CN1123141C - 相关峰值检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及相关峰值检测电路，取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，根据从该数字匹配滤波器的输出信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似函数的极值推定相关峰值时间。根据相关信号的差分信号w_i与该相关信号的差分信号w_i的经一时间单位延时的信号w_i+1的积或w_i、w_i+1的符号之间的“异或”结果检测相关峰值位置。电路简单小型，能高精度地检测相关峰值。

Description

相关峰值检测电路

                         技术领域

本发明涉及可使用于通信(包括无线通信)、测距、定位系统等的谱扩散技术，更具体地说，  涉及谱扩散信号的相关峰值检测电路。

                         背景技术

先参照本申请人以前提出的特愿平10-257711号，说明本发明的先有技术。

图3表示以往使用的数字匹配滤波器(digital matched filter，以下简记为DMF)结构方框图，在图3中，201表示移位寄存器，202表示抽头系数乘法器，203表示所有已乘上抽头系数的信号总和电路，取PN信号(模拟噪声信号)相关场合，通常使用±1的抽头系数。

从图3可知，数字匹配滤波器由移位寄存器等时序逻辑电路构成，输入信号必须是经A/D变换器等被取样的离散信号。

这样，通过取样处理离散PN信号场合，其自相关特性具有与本来特性不同的值。图5是动作状态不同场合的相关输出图线，表示其相对标准位相发生位相偏差Δτ，其中，图5A表示本来的相关特性，图5B表示输入离散接收信号场合的相关特性，图5B是每一尖峰二次取样场合例。下面为了说明方便，例示全部采用每一尖峰二次取样。

图6表示这种离散化的接收信号输入匹配滤波器时的输出例。其中，图6A表示模拟电路的区配滤波器的输出例，每输入一周期PN信号，匹配滤波器输出与相关输出特性相同波形信号脉冲；图6B表示数字匹配滤波器的输出例，这时，虽然其包络线与模拟匹配滤波器输出相同，但是其输出值本身离散，这是由于数字匹配滤波器的移位寄存器与A/D变换器的取样时标同步离散地进行移位处理的缘故。

因此，使用数字匹配滤波器的相关输出理应不管取样时间如何通常能得到如图6B所示每一周期一个峰值和二个半峰值的信号。但是，实际上输入到数字匹配滤波器中的接收信号受到传送通道中带域限制的影响。

图4表示受到带域限制影响的接收信号输入时的数字匹配滤波器动作状态图，图4A表示从送信侧发送的PN信号，图5B的特性是该信号输入场合的相关特性。

但是，实际上在法律上对此有限制，或者因系统性能关系对带域宽有限制，因此，接收信号成为如图4B所示钝化波形。对该信号进行取样，得到图4C或图4D那样波形，它们被输入数字匹配滤波器。

图5C表示受到带域限制且被取样的PN信号的相关特性，这样，该相关特性与图5B所示PN信号理论特性不同。

因此，对于受到带域限制的受信PN信号的匹配滤波器的输出特性也与此相同，模拟匹配滤波器场合成为图6C所示。当然，数字匹配滤波器的输出特性成为图6D或图6E所示特性，它们的包络线具有图6C特性。

从该例可知，对受到带域限制的PN信号取样输入数字匹配滤波器场合，因取样时间不同，相关输出变化，并且通常输出脉冲，上述脉冲不局限于相关峰值。另外，在相关输出脉冲列中，还存在具有最大峰值的脉冲出现的时间也不同等问题。

因此，在仅使用数字匹配滤波器的通信系统中，检测相关峰值时，必须与相关输出的最差值一致，设定阈值，另外，也不能推定相关峰值出现时间等，成为传送特性劣化的主要原因。

谱扩散通信是将速度十分快的PN信号合于信息信号中的传送方式。在受信侧使用匹配滤波器或滑动相关器等可对用PN信号扩散的信号进行解调处理。

尤其是使用匹配滤波器场合，在匹配滤波器将与送信侧为扩散信息信号使用的PN信号相同码系列设定为匹配滤波器内的系数组。

这样，将接收信号输入匹配滤波器场合，从匹配滤波器的输出如图7A所示成为尖峰信号，在受信侧主要检测该尖峰信号的出现时间，检测接收信号的位相。

可是，图7A是理想场合，实际上因受到传送通道中带域限制的影响，接收信号波形发生钝化，相关特性成为图7B所示波形。

构成匹配滤波器场合，使用SAW元件等，有模拟方式和数字电路方式，数字式场合，可以集成化，比起模拟方式来，成本等方面有较大优点。

图8表示数字匹配滤波器的结构，在图8中，211是一时间单位的延时元件组，在数字电路中大多使用多位移位寄存器；212是相乘在输入信号中的系数组，系数h₁-h_m为1或-1；213是加法器，为取得全部输入信号总和的电路。

由于由数字电路构成，输入信号为每隔一定时间对接收信号取样的离散信号。另外，取样时根据输入信号的动态范围进行数量化。在此，以某时间为基准将第i个取样信号表示为x_i。

输入到数字匹配滤波器的信号由多位移位寄存器制作延时信号，各移位寄存器制作的延时信号成为：

{x_i-1，x_i-2，x_i-3，…，x_i-m}         (21)

