JP2000269856A - 相関ピーク検出回路 - Google Patents
相関ピーク検出回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路規模を大きくせず、より精度良く相関ピ
ークを検出するデジタル・マッチト・フィルタ(DM
F)を用いた相関ピーク検出回路を提供する。 【解決手段】 帯域制限や、復調特性により高周波成分
が削られたPN信号は、A/Dコンバータで離散時間的
な信号に変換され、DMFに入力され、ここで自己相関
特性を包絡線に持つ離散信号となる。この信号が相関特
性を近似する所定の関数を用意した相関ピーク検出回路
に入力される。サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する。相関信号の差分信号w
iおよび該相関信号の差分信号wiの1タイミング遅れた
信号wi+1との積またはそれらwi,wi+1の符号同士
の排他的論理和によって得られた結果とから、相関ピー
クの位置を検出する。
ークを検出するデジタル・マッチト・フィルタ(DM
F)を用いた相関ピーク検出回路を提供する。 【解決手段】 帯域制限や、復調特性により高周波成分
が削られたPN信号は、A/Dコンバータで離散時間的
な信号に変換され、DMFに入力され、ここで自己相関
特性を包絡線に持つ離散信号となる。この信号が相関特
性を近似する所定の関数を用意した相関ピーク検出回路
に入力される。サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する。相関信号の差分信号w
iおよび該相関信号の差分信号wiの1タイミング遅れた
信号wi+1との積またはそれらwi,wi+1の符号同士
の排他的論理和によって得られた結果とから、相関ピー
クの位置を検出する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信を含む通
信や測距に使用され、その他にポジショニングシステム
等に応用可能なスペクトル拡散技術に関するもので、よ
り詳細には、スペクトル拡散信号の相関ピーク検出回路
に関するものである。
信や測距に使用され、その他にポジショニングシステム
等に応用可能なスペクトル拡散技術に関するもので、よ
り詳細には、スペクトル拡散信号の相関ピーク検出回路
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】最初に、本出願人が先に出願した特願平
10−257711号に基づいて、本発明の先行技術に
ついて説明する。図3は、従来から使用されているデジ
タル・マッチト・フィルタの構成を示すブロック図で、
図3において、201はシフトレジスタ、202はタッ
プ係数の乗算器、203は全てのタップ係数をかけられ
た信号の総和を取る回路で、PN(擬似雑音信号)信号
の相関を取る場合には、通常±1のタップ係数が使用さ
れる。図3からわかるように、デジタル・マッチト・フ
ィルタは、シフトレジスタ等からなる順序回路によって
構成されるため、入力信号は、A/Dコンバータなどに
よってサンプリングされた離散時間的な信号である必要
がある。
10−257711号に基づいて、本発明の先行技術に
ついて説明する。図3は、従来から使用されているデジ
タル・マッチト・フィルタの構成を示すブロック図で、
図3において、201はシフトレジスタ、202はタッ
プ係数の乗算器、203は全てのタップ係数をかけられ
た信号の総和を取る回路で、PN(擬似雑音信号)信号
の相関を取る場合には、通常±1のタップ係数が使用さ
れる。図3からわかるように、デジタル・マッチト・フ
ィルタは、シフトレジスタ等からなる順序回路によって
構成されるため、入力信号は、A/Dコンバータなどに
よってサンプリングされた離散時間的な信号である必要
がある。
【0003】このように、サンプリングによって離散的
にPN信号を扱った場合、その自己相関特性は本来の特
性と異なる値を持つ。図5は、動作状態を異にした場合
の相関出力を基準位相からの位相ずれΔτに対して示し
た線図である。図5(A)は本来の相関特性であり、図
5(B)は離散的に受信信号を入力した場合の相関特性
である。図5(B)は1チップあたり2サンプリングし
た場合の例である。以下、説明を簡便にするため、全て
1チップあたり2サンプリングの場合を例示する。
にPN信号を扱った場合、その自己相関特性は本来の特
性と異なる値を持つ。図5は、動作状態を異にした場合
の相関出力を基準位相からの位相ずれΔτに対して示し
た線図である。図5(A)は本来の相関特性であり、図
5(B)は離散的に受信信号を入力した場合の相関特性
である。図5(B)は1チップあたり2サンプリングし
た場合の例である。以下、説明を簡便にするため、全て
1チップあたり2サンプリングの場合を例示する。
【0004】さらに、図6は、このように離散化された
受信信号をマッチト・フィルタに入力したときの出力例
を示す。図6(A)はアナログ回路によるマッチト・フ
ィルタの出力例である。マッチト・フィルタはPN信号
が1周期入力される毎に相関出力特性と同じ波形の信号
パルスを出力する。図6(B)はデジタル・マッチト・
フィルタによる出力例である。この場合、その包絡線は
アナログのマッチト・フィルタの出力と同じであるが、
その出力値自体も離散的になる。これはデジタル・マッ
チト・フィルタのシフトレジスタもA/Dコンバータの
サンプリングクロックと同期して離散的にシフト処理が
行われるためである。よって、本来ならデジタル・マッ
チト・フィルタを使用した相関出力からは、サンプリン
グタイミングに関わらず、常に、図6(B)のように1
周期毎に1つのピークと2つのピークの半値を持つ信号
が得られるはずである。しかし、実際にはデジタル・マ
ッチト・フィルタには伝送路における帯域制限の影響を
受けた受信信号が入力される。
受信信号をマッチト・フィルタに入力したときの出力例
を示す。図6(A)はアナログ回路によるマッチト・フ
ィルタの出力例である。マッチト・フィルタはPN信号
が1周期入力される毎に相関出力特性と同じ波形の信号
パルスを出力する。図6(B)はデジタル・マッチト・
フィルタによる出力例である。この場合、その包絡線は
アナログのマッチト・フィルタの出力と同じであるが、
その出力値自体も離散的になる。これはデジタル・マッ
チト・フィルタのシフトレジスタもA/Dコンバータの
サンプリングクロックと同期して離散的にシフト処理が
行われるためである。よって、本来ならデジタル・マッ
チト・フィルタを使用した相関出力からは、サンプリン
グタイミングに関わらず、常に、図6(B)のように1
周期毎に1つのピークと2つのピークの半値を持つ信号
が得られるはずである。しかし、実際にはデジタル・マ
ッチト・フィルタには伝送路における帯域制限の影響を
受けた受信信号が入力される。
【0005】図4は、帯域制限の影響を受けた受信信号
が入力された場合のデジタル・マッチト・フィルタの動
作の様子を示す図で、図4(A)が送信側から送られる
PN信号であり、図5(B)の特性はこの信号が入力さ
れた場合の相関特性である。しかし、実際には、法的な
規制またはシステム性能による帯域幅の制限がある。こ
のため、受信信号は図4(B)のようになまった波形と
なる。この信号がサンプリングされ、図4(C)や図4
(D)のような波形となり、これがデジタル・マッチト
・フィルタに入力される。この帯域制限を受け、かつサ
ンプリングされたPN信号の相関特性を図5(C)に示
す。このように、相関特性は図5(B)に示されるPN
信号による理論上の特性と異なる特性を持つことにな
る。
が入力された場合のデジタル・マッチト・フィルタの動
作の様子を示す図で、図4(A)が送信側から送られる
PN信号であり、図5(B)の特性はこの信号が入力さ
れた場合の相関特性である。しかし、実際には、法的な
規制またはシステム性能による帯域幅の制限がある。こ
のため、受信信号は図4(B)のようになまった波形と
なる。この信号がサンプリングされ、図4(C)や図4
(D)のような波形となり、これがデジタル・マッチト
・フィルタに入力される。この帯域制限を受け、かつサ
ンプリングされたPN信号の相関特性を図5(C)に示
す。このように、相関特性は図5(B)に示されるPN
信号による理論上の特性と異なる特性を持つことにな
る。
【0006】よって、かかる帯域幅の制限を受けた受信
PN信号に対するマッチト・フィルタの出力特性もこれ
と同じになり、アナログのマッチト・フィルタの場合は
図6(C)のようになる。当然、デジタル・マッチト・
フィルタの出力特性は、図6(C)の特性を包絡線に持
つ図6(E)や図6(D)の特性となる。この例からわ
かるように、帯域制限を受けたPN信号をサンプリング
し、デジタル・マッチト・フィルタに入力した場合、サ
ンプリングタイミングによって相関出力が変動し、なお
かつ、常に相関ピークの値を出力するとは限らないパル
スを出力する。さらに、相関出力のパルス列の中でも、
最大のピークを持つパルスが現れる時間も異なるなどの
問題が生じていた。このため、単にデジタル・マッチト
・フィルタを使用した通信システムでは、相関出力の最
悪値に合わせて、相関ピークを検出する際のしきい値を
設定する必要があったり、また、相関ピークが現れる時
間の推定もできないなどの不都合が生じ、伝送特性の劣
化の要因となっていた。
PN信号に対するマッチト・フィルタの出力特性もこれ
と同じになり、アナログのマッチト・フィルタの場合は
図6(C)のようになる。当然、デジタル・マッチト・
フィルタの出力特性は、図6(C)の特性を包絡線に持
つ図6(E)や図6(D)の特性となる。この例からわ
かるように、帯域制限を受けたPN信号をサンプリング
し、デジタル・マッチト・フィルタに入力した場合、サ
ンプリングタイミングによって相関出力が変動し、なお
かつ、常に相関ピークの値を出力するとは限らないパル
スを出力する。さらに、相関出力のパルス列の中でも、
最大のピークを持つパルスが現れる時間も異なるなどの
問題が生じていた。このため、単にデジタル・マッチト
・フィルタを使用した通信システムでは、相関出力の最
悪値に合わせて、相関ピークを検出する際のしきい値を
設定する必要があったり、また、相関ピークが現れる時
間の推定もできないなどの不都合が生じ、伝送特性の劣
化の要因となっていた。
【0007】スペクトル拡散通信は情報信号に十分速度
の速いPN信号を掛け合わせて伝送する方式である。受
信側では、このPN信号で拡散された信号をマッチトフ
ィルタやスライディング相関器等を使用して復調処理を
可能とする。特にマッチトフィルタを使用する場合、マ
ッチトフィルタには送信側で情報信号を拡散するのに使
用されたPN信号と同じ符号系列をマッチトフィルタ内
の係数群に設定する。これにより、受信信号をマッチト
フィルタに入力した場合、マッチトフィルタからの出力
は図7(A)に示すように鋭いピーク信号を出力する。
受信側では主にこのピーク信号の出現時間を検出して受
信信号の位相を検出する。
の速いPN信号を掛け合わせて伝送する方式である。受
信側では、このPN信号で拡散された信号をマッチトフ
ィルタやスライディング相関器等を使用して復調処理を
可能とする。特にマッチトフィルタを使用する場合、マ
ッチトフィルタには送信側で情報信号を拡散するのに使
用されたPN信号と同じ符号系列をマッチトフィルタ内
の係数群に設定する。これにより、受信信号をマッチト
フィルタに入力した場合、マッチトフィルタからの出力
は図7(A)に示すように鋭いピーク信号を出力する。
受信側では主にこのピーク信号の出現時間を検出して受
信信号の位相を検出する。
【0008】しかし、図7(A)は理想的な場合であ
り、実際には受信信号は伝送路における帯域制限の影響
を受け波形に鈍りが生じる。このため、相関特性は図7
(B)のような波形となる。マッチトフィルタを構成す
る場合、SAW素子等を使用した、アナログ方式と、デ
ジタル回路による方式とがある。デジタル式の場合、I
C化が可能であるため、コスト、大きさの点でアナログ
方式よりも有利な点がある。
り、実際には受信信号は伝送路における帯域制限の影響
を受け波形に鈍りが生じる。このため、相関特性は図7
(B)のような波形となる。マッチトフィルタを構成す
る場合、SAW素子等を使用した、アナログ方式と、デ
ジタル回路による方式とがある。デジタル式の場合、I
C化が可能であるため、コスト、大きさの点でアナログ
方式よりも有利な点がある。
【0009】図8にデジタルマッチトフィルタの構造を
示す。図8において、211は、1タイミング分の遅延
素子群であり、デジタル回路では多ビットのシフトレジ
スタが使用されることが多い。212は入力信号に掛け
合わせるべき係数群であり、その係数h1〜hmには1ま
たは−1の値をもつ。また、213は加算器であり、入
力信号の全ての総和を取る回路である。DMFはデジタ
ル回路によって構成されるため、入力される信号は時間
毎に受信信号をサンプリングした離散信号である。ま
た、サンプリングの際には入力信号のダイナミックレン
ジに応じた量子化がなされている。ここでは、ある時間
を基準としてi番目にサンプリングされた信号をxiと
表す。
示す。図8において、211は、1タイミング分の遅延
素子群であり、デジタル回路では多ビットのシフトレジ
スタが使用されることが多い。212は入力信号に掛け
合わせるべき係数群であり、その係数h1〜hmには1ま
たは−1の値をもつ。また、213は加算器であり、入
力信号の全ての総和を取る回路である。DMFはデジタ
ル回路によって構成されるため、入力される信号は時間
