JP2000269856A

JP2000269856A - 相関ピーク検出回路

Info

Publication number: JP2000269856A
Application number: JP6902699A
Authority: JP
Inventors: Soichi Takahashi; 聡一高橋
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1999-03-15
Filing date: 1999-03-15
Publication date: 2000-09-29
Also published as: CN1123141C; CN1267139A

Abstract

(57)【要約】【課題】回路規模を大きくせず、より精度良く相関ピ
ークを検出するデジタル・マッチト・フィルタ（ＤＭ
Ｆ）を用いた相関ピーク検出回路を提供する。【解決手段】帯域制限や、復調特性により高周波成分
が削られたＰＮ信号は、Ａ／Ｄコンバータで離散時間的
な信号に変換され、ＤＭＦに入力され、ここで自己相関
特性を包絡線に持つ離散信号となる。この信号が相関特
性を近似する所定の関数を用意した相関ピーク検出回路
に入力される。サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する。相関信号の差分信号ｗ
_iおよび該相関信号の差分信号ｗ_iの１タイミング遅れた
信号ｗ_i＋1との積またはそれらｗ_i，ｗ_i＋1の符号同士
の排他的論理和によって得られた結果とから、相関ピー
クの位置を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信を含む通
信や測距に使用され、その他にポジショニングシステム
等に応用可能なスペクトル拡散技術に関するもので、よ
り詳細には、スペクトル拡散信号の相関ピーク検出回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最初に、本出願人が先に出願した特願平
１０−２５７７１１号に基づいて、本発明の先行技術に
ついて説明する。図３は、従来から使用されているデジ
タル・マッチト・フィルタの構成を示すブロック図で、
図３において、２０１はシフトレジスタ、２０２はタッ
プ係数の乗算器、２０３は全てのタップ係数をかけられ
た信号の総和を取る回路で、ＰＮ（擬似雑音信号）信号
の相関を取る場合には、通常±１のタップ係数が使用さ
れる。図３からわかるように、デジタル・マッチト・フ
ィルタは、シフトレジスタ等からなる順序回路によって
構成されるため、入力信号は、Ａ／Ｄコンバータなどに
よってサンプリングされた離散時間的な信号である必要
がある。

【０００３】このように、サンプリングによって離散的
にＰＮ信号を扱った場合、その自己相関特性は本来の特
性と異なる値を持つ。図５は、動作状態を異にした場合
の相関出力を基準位相からの位相ずれΔτに対して示し
た線図である。図５（Ａ）は本来の相関特性であり、図
５（Ｂ）は離散的に受信信号を入力した場合の相関特性
である。図５（Ｂ）は１チップあたり２サンプリングし
た場合の例である。以下、説明を簡便にするため、全て
１チップあたり２サンプリングの場合を例示する。

【０００４】さらに、図６は、このように離散化された
受信信号をマッチト・フィルタに入力したときの出力例
を示す。図６（Ａ）はアナログ回路によるマッチト・フ
ィルタの出力例である。マッチト・フィルタはＰＮ信号
が１周期入力される毎に相関出力特性と同じ波形の信号
パルスを出力する。図６（Ｂ）はデジタル・マッチト・
フィルタによる出力例である。この場合、その包絡線は
アナログのマッチト・フィルタの出力と同じであるが、
その出力値自体も離散的になる。これはデジタル・マッ
チト・フィルタのシフトレジスタもＡ／Ｄコンバータの
サンプリングクロックと同期して離散的にシフト処理が
行われるためである。よって、本来ならデジタル・マッ
チト・フィルタを使用した相関出力からは、サンプリン
グタイミングに関わらず、常に、図６（Ｂ）のように１
周期毎に１つのピークと２つのピークの半値を持つ信号
が得られるはずである。しかし、実際にはデジタル・マ
ッチト・フィルタには伝送路における帯域制限の影響を
受けた受信信号が入力される。

【０００５】図４は、帯域制限の影響を受けた受信信号
が入力された場合のデジタル・マッチト・フィルタの動
作の様子を示す図で、図４（Ａ）が送信側から送られる
ＰＮ信号であり、図５（Ｂ）の特性はこの信号が入力さ
れた場合の相関特性である。しかし、実際には、法的な
規制またはシステム性能による帯域幅の制限がある。こ
のため、受信信号は図４（Ｂ）のようになまった波形と
なる。この信号がサンプリングされ、図４（Ｃ）や図４
（Ｄ）のような波形となり、これがデジタル・マッチト
・フィルタに入力される。この帯域制限を受け、かつサ
ンプリングされたＰＮ信号の相関特性を図５（Ｃ）に示
す。このように、相関特性は図５（Ｂ）に示されるＰＮ
信号による理論上の特性と異なる特性を持つことにな
る。

【０００６】よって、かかる帯域幅の制限を受けた受信
ＰＮ信号に対するマッチト・フィルタの出力特性もこれ
と同じになり、アナログのマッチト・フィルタの場合は
図６（Ｃ）のようになる。当然、デジタル・マッチト・
フィルタの出力特性は、図６（Ｃ）の特性を包絡線に持
つ図６（Ｅ）や図６（Ｄ）の特性となる。この例からわ
かるように、帯域制限を受けたＰＮ信号をサンプリング
し、デジタル・マッチト・フィルタに入力した場合、サ
ンプリングタイミングによって相関出力が変動し、なお
かつ、常に相関ピークの値を出力するとは限らないパル
スを出力する。さらに、相関出力のパルス列の中でも、
最大のピークを持つパルスが現れる時間も異なるなどの
問題が生じていた。このため、単にデジタル・マッチト
・フィルタを使用した通信システムでは、相関出力の最
悪値に合わせて、相関ピークを検出する際のしきい値を
設定する必要があったり、また、相関ピークが現れる時
間の推定もできないなどの不都合が生じ、伝送特性の劣
化の要因となっていた。

【０００７】スペクトル拡散通信は情報信号に十分速度
の速いＰＮ信号を掛け合わせて伝送する方式である。受
信側では、このＰＮ信号で拡散された信号をマッチトフ
ィルタやスライディング相関器等を使用して復調処理を
可能とする。特にマッチトフィルタを使用する場合、マ
ッチトフィルタには送信側で情報信号を拡散するのに使
用されたＰＮ信号と同じ符号系列をマッチトフィルタ内
の係数群に設定する。これにより、受信信号をマッチト
フィルタに入力した場合、マッチトフィルタからの出力
は図７（Ａ）に示すように鋭いピーク信号を出力する。
受信側では主にこのピーク信号の出現時間を検出して受
信信号の位相を検出する。

【０００８】しかし、図７（Ａ）は理想的な場合であ
り、実際には受信信号は伝送路における帯域制限の影響
を受け波形に鈍りが生じる。このため、相関特性は図７
（Ｂ）のような波形となる。マッチトフィルタを構成す
る場合、ＳＡＷ素子等を使用した、アナログ方式と、デ
ジタル回路による方式とがある。デジタル式の場合、Ｉ
Ｃ化が可能であるため、コスト、大きさの点でアナログ
方式よりも有利な点がある。

