파기는 훈련 신호(Training Sequence)가 있는 적응 엠엠에스이(MMSE : Minimum Mean Square Error) 검파기와 같이 계산량이 적고, 구현시 필요로 하는 파라미터(parameter)가 정합 필터(matched filter)와 같이 검출하고자 하는 사용자의 심볼 타이밍과 확산 부호(spreading code)만 알면 되며, 또한 훈련 신호가 필요 없는 장점이 있는 것으로서, 블라인드 적응 검파기 중 계산량이 비교적 적고 구현이 간단한 그리피스(Griffith) 알고리즘을 이용한 방법, 씨엠에이(CMA : Constant Moduls Algorithm), 오엠에프(OMF : Orthogonalizing Matched Filter), 및 엠오이(MOE : Minimum Output Energy) 검파기 등에 대하여 설명하면 다음과 같다.

그리피스 알고리즘은 빔 포밍(beam forming)을 위한 안테나 어레이 처리에 사용되던 방법으로 사전(a priority) 정보를 이용하여 적응해 나가는 구조로서, 하기 식(1)과 같은 기존의 엘엠에스(LMS) 알고리즘에서, 순시값 d(i)r(i)의 평균값E[d(i)t(i) = P]을 알고 있다고 가정할 때, 하기 식(2)와 같이 상기 순시값을 상기 평균값으로 대치한 것이 그리피스 알고리즘이 된다.

상기 식(2)와 같이 표현되는 그리피스 알고리즘을 단일 사용자 검파에 적용하기 위하여 입력신호 r(i)와 구하고자 하는 목표 신호 d(i)의 통계적 특성을 구하면 하기 식(3)이 되며, 여기서 구해진 P를 상기 식(2)에 대입하면 CDMA 시스템에서 단일 사용자를 검파하기 위한 식이 된다.

CMA는 적응 등화기(Adaptive Equalizer)에서 사용되던 알고리즘으로서, 이를 CDMA 시스템에 적용하면 하기 식(4)와 같은 CMA의 함수(cost function) 특성상 검출하고자 하는 사용자의 정보가 없으므로, 수신 신호의 진폭(amplitude)이 1인 다른 사용자의 코드로 계수(coefficient)가 수렴하는 단점이 있다.

이와 같이 다른 사용자의 심볼이 더 정확히 검파되는 문제점을 해결하고자제안된 것이 엘씨씨엠에이(LCCMA : Linearly constrained CMA)이다. LCCMA의 구조는 도 1과 같이 일반적인 부엽 제거기(Side-lobe Canceller)의 구조와 같으며, 도 1에서 constraint 조건은 <w_q,W_i>=0, 1≤i≤-1이고, w_a(0)=[0,0,...,0], W(i)=s₁-Ww_a(i), y(i)=W^Tr(i), r_a(i)=Wr, W_a(i+1)=W_a(i)+μ[y²-1]r_a ^T(i)y(i) 이다.

도 1의 동작 원리는 다음과 같다.

수신신호 r이 들어오면, 검파하고자 하는 목표 사용자의 코드(w_q)를 통과하는 신호 성분(yq)이 있고, 이 신호 성분에는 사용자 1의 신호에 간섭신호 성분이 포함되어 있다. 목표 사용자의 코드에 직교하는 코드(W)를 통과한 신호 성분(ra)에는 목표 사용자의 신호 성분은 없다. LCCMA는 ra에 어떤 계수 Wa를 적용하여 yq 성분 중 간섭신호 성분과 동일한 크기의 신호를 만들어 내는 역할을 하며, 간섭신호를 제거하는 기준은 목표 사용자의 신호 크기가 "1"이라는 가정하에서 ya와 yq를 더한 값이 항상 "1"이 되도록 하는 것이다. 도 1이 다음에 설명할 OMF와 MOE의 동작 원리에도 적용되면, LCCMA와 OMF 및 MOE간의 차이점은 간섭신호를 제거하기 위한 코스트 함수와 구현방법이 다르다는 것일 뿐 기본적인 개념은 동일하다. 즉, 정합 필터를 통과한 신호 성분 중 산섭신호 성분의 크기를 그 정합필터에 직교하는 임의의 필터를 통과시킨 신호 성분에 어떤 계수를 주어 간섭 신호 성분을 제거하자는 것이다. W는 시뮬레이션 전에 그램-슈미디트 오소그날리제이션(Gram-Shumidt Orthogonalization)을 이용하여 미리 구해 놓은 값이다.

