CN1198404C - 无线基站装置 - Google Patents

Abstract

象限校正电路(2051)对解扩信号进行象限校正。码元间平均电路(2052)在进行延迟检波期间将同相加法结果进行平均。延迟检波电路(2053)使用平均过的同相加法结果来进行延迟检波。指针间平均电路(2057)对指针间平均过的延迟检波输出进行平均。归一化电路(2058)对指针间平均过的延迟检波输出进行归一化。乘法器(2060)将来自延迟检波电路(2053)的延迟检波输出和归一化后的延迟检波输出的复数共轭相乘。绝对值计算电路(2055)对频率偏差校正后的延迟检波输出进行绝对值计算。指针间平均电路(2059)对指针间平均过的延迟检波输出进行平均。

Description

无线基站装置

                     技术领域

本发明涉及数字无线通信系统、特别是在CDMA(Code Division MultipleAccess；码分多址)方式中使用的相位旋转检测装置以及包括该相位旋转检测装置的无线基站装置。

                    背景技术

在无线通信中，基站和通信终端具有独立的时钟。一般来说，相对于基站具有的高精度(0.1ppm以下)的振荡器来说，从成本、大小、消耗功率的观点来看，通信终端具有精度为几ppm左右的振荡器。

例如，在通信终端中，在载波频率为2GHz的情况下，会产生2kHz(精度1ppm时)以上的频率偏差，因而难以接收。因此，通信终端通常具有根据下行线路的接收信号来控制时钟频率偏差的功能、即AFC(AutomaticFrequency Control；自动频率控制)。

在数字无线通信系统的W-CDMA(Wideband-Code Division MultipleAccess；宽带码分多址)的情况下，根据3GPP(3rd Generation PartnershipProject)规定，要求在0.1ppm(在2GHz的载波频率中相当于200Hz)以下。

但是，即使是满足这样的规定的状态，在基站的上行线路信号的接收中，因通信终端的频率偏差(因校正通信终端的时钟频率偏差的AFC的校正误差(AFC残差)等产生的接收信号的频率偏差、例如频率偏差200Hz时，在1时隙间为48度左右)及衰落变动造成的最大多普勒频率(fD)(例如240Hz(相当于时速120km/h左右)时，在1时隙间57.6度左右的相位旋转)产生的相位旋转，而使信道估计极大地恶化，其结果，使接收特性极大地恶化。

特别是在以提高信道估计精度为目的，对多个时隙的导频码元进行加权并平均的方法(WMSA：Weighted Multi-Symbol Averaging)中，求信道估计的平均时间越长，其影响越大。因此，以往考虑通过fD来控制平均长度(时隙长度及其加权系数)。例如，随着频率偏差或衰落变动产生的相位旋转增大，进行缩短平均时间(减少进行平均前后的时隙数目)的控制，以便不受到其影响。

以往，作为用于信道估计的检测相位旋转的方法，披露于“DC-CDMA接收机中的频率偏差校正方式”((日本)1999年信学纵大B5-123(三菱电机：永易等人)。该方法是进行时隙间的信道估计值的延迟检波，计算相位旋转角度，使用IIR(Infinite Impulse Response；无限冲击响应)滤波器，通过将算出的相位旋转角度进行平均，仅进行频率偏差检测的方法。

由于该方法在相位旋转角度的计算中使用反正切函数(tan^-1)，所以运算量大，对硬件规模的影响大。

而且，该方法在相位旋转检测中仅着眼于相位旋转角度，在相位旋转检测中使用平均相位旋转角度。这种情况下，未考虑各种检测的相位旋转角度的可靠性。具体地说，在该方法中，使用将相位旋转角度简单地进行平均所得的值来进行相位旋转检测，未考虑m时隙的信道估计值(估计传输特性)的可靠性，即该时隙的接收信号电平或依赖于它的延迟检波输出的大小。

一般来说，如果期望波信号电平低(SIR(Signal to Interference Ratio)低)，那么接收信号因噪声而受到大的影响，所以信道估计值的可靠性低。此外，延迟检波输出的大小取决于复数共轭运算前后的时隙的信道估计值的大小。于是，在该方法中，尽管依赖于延迟检波输出的大小，但完全未考虑延迟检波输出中的检测角度的可靠性。如果在这样的状态下进行相位旋转检测，那么相位旋转检测的精度下降，信道估计精度下降。

而且，延迟检波中使用的信道估计值的间隔按1时隙来固定。

作为用于信道估计的检测相位旋转的另一方法，披露于“使用导频码元的多普勒频率检测”((日本)2000年信学纵大B5-123(DoCoMo：安藤等人)。该方法是通过将每个时隙的信道估计值进行归一化后进行内积运算并进行平均，来检测最大多普勒频率的方法。

在该方法中，在相位旋转检测中仅考虑最大多普勒频率，而未考虑频率偏差的影响。与上述现有技术同样，由于对各信道估计值进行归一化并进行内积，所以未考虑信道估计值的可靠性。如果在这样的状态下进行相位旋转检测，那么相位旋转检测的精度下降，信道估计精度下降。

                        发明内容

本发明的目的在于提供一种相位旋转检测装置及包括该相位旋转检测装置的无线基站装置，可以高精度地检测载波频率偏差和衰落变动造成的最大多普勒频率。

本发明人着眼于以下事实：在进行信道估计时需要进行校正的相位旋转，发现根据校正通信终端的时钟频率偏差的AFC中的校正误差(AFC残差)等的外部环境，存在以几秒以上的比较缓慢的时间数量级来变化的频率偏差、和以几微秒的数量级来频繁地变化的衰落变动的关系，通过分别检测相位旋转的频率偏差分量及衰落变动分量，并且考虑频率偏差分量及衰落变动分量的可靠性，将检测出的相位旋转的值反映在信道估计中，可以提高信道估计精度，从而完成了本发明。

本发明的主题在于，在从接收信号中包含的已知信号中分别检测相位旋转的频率偏差分量和衰落变动分量时，通过将延迟检波输出进行矢量合成来考虑接收信号的可靠性，使用频率偏差校正后的延迟检波输出来检测最大多普勒频率，可以实现高的检测精度。