【０００９】図８にデジタルマッチトフィルタの構造を
示す。図８において、２１１は、１タイミング分の遅延
素子群であり、デジタル回路では多ビットのシフトレジ
スタが使用されることが多い。２１２は入力信号に掛け
合わせるべき係数群であり、その係数ｈ₁〜ｈ_mには１ま
たは−１の値をもつ。また、２１３は加算器であり、入
力信号の全ての総和を取る回路である。ＤＭＦはデジタ
ル回路によって構成されるため、入力される信号は時間
毎に受信信号をサンプリングした離散信号である。ま
た、サンプリングの際には入力信号のダイナミックレン
ジに応じた量子化がなされている。ここでは、ある時間
を基準としてｉ番目にサンプリングされた信号をｘiと
表す。

【００１０】ＤＭＦに入力された信号は多ビットシフト
レジスタによって遅延信号が作られる。各シフトレジス
タによって遅延された信号は、｛ｘ_i-1，ｘ_i-2，ｘ_i-3，…，ｘ_i-m｝（２１）のそれぞれを出力することになる。ただし、ここでｍは
シフトレジスタの数である。各多ビットシフトレジスタ
の値は、それぞれ、係数群と掛け合わされ、加算器でそ
の総和が取られる。よって、出力信号ｙ_iは、

【００１１】

【数１】

【００１２】となり、離散信号における相関値を計算す
ることになる。よってＤＭＦは出力も離散信号ｙ_iであ
り、その出力特性は図７（Ｃ）または図７（Ｄ）のよう
にサンプリングタイミングに応じて図７（Ｂ）の相関特
性を離散化した信号列となる。従来技術では、相関ピー
ク時間を検出する場合、図７（Ｂ）または図７（Ｃ）の
最大値が現れたタイミングを相関ピークとして検出して
いた。

【００１３】このような従来のＤＭＦを使用する場合、
主に以下のような問題点がある。１．入力信号のダイナミックレンジが大きい場合に、そ
れを表現するため各シフトレジスタの量子化ビット数を
多く必要である。また、ＤＭＦはパルス状の信号を扱う
ため内部における演算回路もビット数の大きいものが必
要となる。このため、回路が大きく、複雑になり、さら
に演算速度の低下を招く等の問題がある。２．温度変化、経時変化によって入力信号のオフセット
分が変動する可能性がある。３．図７（Ｂ）の相関特性を表す場合でも、サンプリン
グタイミングによって図７（Ｃ）や図７（Ｄ）のように
異なる出力値となり、ピーク検出時間の精度を高くする
ことができない。

【００１４】特開平９−５０１０３２号公報により開示
された「ＣＤＭＡ受信機において通信信号を受信しかつ
デコードするための方法および装置」では、ＣＤＭＡの
マルチアクセスによる他チャンネルからの干渉を少なく
するために、デジタル・マッチト・フィルタ等化器の機
能を持たせ、相関出力への他チャンネルの影響を抑えて
いる。しかしながら、この方法ではデジタル・マッチト
・フィルタの各タップ係数を±１の２値から、複数ビッ
ト数で表される多値で表さなくてはならない。このた
め、デジタル・マッチト・フィルタ内の全ての乗算器
を、（多値で表された入力信号）×（多値で表されたタ
ップ係数）の機能を持つ乗算器にしなくてはならず、回
路規模が大きくなる欠点がある。

【００１５】本出願人は、上述の従来技術における問題
点を解決するために、先に、デジタル・マッチト・フィ
ルタを用いて相関出力を得る場合に、回路規模を大きく
せず、より精度良く相関ピークを検出することを可能と
する相関ピーク検出回路を提供した（特願平１０−２７
５５１１号）。

【００１６】前記本出願人が先に提案した特願平１０−
２７５５１１号において、請求項１の発明は、通信媒体
を通し受信した受信擬似雑音信号を入力とし、用意され
ているデジタル２値の擬似雑音信号と入力された前記受
信擬似雑音信号との相関値を離散的に求めるデジタル・
マッチト・フィルタからの相関値出力に基づき受信擬似
雑音信号の相関値のピークを検出する相関ピーク検出回
路において、前記受信擬似雑音信号の入力に対する前記
デジタル・マッチト・フィルタの出力特性を近似する所
定の関数を用い、前記デジタル・マッチト・フィルタの
入出力値を前記関数の変数とすることにより該関数のパ
ラメータを決定し、決定した該パラメータより定まる出
力特性関数についてその極値を求め、該極値を相関値の
ピークとして検出することを特徴とし、これにより、通
信媒体を通し受信した、帯域制限を受け離散化されたよ
うなＰＮ信号の自己相関特性をある関数で近似し、この
関数のパラメータをデジタル・マッチト・フィルタから
の出力値によって決定し、その関数の極値を求めること
によって、相関ピーク値を推定することにより、サンプ
リングタイミングによらず常に本来の相関ピーク値を得
ることができ、これによって、簡単な回路で、より伝送
特性の良い通信システムを提供可能にしている。

【００１７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記関数のパラメータによって定まる前記出力特性
関数の極値によって推定される相関値出力がピークとな
る時間により、前記デジタル・マッチト・フィルタの動
作タイミングと、前記受信擬似雑音信号との位相差を検
出することを特徴とし、これにより、請求項１に対応す
る効果に加えて、近似曲線によって得られた相関ピーク
の時間を位相補正等に使用することによりさらに伝送特
性の良いシステムを提供可能にしている。

【００１８】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、前記位相差を整数値で出力することを特徴とし、こ
れにより、請求項１および２の効果に加えて、必要とす
る位相差がクロック単位で良い場合に、その差を整数で
計算することにより、位相差検出回路をさらに簡略化す
ることを可能にしている。

【００１９】請求項４の発明は、請求項１ないし３のい
ずれか１の発明において、前記出力特性を近似する所定
の関数として２次関数を用い、該２次関数のパラメータ
を前記デジタル・マッチト・フィルタからの３つ以上の
入出力値の組によって決定することを特徴とし、これに
より、請求項１ないし３に対応する効果に加えて、相関
特性を近似する関数として２次の多項式を使用すること
により、簡単なハードウェアで相関ピークが検出できる
ようにし、もって、回路を高速に動作可能とし、さら
に、低コスト、小型化できるシステムを提供可能にして
いる。また、相関特性を近似する関数として２次の多項
式を使用することにより、簡単なハードウェアで相関ピ
ークの出現時間を算出することを可能とし、より伝送特
性が良く、伝送速度が高速で、低コスト，小型のシステ
ムを提供可能としている。

【００２０】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記２次関数における２次の項の係数の値によっ
て、相関ピークを検出することを特徴とし、これによ
り、請求項１ないし４の効果に加えて、相関ピーク値を
算出することなく、近似式のパラメータ値によって、相
関ピークの有無、またはその正負を検出するようにする
ことにより、相関出力のオフセット成分の変動や、サン
プリングタイミングによる相関ピーク誤検出を避けるこ
とができ、且つ、回路構成の簡単なシステムを提供可能
としている。