毎に受信信号をサンプリングした離散信号である。ま
た、サンプリングの際には入力信号のダイナミックレン
ジに応じた量子化がなされている。ここでは、ある時間
を基準としてi番目にサンプリングされた信号をxiと
表す。
【0010】DMFに入力された信号は多ビットシフト
レジスタによって遅延信号が作られる。各シフトレジス
タによって遅延された信号は、 {xi-1,xi-2,xi-3,…,xi-m} (21) のそれぞれを出力することになる。ただし、ここでmは
シフトレジスタの数である。各多ビットシフトレジスタ
の値は、それぞれ、係数群と掛け合わされ、加算器でそ
の総和が取られる。よって、出力信号yiは、
レジスタによって遅延信号が作られる。各シフトレジス
タによって遅延された信号は、 {xi-1,xi-2,xi-3,…,xi-m} (21) のそれぞれを出力することになる。ただし、ここでmは
シフトレジスタの数である。各多ビットシフトレジスタ
の値は、それぞれ、係数群と掛け合わされ、加算器でそ
の総和が取られる。よって、出力信号yiは、
【0011】
【数1】
【0012】となり、離散信号における相関値を計算す
ることになる。よってDMFは出力も離散信号yiであ
り、その出力特性は図7(C)または図7(D)のよう
にサンプリングタイミングに応じて図7(B)の相関特
性を離散化した信号列となる。従来技術では、相関ピー
ク時間を検出する場合、図7(B)または図7(C)の
最大値が現れたタイミングを相関ピークとして検出して
いた。
ることになる。よってDMFは出力も離散信号yiであ
り、その出力特性は図7(C)または図7(D)のよう
にサンプリングタイミングに応じて図7(B)の相関特
性を離散化した信号列となる。従来技術では、相関ピー
ク時間を検出する場合、図7(B)または図7(C)の
最大値が現れたタイミングを相関ピークとして検出して
いた。
【0013】このような従来のDMFを使用する場合、
主に以下のような問題点がある。 1.入力信号のダイナミックレンジが大きい場合に、そ
れを表現するため各シフトレジスタの量子化ビット数を
多く必要である。また、DMFはパルス状の信号を扱う
ため内部における演算回路もビット数の大きいものが必
要となる。このため、回路が大きく、複雑になり、さら
に演算速度の低下を招く等の問題がある。 2.温度変化、経時変化によって入力信号のオフセット
分が変動する可能性がある。 3.図7(B)の相関特性を表す場合でも、サンプリン
グタイミングによって図7(C)や図7(D)のように
異なる出力値となり、ピーク検出時間の精度を高くする
ことができない。
主に以下のような問題点がある。 1.入力信号のダイナミックレンジが大きい場合に、そ
れを表現するため各シフトレジスタの量子化ビット数を
多く必要である。また、DMFはパルス状の信号を扱う
ため内部における演算回路もビット数の大きいものが必
要となる。このため、回路が大きく、複雑になり、さら
に演算速度の低下を招く等の問題がある。 2.温度変化、経時変化によって入力信号のオフセット
分が変動する可能性がある。 3.図7(B)の相関特性を表す場合でも、サンプリン
グタイミングによって図7(C)や図7(D)のように
異なる出力値となり、ピーク検出時間の精度を高くする
ことができない。
【0014】特開平9−501032号公報により開示
された「CDMA受信機において通信信号を受信しかつ
デコードするための方法および装置」では、CDMAの
マルチアクセスによる他チャンネルからの干渉を少なく
するために、デジタル・マッチト・フィルタ等化器の機
能を持たせ、相関出力への他チャンネルの影響を抑えて
いる。しかしながら、この方法ではデジタル・マッチト
・フィルタの各タップ係数を±1の2値から、複数ビッ
ト数で表される多値で表さなくてはならない。このた
め、デジタル・マッチト・フィルタ内の全ての乗算器
を、(多値で表された入力信号)×(多値で表されたタ
ップ係数)の機能を持つ乗算器にしなくてはならず、回
路規模が大きくなる欠点がある。
された「CDMA受信機において通信信号を受信しかつ
デコードするための方法および装置」では、CDMAの
マルチアクセスによる他チャンネルからの干渉を少なく
するために、デジタル・マッチト・フィルタ等化器の機
能を持たせ、相関出力への他チャンネルの影響を抑えて
いる。しかしながら、この方法ではデジタル・マッチト
・フィルタの各タップ係数を±1の2値から、複数ビッ
ト数で表される多値で表さなくてはならない。このた
め、デジタル・マッチト・フィルタ内の全ての乗算器
を、(多値で表された入力信号)×(多値で表されたタ
ップ係数)の機能を持つ乗算器にしなくてはならず、回
路規模が大きくなる欠点がある。
【0015】本出願人は、上述の従来技術における問題
点を解決するために、先に、デジタル・マッチト・フィ
ルタを用いて相関出力を得る場合に、回路規模を大きく
せず、より精度良く相関ピークを検出することを可能と
する相関ピーク検出回路を提供した(特願平10−27
5511号)。
点を解決するために、先に、デジタル・マッチト・フィ
ルタを用いて相関出力を得る場合に、回路規模を大きく
せず、より精度良く相関ピークを検出することを可能と
する相関ピーク検出回路を提供した(特願平10−27
5511号)。
【0016】前記本出願人が先に提案した特願平10−
275511号において、請求項1の発明は、通信媒体
を通し受信した受信擬似雑音信号を入力とし、用意され
ているデジタル2値の擬似雑音信号と入力された前記受
信擬似雑音信号との相関値を離散的に求めるデジタル・
マッチト・フィルタからの相関値出力に基づき受信擬似
雑音信号の相関値のピークを検出する相関ピーク検出回
路において、前記受信擬似雑音信号の入力に対する前記
デジタル・マッチト・フィルタの出力特性を近似する所
定の関数を用い、前記デジタル・マッチト・フィルタの
入出力値を前記関数の変数とすることにより該関数のパ
ラメータを決定し、決定した該パラメータより定まる出
力特性関数についてその極値を求め、該極値を相関値の
ピークとして検出することを特徴とし、これにより、通
信媒体を通し受信した、帯域制限を受け離散化されたよ
うなPN信号の自己相関特性をある関数で近似し、この
関数のパラメータをデジタル・マッチト・フィルタから
の出力値によって決定し、その関数の極値を求めること
によって、相関ピーク値を推定することにより、サンプ
リングタイミングによらず常に本来の相関ピーク値を得
ることができ、これによって、簡単な回路で、より伝送
特性の良い通信システムを提供可能にしている。
275511号において、請求項1の発明は、通信媒体
を通し受信した受信擬似雑音信号を入力とし、用意され
ているデジタル2値の擬似雑音信号と入力された前記受
信擬似雑音信号との相関値を離散的に求めるデジタル・
マッチト・フィルタからの相関値出力に基づき受信擬似
雑音信号の相関値のピークを検出する相関ピーク検出回
路において、前記受信擬似雑音信号の入力に対する前記
デジタル・マッチト・フィルタの出力特性を近似する所
定の関数を用い、前記デジタル・マッチト・フィルタの
入出力値を前記関数の変数とすることにより該関数のパ
ラメータを決定し、決定した該パラメータより定まる出
力特性関数についてその極値を求め、該極値を相関値の
ピークとして検出することを特徴とし、これにより、通
信媒体を通し受信した、帯域制限を受け離散化されたよ
うなPN信号の自己相関特性をある関数で近似し、この
関数のパラメータをデジタル・マッチト・フィルタから
の出力値によって決定し、その関数の極値を求めること
によって、相関ピーク値を推定することにより、サンプ
リングタイミングによらず常に本来の相関ピーク値を得
ることができ、これによって、簡単な回路で、より伝送
特性の良い通信システムを提供可能にしている。
【0017】請求項2の発明は、請求項1の発明におい
て、前記関数のパラメータによって定まる前記出力特性
関数の極値によって推定される相関値出力がピークとな
る時間により、前記デジタル・マッチト・フィルタの動
作タイミングと、前記受信擬似雑音信号との位相差を検
出することを特徴とし、これにより、請求項1に対応す
る効果に加えて、近似曲線によって得られた相関ピーク
の時間を位相補正等に使用することによりさらに伝送特
性の良いシステムを提供可能にしている。
て、前記関数のパラメータによって定まる前記出力特性
関数の極値によって推定される相関値出力がピークとな
る時間により、前記デジタル・マッチト・フィルタの動
作タイミングと、前記受信擬似雑音信号との位相差を検
出することを特徴とし、これにより、請求項1に対応す
る効果に加えて、近似曲線によって得られた相関ピーク
の時間を位相補正等に使用することによりさらに伝送特
性の良いシステムを提供可能にしている。
【0018】請求項3の発明は、請求項2の発明におい
て、前記位相差を整数値で出力することを特徴とし、こ
れにより、請求項1および2の効果に加えて、必要とす
る位相差がクロック単位で良い場合に、その差を整数で
計算することにより、位相差検出回路をさらに簡略化す
ることを可能にしている。
て、前記位相差を整数値で出力することを特徴とし、こ
れにより、請求項1および2の効果に加えて、必要とす
る位相差がクロック単位で良い場合に、その差を整数で
計算することにより、位相差検出回路をさらに簡略化す
ることを可能にしている。
【0019】請求項4の発明は、請求項1ないし3のい
ずれか1の発明において、前記出力特性を近似する所定
の関数として2次関数を用い、該2次関数のパラメータ
を前記デジタル・マッチト・フィルタからの3つ以上の
入出力値の組によって決定することを特徴とし、これに
より、請求項1ないし3に対応する効果に加えて、相関
特性を近似する関数として2次の多項式を使用すること
により、簡単なハードウェアで相関ピークが検出できる
ようにし、もって、回路を高速に動作可能とし、さら
に、低コスト、小型化できるシステムを提供可能にして
いる。また、相関特性を近似する関数として2次の多項
式を使用することにより、簡単なハードウェアで相関ピ
ークの出現時間を算出することを可能とし、より伝送特
性が良く、伝送速度が高速で、低コスト,小型のシステ
ムを提供可能としている。
ずれか1の発明において、前記出力特性を近似する所定
の関数として2次関数を用い、該2次関数のパラメータ
を前記デジタル・マッチト・フィルタからの3つ以上の
入出力値の組によって決定することを特徴とし、これに
より、請求項1ないし3に対応する効果に加えて、相関
特性を近似する関数として2次の多項式を使用すること
により、簡単なハードウェアで相関ピークが検出できる
ようにし、もって、回路を高速に動作可能とし、さら
に、低コスト、小型化できるシステムを提供可能にして
いる。また、相関特性を近似する関数として2次の多項
式を使用することにより、簡単なハードウェアで相関ピ
ークの出現時間を算出することを可能とし、より伝送特
性が良く、伝送速度が高速で、低コスト,小型のシステ
ムを提供可能としている。
【0020】請求項5の発明は、請求項4の発明におい
て、前記2次関数における2次の項の係数の値によっ
て、相関ピークを検出することを特徴とし、これによ
り、請求項1ないし4の効果に加えて、相関ピーク値を
算出することなく、近似式のパラメータ値によって、相
関ピークの有無、またはその正負を検出するようにする
ことにより、相関出力のオフセット成分の変動や、サン
プリングタイミングによる相関ピーク誤検出を避けるこ
とができ、且つ、回路構成の簡単なシステムを提供可能
としている。
て、前記2次関数における2次の項の係数の値によっ
て、相関ピークを検出することを特徴とし、これによ
り、請求項1ないし4の効果に加えて、相関ピーク値を
算出することなく、近似式のパラメータ値によって、相
関ピークの有無、またはその正負を検出するようにする
ことにより、相関出力のオフセット成分の変動や、サン
プリングタイミングによる相関ピーク誤検出を避けるこ
とができ、且つ、回路構成の簡単なシステムを提供可能
としている。
【0021】請求項6の発明は、請求項5の発明におい
て、相関ピークを検出する際に、その相関ピークを検出
する以前に得られた相関ピーク検出時の2次の項の係数
を基準として、相関ピークを検出する処理を行うことを
特徴とし、これにより、請求項1ないし6の効果に加え
て、当該相関ピークを検出する以前に得られた相関ピー
クにおけるパラメータ値を基準にしきい値を設定するこ
とによって、伝送路の変化等による相関ピークの変動に
対して適応的にしきい値が設定されるようにし、もっ
て、伝送特性の良いシステムを提供可能としている。
て、相関ピークを検出する際に、その相関ピークを検出
する以前に得られた相関ピーク検出時の2次の項の係数
を基準として、相関ピークを検出する処理を行うことを
特徴とし、これにより、請求項1ないし6の効果に加え
て、当該相関ピークを検出する以前に得られた相関ピー
クにおけるパラメータ値を基準にしきい値を設定するこ
とによって、伝送路の変化等による相関ピークの変動に
対して適応的にしきい値が設定されるようにし、もっ
て、伝送特性の良いシステムを提供可能としている。
【0022】請求項7の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定することを
特徴としたものである。而して、デジタルマッチトフィ
ルタへの入力を差分信号とすることにより、入力信号x
iのダイナミックレンジが小さくなる。さらに、DMF
の出力信号にピークが現れないため、DMF内部の演算