在此，m是移位寄存器的数。

各多位移位寄存器的值分别与系数组相乘，在加法器取总和。所以，输出信号y_i成为：

[数式1] $y_i=\underset{j=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i{x}_{i-j}---\left(22\right)$

计算离散信号中的相关值。

因此，DMF输出是离散信号y_i，其输出特性如图7C或图7D所示为根据取样时间使图7B的相关特性离散化的信号列。在以往技术中，检测相关峰值时间场合，检测图7C或图7D所示最大值出现时间作为相关峰值。

使用这种以往DMF场合主要存在以下问题：

1.输入信号的动态范围大场合，各移位寄存器的数量化位数变多。另外，为了处理脉冲状信号，内部运算电路也需要位数大的装置。因而，电路大而复杂，还会引起运算速度低下等问题。

2.因温度变化、历时变化等可能引起输入信号偏移变化。

3.表示图7B的相关特性场合，由于取样时间关系，成为图7C或图7D那样不同的输出值，不能提高峰值检测时间的精度。

在特开平9-501032号公报公开的“代码分隔多路通道(code divisionmultiple access，以下简记为CDMA)受信机接收且译码通信信号的方法及装置”中，为了减少因CDMA多通道而引起的来自其它通道的干涉，使其具有数字匹配滤波均衡器的功能，抑制其它通道对相关输出的影响。可是，在该方法中，必须使数字匹配滤波器的各抽头系数从±1双值表示为若干位数的多值。因而，数字匹配滤波器内全部乘法器必须具有进行多值表示的输入信号乘多值表示的抽头系数的功能，这样，存在电路规模大的缺点。

本申请人为了解决上述以往技术所存在的问题，在特愿平10-275511号公报中公开了一种检测相关峰值电路，在使用数字匹配滤波器得到相关输出场合，能使电路规模不大，能精度良好地检测相关峰值。

在所述特愿平10-275511号申请案的权利要求1中，提出了检测相关峰值电路，通过通信媒体接收到的受信模拟噪音信号作为输入，离散地求得准备的数字双值模拟信号与输入的受信模拟噪音信号的相关值，从数字匹配滤波器输出该相关值，根据上述相关值检测受信模拟噪音信号的相关值的峰值；其特征在于，使用近似上述数字匹配滤波器输出特性的所定函数，通过将上述数字匹配滤波器的输出入值设为上述函数变量，决定该函数的参数，对根据该参数设定的输出特性函数求取极值，检测上述极值作为相关值的峰值。这样，用某函数近似通过通信媒体接收到的受带域限制被离散化的PN信号的本身相关特性，根据数字匹配滤波器的输出值决定该函数的参数，对该函数求取极值，推断相关峰值，不根据取样时间而能得到本来的相关峰值，能以简单电路提供传送特性良好的通信系统。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求2是根据权利要求1的发明，其特征在于，根据由上述输出特性函数的极值推断的相关值输出成为峰值的时间，检测上述数字匹配滤波器的动作时间和受信模拟噪音信号的位相差。这样，通过使用由近似曲线而得的相关峰值时间进行位相补正等，能提供传送特性更好的系统。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求3是根据上述权利要求2的发明，其特征在于，以整数值输出上述位相差。这样，当需要位相差以时标为单位时，通过以整数计算该差，能进一步简化位相差检测电路。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求4是根据上述权利要求1-3的发明，其特征在于，使用二次函数作为近似上述输出特性的所定函数，根据上述数字匹配滤波器的三组或多于三组的输出入值决定该二次函数的参数。这样，通过使用二次多项式作为近似上述输出特性的函数，用简单的硬件能检测相关峰值，能使电路高速动作，能提供低成本、易小型化的系统。另外，通过使用二次多项式作为近似上述输出特性的函数，用简单的硬件能计算相关峰值的出现时间，能提供传送特性更好、传送速度高、低成本、小型化的系统。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求5是根据上述权利要求4的发明，其特征在于，根据上述二次函数中的二次项系数值检测相关峰值。这样，不计算相关峰值，根据近似式的参数值，检测有无相关峰值或其正负，能提供避免相关输出的偏移变化或因取样时间而引起的误检测相关峰值、且电路结构简单的系统。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求6是根据上述权利要求5的发明，其特征在于，当检测相关峰值时，将以前所得的检测相关峰值时的二次项系数作为基准，进行检测相关峰值的处理。这样，将以前所得的相关峰值中的参数值作为基准，设定阈值，对于因传送通道变化等引起的相关峰值的变化，设定适当的阈值，能提供传送特性更好的系统。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求7是将取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，根据数字匹配滤波器的输出信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似的函数的极值，推断相关峰值时间。这样，通过将取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，输入信号x_i的动态区域变小。进而，由于DMF的输出信号中不出现峰值，所以在DMF内部运算中动态区域也变小。因此，根据本发明，能减少DMF内部的移位寄存器的数量化位数及运算位宽度，能实现电路小型化、电力低消耗，且由于运算电路简单，可提高运算速度。