本发明提供一种无线基站装置，包括：同步检波部件，检测接收信号的频率偏差产生的相位旋转，对检测出的频率偏差产生的相位旋转进行校正并获得信道估计值，以获得的信道估计值进行同步检波；以及解调部件，对同步检波部件同步检波后的接收信号进行解调；其中，同步检波部件包括：相位旋转检测部件，对于对已知信号进行延迟检波所获得的延迟检波输出，校正通过对延迟检波输出进行矢量合成所获得的频率偏差产生的相位旋转，同时通过对校正后的延迟检波输出进行矢量合成来检测最大多普勒频率产生的相位旋转；以及校正部件，通过基于对相位旋转检测部件检测的最大多普勒频率产生的相位旋转的检测结果进行的加权来对多个时隙的信道估计值进行加权加法，从而获得时隙平均的信道估计值，其中，以在校正部件获得的时隙平均的信道估计值进行同步检波。

                      附图说明

图1表示本发明实施例1的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图；

图2表示图1所示的基站的信道估计电路的结构方框图；

图3表示图2所示的信道估计电路中的相位旋转检测电路的结构方框图；

图4表示与本发明实施例1的包括相位旋转检测装置的基站进行无线通信的通信终端的结构方框图；

图5是说明本发明的相位旋转检测装置中延迟检波的时间间隔的图；

图6表示本发明实施例2的相位旋转检测装置的延迟检波电路的结构方框图；

图7表示本发明实施例2的相位旋转检测装置的延迟检波电路中使用的表的图；

图8表示本发明实施例2的相位旋转检测装置的延迟检波电路的另一结构的方框图；

图9表示本发明实施例3的相位旋转检测电路的结构方框图；

图10表示本发明实施例4的相位旋转检测电路的结构方框图；

图11表示本发明实施例5的相位旋转检测电路的结构方框图；

图12表示本发明实施例6的相位旋转检测电路的结构方框图；

图13表示本发明实施例7的相位旋转检测电路的结构方框图；

图14表示本发明实施例7的相位旋转检测装置中使用的fD判定表的图；

图15表示本发明实施例8的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图；

图16表示本发明实施例8的相位旋转检测电路的结构方框图；

图17表示包括本发明实施例9的相位旋转检测装置的基站的结构方框图；

图18表示本发明实施例9的相位旋转检测电路的结构方框图；

图19表示本发明实施例10的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图；

图20表示本发明实施例10的相位旋转检测电路的结构方框图；

图21表示本发明实施例10的相位旋转检测的检测定时变更的图；

图22表示本发明实施例10的相位旋转检测的检测定时变更的图；

图23表示本发明实施例11的相位旋转检测电路的结构示例的方框图；

图24是说明本发明实施例11的相位旋转检测的切换控制的流程图；以及

图25是表示本发明实施例11的相位旋转检测电路的结构的另一例的方框图。

                      具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。

(实施例1)

在本实施例中，说明在进行信道估计时，分别计算因频率偏差产生的相位旋转和因衰落产生的相位旋转，对两者的相位旋转进行校正的情况。

图1是表示本发明实施例1的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图。在图1所示的基站中，说明进行RAKE合成的路径为两个的情况，但也可以适用于进行RAKE合成的路径为3以上的情况。在图1所示的基站中，为了使说明简单，仅表示一个用户的序列。因此，对于多个用户序列来说，也同样适用。

从通信对方的通信终端发送的信号从天线101经共用器102由无线接收电路103接收。无线接收电路103对接收信号进行规定的无线接收处理(下变频、A/D变换等)，将无线接收处理后的信号输出到相关器104、105。此外，无线接收处理后的信号被输出到搜索电路106。

相关器104对于无线接收处理后的信号的数据部分(DPDCH(DedicatedPhysical Data Channel；专用物理数据信道))使用作为通信对方的通信终端的扩频调制处理中使用的扩频码来进行解扩处理，并输出到同步检波电路107的延迟器1071和同步检波电路108的延迟器1081。相关器105对于无线接收处理后的信号的导频部分(已知信号)使用作为通信对方的通信终端的扩频调制处理中使用的扩频码来进行解扩处理，并输出到同步检波电路107的信道估计电路1072及同步检波电路108的信道估计电路1082。搜索电路106进行解扩处理来获得路径的同步，将该定时信息输出到相关器104和相关器105。相关器104及相关器105根据来自搜索电路106的定时信息进行解扩处理。

同步检波电路107的信道估计电路1072使用接收信号的导频部分来进行信道估计，将该信道估计值输出到乘法器1073。乘法器1073将信道估计值与延迟器1071进行了定时校正的接收信号的数据部分相乘。由此，进行同步检波。同步检波后的信号被输出到RAKE合成器109。

同步检波电路108的信道估计电路1082使用接收信号的导频部分来进行信道估计，将该信道估计值输出到乘法器1083。乘法器1083将信道估计值与延迟器1081进行了定时校正的接收信号的数据部分相乘。由此，进行同步检波。同步检波后的信号被输出到RAKE合成器109。

RAKE合成器109将来自同步检波电路107和同步检波电路108的输出进行RAKE合成，将RAKE合成后的信号输出到解调电路110。解调电路110对RAKE合成后的信号进行解调处理并获得接收数据。

在发送数据由调制电路111进行了调制处理后，被输出到扩频电路112。扩频电路112对调制处理后的数据使用规定的扩频码进行扩频调制处理，将扩频调制处理后的数据输出到无线发送电路113。无线发送电路113对扩频调制处理后的数据进行规定的无线发送处理(D/A变换、上变频)。无线发送处理过的信号通过共用器102从天线101发送到作为通信对方的通信终端。

下面，说明同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082的结构。图2是表示图1所示的基站的信道估计电路的结构方框图。

乘法器201将每个码元的相位旋转校正值与解扩处理后的信号相乘，将乘法运算后的信号输出到乘法器202。乘法器202将导频图案(PL图案)与每个码元的相位旋转校正过的解扩处理后的信号相乘，通过消除PL图案的数据调制分量而同相一致，将该乘法结果输出到同相加法电路203。

同相加法电路203将乘法结果同相相加来求单位时隙的信道估计值。每个码元的相位旋转校正值的乘法、PL图案的乘法及同相加法成为时隙内的处理。该信道估计值被输出到加权加法电路204。

另一方面，解扩处理后的信号被输出到相位旋转检测电路205。相位旋转检测电路205根据解扩处理后的信号来求频率偏差，同时根据解扩处理后的信号来求最大多普勒频率(以后称为多普勒频率或fD)。相位旋转检测电路205分别检测频率偏差及最大多普勒频率。