においてもダイナミックレンジが小さくなる。これらの
ことから、請求項7の発明によると、DMF内部のシフ
トレジスタの量子化ビット数及び、演算ビット幅を少な
くすることができ、これによって、回路の小型化,低消
費電力化を図ることができ、さらに演算回路が簡単にな
るため、演算速度を向上させることができる。また、入
力信号を差分化することによって、DMFへの入力のオ
フセット分が打ち消される。これによって、オフセット
の変動によるDMFの特性劣化を抑え、受信特性を向上
させることができる。さらに、近似関数を使用して相関
特性のピーク位置を検出するようにするため、従来のよ
うに相関出力の最大値で相関ピーク位置を検出する方法
よりも、より正確にピーク時間を推定することができ
る。これによって、受信特性を向上させることができる
ようにしたものである。
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定することを
特徴としたものである。而して、デジタルマッチトフィ
ルタへの入力を差分信号とすることにより、入力信号x
iのダイナミックレンジが小さくなる。さらに、DMF
の出力信号にピークが現れないため、DMF内部の演算
においてもダイナミックレンジが小さくなる。これらの
ことから、請求項7の発明によると、DMF内部のシフ
トレジスタの量子化ビット数及び、演算ビット幅を少な
くすることができ、これによって、回路の小型化,低消
費電力化を図ることができ、さらに演算回路が簡単にな
るため、演算速度を向上させることができる。また、入
力信号を差分化することによって、DMFへの入力のオ
フセット分が打ち消される。これによって、オフセット
の変動によるDMFの特性劣化を抑え、受信特性を向上
させることができる。さらに、近似関数を使用して相関
特性のピーク位置を検出するようにするため、従来のよ
うに相関出力の最大値で相関ピーク位置を検出する方法
よりも、より正確にピーク時間を推定することができ
る。これによって、受信特性を向上させることができる
ようにしたものである。
【0023】請求項8の発明は、請求項7の発明におい
て、該近似した関数の極値点において、その曲率の正負
を判定し、相関ピークの正負を検出することを特徴と
し、これにより、拡散符号がデータ変調されている場合
など、相関ピークの出力タイミングだけでなく、相関ピ
ークが正の方向に出るか負の方向に出るかの情報が必要
な場合にも、近似関数の曲率によって相関ピークの正負
を判定することにより、DMF出力をデータ復調等に使
用できるようにしている。
て、該近似した関数の極値点において、その曲率の正負
を判定し、相関ピークの正負を検出することを特徴と
し、これにより、拡散符号がデータ変調されている場合
など、相関ピークの出力タイミングだけでなく、相関ピ
ークが正の方向に出るか負の方向に出るかの情報が必要
な場合にも、近似関数の曲率によって相関ピークの正負
を判定することにより、DMF出力をデータ復調等に使
用できるようにしている。
【0024】請求項9の発明は、請求項7の発明におい
て、該近似した関数の極値点において、その曲率の絶対
値を判定し、相関ピークの出力判定を行うことを特徴と
し、これにより、さらに、相関ピーク検出にさらに近似
関数の曲率を判定条件として導入することによって、相
関ピークの検出精度をさらに高めることができるように
したものである。
て、該近似した関数の極値点において、その曲率の絶対
値を判定し、相関ピークの出力判定を行うことを特徴と
し、これにより、さらに、相関ピーク検出にさらに近似
関数の曲率を判定条件として導入することによって、相
関ピークの検出精度をさらに高めることができるように
したものである。
【0025】請求項10の発明は、請求項7の発明にお
いて、該近似する関数に2次多項式を使用したことを特
徴とし、これにより、相関特性を近似する関数に2次多
項式を使用することによって、近似関数の極値を検出す
る回路自体の構成を簡易なものとすることができ、これ
によって、回路を小型化し、また、低消費電力化するこ
とができるようにしたものである。
いて、該近似する関数に2次多項式を使用したことを特
徴とし、これにより、相関特性を近似する関数に2次多
項式を使用することによって、近似関数の極値を検出す
る回路自体の構成を簡易なものとすることができ、これ
によって、回路を小型化し、また、低消費電力化するこ
とができるようにしたものである。
【0026】請求項11の発明は、請求項10の発明に
おいて、該2次多項式の2次の項の係数をaとし、1次
の項の係数をbとした場合に、(a−b)の計算結果の
符号と(a+b)の計算結果の符号との積または排他的
論理和を取ることにより、相関ピーク位置を検出するこ
とを特徴とし、これにより、1タイミング毎の精度で相
関ピークを検出する回路を使用することにより、回路を
簡単にすることができ、もって回路の小型化,低消費電
力化を行うことができるようにしたものである。
おいて、該2次多項式の2次の項の係数をaとし、1次
の項の係数をbとした場合に、(a−b)の計算結果の
符号と(a+b)の計算結果の符号との積または排他的
論理和を取ることにより、相関ピーク位置を検出するこ
とを特徴とし、これにより、1タイミング毎の精度で相
関ピークを検出する回路を使用することにより、回路を
簡単にすることができ、もって回路の小型化,低消費電
力化を行うことができるようにしたものである。
【0027】請求項12の発明は、請求項10の発明に
おいて、該2次多項式の2次の項の係数aの符号によ
り、相関ピーク出力値の正負を検出することを特徴と
し、これにより、近似関数に2次式を使用し、近似関数
の曲率を求めることによって、簡易な構成によって、相
関ピークの正負を求めることができるようになり、もっ
て、データ復調の回路の簡略化,低消費電力化等を行う
ことができるようにしたものである。
おいて、該2次多項式の2次の項の係数aの符号によ
り、相関ピーク出力値の正負を検出することを特徴と
し、これにより、近似関数に2次式を使用し、近似関数
の曲率を求めることによって、簡易な構成によって、相
関ピークの正負を求めることができるようになり、もっ
て、データ復調の回路の簡略化,低消費電力化等を行う
ことができるようにしたものである。
【0028】請求項13の発明は、請求項10の発明に
おいて、該2次多項式の2次の項の係数aの絶対値があ
る一定のしきい値を超えた場合のみ、相関ピーク位置を
検出することを特徴とし、これにより、近似関数に2次
式を使用することよって、簡易に近似関数の曲率の大き
さによる相関ピークができるようになり、これによっ
て、相関ピークの検出精度を高めることができるように
したものである。
おいて、該2次多項式の2次の項の係数aの絶対値があ
る一定のしきい値を超えた場合のみ、相関ピーク位置を
検出することを特徴とし、これにより、近似関数に2次
式を使用することよって、簡易に近似関数の曲率の大き
さによる相関ピークができるようになり、これによっ
て、相関ピークの検出精度を高めることができるように
したものである。
【0029】請求項14の発明は、サンプリングされた
信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタル
マッチトフィルタからの出力を差分信号化し、該差分信
号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した
関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を
推定することを特徴とし、これにより、従来のDMF出
力に対して、本発明における近似関数の推定方法を適用
することにより、相関ピーク検出回路を簡単にしたもの
である。
信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタル
マッチトフィルタからの出力を差分信号化し、該差分信
号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した
関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を
推定することを特徴とし、これにより、従来のDMF出
力に対して、本発明における近似関数の推定方法を適用
することにより、相関ピーク検出回路を簡単にしたもの
である。
【0030】図11は、本出願人が先に提案した発明
(特願平10−275511号)による相関ピーク検出
回路をCDMA通信に使用した場合の実施例を説明する
ための図で、図11において、1はアンテナ、2はミキ
サ、3はローパスフィルタ、4は局部発振器、5はデジ
タル・マッチト・フィルタ、6は相関ピーク検出回路、
7はパス推定回路、8は逆拡散回路、9は復調回路で、
アンテナ1で受信した受信信号は、局部発振回路4で発
生する発振信号とミキサ2で掛け合わされ、ローパスフ
ィルタ3を通されることによって、ベースバンド信号と
なる。ベースバンドに落された受信信号は、デジタル・
マッチト・フィルタ5と逆拡散回路8に入力される。デ
ジタル・マッチト・フィルタ5では、この受信信号と拡
散信号との相関値を計算する。そして、この相関値のピ
ーク点を相関ピーク検出回路6によって検出することに
より拡散信号の受信タイミングを得ることができる。相
関ピーク検出回路6からの出力されるいくつかの相関ピ
ーク点の候補のうちから、パス推定回路によって確から
しい相関ピークを選び出し受信タイミングとする。逆拡
散回路8では、この受信タイミングにあわせて逆拡散信
号(レプリカ信号)を発生させ、これを受信信号に掛け
合わせることによって逆拡散を行うことができる。ま
た、拡散信号の周期とデータ信号のタイミングが一致し
ている場合には、復調回路9に受信タイミングを入力
し、受信タイミングに合わせて復調することができる。
このように、相関ピークを検出することはCDMA通信
においては重要なことであり、以下に説明する相関ピー
ク検出回路を使用することによって簡易にこれを実現す
ることができる。
(特願平10−275511号)による相関ピーク検出
回路をCDMA通信に使用した場合の実施例を説明する
ための図で、図11において、1はアンテナ、2はミキ
サ、3はローパスフィルタ、4は局部発振器、5はデジ
タル・マッチト・フィルタ、6は相関ピーク検出回路、
7はパス推定回路、8は逆拡散回路、9は復調回路で、
アンテナ1で受信した受信信号は、局部発振回路4で発
生する発振信号とミキサ2で掛け合わされ、ローパスフ
ィルタ3を通されることによって、ベースバンド信号と
なる。ベースバンドに落された受信信号は、デジタル・
マッチト・フィルタ5と逆拡散回路8に入力される。デ
ジタル・マッチト・フィルタ5では、この受信信号と拡
散信号との相関値を計算する。そして、この相関値のピ
ーク点を相関ピーク検出回路6によって検出することに
より拡散信号の受信タイミングを得ることができる。相
関ピーク検出回路6からの出力されるいくつかの相関ピ
ーク点の候補のうちから、パス推定回路によって確から
しい相関ピークを選び出し受信タイミングとする。逆拡
散回路8では、この受信タイミングにあわせて逆拡散信
号(レプリカ信号)を発生させ、これを受信信号に掛け
合わせることによって逆拡散を行うことができる。ま
た、拡散信号の周期とデータ信号のタイミングが一致し
ている場合には、復調回路9に受信タイミングを入力
し、受信タイミングに合わせて復調することができる。
このように、相関ピークを検出することはCDMA通信
においては重要なことであり、以下に説明する相関ピー
ク検出回路を使用することによって簡易にこれを実現す
ることができる。
【0031】(実施形態1)図12は、相関ピーク検出
回路の第1の実施形態を示すブロック図で、図12中、
10はある伝達特性を持つ機能ブロックであり、送信系
の帯域制限のためのバンドパスフィルタや、受信系の伝
送路特性等を表したものである。11はA/Dコンバー
タ、12はデジタル・マッチト・フィルタ、13は相関
ピーク検出回路で、デジタル・マッチト・フィルタ出力
から近似する関数のパラメータを算出する機能をその一
部とする回路である。
回路の第1の実施形態を示すブロック図で、図12中、
10はある伝達特性を持つ機能ブロックであり、送信系
の帯域制限のためのバンドパスフィルタや、受信系の伝
送路特性等を表したものである。11はA/Dコンバー
タ、12はデジタル・マッチト・フィルタ、13は相関
ピーク検出回路で、デジタル・マッチト・フィルタ出力
から近似する関数のパラメータを算出する機能をその一
部とする回路である。
【0032】次に動作を説明する。送信機で生成された
PN信号(図4(A))は、前述したように、送信側の
帯域制限や、受信側の復調特性によって、その高周波成
分が削られる(図4(B))。さらにこの信号は、受信
機内のA/Dコンバータ11に入力され、離散時間的な
信号に変換され(図4(C),図4(D))、この離散
化された信号がデジタル・マッチト・フィルタ12に入
力される。帯域制限を受け、かつ、離散化されたPN信
号の自己相関特性は図5(C)に示す特性を持つ。
PN信号(図4(A))は、前述したように、送信側の
帯域制限や、受信側の復調特性によって、その高周波成
分が削られる(図4(B))。さらにこの信号は、受信
機内のA/Dコンバータ11に入力され、離散時間的な
信号に変換され(図4(C),図4(D))、この離散
化された信号がデジタル・マッチト・フィルタ12に入
力される。帯域制限を受け、かつ、離散化されたPN信
号の自己相関特性は図5(C)に示す特性を持つ。