【００２１】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、相関ピークを検出する際に、その相関ピークを検出
する以前に得られた相関ピーク検出時の２次の項の係数
を基準として、相関ピークを検出する処理を行うことを
特徴とし、これにより、請求項１ないし６の効果に加え
て、当該相関ピークを検出する以前に得られた相関ピー
クにおけるパラメータ値を基準にしきい値を設定するこ
とによって、伝送路の変化等による相関ピークの変動に
対して適応的にしきい値が設定されるようにし、もっ
て、伝送特性の良いシステムを提供可能としている。

【００２２】請求項７の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定することを
特徴としたものである。而して、デジタルマッチトフィ
ルタへの入力を差分信号とすることにより、入力信号ｘ
_iのダイナミックレンジが小さくなる。さらに、ＤＭＦ
の出力信号にピークが現れないため、ＤＭＦ内部の演算
においてもダイナミックレンジが小さくなる。これらの
ことから、請求項７の発明によると、ＤＭＦ内部のシフ
トレジスタの量子化ビット数及び、演算ビット幅を少な
くすることができ、これによって、回路の小型化，低消
費電力化を図ることができ、さらに演算回路が簡単にな
るため、演算速度を向上させることができる。また、入
力信号を差分化することによって、ＤＭＦへの入力のオ
フセット分が打ち消される。これによって、オフセット
の変動によるＤＭＦの特性劣化を抑え、受信特性を向上
させることができる。さらに、近似関数を使用して相関
特性のピーク位置を検出するようにするため、従来のよ
うに相関出力の最大値で相関ピーク位置を検出する方法
よりも、より正確にピーク時間を推定することができ
る。これによって、受信特性を向上させることができる
ようにしたものである。

【００２３】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、該近似した関数の極値点において、その曲率の正負
を判定し、相関ピークの正負を検出することを特徴と
し、これにより、拡散符号がデータ変調されている場合
など、相関ピークの出力タイミングだけでなく、相関ピ
ークが正の方向に出るか負の方向に出るかの情報が必要
な場合にも、近似関数の曲率によって相関ピークの正負
を判定することにより、ＤＭＦ出力をデータ復調等に使
用できるようにしている。

【００２４】請求項９の発明は、請求項７の発明におい
て、該近似した関数の極値点において、その曲率の絶対
値を判定し、相関ピークの出力判定を行うことを特徴と
し、これにより、さらに、相関ピーク検出にさらに近似
関数の曲率を判定条件として導入することによって、相
関ピークの検出精度をさらに高めることができるように
したものである。

【００２５】請求項１０の発明は、請求項７の発明にお
いて、該近似する関数に２次多項式を使用したことを特
徴とし、これにより、相関特性を近似する関数に２次多
項式を使用することによって、近似関数の極値を検出す
る回路自体の構成を簡易なものとすることができ、これ
によって、回路を小型化し、また、低消費電力化するこ
とができるようにしたものである。

【００２６】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、該２次多項式の２次の項の係数をａとし、１次
の項の係数をｂとした場合に、（ａ−ｂ）の計算結果の
符号と（ａ＋ｂ）の計算結果の符号との積または排他的
論理和を取ることにより、相関ピーク位置を検出するこ
とを特徴とし、これにより、１タイミング毎の精度で相
関ピークを検出する回路を使用することにより、回路を
簡単にすることができ、もって回路の小型化，低消費電
力化を行うことができるようにしたものである。

【００２７】請求項１２の発明は、請求項１０の発明に
おいて、該２次多項式の２次の項の係数ａの符号によ
り、相関ピーク出力値の正負を検出することを特徴と
し、これにより、近似関数に２次式を使用し、近似関数
の曲率を求めることによって、簡易な構成によって、相
関ピークの正負を求めることができるようになり、もっ
て、データ復調の回路の簡略化，低消費電力化等を行う
ことができるようにしたものである。

【００２８】請求項１３の発明は、請求項１０の発明に
おいて、該２次多項式の２次の項の係数ａの絶対値があ
る一定のしきい値を超えた場合のみ、相関ピーク位置を
検出することを特徴とし、これにより、近似関数に２次
式を使用することよって、簡易に近似関数の曲率の大き
さによる相関ピークができるようになり、これによっ
て、相関ピークの検出精度を高めることができるように
したものである。

【００２９】請求項１４の発明は、サンプリングされた
信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタル
マッチトフィルタからの出力を差分信号化し、該差分信
号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した
関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を
推定することを特徴とし、これにより、従来のＤＭＦ出
力に対して、本発明における近似関数の推定方法を適用
することにより、相関ピーク検出回路を簡単にしたもの
である。

【００３０】図１１は、本出願人が先に提案した発明
（特願平１０−２７５５１１号）による相関ピーク検出
回路をＣＤＭＡ通信に使用した場合の実施例を説明する
ための図で、図１１において、１はアンテナ、２はミキ
サ、３はローパスフィルタ、４は局部発振器、５はデジ
タル・マッチト・フィルタ、６は相関ピーク検出回路、
７はパス推定回路、８は逆拡散回路、９は復調回路で、
アンテナ１で受信した受信信号は、局部発振回路４で発
生する発振信号とミキサ２で掛け合わされ、ローパスフ
ィルタ３を通されることによって、ベースバンド信号と
なる。ベースバンドに落された受信信号は、デジタル・
マッチト・フィルタ５と逆拡散回路８に入力される。デ
ジタル・マッチト・フィルタ５では、この受信信号と拡
散信号との相関値を計算する。そして、この相関値のピ
ーク点を相関ピーク検出回路６によって検出することに
より拡散信号の受信タイミングを得ることができる。相
関ピーク検出回路６からの出力されるいくつかの相関ピ
ーク点の候補のうちから、パス推定回路によって確から
しい相関ピークを選び出し受信タイミングとする。逆拡
散回路８では、この受信タイミングにあわせて逆拡散信
号（レプリカ信号）を発生させ、これを受信信号に掛け
合わせることによって逆拡散を行うことができる。ま
た、拡散信号の周期とデータ信号のタイミングが一致し
ている場合には、復調回路９に受信タイミングを入力
し、受信タイミングに合わせて復調することができる。
このように、相関ピークを検出することはＣＤＭＡ通信
においては重要なことであり、以下に説明する相関ピー
ク検出回路を使用することによって簡易にこれを実現す
ることができる。

【００３１】（実施形態１）図１２は、相関ピーク検出
回路の第１の実施形態を示すブロック図で、図１２中、
１０はある伝達特性を持つ機能ブロックであり、送信系
の帯域制限のためのバンドパスフィルタや、受信系の伝
送路特性等を表したものである。１１はＡ／Ｄコンバー
タ、１２はデジタル・マッチト・フィルタ、１３は相関
ピーク検出回路で、デジタル・マッチト・フィルタ出力
から近似する関数のパラメータを算出する機能をその一
部とする回路である。

【００３２】次に動作を説明する。送信機で生成された
ＰＮ信号（図４（Ａ））は、前述したように、送信側の
帯域制限や、受信側の復調特性によって、その高周波成
分が削られる（図４（Ｂ））。さらにこの信号は、受信
機内のＡ／Ｄコンバータ１１に入力され、離散時間的な
信号に変換され（図４（Ｃ），図４（Ｄ））、この離散
化された信号がデジタル・マッチト・フィルタ１２に入
力される。帯域制限を受け、かつ、離散化されたＰＮ信
号の自己相関特性は図５（Ｃ）に示す特性を持つ。