相位旋转检测电路205检测出的频率偏差检测结果(对应于频率偏差的相位旋转量)被输出到每个时隙相位旋转校正电路207及每个码元相位旋转校正电路209、210。最大多普勒频率(对应于fD的相位旋转量)被输出到加权系数计算电路208。

一般与频率偏差相比，难以正确地测定衰落变动中的多普勒频率。因此，在上述多普勒频率的检测中，与频率偏差的检测精度相比，可考虑保留粗略的精度(例如，几十Hz左右、或低速/中速/高速的检测程度)。

每个码元相位旋转校正电路210根据频率偏差的相位旋转量来计算每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol，将该相位旋转校正值Δθsymbol输出到乘法器201。每个时隙相位旋转校正电路207根据频率偏差的相位旋转量来计算每个时隙的相位旋转校正值Δθslot，将该相位旋转校正值Δθslot输出到加权加法电路204。每个码元相位旋转校正电路209根据频率偏差分量来计算每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol，将该相位旋转校正值Δθsymbol输出到乘法器206。输出到上述201的相位旋转校正值Δθsymbol和输出到206的相位旋转校正值Δθsymbol是相同的值，所以能够共用为一个。

加权系数计算电路208根据fD检测值计算加权系数(α)，将该加权系数α输出到加权加法电路204。

加权加法电路204使用来自每个时隙相位旋转校正电路207的相位旋转校正值Δθslot及来自加权系数计算电路208的加权系数α来对多个时隙中时隙单位的信道估计值进行加权加法。因此，该加权加法处理成为时隙间的处理。

于是，根据多个时隙中进行了加权加法所得的信道估计值来求每个码元的信道估计值或平均时隙的信道估计值。这种情况下，根据需要，作为信道估计值，使用成为加权加法电路204的输出的平均时隙的信道估计值，或使用由乘法器将每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol与成为加权加法电路204的输出的平均时隙的信道估计值相乘所得的每个码元的信道估计值。

下面，用图3来说明相位旋转检测电路205。该相位旋转检测电路205考虑接收信号的可靠性，分别求频率偏差分量产生的相位旋转(频率偏差检测结果)和最大多普勒频率分量产生的相位旋转(fD检测结果)。即，在频率偏差检测和最大多普勒频率检测中，考虑时隙中的接收信号电平或依赖于该电平的延迟检波输出的大小。

于是，在相位旋转检测中，通过分别求频率偏差分量和最大多普勒频率分量，可以对有关相位旋转涉及的种类的不同因素分别进行校正。对于频率偏差分量和最大多普勒频率分量的相位旋转的检测，通过考虑时隙中的接收信号电平或依赖于该电平的延迟检波输出的大小等可靠性，可以正确地校正相位旋转。其结果，能够进行高精度的信道估计，可以提高基站的接收性能。

在图3中，来自相关器104、105的解扩处理后的信号(解扩信号)被输出到象限校正电路2051。象限校正电路2051对解扩信号进行象限校正。即，可以与信号点的某个象限一致来进行同相加法。象限校正过的信号被输出到码元间平均电路2052。

码元间平均电路2052在进行延迟检波期间(码元间)对同相加法结果进行平均。平均过的同相加法结果被输出到延迟检波电路2053。

延迟检波电路2053用平均过的同相加法结果来进行延迟检波。该延迟检波输出被送至平均电路2054及乘法器2060。平均电路2054例如在几十帧期间内将延迟检波输出原封不动地进行平均(矢量合成)，以便提高延迟检波输出的精度。平均过的延迟检波输出被输出到指针间平均电路2057。

指针间平均电路2057对指针间平均过的延迟检波输出进行平均。该指针间平均过的延迟检波输出被输出到归一化电路2058。

归一化电路2058对指针间平均过的延迟检波输出进行归一化。这是因为在将指针间平均过的延迟检波输出用于最大多普勒频率检测时仅需要角度的信息。归一化的延迟检波输出被输出到乘法器206，同时获得频率偏差检测结果。

在图3中，说明了从归一化电路2058输出频率偏差检测结果的情况，但也可以将来自指针间平均电路2057的输出用作频率偏差检测结果。

乘法器2060将来自延迟检波电路2053的延迟检波输出和归一化过的延迟检波输出的复数共轭相乘。由此，可获得频率偏差校正后的延迟检波输出。该频率偏差校正后的延迟检波输出被输出到绝对值计算电路2055。

绝对值计算电路2055对校正频率偏差后的延迟检波输出进行绝对值计算。这是因为多普勒频率产生的相位旋转的方向不固定，如果原封不动地进行平均，那么不能正确地检测fD。进行了绝对值计算的延迟检波输出被输出到平均电路2056。

平均电路2056例如在几十帧期间内对延迟检波输出原封不动地进行平均(矢量合成)，以便提高延迟检波输出的精度。平均过的延迟检波输出被输出到指针间平均电路2059。

指针间平均电路2059对指针间平均过的延迟检波输出进行平均。该指针间平均过的延迟检波输出成为fD检测结果。

上述的图1所示的基站通过图4所示的通信终端来构成CDMA方式的数字无线系统，通过图1所示的基站和图4所示的通信终端来进行无线通信。下面，用图4来说明该通信终端。

图4是表示与本发明实施例1的包括相位旋转检测装置的基站进行无线通信的结构方框图。在图4所示的通信终端中，说明进行RAKE合成的路径为1的情况，但也适用于进行RAKE合成的路径为2以上的情况。

从作为通信对方的基站发送的信号从天线301经共用器302由无线接收电路303接收。无线接收电路303对接收信号进行规定的无线接收处理，将无线接收处理后的信号输出到相关器304和搜索电路307。

相关器304对无线接收处理后的信号使用作为通信对方的通信终端中的扩频调制处理使用的扩频码来进行解扩处理，并输出到信道估计-同步检波-合成电路305。相关器304根据来自搜索电路307的定时信息来进行解扩处理。信道估计-同步检波-合成电路305使用无线接收处理后的信号的导频部分(已知信号)进行信道估计，求信道估计值，将该信道估计值与无线接收处理后的信号的数据部分相乘来进行同步检波。进而，信道估计-同步检波-合成电路305使用同步检波后的信号来进行RAKE合成。

RAKE合成后的信号被输出到解调电路306。解调电路306对RAKE合成后的信号进行解调处理，获得接收数据。

发送数据由调制电路308进行调制处理后，被输出到扩频电路309。扩频电路309对调制处理后的数据使用规定的扩频码进行扩频调制处理，将扩频调制处理后的数据输出到无线发送电路310。无线发送电路310对扩频调制处理后的数据进行规定的无线发送处理。无线发送处理过的信号通过共用器从天线301发送到作为通信对方的基站。