OMF는 상술된 LCCMA와 같은 구조로, 도 2에 도시된 바와 같이 MF1이 정합필터(Matched Filter)에 해당하고, MFG는 상기 MF1에 직교하는 필터 뱅크이다. 콤바이너(Combiner)의 역할은 상기 MF1을 통과한 신호 출력에 어떤 계수(Coefficient)를 곱하여 원하는 신호 성분만을 검출하고자 하는 것으로, 그 출력은 y(i)=W^H(i)X(i)이다.

상기 콤바이너의 계수 W를 갱신(update)하는 코스트 펑션(cost fuunction)은 하기 식(5)와 같다. Constraint 조건은 W^HC=1, 여기서 C=[ρ₁₁,ρ₁₂,...,ρ_1k], ρ_1k=<s₁,s_k>이다. 이와 같은 조건하에서 하기 식(5)를 최소화시키는 최적의 합성기 가중치 벡터 W₀는 하기 식(6)과 같은 코스트 펑션을 최소화시키는 W이다.

, where λ : Lagrange multiplier

여기서, C는 constraint로 각 코드간의 상관(correlation)으로 이루어진 벡터이다. 도 2의 OMF에서도 LCCMA와 같이 MFG가 MF1에 직교하는 값으로 시뮬레이션 했기 때문에 C=[0,0,...,0]이 되며, MFG는 그램-슈미디트 오소그날리제이션(Gram-Shumidt Orthogonalization)을 이용하여 구할 수 있다.

MOE는, 상기 LCCMA의 W와 상기 OMF의 MFG를 하나의 계수 x₁으로 대치한 것으로서, 상기 LCCMA에서 사용하던 Constraint와 OMF에서 상용하던 constraint C는 필요없고 계산량이 간단하기 때문에, 블라인드 적응 검파기 중 검파 성능이 우수한 것으로 알려져 있다.

상기 MOE에 대하여 보다 상세히 설명하면, 사용자 1에 대한 선형 MMSE 검파기는 c₁에 의하여 다음과 같이 표현된다.

b^*=sgn(<y,c₁>)

여기서, c₁은 하기와 같이 두 벡터의 합으로 표현된다.

c = s₁+ x₁

그리고, χ₁은 다음과 같다.

그리고,

임의의 선형 변환 d₁이 주어지면 s₁에 직교하는 성분은 다음과 같이 표현된다.

그리고, 선형 변환의 출력은 다음과 같다.

여기서의 분산은이다. 임의의 선형 변환에 의하여 발생한에 직교하는 성분의 에너지를 "surplus energy"라 부른다. 임의의 선형 변환의 출력의 분산을 다음 수학식 (7)과 같이 정의한다.

MOE와 MMSE와의 관계를 보면 다음 수학식 (8)과 같다.

그러므로 MMSE를 최소화하는는 MOE도 최소화한다. Gradient Descent 알고리즘을 적용한 갱신규식(update rule)은,과 같고, 여기서이다.

그러나, 상기 수학식(8)에서 MOE와 MMSE와의 관계에서 보면. MOE가 "0"이 되어도 검파하고자 하는 목표 사용자(desired user)의 에너지 텀(term) A₁ ²이 항상 남아 있게 되어 MMSE는 "0"이 되지 않고, 그 A₁ ²이 도 5 내지 도 8에 도시된 바와 같은 시뮬레이션 결과에서 보듯이 포화 효과(saturation effect)를 발생시키기 때문에, 신호대 잡음비(SNR)가 높은 경우에도 성능의 개선이 없게되는 문제가 있었다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창작된 것으로서, 그 목적은 기존의 블라인드 적응 검파기에서 나타나는 포화 효과 즉, 높은 신호대 잡음비(SNR)에서도 검파 성능이 개선되지 않는 현상을, 사전(a priority) 신호를 이용하여 계산량의 증가없이 포화 효과를 제거함으로써 검파 성능을 개선 하도록 된 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치 및 방법을 제공하고자 하는 것이다.