另外，通过差分输入信号，输入DMF的偏移部分抵消，这样，抑制了因偏移变化所引起的DMF特性劣化，能提高受信特性。

由于使用近似函数检测相关特性的峰值位置，与以往用相关输出最大值检测相关峰值位置方法相比，能更正确地推断峰值时间，提高受信特性。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求8是根据上述权利要求7的发明，其特征在于，在近似函数的极值点，判断其曲率正负，检测相关峰值的正负。这样，当扩散码被调制等时，不仅相关峰值的输出时间，而且需要相关峰值是处于正方向还是负方向的信息场合，通过根据近似函数曲率判定相关峰值的正负，在数据解调等时能使用DMF输出。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求9是根据上述权利要求7的发明，其特征在于，在近似函数的极值点，判断其曲率绝对值，判定相关峰值的输出。这样，在检测相关峰值时，通过将更近似函数的曲率作为判定条件导入，能进一步提高相关峰值的检测精度。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求10是根据上述权利要求7的发明，其特征在于，在近似函数中使用二次多项式。这样，通过在近似相关特性函数中使用二次多项式，能使检测近似函数极值的电路本身结构简单化，实现电路小型化，降低电力消耗。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求11是根据上述权利要求10的发明，其特征在于，当二次多项式的二次项系数设为a，一次项系数设为b时，通过求取(a-b)的计算结果的符号与(a+b)的计算结果的符号的积或“按位加”运算，检测相关峰值位置。这样，通过使用以一时间单位精度检测相关峰值的电路，能使电路简单化，进一步实现电路小型化，降低电力消耗。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求12是根据上述权利要求10的发明，其特征在于，根据二次多项式的二次项系数a，检测相关峰值输出值的正负。这样，通过对近似函数使用二次式求取近似函数曲率，能以简单结构求得相关峰值的正负，能进一步使数据解调电路简单，降低电力消耗。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求13是根据上述权利要求10的发明，其特征在于，仅当二次多项式的二次项系数a的绝缘值超过某一定阈值场合，检测相关峰值位置。这样，通过对近似函数使用二次式，能简单地根据近似函数曲率大小检测相关峰值，提高相关峰值的检测精度。

所述特愿平10-275511号申请案的权利要求14是将取样信号输入数字匹配滤波器，对该数字匹配滤波器的输出进行差分，根据差分信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似的函数的极值，推断相关峰值时间。这样，通过对以往的DMF输出使用本发明的近似函数的推断方法，能使相关峰值检测电路简单。

图11是用于说明在CDMA通信中使用本申请人特愿平10-275511号发明场合的实施例的图，在图11中，1是天线，2是混频器，3是低频滤波器(low pass filter，简记为LPF)，4是局部振荡器，5是数字匹配滤波器，6是相关峰值检测电路，7是通道推定电路，8是逆扩散电路，9是解调电路。天线1接收到的接收信号在混频器2与局部振荡器4产生的振荡信号混合，通过低频滤波器3成为基本频带信号。处于基本频带信号的接收信号输入数字匹配滤波器5和逆扩散电路8。在数字匹配滤波器5，计算该接收信号和扩散信号的相关值。通过相关峰值检测电路6检测该相关值的峰值点能得到扩散信号的接收时间。通过通道推定电路从由相关峰值检测电路6输出的若干相关峰值点侯补之中选择可靠相关峰值作为接收时间。在逆扩散电路8，与该接收时间一致产生逆扩散信号(复制信号)，通过将其混合到接收信号中，能进行逆扩散。另外，扩散信号周期与数据信号的时间一致场合，将接收时间输入解调电路9，能与接收时间一致进行解调。这样，检测相关峰值在CDMA通信中很重要，通过使用下面说明的相关峰值检测电路能简单地实现。

实施例1

图12是相关峰值检测电路第1实施例的方框图，图12中，10是具有某种传递特性功能方框，表示用于发送系统带域限制的带通滤波器或接收系统的传送通道特性，11是A/D变换器，12是数字匹配滤波器，13是相关峰值检测电路，其局部具有根据数字匹配滤波器输出计算近似函数参数的功能。

下面说明动作。如前所述，送信机产生的PN信号(图4A)因送信侧的带域限制或受信侧的解调特性影响，其高频成分被削除(图4B)。该信号输入受信机内的A/D变换器11，变换成离散信号(图4C，图4D)，该离散信号输入数字匹配滤波器12。受带域限制且被离散的PN信号的自相关特性如图5C所示。

另一方面，数字匹配滤波器通常与A/D变换器的取样时标同步动作，所以，其输出也按取样时标输出。因此，上述PN信号输入数字匹配滤波器场合，如图6D和图6E所示，成为包络线具有上述自相关特性的离散信号。该信号输入图12的相关峰值检测电路13。

在该相关峰值检测电路13中，假定近似图5C相关特性的某函数。在此使用的函数如图9所示，可以是局部连续上凸或下凸函数(不是单调增加或单调减少函数)。通过这样的近似函数，近似相关输出峰值附近。作为这种函数，可以例举n次多项式，高斯函数，余弦函数等，可分别用下面数式表示：