【００３３】一方、デジタル・マッチト・フィルタは通
常、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングクロックに同期し
て動作するため、その出力もサンプリングクロック毎の
出力となる。このため、上記のＰＮ信号がデジタル・マ
ッチト・フィルタに入力された場合、図６（Ｄ），図６
（Ｅ）のように、上記自己相関特性を包絡線に持つ離散
信号となる。この信号が図１２の相関ピーク検出回路１
３に入力される。

【００３４】この相関ピーク検出回路１３では、図５
（Ｃ）の相関特性を近似するある関数を想定している。
ここで使用する関数は図９に示すように、局所的に連続
で上または下に凸である関数（単調減少でなく、かつ単
調増加でない関数）であれば良い。このような近似関数
によって、相関出力のピーク値近傍を近似する。このよ
うな関数として、例えば、ｎ次多項式，ガウス関数，コ
サイン（ｃｏｓ）関数等があり、それぞれ以下のような
数式で表される。

【００３５】

【数２】

【００３６】相関ピーク検出回路１３では、これらの関
数のパラメータ、例えば、上記した式の場合、ｎ次多項
式ならば、ａ_n，ａ_n-1，…，ａ₀、ガウス関数ならば、
Ａ，ｋ，ｃ、コサイン関数ならば、Ａ，ｂを入力信号か
ら推定する。これらのパラメータは、ある時間ｔ_kに入
力されたデジタル・マッチト・フィルタからの入力信号
ｙｋによって、連立方程式を立てることができる。例え
ば、図９の場合、以下のような連立方程式となる。

【００３７】

【数３】

【００３８】よって、この連立方程式をパラメータに関
して解けば良い。以上により、入力信号によって近似曲
線が一意に定まる。相関ピークはこの近似曲線における
極値を求めることによって検出することができる。例え
ば、近似曲線を微分式を０とおいた式を解くことによっ
て極値を取る時間ｔ_maxがわかり、さらにこの時間ｔ_max
を近似式に入力することにより極値ｙ_maxを得ることが
できる。相関ピーク検出回路１３は以上の原理による各
パラメータを計算する機能と、その値より極値ｙ_maxを
求める機能を有する回路である。

【００３９】（実施形態２）また、近似式より極値を取
る時間ｔ_maxは、ＰＮ信号とサンプリングクロックとの
位相差を表すものである。このため、時間ｔ_maxを使用
することで、サンプリングクロックの位相補正や、次の
相関パルスの出現時間を推定することができる。

【００４０】図１３に、相関ピーク検出回路において、
極値を取る時間ｔ_maxによりサンプリングクロックの位
相補正を行う場合の実施形態を示す。図１３において、
図１２と同じ役割を果たす機能ブロックには同じ番号が
振り当ててある。図１３において２０は、電圧制御クロ
ック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）であり、Ａ／Ｄコンバ
ータやデジタル・マッチト・フィルタのサンプリングク
ロックを発生する。近似曲線ｆの微分式を０と置くこと
によって、極値を取る時間ｔ_maxが得られることは前述
の通りである。すなわち、

【００４１】

【数４】

【００４２】となる時間ｔ_maxを求めれば良い。求めら
れた時間ｔ_maxによって、入力信号がサンプリングクロ
ック毎であるにかかわらず、サンプリングクロックの時
間幅以下の位相差を検出することができる。このため、
ここで得られる時間ｔ_maxによって、電圧制御クロック
２０の発振周波数を制御することにより、サンプリング
クロックと相関ピークとを一致させることができる。

【００４３】ここで仮定されている近似関数は、相関ピ
ーク近傍を近似しているので、相関ピークからあまりに
離れた時間ｔ_nによってパラメータを推定した場合、誤
差を生じることになる。このため、サンプリング信号の
位相補正を行うことにより、相関ピーク付近の値が得ら
れるため、近似曲線の精度が向上し、伝送特性を向上さ
せることができる。

【００４４】デジタル・マッチト・フィルタから得られ
た相関パルス出力から次の相関パルスが現れる時間をあ
らかじめ推定し、伝送特性を向上させる方法として有名
なものにタイムウィンドウ検波方式がある。この方式は
デジタル・マッチト・フィルタからの相関ピークが入力
されたＰＮ信号の１周期毎に現れることを利用したもの
で、（相関ピークが現れた時間）＋（１周期分の時間）
によって、次の相関ピークの時間を予測し、この時間の
前後の僅かな時間枠の間だけ相関ピークを検出するよう
にするものである。このとき、上記の（相関ピークが現
れた時間）をより精度良く検出することができれば、タ
イムウィンドウ方式における時間枠を狭くすることがで
き、結局、伝送特性を向上させることができるようにな
る。

【００４５】（実施形態３）ここで、近似関数に特に２
つの多項式を使用することにより、より簡単に構成する
ことができる。図１４に第３の実施形態を示す。図１４
において、図１２と同じ役割を果たす構成要素に関して
は同じ番号が振り当ててある。図１４で点線で囲まれた
部分が図１２における相関ピーク検出回路１３であり、
この例では、遅延回路３１，３２，線形変換回路３３，
ピーク算出回路３４からなる。次に、図１４に示される
回路の動作を説明する。２次多項式で近似する場合、そ
の関数ｆ（ｔ）は次式で与えられる。ｆ（ｔ）＝ａｔ²＋ｂｔ＋ｃ（８）デジタル・マッチト・フィルタからの３つの入力信号を
（ｔ_n，ｙ₁），（ｔ_n- ₁，ｙ₂），（ｔ_n+1，ｙ₃）とすれ
ば、（８）式より２次式のパラメータａ，ｂ，ｃは次の
３つの式を満足しなければならない。

【００４６】

【数５】

【００４７】時間軸は任意に定めても良いのでｔ_n＝０
とする。さらに、ｔ_n-1をｔ_nよりも１クロック前の入力
信号、ｔ_n+1をｔ_nよりも１クロック後の入力信号とし、
１クロック分の時間を１とすれば（９）ないし（１１）
式は、

【００４８】

【数６】

【００４９】となり、結局、３元連立方程式となる。こ
れより、

【００５０】

【数７】

【００５１】となり、ａ，ｂ，ｃを求めることができ
る。このとき、１／２は定数なので、これを無視するこ
とができる。これにより、パラメータａ，ｂ，ｃは、ｙ
₁，ｙ₂，ｙ₃に２倍する掛け算と加減算によって得るこ
とが出来る。さらにデジタル回路では２倍の掛け算は１
ビットのシフトによって実現することができるため、結
局、パラメータａ，ｂ，ｃはシフト処理と加減算の回路
によって簡単に実現することができるものである。

【００５２】図１４では、１クロック分の遅延回路３１
と３２により、ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃を作り出し、これを線形
変換回路３３によって上記演算を行うことによって２次
式のパラメータａ，ｂ，ｃを得ている。さらに極値を求
めるには次のようにすれば良い。（８）式を変形する
と、