도 1은 일반적인 부엽 제거기(Side-lobe Canceller)의 블록도이고,

도 2는 기존의 적응 다중 검파기의 블록도이고,

도 3은 본 발명에 따른 부호분할 다중접속 수신기의 검파 장치로서, 디시즌-디렉티드 적응 검파장치(Decision-Directed Adaptive Decorrelator)의 일예를 도시한 블록도이고,

도 4는 본 발명에 따른 부호분할 다중접속 수신기의 검파 방법을 설명하는 흐름도이고,

도 5는 스텝크기 μ=0.0001, 훈련기간 10,000일 경우, 각 블라인드 단일 사용자 검파기의 BER 성능을 나타낸 그래프이고,

도 6은 스텝크기 μ=0.0001, 훈련기간 10,000일 경우, 각 블라인드 단일 사용자 검파기의 SIR 성능을 나타낸 그래프이고,

도 7은 스텝크기 μ=0.00001, 훈련기간 20,000일 경우, 각 블라인드 단일 사용자 검파기의 BER 성능을 나타낸 그래프이고,

도 8은 스텝크기 μ=0.00001, 훈련기간 20,000일 경우, 각 블라인드 단일 사용자 검파기의 SIR 성능을 나타낸 그래프이다.

※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

310,320 : 정합필터 330 : 합산기

340 : 복조기(decoder) 350 :제어부

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치는, 부호분할 다중접속 시스템의 통신 신호 수신장치에 있어서, 수신된 신호를 검파하고자 하는 사용자의 제 1 확산부호로 역확산시켜 해당 채널 신호로 분리 추출하여 출력하는 제 1 정합수단; 상기 수신된 신호를 상기 제 1 확산부호에 직교하는 제 2 확산부호로 역확산시켜 출력하는 제 2 정합수단; 상기 제 1 정합수단의 출력신호 및 상기 제 2 정합수단의 출력신호를 합산하여 출력하는 합산수단; 상기 합산수단의 출력신호를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자의 데이터를 결정 추출하는 복조수단; 및 상기 합산수단의 출력신호 및 기 설정된 코스트 펑션(cost function)에 의거하여 상기 제 2 확산부호의 값을 갱신하되, 상기 코스트 펑션은 상기 제 1 정합수단의 출력신호에서 특정값을 빼고 여기에 상기 제 2정합수단의 출력신호를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수로 설정되어 있고, 상기 특정값을 상기 합산수단의 출력신호에 의거하여 산출하는 제어수단을 포함하여 구성된다.

상기 제어수단에서, 상기 코스트 펑션은 "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]" 로 표현되며, 여기서 "Z_MF"는 상기 제 1 정합수단의 출력신호로서 상기 수신신호 r과 상기 제 1 확산부호 s₁과의 내적(inner product) <r,s₁>이고, "x₁ ^Tr_⊥"는 상기 제 2 정합수단의 출력신호 Z로서 Z=<r,x₁>=<r_⊥,x₁>, r_⊥=r-Z_MFs₁이고 x₁은 상기 제 2 확산부호로서 갱신되는 가변값 이며, α는 상기 특정값을 나타내며, 또한 상기 제 2 확산부호의 갱신값은 상기 코스트 펑션의 해(solution)이고, 상기 특정값은 훈련신호(training sequence)가 있는 경우 A₁×b₁으로서, A1 및 b1은 상기 제 1 정합수단의 출력신호에서 각각 n-1번째 비트 신호의 진폭 및 n번째 비트신호(n=1,2,....N)인 것을 특징으로 한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법은, 부호분할 다중접속 시스템의 통신 신호를 수신하여 검파하는 방법에 있어서, 수신된 신호를 검파하고자 하는 사용자의 제 1 확산부호로 역확산시켜 해당 채널 신호로 분리 추출하는 제 1 단계; 상기 수신된 신호를 상기 제 1 확산부호에 직교하는 제 2 확산부호로 역확산시켜 출력하는 제 2 단계; 상기 제 1 단계의 추출 신호 및 상기 제 2 단계의 출력신호를 합산하여 출력하는 제 3 단계;상기 제 3 단계의 출력신호를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자의 데이터를 결정 추출하는 제 4 단계; 및 상기 제 1 단계의 추출신호에서 특정값을 빼고 여기에 상기 제 2 단계의 출력신호를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수 및 상기 제 3 단계의 출력신호에 의거하여 상기 제 2 확산부호의 값을 갱신하되, 상기 특정값은 상기 제 1 단계의 추출신호 및/또는 상기 제 3 단계의 출력신호에 의거하여 산출하는 제 5 단계를 포함하여 구성된다.