[数式2]

f(t)＝a_ntⁿ+a_n-1t^n-1+……+a₁t+a₀          (1)n次多项式 $f\left(t\right)=A{e}^{-k{(t-c)}^2}$                                                     (2)高斯函数

f(t)＝Acos bt                                   (3)余弦函数

在相关峰值检测电路13中，这些函数的参数，例如上式场合，n次多项式中的a_n、a_n-1……a₁、a₀，高斯函数中的A、k、c，余弦函数中的A、b由输入信号进行推断。

这些函数的参数可由在某时间t_k从数字匹配滤波器输入的输入信号yk建立联立方程式。例如，图9场合，成为下式：

[数式3]

y1＝f(t_n)                          (4)

y2＝f(t_n-1)                         (5)

y3＝f(t_n+1)                         (6)

可以解上述联立方程式求取参数。

如上所述，根据输入信号单一设定近似曲线，通过求取该近似曲线的极值检测相关峰值。例如，通过对近似曲线进行微分，取微分式为0，解该式可知极值时间t_max，再将该时间t_max输入近似式可求得极值y_max。相关峰值检测电路13为具有计算各参数机能以及从参数求得极值y_max机能的电路。

实施例2

另外，上述极值时间t_max表示PN信号和取样时标的位相差。因此，通过使用极值时间t_max可以推断取样时标的位相补正或此后相关脉冲的出现时间。

图13表示在相关峰值检测电路中根据极值时间t_max进行取样时标的位相补正场合的实施例。在图13中，与图12起相同作用的方框标以相同号码。其中，20是电压控制方框(电压控制振荡器)，产生A/D变换器和数字匹配滤波器的取样时标。

通过对近似曲线f进行微分，取微分式为0，解该式求得极值时间t_max，这与上述相同。即可通过下式求得时间t_max：

[数式4]

df(t_max)/dt＝0                      (7)

根据所得时间t_max能检测取样时标的时间幅度以下的位相差。因此，根据在此所得时间t_max通过控制电压控制方框20的振荡频率，使取样时标与相关峰值一致。

这里假定的近似函数近似相关峰值附近，所以，根据离开相关峰值较多时间t_n推断参数时，会产生误差。因此，进行取样信号的位相补正，由于得到相关峰值附近的值，可以提高近似曲线精度，使传送特性得到提高。

作为预先根据从数字匹配滤波器得到的相关脉冲输出推断此后相关脉冲出现时间以提高传送特性的著名方法有时间窗检波方式。该方式利用每输入PN信号一周期出现来自数字匹配滤波器的相关峰值，根据相关峰值出现时间加上一周期份时间，预测此后相关峰值时间，仅在上述时间前后的小范围内检测相关峰值。这时，若能高精度地检测上述相关峰值出现时间，能缩小时间窗检波方式中的时间范围，结果，能提高传送特性。

实施例3

在此，通过对近似函数使用二次多项式，能使结构更简单。图14表示第3实施例，在图14中，与图12起相同作用的方框标以相同号码。其中，用虚线围住部分是图12中的相关峰值检测电路13，在该例中，由延时电路31、32、线性变换电路33、峰值计算电路34构成。

下面说明图14所示电路动作。用二次多项式近似场合，函数f(t)可用下式表示：

f(t)＝at²+bt+c                       (8)

从数字匹配滤波器输入信号设为(t_n，y1)、(t_n-1，y2)、(t_n+1，y3)，根据上述(8)式，二次多项式中的参数a、b、c应满足下面三式：

[数式5]

y1＝at_n ²+bt_n+c                       (9)

y2＝a(t_n-1)²+bt_n-1+c                 (10)

y3＝a(t_n+1)²+bt_n+1+c                 (11)

时间轴可以任意设定，设t_n＝0，于是，t_n-1是比t_n前一个时标的输入信号，t_n+1是比t_n后一个时标的输入信号，一时标份的时间若设为1，则上述(9)-(11)式成为：

[数式6]

y1＝c                            (12)

y2＝a(-1)²+b(-1)+c              (13)

y3＝a(+1)²+b(+1)+c              (14)

结果，成为三元联立方程式，由此，可得：

[数式7] $\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{ccc}-2& 1& 1\\ 0& -1& 1\\ 2& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}y1\\ y2\\ y3\end{array}\right]---\left(15\right)$

这样可得a、b、c。这时，1/2是常数，可以不管它。于是，参数a、b、c可对y1、y2、y3进行二倍乘法及加减求得。

在数字电路中，二倍乘法可通过1位移位实现，结果，参数a、b、c可通过移位处理及加减电路简单地实现。

在图14中，通过一时标份的延时电路31、32形成y1、y2、y3，再由线性变换电路33进行上述运算，求得二次式的参数a、b、c。

接着，可以通过如下方法求取极值。先对(8)式变形，得到下式：

[数式8] $f\left(t\right)=a{(t+\frac{b}{2a})}^2-\frac{b^2}{4a}+c---\left(16\right)$

根据上述，将参数a、b代入极值时间-b/2a就可知道取得相关峰值时间，将参数a、b、c代入极值c-(b²/4a)，就可知道相关峰值。

具体地说，如图14所示，通过峰值计算电路34计算极值c-(b²/4a)，输出其结果。

实施例4

通过极值时间-b/2a可知道接收信号和取样时标的位相差。由于设t_n＝0，于是，-b/2a表示离开该t_n的时间。

图15表示相关峰值检测电路中在取样时标位相控制时使用极值时间的例子。

在图15中，与图14起相同作用的构成部分标以相同号码。其中，40是相关峰值时间的计算电路，是表示上述计算过程的计算-b/2a的电路。

如前所述，将参数a、b代入-b/2a就可得到t_n＝0时的相关峰值时间，通过将其作为驱动A/D变换器和数字匹配滤波器的电压控制时标(电压控制振荡器)的控制信号反馈，可进行位相补正。