【0033】一方、デジタル・マッチト・フィルタは通
常、A/Dコンバータのサンプリングクロックに同期し
て動作するため、その出力もサンプリングクロック毎の
出力となる。このため、上記のPN信号がデジタル・マ
ッチト・フィルタに入力された場合、図6(D),図6
(E)のように、上記自己相関特性を包絡線に持つ離散
信号となる。この信号が図12の相関ピーク検出回路1
3に入力される。
常、A/Dコンバータのサンプリングクロックに同期し
て動作するため、その出力もサンプリングクロック毎の
出力となる。このため、上記のPN信号がデジタル・マ
ッチト・フィルタに入力された場合、図6(D),図6
(E)のように、上記自己相関特性を包絡線に持つ離散
信号となる。この信号が図12の相関ピーク検出回路1
3に入力される。
【0034】この相関ピーク検出回路13では、図5
(C)の相関特性を近似するある関数を想定している。
ここで使用する関数は図9に示すように、局所的に連続
で上または下に凸である関数(単調減少でなく、かつ単
調増加でない関数)であれば良い。このような近似関数
によって、相関出力のピーク値近傍を近似する。このよ
うな関数として、例えば、n次多項式,ガウス関数,コ
サイン(cos)関数等があり、それぞれ以下のような
数式で表される。
(C)の相関特性を近似するある関数を想定している。
ここで使用する関数は図9に示すように、局所的に連続
で上または下に凸である関数(単調減少でなく、かつ単
調増加でない関数)であれば良い。このような近似関数
によって、相関出力のピーク値近傍を近似する。このよ
うな関数として、例えば、n次多項式,ガウス関数,コ
サイン(cos)関数等があり、それぞれ以下のような
数式で表される。
【0035】
【数2】
【0036】相関ピーク検出回路13では、これらの関
数のパラメータ、例えば、上記した式の場合、n次多項
式ならば、an,an-1,…,a0、ガウス関数ならば、
A,k,c、コサイン関数ならば、A,bを入力信号か
ら推定する。これらのパラメータは、ある時間tkに入
力されたデジタル・マッチト・フィルタからの入力信号
ykによって、連立方程式を立てることができる。例え
ば、図9の場合、以下のような連立方程式となる。
数のパラメータ、例えば、上記した式の場合、n次多項
式ならば、an,an-1,…,a0、ガウス関数ならば、
A,k,c、コサイン関数ならば、A,bを入力信号か
ら推定する。これらのパラメータは、ある時間tkに入
力されたデジタル・マッチト・フィルタからの入力信号
ykによって、連立方程式を立てることができる。例え
ば、図9の場合、以下のような連立方程式となる。
【0037】
【数3】
【0038】よって、この連立方程式をパラメータに関
して解けば良い。以上により、入力信号によって近似曲
線が一意に定まる。相関ピークはこの近似曲線における
極値を求めることによって検出することができる。例え
ば、近似曲線を微分式を0とおいた式を解くことによっ
て極値を取る時間tmaxがわかり、さらにこの時間tmax
を近似式に入力することにより極値ymaxを得ることが
できる。相関ピーク検出回路13は以上の原理による各
パラメータを計算する機能と、その値より極値ymaxを
求める機能を有する回路である。
して解けば良い。以上により、入力信号によって近似曲
線が一意に定まる。相関ピークはこの近似曲線における
極値を求めることによって検出することができる。例え
ば、近似曲線を微分式を0とおいた式を解くことによっ
て極値を取る時間tmaxがわかり、さらにこの時間tmax
を近似式に入力することにより極値ymaxを得ることが
できる。相関ピーク検出回路13は以上の原理による各
パラメータを計算する機能と、その値より極値ymaxを
求める機能を有する回路である。
【0039】(実施形態2)また、近似式より極値を取
る時間tmaxは、PN信号とサンプリングクロックとの
位相差を表すものである。このため、時間tmaxを使用
することで、サンプリングクロックの位相補正や、次の
相関パルスの出現時間を推定することができる。
る時間tmaxは、PN信号とサンプリングクロックとの
位相差を表すものである。このため、時間tmaxを使用
することで、サンプリングクロックの位相補正や、次の
相関パルスの出現時間を推定することができる。
【0040】図13に、相関ピーク検出回路において、
極値を取る時間tmaxによりサンプリングクロックの位
相補正を行う場合の実施形態を示す。図13において、
図12と同じ役割を果たす機能ブロックには同じ番号が
振り当ててある。図13において20は、電圧制御クロ
ック(VCO:電圧制御発振器)であり、A/Dコンバ
ータやデジタル・マッチト・フィルタのサンプリングク
ロックを発生する。近似曲線fの微分式を0と置くこと
によって、極値を取る時間tmaxが得られることは前述
の通りである。すなわち、
極値を取る時間tmaxによりサンプリングクロックの位
相補正を行う場合の実施形態を示す。図13において、
図12と同じ役割を果たす機能ブロックには同じ番号が
振り当ててある。図13において20は、電圧制御クロ
ック(VCO:電圧制御発振器)であり、A/Dコンバ
ータやデジタル・マッチト・フィルタのサンプリングク
ロックを発生する。近似曲線fの微分式を0と置くこと
によって、極値を取る時間tmaxが得られることは前述
の通りである。すなわち、
【0041】
【数4】
【0042】となる時間tmaxを求めれば良い。求めら
れた時間tmaxによって、入力信号がサンプリングクロ
ック毎であるにかかわらず、サンプリングクロックの時
間幅以下の位相差を検出することができる。このため、
ここで得られる時間tmaxによって、電圧制御クロック
20の発振周波数を制御することにより、サンプリング
クロックと相関ピークとを一致させることができる。
れた時間tmaxによって、入力信号がサンプリングクロ
ック毎であるにかかわらず、サンプリングクロックの時
間幅以下の位相差を検出することができる。このため、
ここで得られる時間tmaxによって、電圧制御クロック
20の発振周波数を制御することにより、サンプリング
クロックと相関ピークとを一致させることができる。
【0043】ここで仮定されている近似関数は、相関ピ
ーク近傍を近似しているので、相関ピークからあまりに
離れた時間tnによってパラメータを推定した場合、誤
差を生じることになる。このため、サンプリング信号の
位相補正を行うことにより、相関ピーク付近の値が得ら
れるため、近似曲線の精度が向上し、伝送特性を向上さ
せることができる。
ーク近傍を近似しているので、相関ピークからあまりに
離れた時間tnによってパラメータを推定した場合、誤
差を生じることになる。このため、サンプリング信号の
位相補正を行うことにより、相関ピーク付近の値が得ら
れるため、近似曲線の精度が向上し、伝送特性を向上さ
せることができる。
【0044】デジタル・マッチト・フィルタから得られ
た相関パルス出力から次の相関パルスが現れる時間をあ
らかじめ推定し、伝送特性を向上させる方法として有名
なものにタイムウィンドウ検波方式がある。この方式は
デジタル・マッチト・フィルタからの相関ピークが入力
されたPN信号の1周期毎に現れることを利用したもの
で、(相関ピークが現れた時間)+(1周期分の時間)
によって、次の相関ピークの時間を予測し、この時間の
前後の僅かな時間枠の間だけ相関ピークを検出するよう
にするものである。このとき、上記の(相関ピークが現
れた時間)をより精度良く検出することができれば、タ
イムウィンドウ方式における時間枠を狭くすることがで
き、結局、伝送特性を向上させることができるようにな
る。
た相関パルス出力から次の相関パルスが現れる時間をあ
らかじめ推定し、伝送特性を向上させる方法として有名
なものにタイムウィンドウ検波方式がある。この方式は
デジタル・マッチト・フィルタからの相関ピークが入力
されたPN信号の1周期毎に現れることを利用したもの
で、(相関ピークが現れた時間)+(1周期分の時間)
によって、次の相関ピークの時間を予測し、この時間の
前後の僅かな時間枠の間だけ相関ピークを検出するよう
にするものである。このとき、上記の(相関ピークが現
れた時間)をより精度良く検出することができれば、タ
イムウィンドウ方式における時間枠を狭くすることがで
き、結局、伝送特性を向上させることができるようにな
る。
【0045】(実施形態3)ここで、近似関数に特に2
つの多項式を使用することにより、より簡単に構成する
ことができる。図14に第3の実施形態を示す。図14
において、図12と同じ役割を果たす構成要素に関して
は同じ番号が振り当ててある。図14で点線で囲まれた
部分が図12における相関ピーク検出回路13であり、
この例では、遅延回路31,32,線形変換回路33,
ピーク算出回路34からなる。次に、図14に示される
回路の動作を説明する。2次多項式で近似する場合、そ
の関数f(t)は次式で与えられる。 f(t)=at2+bt+c (8) デジタル・マッチト・フィルタからの3つの入力信号を
(tn,y1),(tn- 1,y2),(tn+1,y3)とすれ
ば、(8)式より2次式のパラメータa,b,cは次の
3つの式を満足しなければならない。
つの多項式を使用することにより、より簡単に構成する
ことができる。図14に第3の実施形態を示す。図14
において、図12と同じ役割を果たす構成要素に関して
は同じ番号が振り当ててある。図14で点線で囲まれた
部分が図12における相関ピーク検出回路13であり、
この例では、遅延回路31,32,線形変換回路33,
ピーク算出回路34からなる。次に、図14に示される
回路の動作を説明する。2次多項式で近似する場合、そ
の関数f(t)は次式で与えられる。 f(t)=at2+bt+c (8) デジタル・マッチト・フィルタからの3つの入力信号を
(tn,y1),(tn- 1,y2),(tn+1,y3)とすれ
ば、(8)式より2次式のパラメータa,b,cは次の
3つの式を満足しなければならない。
【0046】
【数5】
【0047】時間軸は任意に定めても良いのでtn=0
とする。さらに、tn-1をtnよりも1クロック前の入力
信号、tn+1をtnよりも1クロック後の入力信号とし、
1クロック分の時間を1とすれば(9)ないし(11)
式は、
とする。さらに、tn-1をtnよりも1クロック前の入力
信号、tn+1をtnよりも1クロック後の入力信号とし、
1クロック分の時間を1とすれば(9)ないし(11)
式は、
【0048】
【数6】
【0049】となり、結局、3元連立方程式となる。こ
れより、
れより、
【0050】
【数7】
【0051】となり、a,b,cを求めることができ
る。このとき、1/2は定数なので、これを無視するこ
とができる。これにより、パラメータa,b,cは、y
1,y2,y3に2倍する掛け算と加減算によって得るこ
とが出来る。さらにデジタル回路では2倍の掛け算は1
ビットのシフトによって実現することができるため、結
局、パラメータa,b,cはシフト処理と加減算の回路
によって簡単に実現することができるものである。
る。このとき、1/2は定数なので、これを無視するこ
とができる。これにより、パラメータa,b,cは、y
1,y2,y3に2倍する掛け算と加減算によって得るこ
とが出来る。さらにデジタル回路では2倍の掛け算は1
ビットのシフトによって実現することができるため、結
局、パラメータa,b,cはシフト処理と加減算の回路
によって簡単に実現することができるものである。
【0052】図14では、1クロック分の遅延回路31
と32により、y1,y2,y3を作り出し、これを線形
変換回路33によって上記演算を行うことによって2次
式のパラメータa,b,cを得ている。さらに極値を求
めるには次のようにすれば良い。(8)式を変形する
と、
と32により、y1,y2,y3を作り出し、これを線形
変換回路33によって上記演算を行うことによって2次
式のパラメータa,b,cを得ている。さらに極値を求
めるには次のようにすれば良い。(8)式を変形する
と、
【0053】
【数8】
【0054】この式より、極値を取る時間−b/2aに
パラメータa,bを代入することによって、相関ピーク
を取る時間がわかり、また、極値c−b2/4aにパラ
メータa,b,cを代入することによって相関ピーク値
がわかる。具体的には、図14に示すようにピーク算出
回路34によって極値c−b2/4aを計算し、その結
果を出力させている。
パラメータa,bを代入することによって、相関ピーク
を取る時間がわかり、また、極値c−b2/4aにパラ
メータa,b,cを代入することによって相関ピーク値
がわかる。具体的には、図14に示すようにピーク算出
回路34によって極値c−b2/4aを計算し、その結
果を出力させている。
【0055】(実施形態4)また、極値を取る時間−b
/2aによって、受信信号とサンプリングクロックの位
相差を知ることができる。tnを0としているので、−
b/2aはこのtnからの時間を表す。図15に相関ピ
ーク検出回路において、サンプリングクロックの位相制
御に極値を取る時間を使用した例を示す。図15におい
て図14と同じ役割を果たす構成要素に関しては、同じ
番号が振り当ててある。図15で40は相関ピーク時間
の計算回路であり、上記で計算過程を示した−b/2a
を計算する回路である。tn=0とした時の相関ピーク
時間は前述のように、パラメータa,bから−b/2a
として得られるため、これをA/Dコンバータやデジタ
ル・マッチト・フィルタを駆動する電圧制御クロック
(VCO:電圧制御発振器)の制御信号として帰還する