【００５３】

【数８】

【００５４】この式より、極値を取る時間−ｂ／２ａに
パラメータａ，ｂを代入することによって、相関ピーク
を取る時間がわかり、また、極値ｃ−ｂ²／４ａにパラ
メータａ，ｂ，ｃを代入することによって相関ピーク値
がわかる。具体的には、図１４に示すようにピーク算出
回路３４によって極値ｃ−ｂ²／４ａを計算し、その結
果を出力させている。

【００５５】（実施形態４）また、極値を取る時間−ｂ
／２ａによって、受信信号とサンプリングクロックの位
相差を知ることができる。ｔ_nを０としているので、−
ｂ／２ａはこのｔ_nからの時間を表す。図１５に相関ピ
ーク検出回路において、サンプリングクロックの位相制
御に極値を取る時間を使用した例を示す。図１５におい
て図１４と同じ役割を果たす構成要素に関しては、同じ
番号が振り当ててある。図１５で４０は相関ピーク時間
の計算回路であり、上記で計算過程を示した−ｂ／２ａ
を計算する回路である。ｔ_n＝０とした時の相関ピーク
時間は前述のように、パラメータａ，ｂから−ｂ／２ａ
として得られるため、これをＡ／Ｄコンバータやデジタ
ル・マッチト・フィルタを駆動する電圧制御クロック
（ＶＣＯ：電圧制御発振器）の制御信号として帰還する
ことによって、位相補正を行うことができる。

【００５６】（実施形態５）また、ＰＮ信号とサンプリ
ングクロックとの位相差は、１クロック単位で十分であ
る場合が多い。この場合は、回路をさらに簡単化でき
る。図１６は、相関ピーク検出回路に位相補正を適用し
た場合の実施形態を示す。図１６において、図１５と同
じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当て
てある。図１６で、５０は数値制御クロック（ＮＣＯ：
数値制御発振器）であり、制御信号としてデジタル値の
信号を入力する発振クロックである。５１はしきい値回
路であり、検出された位相差の整数部分を出力する。

【００５７】次に動作を説明する。相関ピーク時間の計
算回路４０は、パラメータｂを２ａで割る操作が行われ
る。このため、その値は、少数部分を含む。よって、こ
の信号の整数部分をしきい値回路５１で取り出し、数値
制御クロックに帰還することによって位相補正を行うこ
とができる。また、ここでは、相関ピーク時間の計算回
路４０と、しきい値回路５１に分けて位相差を検出する
例を示したが、これを１つにまとめ、さらに簡単にした
回路も考えられる。今、１クロック以上の位相差が得ら
れた場合に出力されるので、｜−ｂ／２ａ｜＞１（１７）の条件が成り立つときに出力する。この式を変形して、｜ｂ｜＞｜２ａ｜（１８）となり、この式を満たす場合に１クロック以上の位相差
が有るとすれば良い。その正負はａ，ｂの符号を調べる
ことにより得られ、両方が同符号ならマイナス、異符号
ならプラスとすれば良い。

【００５８】（実施形態６）また、実際の通信系では、
相関ピーク値自体を必要とすることは少なく、相関ピー
クの有無、または相関ピークの正負が分かれば十分であ
ることが多い。このような場合に、さらに回路が簡単に
なり、また、各種の変動に対して強いシステムとするこ
とができる。図１７に第６の実施形態を示す。図１７に
おいて図１４と同じ役割を果たす構成要素に関しては同
じ番号が振り当てて有る。図１７で６０はパラメータａ
とａに対する基準値ａ₀との距離を計算する回路であ
る。相関ピークの有無、または正負を知るためには、相
関ピークそのものを計算しなくても、パラメータ値から
それを判断することができる。相関ピークの有無を調べ
る場合、相関ピークが有る場合のパラメータの推定値
と、実際に計算によって得られたパラメータとの距離を
測り、その距離がある一定内であればピーク有りと判定
すれば良い。相関ピークの正負を調べる場合も同様であ
る。２次式で近似する場合も、ａ，ｂ，ｃからなる３次
元のパラメータ空間の中で、基準となるａ₀，ｂ₀，ｃ₀
との比較によって相関ピークの有無を判断しても良い。
例えば、評価関数をｇ（ａ，ｂ，ｃ）として、ｇ（ａ，ｂ，ｃ）＝（ａ−ａ₀）²＋（ｂ−ｂ₀）²＋（ｃ−ｃ₀）² （１９）

【００５９】を計算すれば良い。しかし、この場合、単
に回路が複雑になるという問題点の他に、信号の変動に
対して弱くなるという問題点を持つ。例えば、入力信号
のオフセット分の変動、サンプリング時間の変動等がパ
ラメータ値に影響する。よって、信号の変動に対して、
変動の小さいパラメータを選ぶ、ないしは変動が小さく
なるような評価関数にする必要がある。図１７は変動の
小さいパラメータを選んだ場合の例である。上記（８）
式において、ｃは、オフセット変動分がそのまま現れる
項であり、また、ｂは（１６）式から明らかなように、
サンプリング時間の変動が現れる項である。よって、パ
ラメータとしてはａが最適ということによる。ａは２次
式の曲率を定めるものであり、相関ピークが無い場合に
はほとんど０の値を取り、正のピークのある場合には、
負の値を取り、負のピークのある場合には正の値を取
る。

【００６０】よって、基準となるａ₀と計算されたａの
距離を測ることにより、相関ピークを検出することがで
きる。この場合、評価関数ｇ（ａ）は、ｇ(ａ)＝｜ａ−ａ₀｜（２０）となり、基準となるａ₀と計算されたａの差を取り、さ
らに絶対値を取るだけの処理となるので、これを回路で
実現することも容易になる。

【００６１】（実施形態７）また、相関ピークにおける
パラメータａは、伝送路における伝送特性が変動した場
合にも変化する。これに対応するために、パラメータの
推定値（実施形態６では固定していた）を適応的に変化
させることによって、伝送特性を向上させることができ
る。図１８に第７の実施形態を示す。図１８において、
図１７と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当てて有る。図１８において、７０はパラメータ
の推定値を計算するための回路である。次に動作を説明
する。２次式のパラメータａは、相関ピークの曲率を定
めるものであるので、伝送路の変動によっても、急激な
変化をすることはなく、ある程度ゆるやかな変動とな
る。このため、現在得られている相関ピークにおけるａ
と、過去に得られた相関ピークａ_nとはきわめて近い値
になると予測される。よってこの２つを比較することに
よって、相関ピークの有無を正しく判定し、その結果に
より推定したパラメータ値を出力することができ伝送特
性の向上につながる。パラメータを推定するための回路
７０は、単純には、前回に得られた相関ピークでのパラ
メータａを出力する回路でよいし、また、過去数回にお
ける平均値や中間値を出力する回路でも良い。

【００６２】（実施形態８）図１９において１００は入
力信号を差分化する回路、１１０はＤＭＦ（デジタル・
マッチト・フィルタ）、１２０は近似関数を推定し、そ
の極値を求める回路である。次に動作を説明する。Ａ／
Ｄコンバータ等からの離散化した受信信号ｘ_iは、差分
化回路１００によって、その１タイミング前の受信信号
ｘ_i-1との差が計算され出力される。この差分信号ｚ_iは
ｚ_i＝ｘ_i−ｘ_i-1で表すことができる。この信号がＤＭ
Ｆに入力された場合、その出力信号ｗ_iは、