实施例5

PN信号和取样时标的位相差大多以一时标为单位足够，这种场合可使电路更简单。

图16表示相关峰值检测电路中进行位相补正的实施例。在图16中，与图15起相同作用的构成部分标以相同号码。其中，50是数值控制时标(数值控制振荡器)，是输入数值信号作为控制信号的振荡时标；51是阈值电路，输出检测到的位相差的整数部分。

下面说明动作。

相关峰值时间的计算电路40进行-b/2a操作。因此，所得值包含小数部分，用阈值电路51抽取该信号的整数部分，反馈到数值控制时标，进行位相补正。

在此，所示例子分为相关峰值时间的计算电路40和阈值电路5 1检测位相差，但也可以合为一体，采用更简易电路。超过一时标的位相差场合就输出，因此，下式成立时输出：

|-b/2a|＞1                  (17)

对上式变形，成为：

|b＞|2a|                    (18)

满足上式时可有超过一时标的位相差。其正负可根据a、b符号得知，若双方符号相同为负，符号相异为正。

实施例6

在实际通信系统中，需要知道相关峰值本身的场合很少，大多只要知道有无相关峰值或相关峰值正负就足够了。这种场合，电路更简单，成为能适应各种变化的系统。

图17表示第6实施例。在图17中，与图14起相同作用的构成部分标以相同号码。其中，60是计算参数a和a的标准值a₀数之间距离的电路。

为了知道有无相关峰值或相关峰值正负，即使不计算相关峰值本身，也能根据参数值进行判断。判断有无相关峰值时，测定有相关峰值场合的参数推定值和实际计算而得的参数的距离，若该距离在一定范围内，则可判断有峰值。判断相关峰值正负时也同样。

二次式近似场合，在由a、b、c所构成的三元参数空间中，也可通过与标准值a₀、b₀、c₀比较判断有无相关峰值。例如，设评价函数为g(a，b，c)，可以计算下式：

g(a，b，c)＝(a-a₀)²+(b-b₀)²+(c-c₀)²    (19)

但是，这种场合，电路复杂，对于信号变化弱。例如，输入信号的偏移变化、取样时间变化等影响参数值。因此，需要选择对于信号变化变动小的参数，使得评价函数变动小。图17是选择变化小的参数例。

在上述(8)式中，c是偏移变化部分原封不动出现的项；另外，从上述(16)式可知，b是体现取样时间变动的项。因而，a作为参数最合适。a决定二次式曲率，无相关峰值场合，取大致为0值，正的相关峰值场合取负值，负的相关峰值场合取正值。

因此，通过测定标准值a₀与计算值a的距离能检测相关峰值，这时，评价函数g(a)成为下式：

g(a)＝(a-a₀)             (20)

由于仅需计算a与a₀的差值，再取绝对值，所以，用电路很容易实现。

实施例7

参数a还会受传送通道的传送特性变化影响而发生变化。为此，可通过使参数推定值(在实施例6中固定)作适当变化提高传送特性。

图18表示第7实施例。在图18中，与图17起相同作用的构成部分标以相同号码。其中，70是计算参数推定值的电路。

下面说明动作。二次式的参数a决定相关峰值处曲率，即使传送通道变化也不会急剧变化，只会发生某种程度的缓慢变化。因而，预测现在所得相关峰值处的a与过去所得相关峰值处的a_n是非常接近的值，所以，通过比较上述两值，能正确判定有无相关峰值，根据该结果推定参数值输出，提高传送特性。

用于推定参数的电路70既可以是单纯输出上次得到的相关峰值处的参数a的电路，也可以是输出过去几次平均值或中间值的电路。

实施例8

在图19中，100是将输入信号差分化的电路，110是数字匹配滤波器DMF，120是推定近似函数、求取其极值的电路。

下面说明动作。来自A/D变换器等的已离散化的接收信号x_i通过差分电路100，计算其与1时间单位前的接收信号x_i-1的差输出，该差分信号zi可用z_i＝x_i-x_i-1表示。上述信号输入DMF场合，其输出信号w_i成为下式：

[数式9] $w_i=\underset{j=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_j{z}_{i+j}=\underset{j=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_j(x_{i+j}-x_{i+j-1})---\left(23\right)$ $=\underset{j=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_j{x}_{i+j}-\underset{j=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{h}_j{x}_{i+j-1}=y_i-y_{i-1}$