下面，说明具有上述结构的相位旋转检测装置的具体工作。

基站接收来自通信终端的上行线路信号，对接收信号用相关器进行解扩处理。解扩信号被分别输出到相位旋转检测电路205。在相位旋转检测电路205中，分别单独检测频率偏差和fD。

首先，说明检测频率偏差的方法。

在本发明中，与现有的相位旋转检测不同，即不对检测出的旋转角度进行平均，而将延迟检波输出(检测矢量)相加(合成)。如上所述，这是因为频率偏差产生的相位旋转依赖于延迟检波输出，所以将延迟检波输出原封不动地相加。于是，由于考虑了延迟检波输出的可靠性来检测频率偏差，所以可以实现高的检测精度。这种情况下，由于不使用以往那样的角度计算中的反正切函数，所以可以削减硬件规模。

下面，说明检测最大多普勒频率(fD)的方法。

在本发明中，使用延迟检波输出值来检测最大多普勒频率。具体地说，在相位旋转检测时不使用内积，而将测定周期期间的延迟检波输出(I、Q输出)原封不动相加(矢量合成)。其中，正交分量(Q分量)进行绝对值加法。

在该方法中，考虑到延迟检波输出的检测角度的可靠性依赖于延迟检波输出的大小，所以将延迟检波输出原封不动地合成。由此，可以实现高的检测精度。这种情况下，由于不使用以往那样的角度计算中的反正切函数，所以可以削减硬件规模。

在频率偏差检测及最大多普勒频率检测中，可以假设测定周期(平均次数)可变。例如，按照接收SIR(Signal to Interference Ratio)或移动速度进行控制。此外，如通信开始时那样，即使精度稍差，但需要缩短检测时间来进入通信等情况下，使测定周期比通常短。于是，也可以按照使用状况来控制测定周期。有关这方面将后述。

下面，说明与频率偏差检测组合的最大多普勒频率检测。

在本发明中，对于延迟检波输出值来说，如上所述，在校正频率偏差后检测最大多普勒频率。在将检测频率偏差所得的值(平均过的延迟检波输出)进行了归一化后，通过将该复数共轭与延迟检波输出相乘来进行频率偏差校正。

然后，将校正过频率偏差的延迟检波输出在测定周期内相加。其中，正交分量(Q分量)进行绝对值加法。进而，对该值进行指针间平均(合成)。对指针间平均过的值进行归一化，计算正交分量的值来求检测值。最后，将该检测值与判定用数据(判定表)比较，进行fD判定，获得fD检测结果。

下面，说明与频率偏差检测组合的最大多普勒频率检测的具体运算。

对于指针1，假设象限校正后的导频符号的平均的第m个输出、即指针1的同相加法的结果为h_1，m，则规定间隔的其延迟检波输出如下式(1)所示。

$d_{l,m}=h_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}$ …式(1)

频率偏差产生的信号的旋转被看成大致固定，所以如下式(2)所示，通过将该延迟检波输出在规定的区间进行矢量加法并取平均，可以降低噪声产生的影响。

$d_l=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{h}_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}$ …式(2)

如下式(3)所示，再通过对每个指针进行矢量加法来平均对每个指针获得的上述延迟检波输出的平均值。

$\stackrel{\‾}{d}=\underset{\mathrm{finger}}{\mathrm{\Σ}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{h}_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}$ …式(3)

在获得的延迟检波输出的平均值中，包含校正因衰落产生的频率的正负多普勒频移、因频率偏差产生的旋转分量。

接着，从延迟检波输出中除去上述那样求出的频率偏差产生的相位旋转，检测衰落产生的多普勒频移分量。首先，如下式(4)所示，对延迟检波输出的平均值进行归一化，仅取出旋转分量。

${\stackrel{\‾}{d}}_{\mathrm{normalized}}=\frac{\underset{\mathrm{finger}}{\mathrm{\Σ}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{h}_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}}{|\underset{\mathrm{finger}}{\mathrm{\Σ}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{h}_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}|}$ …式(4)

如下式(5)所示，将上式(4)所得的频率偏差产生的旋转的复数共轭乘以延迟检波输出，来校正频率偏差产生的旋转分量。

$p_{l,m}=d_{l,m}\·{{\stackrel{\‾}{d}}_{\mathrm{normalized}}}^{*}$

$=h_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}\·\left(\frac{\underset{\mathrm{finger}}{\mathrm{\Σ}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{h}_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}}{|\underset{\mathrm{finger}}{\mathrm{\Σ}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{h}_{l,m}\·h_{l,m-1}^{*}|}\right)$ …式(5)

根据校正频率偏差后的延迟检波输出，来进行衰落多普勒频率的检测。在衰落中，由于相位旋转在正负两方上产生，所以通过简单地取得矢量平均不能求出。因此，如下式(6)所示，对于获得的频率偏差校正后的延迟检波输出，对其Q分量取绝对值，然后进行矢量平均、即对每个1分量及Q分量相加并进行平均。由此，可以计算最大多普勒频率矢量。

${\stackrel{\‾}{p}}_l{|}_{\left|q\right|}=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}[{\left(p_{l,m}\right)}_i+j|{\left(p_{l,m}\right)}_q\left|\right]$ …式(6)

对于每个指针获得的频率偏差校正后的延迟检波输出的平均值，如下式(7)所示，还进行指针间矢量合成(平均)。

$p=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{\‾}{p}}_l{|}_{\left|q\right|}$ …式(7)

对于获得多普勒频率矢量p，通过检测其角度(相当于角频率)，可以求最大多普勒频率。

因频率偏差引起的相位旋转相对于测定时间(几秒数量级)可看作为一定。因衰落变动产生的相位旋转在旋转量及旋转方向及短区间内都不是固定的，所以长时间的平均的检测值和瞬时的相位旋转量之差大，如果根据错误的检测值进行相位旋转校正，反而有可能使信道估计精度恶化。

另一方面，在多普勒频率高时，由于因衰落变动产生的相位旋转对同相加法产生的影响也不能忽略，所以不仅校正频率偏差产生的相位旋转，而且同时校正衰落变动造成的相位旋转，这反而更好。无论如何，衰落变动造成的相位旋转的校正依赖于短时间的检测精度。