상기 제 5 단계의 상기 함수는 "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]" 로 표현되며, 여기서 "Z_MF"는 상기 제 1 단계의 출력신호로서 상기 수신신호 r과 상기 제 1 확산부호 s₁과의 내적(inner product) <r,s₁>이고, "x₁ ^Tr_⊥"는 상기 제 2 단계의 출력신호 Z로서 Z=<r,x₁>=<r_⊥,x₁>, r_⊥=r-Z_MFs₁이고 x₁은 상기 제 2 확산부호로서 가변되는 갱신되값 이며, α는 상기 특정값을 나타낸다. 또한, 상기 제 2 확산부호의 갱신값은 상기 함수의 해(solution)로서, 상기 해 x₁은 상기 함수 "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]"의 미니멈 민 스퀘어 에러(MMSE)의 해 "Rx1 = -p"를 구하고, 그 "Rx1 = -p"의 수식에 엘엠에스(LMS) 알고리즘을 적용하여 생성된 ""의 수식에 의거하여 산출되며, 여기서이다. 또한, 상기 특정값은 훈련신호(training sequence)가 있는 경우 α=A₁×b₁으로서, A1 및 b1은 상기 제 1 단계의 출력신호에서 각각 n-1번째 비트신호의 진폭 및 n번째 비트신호(n=1,2,....,N)인 것으로, 특히 상기 함수에 상기 LMS 알고리즘을 적용할 시, 상기 α=A₁×b₁은 ""인 것을 특징으로 한다.

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치 및 방법에 대하여 상세히 설명하기로 한다.

도 3은 본 발명에 따른 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치로서, 디시즌-디렉티드 적응 검파장치(Decision-Directed Adaptive Decorrelator)의 일예를 도시한 것으로서, 동 도면에 도시된 바와 같이, 수신된 신호(r)를 검파하고자 하는 사용자의 제 1 확산부호(s₁)로 역확산시켜 해당 채널 신호로 분리 추출하여 출력(Z_MF)하는 제 1 정합필터(MF1)(310); 상기 수신된 신호(r)를 상기 제 1 확산부호(s₁)에 직교하는 제 2 확산부호(x₁)로 역확산시켜 출력(Z)하는 제 2 정합필터(MF2)(320); 상기 제 1 정합필터(310)의 출력신호(Z_MF) 및 상기 제 2 정합필터(320)의 출력신호(Z)를 합산하여 출력하는 합산기(330); 상기 합산기(330)의 출력신호를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자의 경성 데이터를 결정 추출하는 복조기(Decoder)(340); 및 상기 합산기(330)의 출력신호 및 기 설정된 코스트 펑션에 의거하여 상기 제 2 확산부호(x₁)의 값을 갱신하되, 상기 코스트 펑션은 상기 제1 정합필터(310)의 출력신호 Z_MF에서 특정값 α를 빼고 여기에 상기 제 2 정합필터(320)의 출력신호 Z를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수 wmr "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]"로 설정되어 있고, 상기 특정값 α를 상기 합산기(330)의 출력신호에 의거하여 산출하는 제어부(350)로 구성되어 있다.

도 4는 본 발명에 따른 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법을 설명하는 흐름도로서, 도 3과 같은 장치에 적용되므로, 그 동작과 병행하여 설명하면 다음과 같다.

먼저, CDMA 신호를 수신하고(S401), 그 수신된 신호(r)를 상기 제 1 정합필터(310)를 통하여 검파하고자 하는 사용자(user1)의 제 1 확산부호(s₁)로 역확산시켜 사용자 1(user1)에 해당하는 채널 신호로 분리 추출한 후 출력(Z_MF)함과 아울러(S402), 상기 수신된 신호(r)를 상기 제 2 필터(320)를 통하여 상기 제 1 확산부호(s₁)에 직교하는 제 2 확산부호(x₁)로 역확산시켜 사용자 1에 대한 간섭성분으로 출력(Z)한다(S403). 이어, 상기 합산기(330)를 통하여 S402단계의 추출 신호(Z_MF) 및 상기 S403단계의 출력신호(Z)를 합산하여 출력하고(S404), 상기 복조기(440)를 통하여 상기 S404단계의 출력신호 즉 Z_MF+Z를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자 1의 데이터(b1)를 결정 추출하되(S405), 이와 같이 상기 S401 내지 S405단계를 반복 수행하는 동안, 상기 제어부(350)는 상기 S401단계의추출신호(Z_MF)에서 특정값(α)을 빼고 여기에 상기 S402단계의 출력신호(Z)를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수(cost function)(즉,), 및 상기 S404단계의 출력신호 및 또는 상기 단계 S402의 출력신호(Z_MF= A₁b₁+A₂b₂s₂s₁+,...,A_kb_ks_ks₁, 여기서 A₁b₁을 제외한 신호는 간섭성분임)에 의거하여 상기 제 2 확산부호(x₁)의 값을 갱신함을 특징으로 하며, 특히 상기 S406단계에 상기 제어부(350)는 상기 특정값을 훈련신호가 있을 경우 상기 단계 S402 및/또는 S404에서 출력되어 상기 제어부(350)로 궤환입력되는 신호에서 알 수 있는 A₁b₁으로 결정한다(S406).