【００６３】

【数９】

【００６４】となる。すなわち、ＤＭＦは線形演算素子
のみによって成り立っているため、入出力関係に線形性
が保たれる。よって、入力信号を差分信号ｗ_iとした場
合、ＤＭＦの出力は本来の相関出力信号の差ｙ_i−ｙ_i-1
として得ることができる。

【００６５】次に近似曲線を推定し極値を求める回路１
２０に差分信号ｗ_iが入力される。ここでは、簡単のた
め、近似関数のパラメータを推定するのに３点の座標を
必要とする場合について説明する。実施形態１〜７では
相関ピーク部分を近似する際は、相関値ｙ_Iを出力する
タイミングｔ_iとその１タイミング前ｔ_i-1における相関
値ｙ_i-1と、１タイミング後ｔ_i+1における相関値を使用
し、（ｔ_i-1，ｙ_i-1），（ｔ_i，ｙ_i），（ｔ_i+1，
ｙ_i+1）の３点を通る近似関数を求めることになる。近
似関数としては、例えば、ｎ次多項式、ガウス関数、コ
サイン（ｃｏｓ）関数等があり、それぞれ以下のような
数式で表される。

【００６６】

【数１０】

【００６７】これらの近似関数において、それぞれ（ｔ
_i-1，ｙ_i-1），（ｔ_i，ｙ_i），（ｔ _i+1，ｙ_i+1）の３点
を代入し、３元の連立方程式を立てることで、各パラメ
ータを推定することができる。

【００６８】以下の実施形態では、上記の近似関数ｙ_i
に対して、新たな近似関数ｙ′(ｔ）を、ｙ′(ｔ）＝ｙ(ｔ）−ｙ_i （２７）を使用する。これは単にｙ(ｔ）の関数を下にシフトす
るだけであるので、近似関数が表すピーク時間は変化し
ない。また、時間の原点はどこにおいても良いのでこれ
をｔ_iとし、さらに時間の単位をサンプリング間隔とす
ることによって、ｔ_i-1≡−１，ｔ_i+1≡１とすることが
できる。これにより、上記３点の座標は、

【００６９】

【数１１】

【００７０】の３点に移動することになる。この関係を
図１０に示す。すなわち、これらの変換によって、相関
特性を（ｔ_i，ｙ_i）を原点とする近似関数で近似するこ
とになる。これによって、近似関数ｙ′(ｔ）のパラメ
ータを求めるのに必要な値はｗ_iとｗ_i+1となって、結
局、入力信号の差分信号のみによって、近似関数ｙ′
(ｔ）を決定することができることになる。求めるべき
相関ピーク時間はｙ′(ｔ）の極値を求めることによっ
て得ることができる。極値を求める場合は、近似関数を
微分し、

【００７１】

【数１２】

【００７２】なる式を解き、これに求めたパラメータを
代入することによって得ることができる。近似曲線を推
定し極値を求める回路１２０では、以上の原理に従い、１．入力信号ｗ_iから近似関数のパラメータを推定し、２．求められたパラメータを（２９）式から導かれる相
関ピークを検出する式に代入する、という２つの動作を行うことによって、相関ピークを検
出するものである。

【００７３】なお、ここでは、近似関数のパラメータを
求めるのに３点の座標が必要な場合について説明した
が、４点以上必要な場合でも、差分信号から作り出すこ
とができ、例えば、ｙ_i+2−ｙ_iの値を使用するのであれ
ばｗ_i+2−ｗ_i+1から得れば良い。このように、座標点が
３点以上必要な場合にも対応することができる。

【００７４】（実施形態９）図２０において、１３０は
相関ピークの曲率を判定する回路で、その他、図１９と
同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当
ててある。次に動作を説明する。相関ピークの正負を検
出するには、近似関数の２次導関数を用意しておき、こ
れに実施形態８で求めた相関ピーク時間とパラメータを
代入することによって、相関ピークの曲率が分かる。求
められた曲率が正であるならば、近似関数は相関ピーク
付近において下に凸であるので、相関ピークは負に出て
いることが分かり、逆に曲率が負ならば、近似関数の相
関ピーク付近において上に凸であり、相関ピークは正に
出ていることが分かる。

【００７５】（実施形態１０）図２１において、１４０
は相関ピークの曲率の大きさを出力する回路で、その
他、図１９と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番
号が振り当ててある。相関ピーク出力自体は鋭いパルス
状の特性を持つ。このため、ＤＭＦが相関ピーク信号を
出力する際には、他の相関信号出力時に比較して大きな
変化をすることになる。このため、近似関数自体も相関
ピーク付近でその曲率に大きな変化が現れることにな
る。よって、近似関数の２次導関数の相関ピーク点にお
ける値を求めることによって相関ピークの出力判定を行
うことができる。

【００７６】（実施形態１１）上述の発明をハードウェ
アで実現する場合、特に２次多項式を近似関数に使用す
ることで、回路を大幅に簡略化することができる。近似
関数に使用する２次式を、

【００７７】

【数１３】

【００７８】と表す。この２次多項式が（２８）式の３
つの座標を通るので、

【００７９】

【数１４】

【００８０】となり、いずれのパラメータも加算と減算
によって求めることができる。

【００８１】図２２は、上記実施形態１１の構成例を示
す図で、図２２において、点線１２０で囲まれている部
分が図１９における近似関数を推定し、その極値を求め
る回路１２０である。１２１は１タイミング分の遅延素
子であり、１２２は減算回路、１２３は加算回路であ
る。１２４は多ビット表記されている信号を１ビットＭ
ＳＢ側にシフトする回路、１２５は割り算回路である。
次に動作を説明する。遅延素子１２１において、ｗ_iは
１タイミング後まで保持され、ＤＭＦからの次の信号ｗ
_i+1とのタイミングをそろえられる。この２つの信号ｗ
_i+1とｗ_iは減算器１２２によってｗ_i+1−ｗ_iが計算さ
れ、ａの値が求められ、また加算器１２３によってｗ
_i+1＋ｗ_iが計算され、ｂの値が求められる。２次多項式
の極値は−ｂ／２ａで求めることができる。よって、シ
フト回路１２４によってａの値を１ビットシフトするこ
とにより、２ａの値を作り出し、この値によって割り算
回路１２５でｂの値を割ることにより、極値の時間を得
ることができる。

【００８２】（実施形態１２）実際に相関ピーク位置を
判定する場合、そのタイミングｔ_iがピークに対して最
も近いかどうかを判定すれば十分であることが多い。こ
の場合、実施形態１１で必要とした割り算回路が必要で
なくなり、回路がさらに簡単になる。図２３に実施形態
１２の構成例を示す。図２３において、１２２′は減算
回路、１２３′は加算回路、１２７と１２８は信号の正
負を判定する回路、１２９は排他的論理和を取る回路
で、その他、図２２と同じ役割を果たす構成要素に関し
ては同じ番号が振り当ててある。