于是，通过分别检测频率偏差产生的相位旋转和fD引起的相位旋转，使两个相位旋转量反映到信道估计中，可以防止长时间平均的检测值和瞬时的相位旋转量之差大的情况下的信道估计恶化，并且减小衰落造成的对相位旋转的同相加法的影响。

相位旋转检测电路205求出的频率偏差检测结果被输出到每个码元相位旋转校正电路209、210和每个时隙相位旋转校正电路207。即，在本发明中，作为相位旋转校正，采用每个码元的校正和加权加法前的每个时隙的校正。因此，在时隙内处理中，按码元为单位来校正相位旋转，进而按时隙单位(也使用前后时隙)校正相位旋转。

通过进行这样的两阶段的相位旋转校正，首先通过码元单位的校正，从各码元的信道估计值中除去频率偏差分量，通过同相加法来提高时隙单位的信道估计值，接着，通过除去WMSA中的相对于解调时隙的前后时隙间的频率偏差分量，可以通过WMSA的加权加法来提高信道估计精度。于是，由于可以按码元等级及时隙等级分别进行相位旋转校正，所以能够更高精度地求信道估计值。

在进行如上述的码元单位的相位旋转校正和时隙单位的相位旋转校正时，作为进行信道估计的处理单位，考虑按码元单位进行的情况和按时隙单位进行的情况。在按码元单位求出信道估计值的情况下，在进行信道估计时，需要进行码元调整。

每个码元相位旋转校正电路209、210及每个时隙相位旋转校正电路207分别通过以下的具体运算来求相位旋转校正值。

通过乘以导频部分的PL图案来消除数据调制分量，同相一致后的相关输出为

pl(m)＝pl.i+jpl.q(m＝0～5；m是码元)    …式(8)

由每个码元相位旋转校正电路209、210求出的码元单位的相位旋转校正值根据

ej(Δθsymb*m)＝ad_symb.i(m)+j·ad_symb.q(m)  …式(9)来求。

由每个时隙相位旋转校正电路207求出的时隙单位的相位旋转校正值根据

ej(Δθslot*t)＝ad_slot.i(t)+j·ad_slot.q(t)

        (t＝-2、-1、0、+1、+2)                    …式(10)来求。

将每个码元相位旋转校正电路210的相位旋转校正值Δθsymbol输出到乘法器201，与PL图案乘法前的解扩信号相乘。由此，在取得与PL图案的相关前按码元单位来校正相位旋转。

将按码元为单位校正过相位旋转的导频部分的解扩信号与PL图案相乘所得的相关输出pl(m)输出到同相加法电路203。同相加法电路203根据

ch(t，0)＝∑pl(m)·ej(Δθsymb*m)    …式(11)来进行同相加法。

这里，设m＝0～5。ch(t，m)是t时隙、m码元的信道估计值。该信道估计值是加权加法(WMSA(Weighted Multi-Symbol Averaging))前的值。

接着，将同相加法后的信道估计值输出到加权加法电路204。加权加法电路204使用加权系数计算电路208算出的加权系数α和作为每个时隙相位旋转校正电路207的输出的相位旋转校正值Δθslot来进行WMSA。在WMSA的校正中，以解调的时隙为中心来进行Δθslot的校正。

WMSA将第1分支的第n个时隙的第m码元的信道估计值如下式(12)假设为

${\hat{h}}_l(n,m)$ …式(12)

时，同步加法后的每个时隙的信道估计值变为下式(13)所示，再通过使用前后的多个时隙的信道估计值，如下式(14)所示。

${\mathrm{\ξ}}_l\left(n\right)=\frac{1}{N_p}\underset{m=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_l(n,m)$ …(式13)

${\mathrm{\ξ}}_l\left(n\right)=\underset{l=-\mathrm{\κ}+1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i{\mathrm{\ξ}}_i(n+i)$ …(式14)

这里，αi(≤1)是加权系数。

有关该WMSA技术，披露于(日本)安倍田、安藤、佐和桥、安达等人的“DS/CDMA多码元加权平均(WMSA)导频信道的特性”(信学技报RCS97-163，1997-11)。其内容包括于此。

采用该技术，通过时隙单位的相位旋转校正来进行WMSA，在求解调时隙的开头码元的信道估计值的情况下，根据

CH(t，0)＝∑W(t)·ch(t，0)·ej(Δθslot*t)    …式(15)来进行。

这里，设t＝-2、-1、0、+1、+2这五个时隙，但对时隙数量没有特别限定。W(t)是WMSA的加权系数。CH(t，m)是t时隙、m码元的信道估计值。该信道估计值是WMSA后的值。

因此，每个码元的信道估计值根据

CH(t，m)＝CH(t，0)·ej(Δθsymb*m)            …式(16)来求。

在上述信道估计值的运算中，进行时隙间校正后的WMSA运算，但该估计值在上述式(11)中根据时隙开头来进行校正。因此，如果原封不动地进行WMSA，那么求出的信道估计值相当于时隙开头的信道估计值。因此，在计算每个码元的信道估计值并进行同步检波时，如果从开头的下一个码元起原封不动地附加相位旋转校正值Δθsymbol，那么可以求各码元的信道估计值。即，在求每个码元的信道估计值的情况下，由乘法器206将每个码元相位旋转校正电路209求出的相位旋转校正值Δθsymbol与加权加法电路204的输出相乘(码元单位处理)。

但是，在用时隙单位的信道估计值进行同步检波时，由于认为使用时隙中央(或导频码元区间的中央)的信道估计值的情况良好，所以期望以4*Δθsymbol左右的值(时隙长度为10个导频码元长度的情况)附加在WMSA后的值上所得的值来进行同步检波。

再有，可适当变更是使用平均时隙的信道估计值还是使用码元单位的信道估计值。在使用码元单位的信道估计值的情况下，将信道估计值是码元单位的指示输入到每个码元相位旋转校正电路209，每个码元相位旋转校正电路209根据该指示将相位旋转校正值Δθsymbol与加权加法电路204的输出相乘。另一方面，在使用平均时隙的信道估计值的情况下，根据信道估计值是平均时隙的情况进行将信道估计值与时隙中央值相加的处理。

于是，分别校正变化的状态在频率偏差上造成的相位旋转和衰落变动引起的相位旋转，将两次校正反映到信道估计上，所以可以提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。