即，由于DMF仅由线性运算元件构成，在输入输出上保持线性。因此，输入信号为差分信号场合，DFM输出能得到本来相关输出信号的差y_i-y_i-1。

接着，差分信号w_i输入推定近似曲线求取极值的电路120。在此，为简便起见，对于为推定近似函数的参数需要三点座标的场合进行说明。

在实施例1-7中，近似相关峰值部分时，使用输出相关值y_i时的时间t_i的1时间单位前t_i-1时的相关值y_i-1，以及时间t_i的1时间单位后t_i+1时的相关值y_i+4，成为求取通过(t_i-1，y_i-1)、(t_i，y_i)、(t_i+1，y_i+1)三点的近似函数。作为近似函数，可以例举n次多项式，高斯函数，余弦函数等，可分别用下面数式表示：

[数式10]

y(t)＝a_ntⁿ+a_n-1t^n-1+……+a₁t+a₀             (24)n次多项式 $y\left(t\right)=A{e}^{-k{(1-c)}^2}$                                                        (25)高斯函数

y(t)＝A cos bt                                     (26)余弦函数

分别用上述三点(t_i-1，y_i-1)、(t_i，y_i)、(t_i+1，y_i-1)代入上述式中，建立三元联立方程式，能推定各参数。

在下面实施例中，对上述近似函数y(t)，使用下式作为近似函数：

y′(t)＝y(t)-y_i                                   (27)

这仅仅将函数y(t)往下移位，近似函数表示的峰值时间没有变化。另外，时间原点置于哪里都可，设其为t_i，将时间单位设为取样间隔，于是，t_i-1＝-1，t_i+1＝1。这样，上述三点座标移动到下式表示的三点：

[数式10]

(t_i-1，y_i-1-y_i)＝(-1，-w_i)

(t_i，y_i-y_i)＝(0，0)

(t_i+1，y_i+1-y_i)＝(1，w_i+1)                      (28)

其关系表示在图10中，通过这种变换，用以(t_i，y_i)为原点的近似函数近似相关特性。这样，对于求取近似函数y′(t)参数需要数值为w_i和w_i+1。结果，仅根据输入信号的差分信号就可以决定近似函数y′(t)。通过求取y′(t)的极值能得到相关峰值时间，求取极值时，对近似函数微分，取其微分式为0，即解下式：

[数式10] $\frac{{\mathrm{dy}}^{\′}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=0---\left(29\right)$

通过将参数代入上式能得到极值。在推定近似曲线求取极值的电路120中，根据上述原理实行以下二个动作，检测相关峰值：

1.根据输入信号w_i，推定近似函数的参数。

2.将所得参数代入由上述(29)式导出的检测相关峰值式。

在此，对为了求取近似函数参数需要三点座标场合作了说明，即使需要四点或四点以上座标也可从差分信号得出，例如，若使用y_i+2-y_i的值，可从w_i+2-w_i+1得到，这样，需要四点或四点以上座标场合也能对应。

实施例9

在图20中，130是判断相关峰值曲率的电路，其它与图19起相同作用的构成部分标以相同号码。

下面说明动作。为了检测相关峰值正负，预先准备近似函数的二次导函数，将实施例8求得的相关峰值时间和参数代入该导函数式，可知相关峰值曲率。所求得曲率若为正，近似函数在相关峰值附近呈下凸，可知相关峰值为负，相反，所求得曲率若为负，近似函数在相关峰值附近呈上凸，可知相关峰值为正。

实施例10

在图21中，140是输出相关峰值曲率大小的电路，其它与图19起相同作用的构成部分标以相同号码。

相关峰值输出本身具有尖脉冲状特性。因此，当DMF输出相关峰值信号时，与其它相关信号输出相比，具有发生很大变化的特征。近似函数本身也在相关峰值附近曲率出现很大变化。因此，通过求取近似函数的二次导函数的相关峰值点的值能判断相关峰值输出。

实施例11

用硬件实现上述发明场合，当使用二次多项式作为近似函数时，能大幅度使电路简单化。用于近似函数的二次多项式表示如下：

[数式13]

y(t)＝at²+bt+c                   (30)

由于该二次多项式通过(28)式的三个座标，所以，可得：

[数式14]

-w_i＝a(-1)²+b(-1)+c

0＝c

w_i+1＝a(1)²+b(1)+c               (31)解上式可得下式(32)： $a=\frac{1}{2}(w_{i+1}-w_i)$ $b=\frac{1}{2}(w_{i+1}+w_i)$ $c=0---\left(32\right)$

哪个参数都可简单求得。

图22表示上述实施例11的构成例，在图22中，虚线120围住部分是图19中推定近似函数求取极值的电路120，121是一时间份的延时元件，122是减法电路，123是加法电路，124是将多位表示信号移位到一位MSB侧的电路，125是除法电路。

下面说明动作。在延时元件121保留w_i直到一时间单位后，等待来自DMF的此后的信号w_i+1。通过减法电路122计算上述两信号的差，即、w_i+1-w_i，这样可求得a值；通过加法电路123计算上述两信号的w_i+1+w_i，这样可求得b值。极值可通过-b/2a求得。因此，通过移位电路124将a值移位到1位，得出2a值，再在除法电路125进行除法运算，可得极值时间。