ことによって、位相補正を行うことができる。
/2aによって、受信信号とサンプリングクロックの位
相差を知ることができる。tnを0としているので、−
b/2aはこのtnからの時間を表す。図15に相関ピ
ーク検出回路において、サンプリングクロックの位相制
御に極値を取る時間を使用した例を示す。図15におい
て図14と同じ役割を果たす構成要素に関しては、同じ
番号が振り当ててある。図15で40は相関ピーク時間
の計算回路であり、上記で計算過程を示した−b/2a
を計算する回路である。tn=0とした時の相関ピーク
時間は前述のように、パラメータa,bから−b/2a
として得られるため、これをA/Dコンバータやデジタ
ル・マッチト・フィルタを駆動する電圧制御クロック
(VCO:電圧制御発振器)の制御信号として帰還する
ことによって、位相補正を行うことができる。
【0056】(実施形態5)また、PN信号とサンプリ
ングクロックとの位相差は、1クロック単位で十分であ
る場合が多い。この場合は、回路をさらに簡単化でき
る。図16は、相関ピーク検出回路に位相補正を適用し
た場合の実施形態を示す。図16において、図15と同
じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当て
てある。図16で、50は数値制御クロック(NCO:
数値制御発振器)であり、制御信号としてデジタル値の
信号を入力する発振クロックである。51はしきい値回
路であり、検出された位相差の整数部分を出力する。
ングクロックとの位相差は、1クロック単位で十分であ
る場合が多い。この場合は、回路をさらに簡単化でき
る。図16は、相関ピーク検出回路に位相補正を適用し
た場合の実施形態を示す。図16において、図15と同
じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当て
てある。図16で、50は数値制御クロック(NCO:
数値制御発振器)であり、制御信号としてデジタル値の
信号を入力する発振クロックである。51はしきい値回
路であり、検出された位相差の整数部分を出力する。
【0057】次に動作を説明する。相関ピーク時間の計
算回路40は、パラメータbを2aで割る操作が行われ
る。このため、その値は、少数部分を含む。よって、こ
の信号の整数部分をしきい値回路51で取り出し、数値
制御クロックに帰還することによって位相補正を行うこ
とができる。また、ここでは、相関ピーク時間の計算回
路40と、しきい値回路51に分けて位相差を検出する
例を示したが、これを1つにまとめ、さらに簡単にした
回路も考えられる。今、1クロック以上の位相差が得ら
れた場合に出力されるので、 |−b/2a|>1 (17) の条件が成り立つときに出力する。この式を変形して、 |b|>|2a| (18) となり、この式を満たす場合に1クロック以上の位相差
が有るとすれば良い。その正負はa,bの符号を調べる
ことにより得られ、両方が同符号ならマイナス、異符号
ならプラスとすれば良い。
算回路40は、パラメータbを2aで割る操作が行われ
る。このため、その値は、少数部分を含む。よって、こ
の信号の整数部分をしきい値回路51で取り出し、数値
制御クロックに帰還することによって位相補正を行うこ
とができる。また、ここでは、相関ピーク時間の計算回
路40と、しきい値回路51に分けて位相差を検出する
例を示したが、これを1つにまとめ、さらに簡単にした
回路も考えられる。今、1クロック以上の位相差が得ら
れた場合に出力されるので、 |−b/2a|>1 (17) の条件が成り立つときに出力する。この式を変形して、 |b|>|2a| (18) となり、この式を満たす場合に1クロック以上の位相差
が有るとすれば良い。その正負はa,bの符号を調べる
ことにより得られ、両方が同符号ならマイナス、異符号
ならプラスとすれば良い。
【0058】(実施形態6)また、実際の通信系では、
相関ピーク値自体を必要とすることは少なく、相関ピー
クの有無、または相関ピークの正負が分かれば十分であ
ることが多い。このような場合に、さらに回路が簡単に
なり、また、各種の変動に対して強いシステムとするこ
とができる。図17に第6の実施形態を示す。図17に
おいて図14と同じ役割を果たす構成要素に関しては同
じ番号が振り当てて有る。図17で60はパラメータa
とaに対する基準値a0との距離を計算する回路であ
る。相関ピークの有無、または正負を知るためには、相
関ピークそのものを計算しなくても、パラメータ値から
それを判断することができる。相関ピークの有無を調べ
る場合、相関ピークが有る場合のパラメータの推定値
と、実際に計算によって得られたパラメータとの距離を
測り、その距離がある一定内であればピーク有りと判定
すれば良い。相関ピークの正負を調べる場合も同様であ
る。2次式で近似する場合も、a,b,cからなる3次
元のパラメータ空間の中で、基準となるa0,b0,c0
との比較によって相関ピークの有無を判断しても良い。
例えば、評価関数をg(a,b,c)として、 g(a,b,c)=(a−a0)2+(b−b0)2+(c−c0)2 (19)
相関ピーク値自体を必要とすることは少なく、相関ピー
クの有無、または相関ピークの正負が分かれば十分であ
ることが多い。このような場合に、さらに回路が簡単に
なり、また、各種の変動に対して強いシステムとするこ
とができる。図17に第6の実施形態を示す。図17に
おいて図14と同じ役割を果たす構成要素に関しては同
じ番号が振り当てて有る。図17で60はパラメータa
とaに対する基準値a0との距離を計算する回路であ
る。相関ピークの有無、または正負を知るためには、相
関ピークそのものを計算しなくても、パラメータ値から
それを判断することができる。相関ピークの有無を調べ
る場合、相関ピークが有る場合のパラメータの推定値
と、実際に計算によって得られたパラメータとの距離を
測り、その距離がある一定内であればピーク有りと判定
すれば良い。相関ピークの正負を調べる場合も同様であ
る。2次式で近似する場合も、a,b,cからなる3次
元のパラメータ空間の中で、基準となるa0,b0,c0
との比較によって相関ピークの有無を判断しても良い。
例えば、評価関数をg(a,b,c)として、 g(a,b,c)=(a−a0)2+(b−b0)2+(c−c0)2 (19)
【0059】を計算すれば良い。しかし、この場合、単
に回路が複雑になるという問題点の他に、信号の変動に
対して弱くなるという問題点を持つ。例えば、入力信号
のオフセット分の変動、サンプリング時間の変動等がパ
ラメータ値に影響する。よって、信号の変動に対して、
変動の小さいパラメータを選ぶ、ないしは変動が小さく
なるような評価関数にする必要がある。図17は変動の
小さいパラメータを選んだ場合の例である。上記(8)
式において、cは、オフセット変動分がそのまま現れる
項であり、また、bは(16)式から明らかなように、
サンプリング時間の変動が現れる項である。よって、パ
ラメータとしてはaが最適ということによる。aは2次
式の曲率を定めるものであり、相関ピークが無い場合に
はほとんど0の値を取り、正のピークのある場合には、
負の値を取り、負のピークのある場合には正の値を取
る。
に回路が複雑になるという問題点の他に、信号の変動に
対して弱くなるという問題点を持つ。例えば、入力信号
のオフセット分の変動、サンプリング時間の変動等がパ
ラメータ値に影響する。よって、信号の変動に対して、
変動の小さいパラメータを選ぶ、ないしは変動が小さく
なるような評価関数にする必要がある。図17は変動の
小さいパラメータを選んだ場合の例である。上記(8)
式において、cは、オフセット変動分がそのまま現れる
項であり、また、bは(16)式から明らかなように、
サンプリング時間の変動が現れる項である。よって、パ
ラメータとしてはaが最適ということによる。aは2次
式の曲率を定めるものであり、相関ピークが無い場合に
はほとんど0の値を取り、正のピークのある場合には、
負の値を取り、負のピークのある場合には正の値を取
る。
【0060】よって、基準となるa0と計算されたaの
距離を測ることにより、相関ピークを検出することがで
きる。この場合、評価関数g(a)は、 g(a)=|a−a0| (20) となり、基準となるa0と計算されたaの差を取り、さ
らに絶対値を取るだけの処理となるので、これを回路で
実現することも容易になる。
距離を測ることにより、相関ピークを検出することがで
きる。この場合、評価関数g(a)は、 g(a)=|a−a0| (20) となり、基準となるa0と計算されたaの差を取り、さ
らに絶対値を取るだけの処理となるので、これを回路で
実現することも容易になる。
【0061】(実施形態7)また、相関ピークにおける
パラメータaは、伝送路における伝送特性が変動した場
合にも変化する。これに対応するために、パラメータの
推定値(実施形態6では固定していた)を適応的に変化
させることによって、伝送特性を向上させることができ
る。図18に第7の実施形態を示す。図18において、
図17と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当てて有る。図18において、70はパラメータ
の推定値を計算するための回路である。次に動作を説明
する。2次式のパラメータaは、相関ピークの曲率を定
めるものであるので、伝送路の変動によっても、急激な
変化をすることはなく、ある程度ゆるやかな変動とな
る。このため、現在得られている相関ピークにおけるa
と、過去に得られた相関ピークanとはきわめて近い値
になると予測される。よってこの2つを比較することに
よって、相関ピークの有無を正しく判定し、その結果に
より推定したパラメータ値を出力することができ伝送特
性の向上につながる。パラメータを推定するための回路
70は、単純には、前回に得られた相関ピークでのパラ
メータaを出力する回路でよいし、また、過去数回にお
ける平均値や中間値を出力する回路でも良い。
パラメータaは、伝送路における伝送特性が変動した場
合にも変化する。これに対応するために、パラメータの
推定値(実施形態6では固定していた)を適応的に変化
させることによって、伝送特性を向上させることができ
る。図18に第7の実施形態を示す。図18において、
図17と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当てて有る。図18において、70はパラメータ
の推定値を計算するための回路である。次に動作を説明
する。2次式のパラメータaは、相関ピークの曲率を定
めるものであるので、伝送路の変動によっても、急激な
変化をすることはなく、ある程度ゆるやかな変動とな
る。このため、現在得られている相関ピークにおけるa
と、過去に得られた相関ピークanとはきわめて近い値
になると予測される。よってこの2つを比較することに
よって、相関ピークの有無を正しく判定し、その結果に
より推定したパラメータ値を出力することができ伝送特
性の向上につながる。パラメータを推定するための回路
70は、単純には、前回に得られた相関ピークでのパラ
メータaを出力する回路でよいし、また、過去数回にお
ける平均値や中間値を出力する回路でも良い。
【0062】(実施形態8)図19において100は入
力信号を差分化する回路、110はDMF(デジタル・
マッチト・フィルタ)、120は近似関数を推定し、そ
の極値を求める回路である。次に動作を説明する。A/
Dコンバータ等からの離散化した受信信号xiは、差分
化回路100によって、その1タイミング前の受信信号
xi-1との差が計算され出力される。この差分信号ziは
zi=xi−xi-1で表すことができる。この信号がDM
Fに入力された場合、その出力信号wiは、
力信号を差分化する回路、110はDMF(デジタル・
マッチト・フィルタ)、120は近似関数を推定し、そ
の極値を求める回路である。次に動作を説明する。A/
Dコンバータ等からの離散化した受信信号xiは、差分
化回路100によって、その1タイミング前の受信信号
xi-1との差が計算され出力される。この差分信号ziは
zi=xi−xi-1で表すことができる。この信号がDM
Fに入力された場合、その出力信号wiは、
【0063】
【数9】
【0064】となる。すなわち、DMFは線形演算素子
のみによって成り立っているため、入出力関係に線形性
が保たれる。よって、入力信号を差分信号wiとした場
合、DMFの出力は本来の相関出力信号の差yi−yi-1
として得ることができる。
のみによって成り立っているため、入出力関係に線形性
が保たれる。よって、入力信号を差分信号wiとした場
合、DMFの出力は本来の相関出力信号の差yi−yi-1
として得ることができる。
【0065】次に近似曲線を推定し極値を求める回路1
20に差分信号wiが入力される。ここでは、簡単のた
め、近似関数のパラメータを推定するのに3点の座標を
必要とする場合について説明する。実施形態1〜7では
相関ピーク部分を近似する際は、相関値yIを出力する
タイミングtiとその1タイミング前ti-1における相関
値yi-1と、1タイミング後ti+1における相関値を使用
し、(ti-1,yi-1),(ti,yi),(ti+1,
yi+1)の3点を通る近似関数を求めることになる。近
似関数としては、例えば、n次多項式、ガウス関数、コ
サイン(cos)関数等があり、それぞれ以下のような
数式で表される。
20に差分信号wiが入力される。ここでは、簡単のた
め、近似関数のパラメータを推定するのに3点の座標を
必要とする場合について説明する。実施形態1〜7では