而且，通过在解扩信号的同相加法前以码元为单位(时隙内处理)来校正相位旋转，并在同相加法后以时隙为单位(时隙间处理)来校正相位旋转并进行信道估计，从而可以提高信道估计精度。

在本实施例中，说明了进行码元单位的相位旋转校正和时隙单位的相位旋转校正两者来求平均时隙的信道估计值或码元单位的信道估计值的情况，但在本发明中，也可以仅进行时隙单位的相位旋转校正来求平均时隙的信道估计值或码元单位的信道估计值。

于是，根据本实施例的相位旋转检测装置，通过将延迟检波输出进行矢量合成来考虑接收信号的可靠性，分别求频率偏差和最大多普勒频率并进行相位旋转检测，所以不需要用于校正的角度运算(反正切函数)，可以减小硬件规模。在最大多普勒频率的检测中，由于可以排除频率偏差的影响，所以可以进行高精度的最大多普勒频率的检测。

(实施例2)

在本实施例中，说明改变延迟检波时间间隔来进行延迟检波，作为检测对象，对于估计的相位旋转量，求最合适的延迟检波输出的情况。

在频率偏差检测及最大多普勒频率检测的延迟检波中，使用任意的时间间隔的信道估计值来进行。延迟检波输出根据进行延迟检波的时间间隔来改变其值。例如，在时间间隔为1/2的情况下，由于相位旋转量为1/2，所以延迟检波输出对应地减少。

因此，在要检测的频率偏差或最大多普勒频率小的情况下，即相位旋转量小的情况下，为了避免噪声产生的影响，期望增大延迟检波时间而可靠地检测相位旋转。相反，在相位旋转量大的情况下，如果延迟检波时间间隔过大，则被认为错误检测，所以期望减小延迟检波时间间隔。于是，作为检测对象，对于估计的相位旋转量来说，存在最合适的延迟检波时间间隔。

在图5所示的时隙结构中，将各时隙内的导频码元(PL)进行平均来获得线路估计值，在进行与前时隙的线路估计值的延迟检波情况下，延迟检波间隔为1时隙。在每隔1时隙进行线路估计值的延迟检波的情况下，延迟检波间隔为2时隙。而且，在1时隙内的导频码元内，进行将前半部分的3码元进行平均所得的线路估计值和将后半部分的3码元进行平均所得的线路估计值的延迟检波的情况下，延迟检波时间间隔变为0.3时隙(正确地为10/3时隙)。再者，延迟检波时间间隔不限于这三种。于是，通过使用时间间隔不同的延迟检波输出，可以进行更精确的相位旋转检测。

具体地说，在使用多种类的延迟检波输出的情况下，例如使用具有图6所示结构的延迟检波电路2053。该延迟检波电路2053保持存储了图7所示的三种延迟检波输出值和相位旋转量的正确关系的参照表405。

在该延迟检波电路2053中，包括为了相位旋转检测而常时按这三种时间间隔进行工作的延迟检波电路(0.3时隙用延迟检波电路401、1时隙用延迟检波电路402、2时隙用延迟检波电路403)，使这些延迟检波电路401～403都进行工作，将各自的延迟检波输出输出到比较部404。

比较部404将各自的延迟检波输出与参照表405进行比较，输出最合适的延迟检波输出。例如，在要检测的相位旋转量小的情况下，由于0.3时隙间隔的延迟检波输出值小而没有可靠性，因而使用2时隙间隔的延迟检波输出值来进行相位旋转量的检测。另一方面，在要检测的相位旋转量大的情况下，由于仅从2时隙间隔的输出检测有错，所以将其他的0.3时隙间隔的延迟检波输出或1时隙间隔的延迟检波输出与参照表405进行比较来选择延迟检波输出。再有，也可以不使用图7所示的表，而根据相位旋转量来适当切换时间间隔。

不使三种延迟检波电路401～403常时间工作，作为图8所示的结构，通过切换控制部406来切换工作延迟检波电路也可以。

即，在根据1时隙用延迟检波电路402的延迟检波输出值，检测出的相位旋转量大的情况下，使2时隙用延迟检波电路403的工作停止而使0.3时隙用延迟检波电路401工作。在检测出的相位旋转量小的情况下，使0.3时隙用延迟检波电路401停止，使2时隙用延迟检波电路403工作。由此，可以更高精度地检测相位旋转量。

在使用多个延迟检波电路的情况下，需要根据延迟检波电路的测定周期来适当切换码元间平均电路2052的平均期间。

(实施例3)

在本实施例中，说明仅使用可靠性高的延迟检波输出来进行加法(平均)的情况。延迟检波输出中电平小的输出受噪声的影响大，可靠性低。如果使用这样的可靠性低的延迟检波输出来进行相位旋转检测，那么检测误差增大。

因此，除去延迟检波输出中电平小的输出，仅使用电平大的输出来进行相位旋转检测。由此，可以提高检测精度。

图9是表示本发明实施例3的相位旋转检测装置的结构方框图。在图9中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

本实施例的相位旋转检测装置包括考虑延迟检波输出的可靠性，选择可靠性高的延迟检波输出的阈值判定电路501。即，来自延迟检波电路2053的延迟检波输出被送至阈值判定电路501，在阈值判定电路501中，比较该延迟检波输出和延迟检波输出选择阈值，仅将超过该阈值的延迟检波输出输出到平均电路2054及乘法器2060。

这里，作为选择延迟检波输出时使用的阈值，可考虑各种各样的阈值。例如，可以使用路径搜索部的指针分配中使用的阈值等。指针分配阈值是在路径搜索中使用的延迟分布内，从分配了指针的峰值以外的噪声电平的平均值中求出的、选择有效路径的阈值。

于是，根据本实施例，消除接收电平低、即可靠性低的延迟检波输出，仅使用可靠性高的延迟检波输出来进行相位旋转检测，所以可以提高检测精度。

(实施例4)

在本实施例中，说明仅使用可靠性高的延迟检波输出来进行绝对值计算的情况。在相位旋转检测中，电平小的延迟检波输出对取得Q分量的绝对值的fD检测的性能影响大。例如，在绝对值计算电路2055中，在仅对正交分量(Q分量)的绝对值进行加法的情况下，在低的fD时或期望波接收电平低、噪声大时，如果使用可靠性低的延迟检波输出来取得绝对值，那么检测误差增大。

因此，对于fD检测使用的延迟检波输出来说，根据阈值来进行延迟检波输出的选择。由此，可以除去电平小的延迟检波输出，进行fD检测的平均，所以可以提高fD检测精度。

图10是表示本发明实施例4的相位旋转检测装置的结构方框图。在图10中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