이어, 본발명의 요지인 상기 코스트 펑션, 그 코스트 펑션에 의거한 상기 제 2 확산부호(x1)의 갱신 규칙(update rule), 및 상기 특정값 값 α의 결정 과정에 대하여 보다 상세히 설명하도록 한다.

동기식 CDMA 시스템에서 수신된 기저대역(baseband) 신호는 다음 식(9)와 같이 표현될 수 있다.

여기서,S는 크기가인 확산 코드 행렬이며, A,b,n 및 N은 각각 크기가인 수신 신호의 크기를 나타내는 대각(diagonal)행렬,의 송신비트 벡터, 전력 밀도 함수가 1인 AWGN 및 처리이득(processing gain)이다. 그리고 각 확산 코드의 에너지는 1로 정규화 되어있다고 가정한다. 이때 K개로 구성된 정합 필터의 출력은 다음 식(10)과 같이 표현될 수 있다.

여기서는인 상관행렬이고 n'은 평균이 0이고 분산이가우시안 잡음이다.

상기 식(9)로부터 송신 비트를 검출하기 위한 방법중의 하나는 다음 식(11)과 같다.

여기서W는 크기가인 계수 행렬(coefficients matrix)이며, 다음 식(12)의 cost function을 최소화 시키는 해이다.

상기 식(12)의 해는 다음 식(13)과 같이 구할 수 있다.

여기서 S^-1는 S의 Moore-Penrose generalized inverse이다.

단일 사용자 검파기의 구현을 위해의 특성을 보면 다음과 같다.

1.이고 i, 는 두 벡터의 내적(inner product)이다.

2.는 두개의 벡터 성분으로 분리할 수 있다. :에 대해서이이다.

첫번째 사용자를 검출한다고 가정하면 x₁을 결정하면 된다. 먼저 몇가지 변수를 정의한다. 첫번째 사용자의 가중치 벡터(weight vector or fap coeffieients)는 하기 식(14)이고, 정합필터의 출력은 하기 식(15)이며, 수신된 신호 증 s₁에 직교하는 성분과 x₁의 내적은 하기 식(16)이라 할 때,

이제 x₁은 다음 식(17)과 같은 cost function의 해이다.

여기서는 MAI성분이고 α는 훈련신호(training sequence)가 있는 경우이다. 본 발명에서는대신가 사용되었다.

상기 식(17)의 MMSE 해는하기 식(18)과 같다.

여기서,이다. 위 식에서 MSE를 최소화 시키는 x를 구하기 위하여 LMS 알고리즘을 적용하면 다음 식(19)과 같다.

상기 식(19)를 본 발명에서 상기 제어부(350)의 제어에 따라 상기 제 2 정합필터(320)의 제 2 확산부호 x1으로 적용하기 위해서는 α를알고 있어야 한다. α를 구하기 위해서는 constraint를 주어 해를 구하는 방법이 있으나 이는 추가적인 계산량이 필요하다. 기존에 알고있는 정보만으로α를 구하기 위하여 상기 식(19)에서 α의 역활을 관찰해 보면, 첫째 α를 임의의 상수로 고정하면 기존의 MOE로 수렴하고, 둘째 α가 송신 비트와 일치하는 경우, 스텝 크기(step size)μ를 가변시키는 역활을 함을 알 수 있다.

즉, 충분히 작은μ에 대하여, α역할은 수렴할 때까지는 상기 식(19)에 가변스텝 μ의 크기를 사용한 것과 같은 효과를 보이고, 수렴후에는 MOE의 포화(saturation) 효과를 제거하기 위하여 사용된다. 최종적으로 갱신규칙(update rule)은 다음 식(20)과 같다.