相関ピーク部分を近似する際は、相関値yIを出力する
タイミングtiとその1タイミング前ti-1における相関
値yi-1と、1タイミング後ti+1における相関値を使用
し、(ti-1,yi-1),(ti,yi),(ti+1,
yi+1)の3点を通る近似関数を求めることになる。近
似関数としては、例えば、n次多項式、ガウス関数、コ
サイン(cos)関数等があり、それぞれ以下のような
数式で表される。
【0066】
【数10】
【0067】これらの近似関数において、それぞれ(t
i-1,yi-1),(ti,yi),(t i+1,yi+1)の3点
を代入し、3元の連立方程式を立てることで、各パラメ
ータを推定することができる。
i-1,yi-1),(ti,yi),(t i+1,yi+1)の3点
を代入し、3元の連立方程式を立てることで、各パラメ
ータを推定することができる。
【0068】以下の実施形態では、上記の近似関数yi
に対して、新たな近似関数y′(t)を、 y′(t)=y(t)−yi (27) を使用する。これは単にy(t)の関数を下にシフトす
るだけであるので、近似関数が表すピーク時間は変化し
ない。また、時間の原点はどこにおいても良いのでこれ
をtiとし、さらに時間の単位をサンプリング間隔とす
ることによって、ti-1≡−1,ti+1≡1とすることが
できる。これにより、上記3点の座標は、
に対して、新たな近似関数y′(t)を、 y′(t)=y(t)−yi (27) を使用する。これは単にy(t)の関数を下にシフトす
るだけであるので、近似関数が表すピーク時間は変化し
ない。また、時間の原点はどこにおいても良いのでこれ
をtiとし、さらに時間の単位をサンプリング間隔とす
ることによって、ti-1≡−1,ti+1≡1とすることが
できる。これにより、上記3点の座標は、
【0069】
【数11】
【0070】の3点に移動することになる。この関係を
図10に示す。すなわち、これらの変換によって、相関
特性を(ti,yi)を原点とする近似関数で近似するこ
とになる。これによって、近似関数y′(t)のパラメ
ータを求めるのに必要な値はwiとwi+1となって、結
局、入力信号の差分信号のみによって、近似関数y′
(t)を決定することができることになる。求めるべき
相関ピーク時間はy′(t)の極値を求めることによっ
て得ることができる。極値を求める場合は、近似関数を
微分し、
図10に示す。すなわち、これらの変換によって、相関
特性を(ti,yi)を原点とする近似関数で近似するこ
とになる。これによって、近似関数y′(t)のパラメ
ータを求めるのに必要な値はwiとwi+1となって、結
局、入力信号の差分信号のみによって、近似関数y′
(t)を決定することができることになる。求めるべき
相関ピーク時間はy′(t)の極値を求めることによっ
て得ることができる。極値を求める場合は、近似関数を
微分し、
【0071】
【数12】
【0072】なる式を解き、これに求めたパラメータを
代入することによって得ることができる。近似曲線を推
定し極値を求める回路120では、以上の原理に従い、 1.入力信号wiから近似関数のパラメータを推定し、 2.求められたパラメータを(29)式から導かれる相
関ピークを検出する式に代入する、 という2つの動作を行うことによって、相関ピークを検
出するものである。
代入することによって得ることができる。近似曲線を推
定し極値を求める回路120では、以上の原理に従い、 1.入力信号wiから近似関数のパラメータを推定し、 2.求められたパラメータを(29)式から導かれる相
関ピークを検出する式に代入する、 という2つの動作を行うことによって、相関ピークを検
出するものである。
【0073】なお、ここでは、近似関数のパラメータを
求めるのに3点の座標が必要な場合について説明した
が、4点以上必要な場合でも、差分信号から作り出すこ
とができ、例えば、yi+2−yiの値を使用するのであれ
ばwi+2−wi+1から得れば良い。このように、座標点が
3点以上必要な場合にも対応することができる。
求めるのに3点の座標が必要な場合について説明した
が、4点以上必要な場合でも、差分信号から作り出すこ
とができ、例えば、yi+2−yiの値を使用するのであれ
ばwi+2−wi+1から得れば良い。このように、座標点が
3点以上必要な場合にも対応することができる。
【0074】(実施形態9)図20において、130は
相関ピークの曲率を判定する回路で、その他、図19と
同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当
ててある。次に動作を説明する。相関ピークの正負を検
出するには、近似関数の2次導関数を用意しておき、こ
れに実施形態8で求めた相関ピーク時間とパラメータを
代入することによって、相関ピークの曲率が分かる。求
められた曲率が正であるならば、近似関数は相関ピーク
付近において下に凸であるので、相関ピークは負に出て
いることが分かり、逆に曲率が負ならば、近似関数の相
関ピーク付近において上に凸であり、相関ピークは正に
出ていることが分かる。
相関ピークの曲率を判定する回路で、その他、図19と
同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当
ててある。次に動作を説明する。相関ピークの正負を検
出するには、近似関数の2次導関数を用意しておき、こ
れに実施形態8で求めた相関ピーク時間とパラメータを
代入することによって、相関ピークの曲率が分かる。求
められた曲率が正であるならば、近似関数は相関ピーク
付近において下に凸であるので、相関ピークは負に出て
いることが分かり、逆に曲率が負ならば、近似関数の相
関ピーク付近において上に凸であり、相関ピークは正に
出ていることが分かる。
【0075】(実施形態10)図21において、140
は相関ピークの曲率の大きさを出力する回路で、その
他、図19と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番
号が振り当ててある。相関ピーク出力自体は鋭いパルス
状の特性を持つ。このため、DMFが相関ピーク信号を
出力する際には、他の相関信号出力時に比較して大きな
変化をすることになる。このため、近似関数自体も相関
ピーク付近でその曲率に大きな変化が現れることにな
る。よって、近似関数の2次導関数の相関ピーク点にお
ける値を求めることによって相関ピークの出力判定を行
うことができる。
は相関ピークの曲率の大きさを出力する回路で、その
他、図19と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番
号が振り当ててある。相関ピーク出力自体は鋭いパルス
状の特性を持つ。このため、DMFが相関ピーク信号を
出力する際には、他の相関信号出力時に比較して大きな
変化をすることになる。このため、近似関数自体も相関
ピーク付近でその曲率に大きな変化が現れることにな
る。よって、近似関数の2次導関数の相関ピーク点にお
ける値を求めることによって相関ピークの出力判定を行
うことができる。
【0076】(実施形態11)上述の発明をハードウェ
アで実現する場合、特に2次多項式を近似関数に使用す
ることで、回路を大幅に簡略化することができる。近似
関数に使用する2次式を、
アで実現する場合、特に2次多項式を近似関数に使用す
ることで、回路を大幅に簡略化することができる。近似
関数に使用する2次式を、
【0077】
【数13】
【0078】と表す。この2次多項式が(28)式の3
つの座標を通るので、
つの座標を通るので、
【0079】
【数14】
【0080】となり、いずれのパラメータも加算と減算
によって求めることができる。
によって求めることができる。
【0081】図22は、上記実施形態11の構成例を示
す図で、図22において、点線120で囲まれている部
分が図19における近似関数を推定し、その極値を求め
る回路120である。121は1タイミング分の遅延素
子であり、122は減算回路、123は加算回路であ
る。124は多ビット表記されている信号を1ビットM
SB側にシフトする回路、125は割り算回路である。
次に動作を説明する。遅延素子121において、wiは
1タイミング後まで保持され、DMFからの次の信号w
i+1とのタイミングをそろえられる。この2つの信号w
i+1とwiは減算器122によってwi+1−wiが計算さ
れ、aの値が求められ、また加算器123によってw
i+1+wiが計算され、bの値が求められる。2次多項式
の極値は−b/2aで求めることができる。よって、シ
フト回路124によってaの値を1ビットシフトするこ
とにより、2aの値を作り出し、この値によって割り算
回路125でbの値を割ることにより、極値の時間を得
ることができる。
す図で、図22において、点線120で囲まれている部
分が図19における近似関数を推定し、その極値を求め
る回路120である。121は1タイミング分の遅延素
子であり、122は減算回路、123は加算回路であ
る。124は多ビット表記されている信号を1ビットM
SB側にシフトする回路、125は割り算回路である。
次に動作を説明する。遅延素子121において、wiは
1タイミング後まで保持され、DMFからの次の信号w
i+1とのタイミングをそろえられる。この2つの信号w
i+1とwiは減算器122によってwi+1−wiが計算さ
れ、aの値が求められ、また加算器123によってw
i+1+wiが計算され、bの値が求められる。2次多項式
の極値は−b/2aで求めることができる。よって、シ
フト回路124によってaの値を1ビットシフトするこ
とにより、2aの値を作り出し、この値によって割り算
回路125でbの値を割ることにより、極値の時間を得
ることができる。
【0082】(実施形態12)実際に相関ピーク位置を
判定する場合、そのタイミングtiがピークに対して最
も近いかどうかを判定すれば十分であることが多い。こ
の場合、実施形態11で必要とした割り算回路が必要で
なくなり、回路がさらに簡単になる。図23に実施形態
12の構成例を示す。図23において、122′は減算
回路、123′は加算回路、127と128は信号の正
負を判定する回路、129は排他的論理和を取る回路
で、その他、図22と同じ役割を果たす構成要素に関し
ては同じ番号が振り当ててある。
判定する場合、そのタイミングtiがピークに対して最
も近いかどうかを判定すれば十分であることが多い。こ
の場合、実施形態11で必要とした割り算回路が必要で
なくなり、回路がさらに簡単になる。図23に実施形態
12の構成例を示す。図23において、122′は減算
回路、123′は加算回路、127と128は信号の正
負を判定する回路、129は排他的論理和を取る回路
で、その他、図22と同じ役割を果たす構成要素に関し
ては同じ番号が振り当ててある。
【0083】次に動作を説明する。タイミングtiが相
関ピーク点に最も近いかどうかを判定するためには、ピ
ーク点の±1/2タイミング以内にタイミングtiが入
っているかどうかを調べれば良い。今、タイミングti
を近似関数の原点においているので、±1/2タイミン
グ以内に相関ピークがあるかどうかは、
関ピーク点に最も近いかどうかを判定するためには、ピ
ーク点の±1/2タイミング以内にタイミングtiが入
っているかどうかを調べれば良い。今、タイミングti
を近似関数の原点においているので、±1/2タイミン
グ以内に相関ピークがあるかどうかは、
【0084】
【数15】
【0085】を満たせばよい。この不等式を解くことに
より、 (b−a)(a+b)<0 (34) を得る。よって、減算器122′によって(b−a)を
計算し、加算器123′で(b+a)を計算する。今、
必要であるのは、これらの計算結果の符号のみであるの
で、正負を判定する回路127と128でそれぞれの符
号を検出し、排他的論理和129で1ビットの乗算を行
うことで(34)式を評価することができる。これによ
って、相関ピークを検出することができる。ここでは、
±1/2タイミングにピーク点がある場合について説明
したが、さらに±1/4以内にある場合等、時間幅を変
えて判定することが必要な場合には、aまたはbの値に
定数をかける等してから減算器122′、加算器12
3′に入力することによって判定することができる。
より、 (b−a)(a+b)<0 (34) を得る。よって、減算器122′によって(b−a)を
計算し、加算器123′で(b+a)を計算する。今、
必要であるのは、これらの計算結果の符号のみであるの
で、正負を判定する回路127と128でそれぞれの符
号を検出し、排他的論理和129で1ビットの乗算を行
うことで(34)式を評価することができる。これによ
って、相関ピークを検出することができる。ここでは、
±1/2タイミングにピーク点がある場合について説明
したが、さらに±1/4以内にある場合等、時間幅を変
えて判定することが必要な場合には、aまたはbの値に
定数をかける等してから減算器122′、加算器12
3′に入力することによって判定することができる。
【0086】(実施形態13)図24に実施形態13の
構成例を示す図で、130は図20における相関ピーク
の曲率を判定する回路であり、ここでは、特に2次関数
の2次の項の係数aの符号を判定する回路で、その他、
図22と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当ててある。近似関数に2次多項式を使用する場
合、2次多項式の2回微分値は2aとなる。よって、相
関ピーク時間を必要とせず、単にaの値の正負を調べる
だけで相関ピークの正負を検出することができる。