本实施例的相位旋转检测装置包括考虑校正过频率偏差的延迟检波输出的可靠性，选择可靠性高的校正过频率偏差的延迟检波输出的阈值判定电路601。即，来自延迟检波电路2053的延迟检波输出在频率偏差校正后被送至阈值判定电路601，在阈值判定电路601中，比较该延迟检波输出和延迟检波输出选择阈值，仅将超过该阈值的延迟检波输出输出到绝对值计算电路2055。

于是，根据本实施例，消除接收电平低、即可靠性低的校正频率偏差后的延迟检波输出，仅使用可靠性高的校正频率偏差后的延迟检波输出来进行相位旋转检测，所以可以提高检测精度。

此外，在本实施例中，可以使用在多个指针中仅将最大接收电平的指针(例如，用延迟分布中的电平来判定)的延迟检波输出进行加法运算的方法。

(实施例5)

在本实施例中，也说明仅使用可靠性高的延迟检波输出来进行绝对值计算的情况。

图11是表示本发明实施例5的相位旋转检测装置的结构方框图。在图11中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

本实施例的相位旋转检测装置包括考虑校正过频率偏差的延迟检波输出的可靠性，选择可靠性高的校正过频率偏差的延迟检波输出的最大值判定电路701。该最大值判定电路701在指针间的校正频率偏差后的延迟检波输出中选择最大的输出。

即，来自延迟检波电路2053的延迟检波输出在校正频率偏差后按每个指针被送至最大值选择电路701，在最大值选择电路701中，从每个指针的延迟检波输出中选择电平最大的延迟检波输出，将该延迟检波输出输出到绝对值计算电路2055。

于是，根据本实施例，消除接收电平低、即可靠性低的校正频率偏差后的延迟检波输出，仅使用可靠性高的校正频率偏差后的延迟检波输出来进行相位旋转检测，所以可以提高检测精度。_________________________________

(实施例6)

在本实施例中，也说明仅使用可靠性高的延迟检波输出来进行绝对值计算的情况。

图12是表示本发明实施例6的相位旋转检测装置的结构方框图。在图12中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

本实施例的相位旋转检测装置包括考虑校正过频率偏差的延迟检波输出的可靠性，选择可靠性高的校正过频率偏差的延迟检波输出的最大值判定电路701。而且，还包括阈值判定电路702，以便即使是选择的最大的延迟检波输出，也消除未超过规定的阈值的输出。

即，在来自延迟检波电路2053的延迟检波输出被进行了频率偏差校正后按每个指针被送至最大值选择电路701，在最大值选择电路701中，从每个指针的延迟检波输出来选择电平最大的延迟检波输出，将该延迟检波输出输出到阈值判定电路702。阈值判定电路702比较该延迟检波输出和延迟检波输出选择值，仅向绝对值计算电路2055输出超过了其阈值的延迟检波输出。

于是，根据本实施例，消除接收电平低、即可靠性低的校正频率偏差后的延迟检波输出，仅使用可靠性高的校正频率偏差后的延迟检波输出来进行相位旋转检测，所以可以提高检测精度。在本实施例的情况下，与实施例5的情况相比，可以进一步提高检测精度。

(实施例7)

在本实施例中，说明在输出fD检测结果时，根据接收SIR等通信质量来适当变更判定基准的情况。

图13是表示本发明实施例7的相位旋转检测装置的结构方框图。在图13中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

在图13所示的相位旋转检测装置中，包括根据通信质量(接收SIR)来进行fD判定的fD判定电路801。在该fD判定电路801中，考虑接收SIR，使用指针间平均电路2059的输出来进行fD判定。具体地说，由指针间平均电路2059平均过的延迟检波输出接收SIR被输出到fD判定电路801。fD判定电路801预先配有图14所示的判定表，根据接收SIR，参照图14所示的表来决定阈值(判定阈值1、判定阈值2)。然后，使用该阈值来进行fD检测的判定。再者，在图13中，表示以高、中、低的三个阶段来进行fD判定的情况。此外，判定表也可以根据每个延迟检波间隔来配置。

在上述实施例1至7中，也可以使相位旋转检测周期可变。具体地说，在通信开始之后，由于频率偏差及fD是未知的，所以即使误差稍微增大，在某个特定的环境中也可使检测周期比通常短，以便频率偏差及fD的收敛迅速。由此，可以使通信质量尽快良好。

在上述实施例1至7中，在SIR低的状态下频率偏差的检测精度会恶化，进行错误的校正，反而使接收特性恶化。该状态在通信开始时或发送功率控制未充分起作用的情况下，因屏蔽等使传播路径的质量明显恶化，在该状态持续的情况下，在与某个分集越区切换(DHO)中的通信终端的通信中等的状况下引起不跟随发送功率控制的可能性。

对于在基站和通信终端之间未取得无线信道的同步状态下的接收来说，由于通信质量恶劣，所以相位旋转检测精度恶化，通过其校正反而会使同步捕获性能恶化。例如，在通信开始时或无线信道的同步未确立、发送功率控制未充分作用等情况下，产生该状态。

因此，在这样的低SIR的情况下或未取得同步的情况下，对于如何使用本发明的相位旋转检测来说，用以下的实施例8至11来说明。

(实施例8)

在本实施例中，说明在SIR低的状态持续长等情况的通信质量恶劣的环境中，如何采用本发明的相位旋转。

图15是表示本发明实施例8的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图。在图15中，对于与图1相同的部分附以相同的标号，并省略其详细的说明。再有，在图15所示的基站中，说明进行RAKE合成的路径为2的情况，但也可以应用于进行RAKE合成的路径为3以上的情况。在图15所示的基站中，为了简化说明，仅表示一个用户的序列。但是，对于多个用户序列来说，同样也可以应用。

图15所示的基站包括使用相关器105来测定接收SIR的SIR测定器。该SIR测定器1501将测定出的接收SIR输出到同步检波电路108的信道估计电路1082。

图16是表示本发明实施例8的相位旋转检测电路的结构方框图。在图16中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

图16所示的相位旋转检测电路包括对来自归一化电路2058的频率偏差检测结果和来自指针间平均电路2059的fD检测结果的输出进行切换的切换控制电路1502。在该切换控制电路1502中，从SIR测定器1501输出作为SIR测定结果的接收SIR。