【００８３】次に動作を説明する。タイミングｔ_iが相
関ピーク点に最も近いかどうかを判定するためには、ピ
ーク点の±１／２タイミング以内にタイミングｔ_iが入
っているかどうかを調べれば良い。今、タイミングｔ_i
を近似関数の原点においているので、±１／２タイミン
グ以内に相関ピークがあるかどうかは、

【００８４】

【数１５】

【００８５】を満たせばよい。この不等式を解くことに
より、（ｂ−ａ）（ａ＋ｂ）＜０（３４）を得る。よって、減算器１２２′によって（ｂ−ａ）を
計算し、加算器１２３′で（ｂ＋ａ）を計算する。今、
必要であるのは、これらの計算結果の符号のみであるの
で、正負を判定する回路１２７と１２８でそれぞれの符
号を検出し、排他的論理和１２９で１ビットの乗算を行
うことで（３４）式を評価することができる。これによ
って、相関ピークを検出することができる。ここでは、
±１／２タイミングにピーク点がある場合について説明
したが、さらに±１／４以内にある場合等、時間幅を変
えて判定することが必要な場合には、ａまたはｂの値に
定数をかける等してから減算器１２２′、加算器１２
３′に入力することによって判定することができる。

【００８６】（実施形態１３）図２４に実施形態１３の
構成例を示す図で、１３０は図２０における相関ピーク
の曲率を判定する回路であり、ここでは、特に２次関数
の２次の項の係数ａの符号を判定する回路で、その他、
図２２と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当ててある。近似関数に２次多項式を使用する場
合、２次多項式の２回微分値は２ａとなる。よって、相
関ピーク時間を必要とせず、単にａの値の正負を調べる
だけで相関ピークの正負を検出することができる。

【００８７】（実施形態１４）２次関数のａの大きさに
よって、相関ピークの判定を行う場合の実施例を図２５
に示す。図２５において、１４０は図２１における相関
ピークの曲率の大きさを出力する回路であり、この実施
例では、絶対値回路１４１としきい値判定回路１４２か
ら成り立っている。その他、図２２と同じ構成要素に関
しては同じ番号が振り当ててある。次に動作を説明す
る。絶対値回路１４１によって、曲率を表わす２次関数
のａの値の大きさを取り出す。そしてしきい値判定回路
１４２によって、しきい値ａthを越えた場合のみ、相関
ピークがそのタイミングの近傍にあることを識別する。
この時、曲率の判定と相関ピーク位置の判定を同時に行
う必要はなく、例えば、常時、ａの大きさを判定してお
いて、これが相関ピークを検出した場合にのみ相関ピー
ク位置の検出を行う回路を起動することで、回路の消費
電力の節約となる。

【００８８】（実施形態１５）また、従来のように、キ
ャリアの位相をＤＭＦの出力から得る場合等、ＤＭＦか
らの相関ピーク自体を必要とする場合がある。この場合
にも、前述の相関ピーク検出方法自体を適用することが
できる。図２６にその構成例を示す。図２６において図
１９と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号が振
り当ててある。この場合、ＤＭＦ１１０からの出力信号
を差分を取る回路１００でｙ_i−ｙ_i-1の差分信号を作り
出し、これを近似関数を求める回路１２０に入力するこ
とによって同様の効果を得ることができる。

【００８９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のごと
き本出願人が先に提案した相関ピーク検出回路の改良に
係り、請求項１の発明は、前述の本出願人が先に提案し
た請求項８の回路と同様、１タイミングの精度で相関ピ
ークを検出する場合について適用することができ、更
に、前述の請求項８の回路を更に簡略化することによっ
て、回路を小型化，低消費電力化することを目的とする
ものである。

【００９０】請求項２の発明は、前述の本出願人が先に
提案した請求項８の発明のように、相関ピークが正の方
向に出るか負方向に出るかの情報が必要な場合に、２次
式で与えられた近似式の曲率の正負を簡易に検出するこ
とによって、回路を簡略化することを目的とするもので
ある。

【００９１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、サン
プリングされた信号の差分信号をデジタルマッチトフィ
ルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力
信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似し
た関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間
を推定する相関ピーク検出回路において、相関信号の差
分信号ｗ_iおよび該相関信号の差分信号ｗ_iの１タイミン
グ遅れた信号ｗ_i＋1との積またはそれらｗ_i，ｗ_i＋1の
符号同士の排他的論理和によって得られた結果とから、
相関ピークの位置を検出することを特徴とし、これによ
り、相関ピークを２次多項式で近似し、その極値の出現
する時間を簡易な方法で計算することによって、回路を
簡略化することができ、もって、回路を小型化，低消費
電力化することができるようにしたものである。

【００９２】請求項２の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定する相関ピ
ーク検出回路において、相関信号の差分信号ｗ_iおよび
該相関信号の差分信号ｗ_iの符号、および、１タイミン
グ遅れた信号ｗ_i＋1の符号から、相関ピークの位置と、
相関ピークの符号を検出することを特徴とし、これによ
って、相関ピーク検出回路の極値条件を計算する回路か
ら相関ピークの正負を判定する信号を引き出し、相関ピ
ーク時間の検出回路と相関ピークの正負の判定回路をま
とめるようにし、もって、回路を小型化，低消費電力化
することができるようにしたものである。

【００９３】

【発明の実施の形態】（請求項１の発明）図１は、本発
明による相関ピーク検出回路の一実施形態を説明するた
めの構成図で、１２０は近似関数を推定しその極値を求
める回路であり、１２１は１タイミング分の遅延素子、
１２２は減算回路、１２７，１２８は正負を判定する回
路、１２９は排他的論理和を取る回路、１４１は信号の
絶対値を取る回路、１４２はしきい値判定回路で、その
他、図２２，図２３に示した回路と同じ作用をする部分
には、図２２，図２３の場合と同一の参照番号が付して
ある。

【００９４】次に動作を説明する。前述の実施形態１２
で説明したように、そのタイミングｔ_iがピークに対し
て最も近いかどうかを判定するためには、ピーク点の±
１／２タイミング以内にタイミングｔ_iが入っているか
どうかを調べればよい。近似式として使用する２次式を
（３０）式で表した場合、その条件は（３２）式で表さ
れた。一方、相関ピークを２次式で近似する場合、前述
の実施形態１１で説明したように、タイミングｔ_iにお
ける相関信号の差分信号ｗ_iとタイミングｔ_i+1における
相関信号の差分信号ｗ_i+1によって、（３３）式のよう
に表すことができる。（３３）式を（３４）式に代入す
ることによって、ｗ_iｗ_i+1＜０（３５）を得ることができる。

【００９５】以上の理由により、図１に示す遅延素子１
２１によって差分信号ｗ_iの１タイミング遅延させた信
号ｗ_i+1を作り出し、さらに、差分信号ｗ_iとｗ_i+1との
符号をそれぞれ１２７，１２８の符号判定回路で取り出
し、排他的論理和１２９でその積を計算することによ
り、そのタイミングｔ_iが±１／２チップ以内にあるか
どうかを調べることができる。ただし、この条件だけで
は、相関ピークだけを検出するとは限らず、ノイズ等に
よる他のピークを検出してしまうことがある。このよう
な場合には、前述の請求項１３の発明のように、近似式
の２次の項の係数ａで相関ピークを検出すればよい。減
算回路１２２で差分信号ｗ_i+1からｗ_iを引くことによっ
て、ａの値を計算することができ、このａの値の絶対値
を絶対値回路１４１で取り出し、しきい値回路１４２で
判定することにより、相関ピークの範囲を推定すること
ができる。