여기서이다.

이상 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 부호분할 다중접속 수신기의 검파 장치 및 방법에 대하여 시뮬레이션하고, 그 결과에 의한 효과에 대하여 설명하면 다음과 같다.

시뮬레이션 환경은 AWGN채널에서 각 사용자에게 길이가 31인 Gold Code를 할당하고, BPSK 변조를 가정하였다. 총 사용자 수는 20명이며, 첫 번째 사용자를 검출하고자 하는 사용자라 가정하고 간섭 사용자의 신호 전력은 첫 번째 사용자 신호 전력 보다 20dB씩 크다. 입력 신호는 4배 오버 샘플링하였으며, 30번의 결과를 평균하였다. 그리고, 본 결과에서 SIR은 다음과 같이 정의 하였다.

도 4는 μ = 0.0001인 경우 각 검파기의 BER 성능이다. 이 경우 LCCMA는 수렴하지 못하고, MOE와 OMF 그리고 Griffiths알고리즘을 이용한 검파기의 성능은 거의 비슷하였으나, 본 발명에 따라 제안된 검파기(Proposed detector 1,2)는 비상관 검파기(decorrelator)와 거의 같은 성능을 보였다.

도 5에서는 각 검파기의 SIR성능을 보였다. 도 5에서는 MOE 와 OMF, Griffiths 알고리즘을 이용한 검파기에서 포화 효과(SNR이 높아져도 성능의 개선이 없음)를 볼 수 있다. 반면 본 발명에 따라 제안된 검파기 및 방법은 SNR인 높아짐에 따라 SIR 성능도 좋아짐을 볼 수 있다.

도 6에서는 μ=0.00001인 경우 각 검파기의 BER성능이다. 이 경우 LCCMA는 수렴하였고 비상관 검파기와 거의 비슷한 성능을 보였다.

도 7에서는 각 검파기의 SIR성능을 보였다. LCCMA 검파기가 발산하여 SIR성능을 볼 수 없었으나, 수렴 후에는 본 발명에 따라 제안된 검파장치 및 방법과 같이 포화 효과가 없음을 알 수 있다.

이상 설명을 종합하여 결론하면, 본 발명에서는 훈련신호(training sequence)가 필요한 MMSE 적응 검파기와 훈련신호가 필요없는 기존의 blind 적응 검파기에 대하여 검토하고 decision-directed 검파기를 제안하였다. 적응 MMSE 검파기의 성능은 수렴후 선형(linear) MMSE 검파기의 성능과 동일하며, blind 적응 검파기의 경우 적응 MMSE 검파기보다 낮은 SNR 부분에서 약간의 성능 저하가 있으나 훈련신호가 필요없다는 장점이 있다. blind 적응 검파기 중 Griffiths 알고리즘, MOE, OMF을 이용한 검파기의 높은 검파기의 높은 SNR 부분에서 포화 효과 부분에 성능의 저하가 있었고, LCCMA를 이용한 검파기의 경우, 수렴 후의 성능의 포화 효과가 없이 비상관 검파기의 성능과 비슷했으나. 다른 검파기와 동일한 환경에 같은 스텝 크기를 주었을때 발산하였다. 즉, 작은 스텝 크게에서 수렴했으며, 이는 같은 성능을 내기 위하여 다른 검파기에 비하여 수렴시간이 길다는 것을 의미한다.

본 발명에 따라 제안된 decision-directed 검파기의 경우, 높은 SNR부분에서도 포화 효과 없이 비상관 검파기와 비슷한 성능을 나타냈으며, 계산량은 MOE 검파기와 비슷한 효과가 있다.