構成例を示す図で、130は図20における相関ピーク
の曲率を判定する回路であり、ここでは、特に2次関数
の2次の項の係数aの符号を判定する回路で、その他、
図22と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当ててある。近似関数に2次多項式を使用する場
合、2次多項式の2回微分値は2aとなる。よって、相
関ピーク時間を必要とせず、単にaの値の正負を調べる
だけで相関ピークの正負を検出することができる。
【0087】(実施形態14)2次関数のaの大きさに
よって、相関ピークの判定を行う場合の実施例を図25
に示す。図25において、140は図21における相関
ピークの曲率の大きさを出力する回路であり、この実施
例では、絶対値回路141としきい値判定回路142か
ら成り立っている。その他、図22と同じ構成要素に関
しては同じ番号が振り当ててある。次に動作を説明す
る。絶対値回路141によって、曲率を表わす2次関数
のaの値の大きさを取り出す。そしてしきい値判定回路
142によって、しきい値athを越えた場合のみ、相関
ピークがそのタイミングの近傍にあることを識別する。
この時、曲率の判定と相関ピーク位置の判定を同時に行
う必要はなく、例えば、常時、aの大きさを判定してお
いて、これが相関ピークを検出した場合にのみ相関ピー
ク位置の検出を行う回路を起動することで、回路の消費
電力の節約となる。
よって、相関ピークの判定を行う場合の実施例を図25
に示す。図25において、140は図21における相関
ピークの曲率の大きさを出力する回路であり、この実施
例では、絶対値回路141としきい値判定回路142か
ら成り立っている。その他、図22と同じ構成要素に関
しては同じ番号が振り当ててある。次に動作を説明す
る。絶対値回路141によって、曲率を表わす2次関数
のaの値の大きさを取り出す。そしてしきい値判定回路
142によって、しきい値athを越えた場合のみ、相関
ピークがそのタイミングの近傍にあることを識別する。
この時、曲率の判定と相関ピーク位置の判定を同時に行
う必要はなく、例えば、常時、aの大きさを判定してお
いて、これが相関ピークを検出した場合にのみ相関ピー
ク位置の検出を行う回路を起動することで、回路の消費
電力の節約となる。
【0088】(実施形態15)また、従来のように、キ
ャリアの位相をDMFの出力から得る場合等、DMFか
らの相関ピーク自体を必要とする場合がある。この場合
にも、前述の相関ピーク検出方法自体を適用することが
できる。図26にその構成例を示す。図26において図
19と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号が振
り当ててある。この場合、DMF110からの出力信号
を差分を取る回路100でyi−yi-1の差分信号を作り
出し、これを近似関数を求める回路120に入力するこ
とによって同様の効果を得ることができる。
ャリアの位相をDMFの出力から得る場合等、DMFか
らの相関ピーク自体を必要とする場合がある。この場合
にも、前述の相関ピーク検出方法自体を適用することが
できる。図26にその構成例を示す。図26において図
19と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号が振
り当ててある。この場合、DMF110からの出力信号
を差分を取る回路100でyi−yi-1の差分信号を作り
出し、これを近似関数を求める回路120に入力するこ
とによって同様の効果を得ることができる。
【0089】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のごと
き本出願人が先に提案した相関ピーク検出回路の改良に
係り、請求項1の発明は、前述の本出願人が先に提案し
た請求項8の回路と同様、1タイミングの精度で相関ピ
ークを検出する場合について適用することができ、更
に、前述の請求項8の回路を更に簡略化することによっ
て、回路を小型化,低消費電力化することを目的とする
ものである。
き本出願人が先に提案した相関ピーク検出回路の改良に
係り、請求項1の発明は、前述の本出願人が先に提案し
た請求項8の回路と同様、1タイミングの精度で相関ピ
ークを検出する場合について適用することができ、更
に、前述の請求項8の回路を更に簡略化することによっ
て、回路を小型化,低消費電力化することを目的とする
ものである。
【0090】請求項2の発明は、前述の本出願人が先に
提案した請求項8の発明のように、相関ピークが正の方
向に出るか負方向に出るかの情報が必要な場合に、2次
式で与えられた近似式の曲率の正負を簡易に検出するこ
とによって、回路を簡略化することを目的とするもので
ある。
提案した請求項8の発明のように、相関ピークが正の方
向に出るか負方向に出るかの情報が必要な場合に、2次
式で与えられた近似式の曲率の正負を簡易に検出するこ
とによって、回路を簡略化することを目的とするもので
ある。
【0091】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明は、サン
プリングされた信号の差分信号をデジタルマッチトフィ
ルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力
信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似し
た関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間
を推定する相関ピーク検出回路において、相関信号の差
分信号wiおよび該相関信号の差分信号wiの1タイミン
グ遅れた信号wi+1との積またはそれらwi,wi+1の
符号同士の排他的論理和によって得られた結果とから、
相関ピークの位置を検出することを特徴とし、これによ
り、相関ピークを2次多項式で近似し、その極値の出現
する時間を簡易な方法で計算することによって、回路を
簡略化することができ、もって、回路を小型化,低消費
電力化することができるようにしたものである。
プリングされた信号の差分信号をデジタルマッチトフィ
ルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタからの出力
信号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似し
た関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間
を推定する相関ピーク検出回路において、相関信号の差
分信号wiおよび該相関信号の差分信号wiの1タイミン
グ遅れた信号wi+1との積またはそれらwi,wi+1の
符号同士の排他的論理和によって得られた結果とから、
相関ピークの位置を検出することを特徴とし、これによ
り、相関ピークを2次多項式で近似し、その極値の出現
する時間を簡易な方法で計算することによって、回路を
簡略化することができ、もって、回路を小型化,低消費
電力化することができるようにしたものである。
【0092】請求項2の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定する相関ピ
ーク検出回路において、相関信号の差分信号wiおよび
該相関信号の差分信号wiの符号、および、1タイミン
グ遅れた信号wi+1の符号から、相関ピークの位置と、
相関ピークの符号を検出することを特徴とし、これによ
って、相関ピーク検出回路の極値条件を計算する回路か
ら相関ピークの正負を判定する信号を引き出し、相関ピ
ーク時間の検出回路と相関ピークの正負の判定回路をま
とめるようにし、もって、回路を小型化,低消費電力化
することができるようにしたものである。
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定する相関ピ
ーク検出回路において、相関信号の差分信号wiおよび
該相関信号の差分信号wiの符号、および、1タイミン
グ遅れた信号wi+1の符号から、相関ピークの位置と、
相関ピークの符号を検出することを特徴とし、これによ
って、相関ピーク検出回路の極値条件を計算する回路か
ら相関ピークの正負を判定する信号を引き出し、相関ピ
ーク時間の検出回路と相関ピークの正負の判定回路をま
とめるようにし、もって、回路を小型化,低消費電力化
することができるようにしたものである。
【0093】
【発明の実施の形態】(請求項1の発明)図1は、本発
明による相関ピーク検出回路の一実施形態を説明するた
めの構成図で、120は近似関数を推定しその極値を求
める回路であり、121は1タイミング分の遅延素子、
122は減算回路、127,128は正負を判定する回
路、129は排他的論理和を取る回路、141は信号の
絶対値を取る回路、142はしきい値判定回路で、その
他、図22,図23に示した回路と同じ作用をする部分
には、図22,図23の場合と同一の参照番号が付して
ある。
明による相関ピーク検出回路の一実施形態を説明するた
めの構成図で、120は近似関数を推定しその極値を求
める回路であり、121は1タイミング分の遅延素子、
122は減算回路、127,128は正負を判定する回
路、129は排他的論理和を取る回路、141は信号の
絶対値を取る回路、142はしきい値判定回路で、その
他、図22,図23に示した回路と同じ作用をする部分
には、図22,図23の場合と同一の参照番号が付して
ある。
【0094】次に動作を説明する。前述の実施形態12
で説明したように、そのタイミングtiがピークに対し
て最も近いかどうかを判定するためには、ピーク点の±
1/2タイミング以内にタイミングtiが入っているか
どうかを調べればよい。近似式として使用する2次式を
(30)式で表した場合、その条件は(32)式で表さ
れた。一方、相関ピークを2次式で近似する場合、前述
の実施形態11で説明したように、タイミングtiにお
ける相関信号の差分信号wiとタイミングti+1における
相関信号の差分信号wi+1によって、(33)式のよう
に表すことができる。(33)式を(34)式に代入す
ることによって、 wiwi+1<0 (35) を得ることができる。
で説明したように、そのタイミングtiがピークに対し
て最も近いかどうかを判定するためには、ピーク点の±
1/2タイミング以内にタイミングtiが入っているか
どうかを調べればよい。近似式として使用する2次式を
(30)式で表した場合、その条件は(32)式で表さ
れた。一方、相関ピークを2次式で近似する場合、前述
の実施形態11で説明したように、タイミングtiにお
ける相関信号の差分信号wiとタイミングti+1における
相関信号の差分信号wi+1によって、(33)式のよう
に表すことができる。(33)式を(34)式に代入す
ることによって、 wiwi+1<0 (35) を得ることができる。
【0095】以上の理由により、図1に示す遅延素子1
21によって差分信号wiの1タイミング遅延させた信
号wi+1を作り出し、さらに、差分信号wiとwi+1との
符号をそれぞれ127,128の符号判定回路で取り出
し、排他的論理和129でその積を計算することによ
り、そのタイミングtiが±1/2チップ以内にあるか
どうかを調べることができる。ただし、この条件だけで
は、相関ピークだけを検出するとは限らず、ノイズ等に
よる他のピークを検出してしまうことがある。このよう
な場合には、前述の請求項13の発明のように、近似式
の2次の項の係数aで相関ピークを検出すればよい。減
算回路122で差分信号wi+1からwiを引くことによっ
て、aの値を計算することができ、このaの値の絶対値
を絶対値回路141で取り出し、しきい値回路142で
判定することにより、相関ピークの範囲を推定すること
ができる。
21によって差分信号wiの1タイミング遅延させた信
号wi+1を作り出し、さらに、差分信号wiとwi+1との
符号をそれぞれ127,128の符号判定回路で取り出
し、排他的論理和129でその積を計算することによ
り、そのタイミングtiが±1/2チップ以内にあるか
どうかを調べることができる。ただし、この条件だけで
は、相関ピークだけを検出するとは限らず、ノイズ等に
よる他のピークを検出してしまうことがある。このよう
な場合には、前述の請求項13の発明のように、近似式
の2次の項の係数aで相関ピークを検出すればよい。減
算回路122で差分信号wi+1からwiを引くことによっ
て、aの値を計算することができ、このaの値の絶対値
を絶対値回路141で取り出し、しきい値回路142で
判定することにより、相関ピークの範囲を推定すること
ができる。
【0096】(請求項2の発明)図2は、本発明の請求
項2の発明の実施例を説明するための構成図で、図2に
おいて、601,602は論理否定回路、603,60
4は論理積計算回路で、その他、図1と同じ役割を果た
す構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。次に
動作を説明する。タイミングtiにおいて、相関ピーク
が±1/2の範囲にある場合は(35)式を満たす。こ
のとき、この不等式が成り立つためには、 wi<0,wi+1>0 (36) または、 wi>0,wi+1<0 (37) のどちらかでなくてはならない。この場合、例えば、
(36)式の条件を(33)式のaの式に代入すると、
aは常に正となる。すなわち(36)式の条件を検出す
ることができれば、aの値を計算しなくても相関ピーク
の曲率aが正であることを推定することができる。同様