【００９６】（請求項２の発明）図２は、本発明の請求
項２の発明の実施例を説明するための構成図で、図２に
おいて、６０１，６０２は論理否定回路、６０３，６０
４は論理積計算回路で、その他、図１と同じ役割を果た
す構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。次に
動作を説明する。タイミングｔ_iにおいて、相関ピーク
が±１／２の範囲にある場合は（３５）式を満たす。こ
のとき、この不等式が成り立つためには、ｗ_i＜０，ｗ_i+1＞０（３６）または、ｗ_i＞０，ｗ_i+1＜０（３７）のどちらかでなくてはならない。この場合、例えば、
（３６）式の条件を（３３）式のａの式に代入すると、
ａは常に正となる。すなわち（３６）式の条件を検出す
ることができれば、ａの値を計算しなくても相関ピーク
の曲率ａが正であることを推定することができる。同様
に（３７）式の条件が成り立てばａは負であることを推
定することができる。

【００９７】図２は、上記の関係を実現する回路例を示
し、正負を判定する回路１２７，１２８によってｗ_i，
ｗ_i+1が正であるかを判定し、この正負判定結果を論理
否定回路６０１，６０２で論理否定を取ることにより、
ｗ_i，ｗ_i+1が負であるかを判定する。これらの判定され
た信号により論理積回路６０３でｗ_i+1＞０かつｗ_i＜０
を判定することによって、曲率ａが正であることを検出
することができ、論理積回路６０４でｗ_i+1＜０かつｗ_i
＞０を判定することによって、曲率ａが負であることを
検出することができる。よって、相関ピーク時間を検出
することができ、また、そのときの相関ピークの正負を
判定することができる。

【００９８】

【発明の効果】請求項１の発明は、サンプリングされた
信号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、
該デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピ
ークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を
検出することによって、相関ピーク時間を推定する相関
ピーク検出回路において、相関信号の差分信号ｗ_iおよ
び該相関信号の差分信号ｗ_iの１タイミング遅れた信号
ｗ_i＋1との積またはそれらｗ_i，ｗ_i＋1の符号同士の排
他的論理和によって得られた結果とから、相関ピークの
位置を検出することを特徴とし、これにより、相関ピー
クを２次多項式で近似し、その極値の出現する時間を簡
易な方法で計算することによって、回路を簡略化するこ
とができ、もって、回路を小型化，低消費電力化するこ
とができる。

【００９９】請求項２の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定する相関ピ
ーク検出回路において、相関信号の差分信号ｗ_iおよび
該相関信号の差分信号ｗ_iの符号、および、１タイミン
グ遅れた信号ｗ_i＋1の符号から、相関ピークの位置と、
相関ピークの符号を検出することを特徴とし、これによ
って、相関ピーク検出回路の極値条件を計算する回路か
ら相関ピークの正負を判定する信号を引き出し、相関ピ
ーク時間の検出回路と相関ピークの正負の判定回路をま
とめるようにし、もって、回路を小型化，低消費電力化
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による相関ピーク検出回路の一実施例
を説明するための要部構成図である。

【図２】本発明による相関ピーク検出回路の他の実施
例を説明するための要部構成図である。

【図３】従来から使用されているデジタル・マッチト
・フィルタの構成を示すブロック図である。

【図４】帯域制限の影響を受けた受信信号が入力され
た場合のデジタル・マッチト・フィルタの動作の様子を
示す図である。

【図５】動作状態を異にした場合の相関出力を基準位
相からの相関ずれΔτに対して示した線図である。

【図６】離散化された受信信号をデジタル・マッチト
・フィルタに入力したときの出力例を示す図である。

【図７】デジタル・マッチト・フィルタの他の構成例
を示す図である。

【図８】拡散信号の相関特性を示す図である。

【図９】相関ピーク検出回路に用いる相関特性の近似
関数の一例を示す図である。

【図１０】従来から使用されているデジタル・マッチ
ト・フィルタの構成を示すブロック図である。

【図１１】本出願人が先に提案した相関ピーク回路を
ＣＤＭＡ通信に使用した場合の実施例を示す図である。

【図１２】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１の実施形態を示すブロック図である。

【図１３】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第２の実施形態を示すブロック図である。

【図１４】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第３の実施形態を示すブロック図である。

【図１５】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路において、サンプリングクロックの位相制御に極値を
取る時間を使用した例を示す図である。

【図１６】相関ピーク検出回路に本発明による位相補
正を適用した場合の実施形態を示す図である。

【図１７】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第６の実施形態を示すブロック図である。

【図１８】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第７の実施形態を示すブロック図である。

【図１９】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第８の実施形態を示すブロック図である。

【図２０】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第９の実施形態を示すブロック図である。

【図２１】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１０の実施形態を示すブロック図である。

【図２２】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１１の実施形態を示すブロック図である。

【図２３】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１２の実施形態を示すブロック図である。

【図２４】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１３の実施形態を示すブロック図である。

【図２５】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１４の実施形態を示すブロック図である。

【図２６】本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第１５の実施形態を示すブロック図である。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…ミキサ、３…ローパスフィルタ、４
…局部発振器、５…デジタル・マッチト・フィルタ、６
…相関ピーク検出回路、７…パス推定回路、８…逆拡散
回路、９…復調回路、１０…ある伝達特性をもつ機能ブ
ロック、１１…Ａ／Ｄコンバータ、１２…デジタル・マ
ッチト・フィルタ、１３…相関ピーク検出回路、２０…
電圧制御クロック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）、３１，
３２…遅延回路、３３…線形変換回路、３４…ピーク算
出回路、４０…相関ピーク時間の計算回路、５０…数値
制御クロック（ＮＣＯ：数値制御発振器）、５１…しき
い値回路、６０…距離計算回路、７０…推定値計算回
路、１００…差分化回路、１１０…ＤＭＦ、１２０…近
似曲線を推定しその極値を求める回路、１２７，１２８
…正負判定回路、１２９…排他的論理和回路、１３０…
相関ピークの曲率を判定する回路、１４０…相関ピーク
の曲率の大きさを出力する回路、１４１…絶対値算出回
路、１４２…しきい値回路、６０１，６０２…論理否定
回路、６０３，６０４…論理積回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する相関ピーク検出回路にお
いて、相関信号の差分信号と、該相関信号の差分信号の
１タイミング遅れた信号との積またはそれらの符号同士
の排他的論理和を得る手段を有し、該手段によって得ら
れた結果から相関ピークの位置を検出することを特徴と
する相関ピーク検出回路。
【請求項２】サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する相関ピーク検出回路にお
いて、相関信号の差分信号および該相関信号の差分信号
の符号、および、１タイミング遅れた信号の符号から、
相関ピークの位置と、相関ピークの符号を検出すること
を特徴とした相関ピーク検出回路。