实施例12

实际判断相关峰值位置场合，大多只要判定其时间t_i是否最接近峰值就足够了。这种场合，实施例11需要的除法电路就可以不要，电路变得更简单。

图23表示第12实施例。在23中，122′是减法电路，123′是加法电路，127和128是判断信号正负的电路，129是“异或”电路。其它与图22起相同作用的构成部分标以相同号码。

下面说明动作。为了判定时间t_i是否最接近相关峰值点，可确定时间t_i是否进入峰值点的±1/2时间单位以内。现在将时间t_i置于近似函数原点，所以，可确定在±1/2时间单位以内是否有相关峰值，即，若满足下式就可：

[数式15] $-\frac{1}{2}<-\frac{b}{2a}<\frac{1}{2}---\left(33\right)$

通过解上述不等式，得到下式：

(b-a)(a+b)＜0                          (34)

因此，通过减法电路122′计算(b-a)，通过加法电路123′计算(a+b)，这里所需要的仅仅是上述计算结果的符号，于是，在判断正负电路127和128检测各自符号，在“异或”电路129进行1位乘法，可评价(34)式。这样能检测相关峰值。

在此，对于在±1/2时间单位以内有相关峰值点的场合作了说明，但是，对需要改变时间幅度、例如处于±1/4时间单位以内进行判定场合，可通过对a或b乘以常数之后输入减法电路122′、加法电路123′进行判定。

实施例13

图24表示第13实施例。在图24中，130是图20中用于判定相关峰值曲率的电路，在此，是判断二次函数的二次项系数a的符号的电路。其它与图22起相同作用的构成部分标以相同号码。

近似函数使用二次多项式场合，二次多项式的二次微分值为2a，因此，不需要相关峰值时间，只需要知道a值正负就能检测相关峰值正负。

实施例14

图25表示根据二次多项式中系数a的大小判定相关峰值场合的实施例，在图25中，140是图21中输出相关峰值曲率大小的电路，在本实施例中，其由绝对值电路141和阈值判定电路142构成。其它与图22起相同作用的构成部分标以相同号码。

下面说明动作。通过绝对值电路141取表示曲率的a值大小，接着，通过阈值判定电路142仅在超越阈值ath场合识别相关峰值位于该时间附近状态。这时，没有必要同时进行曲率判定和相关峰值位置判定，例如，通常，在判定a值大小中，仅在其检测相关峰值场合启动检测相关峰值位置的电路，降低电路电力消耗。

实施例15

以往，象从DMF输出得到载波位相场合等，需要从DMF输出的相关峰值本身。这种场合也能适用上述相关峰值检测方法本身。

图26表示其构成例，在图26中，与图19起相同作用的构成部分标以相同号码。这时，在差分电路100对来自DMF 110的输出信号取得y_i-y_i-1的差分信号，通过将其输入用于求取近似函数的电路120，也能得到同样效果。

                         发明内容

本发明就是鉴于上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，改进上述本申请人提出的相关峰值检测电路，使电路小型化，降低电力消耗。

为了实现上述目的，本发明提出一种相关峰值检测电路，取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，根据从该数字匹配滤波器的输出信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似函数的极值推定相关峰值时间；其特征在于，所述相关峰值检测电路设有一个装置，该装置用于求取相关信号的差分信号与所述差分信号的经一时间单位延时的信号的乘积，或求取所述差分信号的符号与所述经延时的信号的符号的“异或”值，根据由该装置所得结果检测相关峰值位置。这样，用二次多项式近似相关峰值，以简单方法计算极值出现时间，能简化电路，使电路小型化，降低消耗电力。

为了实现上述目的，本发明提出另一种相关峰值检测电路，取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，根据从该数字匹配滤波器的输出信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似函数的极值推定相关峰值时间；其特征在于，根据相关信号的差分信号w_i、该相关信号的差分信号w_i的符号、以及该相关信号的差分信号的经一时间单位延时的信号w_i+1的符号检测相关峰值位置和相关峰值符号。这样，从计算相关峰值检测电路的极值条件的电路引出判定相关峰值正负的信号，集中概括相关峰值时间的检测电路和相关峰值正负判定电路，能进一步实现电路小型化，降低消耗电力。

下面说明本发明的效果

按照本发明的相关峰值检测电路，设有求取相关信号的差分信号和该相关信号的差分信号的经一时间单位延时的信号的积或它们符号之间的“按位加”的装置，根据由该装置所得结果检测相关峰值位置。这样，用二次多项式近似相关峰值，以简单方法计算极值出现时间，能简化电路，使电路小型化，降低消耗电力。

按照本发明的相关峰值检测电路，根据相关信号的差分信号w_i、该相关信号的差分信号w_i的符号、以及经一时间单位延时的信号w_i+1符号检测相关峰值位置和相关峰值符号。这样，从计算相关峰值检测电路的极值条件的电路引出判定相关峰值正负的信号，集中概括相关峰值时间的检测电路和相关峰值正负判定电路。能进一步实现电路小型化，降低消耗电力。