に(37)式の条件が成り立てばaは負であることを推
定することができる。
項2の発明の実施例を説明するための構成図で、図2に
おいて、601,602は論理否定回路、603,60
4は論理積計算回路で、その他、図1と同じ役割を果た
す構成要素に関しては同じ番号が振り当ててある。次に
動作を説明する。タイミングtiにおいて、相関ピーク
が±1/2の範囲にある場合は(35)式を満たす。こ
のとき、この不等式が成り立つためには、 wi<0,wi+1>0 (36) または、 wi>0,wi+1<0 (37) のどちらかでなくてはならない。この場合、例えば、
(36)式の条件を(33)式のaの式に代入すると、
aは常に正となる。すなわち(36)式の条件を検出す
ることができれば、aの値を計算しなくても相関ピーク
の曲率aが正であることを推定することができる。同様
に(37)式の条件が成り立てばaは負であることを推
定することができる。
【0097】図2は、上記の関係を実現する回路例を示
し、正負を判定する回路127,128によってwi,
wi+1が正であるかを判定し、この正負判定結果を論理
否定回路601,602で論理否定を取ることにより、
wi,wi+1が負であるかを判定する。これらの判定され
た信号により論理積回路603でwi+1>0かつwi<0
を判定することによって、曲率aが正であることを検出
することができ、論理積回路604でwi+1<0かつwi
>0を判定することによって、曲率aが負であることを
検出することができる。よって、相関ピーク時間を検出
することができ、また、そのときの相関ピークの正負を
判定することができる。
し、正負を判定する回路127,128によってwi,
wi+1が正であるかを判定し、この正負判定結果を論理
否定回路601,602で論理否定を取ることにより、
wi,wi+1が負であるかを判定する。これらの判定され
た信号により論理積回路603でwi+1>0かつwi<0
を判定することによって、曲率aが正であることを検出
することができ、論理積回路604でwi+1<0かつwi
>0を判定することによって、曲率aが負であることを
検出することができる。よって、相関ピーク時間を検出
することができ、また、そのときの相関ピークの正負を
判定することができる。
【0098】
【発明の効果】請求項1の発明は、サンプリングされた
信号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、
該デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピ
ークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を
検出することによって、相関ピーク時間を推定する相関
ピーク検出回路において、相関信号の差分信号wiおよ
び該相関信号の差分信号wiの1タイミング遅れた信号
wi+1との積またはそれらwi,wi+1の符号同士の排
他的論理和によって得られた結果とから、相関ピークの
位置を検出することを特徴とし、これにより、相関ピー
クを2次多項式で近似し、その極値の出現する時間を簡
易な方法で計算することによって、回路を簡略化するこ
とができ、もって、回路を小型化,低消費電力化するこ
とができる。
信号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、
該デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピ
ークを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を
検出することによって、相関ピーク時間を推定する相関
ピーク検出回路において、相関信号の差分信号wiおよ
び該相関信号の差分信号wiの1タイミング遅れた信号
wi+1との積またはそれらwi,wi+1の符号同士の排
他的論理和によって得られた結果とから、相関ピークの
位置を検出することを特徴とし、これにより、相関ピー
クを2次多項式で近似し、その極値の出現する時間を簡
易な方法で計算することによって、回路を簡略化するこ
とができ、もって、回路を小型化,低消費電力化するこ
とができる。
【0099】請求項2の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定する相関ピ
ーク検出回路において、相関信号の差分信号wiおよび
該相関信号の差分信号wiの符号、および、1タイミン
グ遅れた信号wi+1の符号から、相関ピークの位置と、
相関ピークの符号を検出することを特徴とし、これによ
って、相関ピーク検出回路の極値条件を計算する回路か
ら相関ピークの正負を判定する信号を引き出し、相関ピ
ーク時間の検出回路と相関ピークの正負の判定回路をま
とめるようにし、もって、回路を小型化,低消費電力化
することができる。
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定する相関ピ
ーク検出回路において、相関信号の差分信号wiおよび
該相関信号の差分信号wiの符号、および、1タイミン
グ遅れた信号wi+1の符号から、相関ピークの位置と、
相関ピークの符号を検出することを特徴とし、これによ
って、相関ピーク検出回路の極値条件を計算する回路か
ら相関ピークの正負を判定する信号を引き出し、相関ピ
ーク時間の検出回路と相関ピークの正負の判定回路をま
とめるようにし、もって、回路を小型化,低消費電力化
することができる。
【図1】 本発明による相関ピーク検出回路の一実施例
を説明するための要部構成図である。
を説明するための要部構成図である。
【図2】 本発明による相関ピーク検出回路の他の実施
例を説明するための要部構成図である。
例を説明するための要部構成図である。
【図3】 従来から使用されているデジタル・マッチト
・フィルタの構成を示すブロック図である。
・フィルタの構成を示すブロック図である。
【図4】 帯域制限の影響を受けた受信信号が入力され
た場合のデジタル・マッチト・フィルタの動作の様子を
示す図である。
た場合のデジタル・マッチト・フィルタの動作の様子を
示す図である。
【図5】 動作状態を異にした場合の相関出力を基準位
相からの相関ずれΔτに対して示した線図である。
相からの相関ずれΔτに対して示した線図である。
【図6】 離散化された受信信号をデジタル・マッチト
・フィルタに入力したときの出力例を示す図である。
・フィルタに入力したときの出力例を示す図である。
【図7】 デジタル・マッチト・フィルタの他の構成例
を示す図である。
を示す図である。
【図8】 拡散信号の相関特性を示す図である。
【図9】 相関ピーク検出回路に用いる相関特性の近似
関数の一例を示す図である。
関数の一例を示す図である。
【図10】 従来から使用されているデジタル・マッチ
ト・フィルタの構成を示すブロック図である。
ト・フィルタの構成を示すブロック図である。
【図11】 本出願人が先に提案した相関ピーク回路を
CDMA通信に使用した場合の実施例を示す図である。
CDMA通信に使用した場合の実施例を示す図である。
【図12】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第1の実施形態を示すブロック図である。
路の第1の実施形態を示すブロック図である。
【図13】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第2の実施形態を示すブロック図である。
路の第2の実施形態を示すブロック図である。
【図14】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第3の実施形態を示すブロック図である。
路の第3の実施形態を示すブロック図である。
【図15】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路において、サンプリングクロックの位相制御に極値を
取る時間を使用した例を示す図である。
路において、サンプリングクロックの位相制御に極値を
取る時間を使用した例を示す図である。
【図16】 相関ピーク検出回路に本発明による位相補
正を適用した場合の実施形態を示す図である。
正を適用した場合の実施形態を示す図である。
【図17】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第6の実施形態を示すブロック図である。
路の第6の実施形態を示すブロック図である。
【図18】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第7の実施形態を示すブロック図である。
路の第7の実施形態を示すブロック図である。
【図19】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第8の実施形態を示すブロック図である。
路の第8の実施形態を示すブロック図である。
【図20】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第9の実施形態を示すブロック図である。
路の第9の実施形態を示すブロック図である。
【図21】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第10の実施形態を示すブロック図である。
路の第10の実施形態を示すブロック図である。
【図22】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第11の実施形態を示すブロック図である。
路の第11の実施形態を示すブロック図である。
【図23】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第12の実施形態を示すブロック図である。
路の第12の実施形態を示すブロック図である。
【図24】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第13の実施形態を示すブロック図である。
路の第13の実施形態を示すブロック図である。
【図25】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第14の実施形態を示すブロック図である。
路の第14の実施形態を示すブロック図である。
【図26】 本出願人が先に提案した相関ピーク検出回
路の第15の実施形態を示すブロック図である。
路の第15の実施形態を示すブロック図である。
1…アンテナ、2…ミキサ、3…ローパスフィルタ、4
…局部発振器、5…デジタル・マッチト・フィルタ、6
…相関ピーク検出回路、7…パス推定回路、8…逆拡散
回路、9…復調回路、10…ある伝達特性をもつ機能ブ
ロック、11…A/Dコンバータ、12…デジタル・マ
ッチト・フィルタ、13…相関ピーク検出回路、20…
電圧制御クロック(VCO:電圧制御発振器)、31,
32…遅延回路、33…線形変換回路、34…ピーク算
出回路、40…相関ピーク時間の計算回路、50…数値
制御クロック(NCO:数値制御発振器)、51…しき
い値回路、60…距離計算回路、70…推定値計算回
路、100…差分化回路、110…DMF、120…近
似曲線を推定しその極値を求める回路、127,128
…正負判定回路、129…排他的論理和回路、130…
相関ピークの曲率を判定する回路、140…相関ピーク
の曲率の大きさを出力する回路、141…絶対値算出回
路、142…しきい値回路、601,602…論理否定
回路、603,604…論理積回路。
…局部発振器、5…デジタル・マッチト・フィルタ、6
…相関ピーク検出回路、7…パス推定回路、8…逆拡散
回路、9…復調回路、10…ある伝達特性をもつ機能ブ
ロック、11…A/Dコンバータ、12…デジタル・マ
ッチト・フィルタ、13…相関ピーク検出回路、20…
電圧制御クロック(VCO:電圧制御発振器)、31,
32…遅延回路、33…線形変換回路、34…ピーク算
出回路、40…相関ピーク時間の計算回路、50…数値
制御クロック(NCO:数値制御発振器)、51…しき
い値回路、60…距離計算回路、70…推定値計算回
路、100…差分化回路、110…DMF、120…近
似曲線を推定しその極値を求める回路、127,128
…正負判定回路、129…排他的論理和回路、130…
相関ピークの曲率を判定する回路、140…相関ピーク
の曲率の大きさを出力する回路、141…絶対値算出回
路、142…しきい値回路、601,602…論理否定
回路、603,604…論理積回路。
Claims (2)
- 【請求項1】 サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する相関ピーク検出回路にお
いて、相関信号の差分信号と、該相関信号の差分信号の
1タイミング遅れた信号との積またはそれらの符号同士
の排他的論理和を得る手段を有し、該手段によって得ら
れた結果から相関ピークの位置を検出することを特徴と
する相関ピーク検出回路。 - 【請求項2】 サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定する相関ピーク検出回路にお
いて、相関信号の差分信号および該相関信号の差分信号
の符号、および、1タイミング遅れた信号の符号から、
相関ピークの位置と、相関ピークの符号を検出すること
を特徴とした相関ピーク検出回路。
Priority Applications (2)
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