Claims

부호분할 다중접속 시스템의 통신 신호 수신장치에 있어서,

수신된 신호를 검파하고자 하는 사용자의 제 1 확산부호로 역확산시켜 해당 채널 신호로 분리 추출하여 출력하는 제 1 정합수단;

상기 수신된 신호를 상기 제 1 확산부호에 직교하는 제 2 확산부호로 역확산시켜 출력하는 제 2 정합수단;

상기 제 1 정합수단의 출력신호 및 상기 제 2 정합수단의 출력신호를 합산하여 출력하는 합산수단;

상기 합산수단의 출력신호를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자의 데이터를 결정 추출하는 복조수단; 및

상기 합산수단의 출력신호 및 기 설정된 코스트 펑션(cost function)에 의거하여 상기 제 2 확산부호의 값을 갱신하되, 상기 코스트 펑션은 상기 제 1 정합수단의 출력신호에서 특정값을 빼고 여기에 상기 제 2 정합수단의 출력신호를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수로 설정되어 있고, 상기 특정값을 상기 합산수단의 출력신호에 의거하여 산출하는 제어수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 제어수단에서, 상기 코스트 펑션은 "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]" 로 표현되며, 여기서 "Z_MF"는 상기 제 1 정합수단의 출력신호로서 상기 수신신호 r과 상기 제 1 확산부호 s₁과의 내적(inner product) <r,s₁>이고, "x₁ ^Tr_⊥"는 상기 제 2 정합수단의 출력신호 Z로서 Z=<r,x₁>=<r_⊥,x₁>, r_⊥=r-Z_MFs₁이고 x₁은 상기 제 2 확산부호로서 갱신되는 가변값 이며, α는 상기 특정값을 나타내는 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 제 2 확산부호의 갱신값은 상기 코스트 펑션의 해(solution)인 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치.
제 1항 내지 제 3항 중 한 항에 있어서,

상기 특정값은 훈련신호(training sequence)가 있는 경우 A₁×b₁으로서, A1 및 b1은 상기 제 1 정합수단의 출력신호에서 각각 n-1번째 비트 신호의 진폭 및 n번째 비트신호(n=1,2,....N)인 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 장치.
부호분할 다중접속 시스템의 통신 신호를 수신하여 검파하는 방법에 있어서,

수신된 신호를 검파하고자 하는 사용자의 제 1 확산부호로 역확산시켜 해당 채널 신호로 분리 추출하는 제 1 단계;

상기 수신된 신호를 상기 제 1 확산부호에 직교하는 제 2 확산부호로 역확산시켜 출력하는 제 2 단계;

상기 제 1 단계의 추출 신호 및 상기 제 2 단계의 출력신호를 합산하여 출력하는 제 3 단계;

상기 제 3 단계의 출력신호를 복조하여 상기 검파하고자 하는 사용자의 데이터를 결정 추출하는 제 4 단계; 및

상기 제 1 단계 내지 상기 제 4 단계의 수행 중, 상기 제 1 단계의 추출신호에서 특정값을 빼고 여기에 상기 제 2 단계의 출력신호를 더한 값의 에너지를 최소화하는 함수 및 상기 제 3 단계의 출력신호에 의거하여 상기 제 2 확산부호의 값을 갱신하되, 상기 특정값은 상기 제 1 단계의 추출신호 및/또는 상기 제 3 단계의 출력신호에 의거하여 산출하는 제 5 단계를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법.
제 5항에 있어서,

상기 제 5 단계의 상기 함수는 "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]" 로 표현되며, 여기서 "Z_MF"는 상기 제 1 단계의 출력신호로서 상기 수신신호 r과 상기 제 1 확산부호 s₁과의 내적(inner product) <r,s₁>이고, "x₁ ^Tr_⊥"는 상기 제 2 단계의 출력신호 Z로서 Z=<r,x₁>=<r_⊥,x₁>, r_⊥=r-Z_MFs₁이고 x₁은 상기 제 2 확산부호로서 가변되는 갱신되값 이며, α는 상기 특정값을 나타내는 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 제 2 확산부호의 갱신값은 상기 함수의 해(solution)인 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 해 x₁은, 상기 함수 "E[(Z_MF-α+x₁ ^Tr_⊥)]"의 미니멈 민 스퀘어 에러(MMSE)의 해 "Rx1 = -p"를 구하고, 그 "Rx1 = -p"의 수식에 엘엠에스(LMS) 알고리즘을 적용하여 생성된 ""의 수식에 의거하여 산출되며, 여기서인 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법.
제 5항 내지 제 8항 중 한 항에 있어서,

상기 특정값은 훈련신호(training sequence)가 있는 경우 α=A₁×b₁으로서, A1 및 b1은 상기 제 1 단계의 출력신호에서 각각 n-1번째 비트신호의 진폭 및 n번째 비트신호(n=1,2,....,N)인 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 α=A₁×b₁은,

""에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 부호 분할 다중 접속 수신기의 검파 방법.