                         附图说明

附图简要说明如下：

图1是用于说明本发明的相关峰值检测电路一实施例的主要部分构成图；

图2是用于说明本发明的相关峰值检测电路另一实施例的主要部分构成图；

图3是表示以往使用的数字匹配滤波器构成方框图；

图4是表示受到带域限制影响的接收信号输入场合的数字匹配滤波器动作状态图；

图5是动作状态不同场合下的相关输出从标准位相发生相关偏移Δτ的图；

图6是表示已离散化的接收信号输入数字匹配滤波器场合的输出例的图；

图7表示数字匹配滤波器的另一种构成例；

图8表示扩散信号的相关特性；

图9表示用于相关峰值检测电路的相关特性近似函数一例；

图10是以往使用的数字匹配滤波器构成方框图；

图11表示本申请人以前提出的在CDMA通信中使用相关峰值电路场合的实施例；

图12表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第1实施例的方框图；

图13表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第2实施例的方框图；

图14表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第3实施例的方框图；

图15表示在本申请人以前提出的相关峰值检测电路中在取样时标的位相控制时使用极值时间的例子；

图16表示在相关峰值检测电路中使用本发明位相补正场合的实施例；

图17表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第6实施例的方框图；

图18表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第7实施例的方框图；

图19表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第8实施例的方框图；

图20表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第9实施例的方框图；

图21表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第10实施例的方框图；

图22表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第11实施例的方框图；

图23表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第12实施例的方框图；

图24表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第13实施例的方框图；

图25表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第14实施例的方框图；

图26表示本申请人以前提出的相关峰值检测电路的第15实施例的方框图。

                   具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明实施例。

图1是用于说明本发明的相关峰值检测电路一实施例的主要部分构成图，在图1中，120是推断近似函数求其极值的电路，121是一时间单位份的延时元件，122是减法电路，127、128是判定正负的电路，129是“异或”电路，141是取信号绝对值的电路，142是阈值判定电路。其它与图22、图23起相同作用的构成部分标以相同号码。

下面说明动作。

如上述第12实施例所述，为了判定时间t_i是否最接近相关峰值点，可确定时间t_i是否进入峰值点的±1/2时间单位以内。用(30)式表示作为近似式使用的二次式场合，其条件用(34)式表示。

另一方面，用二次式近似相关峰值场合，如上述第11实施例所述，由时间t_i的相关信号的差分信号w_i和时间t_i+1的相关信号的差分信号w_i+1可以表示为(32)式。将(32)式代入(34)式，可得下式：

w_iw_i+1＜0                          (35)

如上所述，通过图1所示的延时元件121，得到差分信号w_i的延时一时间单位份的差分信号w_i+1，分别用符号判定电路127、128抽取差分信号w_i和w_i+1的符号，在“异或”电路129计算“异或”逻辑运算结果，可确定时间t_i是否位于峰值点的±1/2时间单位以内。但是，仅以该条件有时不仅检测到相关峰值，还会检测出噪音等引起的其它峰值。这时，如上述本申请人提出的特愿平10-275511号公报的权利要求13中所述，可以用二次多项式的二次项系数a检测相关峰值。可通过在减法电路122从差分信号w_i+1减去w_i计算a值，在绝对值电路141取a值绝对值，在阈值判定电路142进行判定，可推定相关峰值范围。

图2是用于说明本发明的相关峰值检测电路另一实施例的主要部分构成图，在图2中，601、602是“非”电路，603、604是“与”电路。其它与图1起相同作用的构成部分标以相同号码。

下面说明动作。

在时间t_i，相关峰值处于±1/2范围场合，满足(35)式。这时，为了使该不等式成立，必须满足：

w_i＜0    w_i+1＞0    (36)或

w_i＞0    w_i+1＜0    (37)

这种场合，例如，若将(36)式条件代入(32)式，a为正。即，若检测到(36)式条件，即使不计算a值，也可推定相关峰值曲率a为正。同理，若检测到(37)式条件成立，则可推定相关峰值曲率a为负。

图2是实现上述关系的电路例，由判定正负的电路127、128判定w_i、w_i+1是否为正，在“非”电路601、602对该判定结果取“非”，判定w_i、w_i+1是否为负。根据该判定信号通过在“与”电路603判定w_i＜0且w_i+1＞0，能检测出曲率a为正，通过在“与”电路604判定w_i＞0且w_i+1＜0，能检测出曲率a为负。因此，能检测相关峰值时间，判定此时的相关峰值正负。

Claims (2)

1.一种相关峰值检测电路，取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，根据从该数字匹配滤波器的输出信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似函数的极值推定相关峰值时间；其特征在于，所述相关峰值检测电路设有一个装置，该装置用于求取相关信号的差分信号与所述差分信号的经一时间单位延时的信号的乘积，或求取所述差分信号的符号与所述经延时的信号的符号的“异或”值，根据由该装置所得结果检测相关峰值位置。

2.一种相关峰值检测电路，取样信号的差分信号输入数字匹配滤波器，根据从该数字匹配滤波器的输出信号决定近似相关峰值的函数，通过检测该近似函数的极值推定相关峰值时间；其特征在于，根据相关信号的差分信号、该相关信号的差分信号的符号、以及该相关信号的差分信号的经一时间单位延时的信号的符号检测相关峰值位置和相关峰值符号。

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