下面，说明配有包括上述结构的相位旋转检测电路的基站的工作情况。

在相关器105中，对无线接收处理后的信号实施了解扩处理的结果被输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082，同时被输出到SIR测定器1501。SIR测定器1501用接收信号中的导频部分来进行SIR测定。具体地说，在相位旋转检测周期中进行接收SIR的平均。

然后，将平均过的接收SIR分别输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082。具体地说，将平均过的接收SIR(SIR测定结果)输出到信道估计电路1072、1082的切换控制电路1502。

切换控制电路1502对平均过的接收SIR进行阈值判定，进行是否原封不动地输出归一化电路2058及指针间平均电路2059的输出(频率偏差检测结果及fD检测结果)的切换。

即，在平均过的接收SIR比阈值高的(通信质量良好)情况下，原封不动地输出在本发明的相位旋转检测的检测周期中获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。另一方面，在平均过的接收SIR比阈值低的(通信质量恶劣)情况下，废弃在本发明的相位旋转检测的检测周期中获得的频率偏差检测结果及fD检测结果，将频率偏差检测结果和fD检测结果设定为预定值。这里，作为预定值，例如频率偏差使用0Hz，fD使用中速、即相位旋转检测的缺省值。

于是，根据本实施例，在通信质量恶劣的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测的结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正，可以防止接收特性的恶化。

在本实施例中，说明了使用接收SIR来判断通信质量是好是差的情况，但在本发明中，作为通信质量，也可以使用接收SIR以外的参数来进行判断。

(实施例9)

在本实施例中，说明在基站和通信终端之间未取得无线信道的同步状态下，如何采用本发明的相位旋转检测。

图17是表示本发明实施例9的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图。在图17中，对于与图1相同的部分附以相同的标号，并省略其详细的说明。再有，在图17所示的基站中，说明进行RAKE合成的路径为2的情况，但也可以应用于进行RAKE合成的路径为3以上的情况。在图19所示的基站中，为了简化说明，仅表示一个用户的序列。但是，对于多个用户序列来说，同样也可以应用。

图17所示的基站包括使用解调电路110的输出来判定是否取得同步的同步判定电路1701。该同步判定电路1701将同步判定结果输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082。

图18是表示本发明实施例9的相位旋转检测电路的结构方框图。在图18中，对于与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

图18所示的相位旋转检测电路包括对来自归一化电路2058的频率偏差检测结果和来自指针间平均电路2059的fD检测结果的输出进行切换的切换控制电路1502。在该切换控制电路1502中，从同步判定电路1701输出同步判定结果。

下面，说明配有包括上述结构的相位旋转检测电路的基站的工作情况。

使用相关器104、105的输出分别将同步检测电路107和同步检波电路108同步检波后的输出进行RAKE合成，将RAKE合成后的信号输出到解调电路110。解调电路110对RAKE合成后的信号进行解调处理并获得接收数据。该接收数据被输出到同步判定电路1701。

同步判定电路1701对导频部分等的DPCCH的数据的比特差错率进行阈值判定，判定是否取得同步。然后，将该同步判定结果输出到信道估计电路1072、1082的切换控制电路1502。

切换控制电路1502根据同步判定结果，进行是否原封不动地输出归一化电路2058和指针间平均电路2059的输出(频率偏差检测结果及fD检测结果)的切换。

即，在同步判定结果表示同步确立的情况下，原封不动地输出本发明的在相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。另一方面，在同步判定结果表示同步未确立的情况下，废弃本发明的本发明的在相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果，将频率偏差检测结果及fD检测结果设定为预定值。这里，作为预定值，例如频率偏差使用0Hz，fD使用中速、即相位旋转检测的缺省值。

于是，根据本实施例，在未取得同步的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测的结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正，可以防止接收特性的恶化。

与通信开始时同样，同步未确立状态下的控制在因通信中的任何原因而在同步以外的情况也可使用。这些情况下，由于需要从同步未确立的状态高速引入相位旋转，所以可以缩短相位旋转周期，例如可以为通常的相位旋转检测周期的1/3。

在本实施例中，说明了使用导频部分等的DPCCH的数据的比特差错率来进行同步判定的情况，但在本发明中，也可以使用其他同步判定方法。

(实施例10)

如上述实施例8、9的说明，对于因相位旋转检测精度恶化造成的接收特性的恶化来说，根据其接收特性的恶化量来考虑决定是否需要进行应对。在上述通信开始时、传播路径的质量显著地恶化时，分集越区切换时的状况是最初接收信号的质量BLER(Block Error Rate；块差错率)为10^-1以上等的恶劣的环境，所以认为检测精度的恶化的影响难以直接表现在接收特性(BLER)上。相反，需要研究与请求低SIR区域中的工作的同步确立有关的特性恶化。

因此，在本实施例中，说明以同步状态和fD判定中使用的平均SIR作为基准，来控制是否进行本发明的相位旋转检测的情况。

图19是表示本发明实施例10的包括相位旋转检测装置的基站的结构方框图。在图19中，对于与图1相同的部分附以相同的标号，并省略其详细的说明。再有，在图19所示的基站中，说明进行RAKE合成的路径为2的情况，但也可以应用于进行RAKE合成的路径为3以上的情况。在图19所示的基站中，为了简化说明，仅表示一个用户的序列。但是，对于多个用户序列来说，同样也可以应用。

图19所示的基站包括使用相关器105的输出来测定接收SIR的SIR测定器1501，以及使用解调电路110的输出来判定是否取得同步的同步判定电路1701。

该SIR测定器1501将测定出的接收SIR输出到同步检波电路108的信道估计电路1082。该同步判定电路1701将同步判定结果输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082。

图20是表示本发明实施例10的相位旋转检测电路的结构方框图。对于图20中与图3相同的部分附以与图3相同的标号，并省略其详细的说明。

图20所示的相位旋转检测电路包括对来自归一化电路2058的频率偏差检测结果和来自指针间平均电路2059的fD检测结果的输出进行切换的切换控制电路1502。在该切换控制电路1502中，从SIR测定器1501输出作为SIR测定结果的接收SIR，同时从同步判定电路1701输出同步判定结果。

下面，说明配有具有上述结构的相位旋转检测电路的基站的工作情况。

在相关器105中，对于无线接收处理后的信号实施了解扩处理的结果被输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082，同时被输出到SIR测定器1501。SIR测定器1501用接收信号内的导频部分来进行SIR测定。具体地说，在相位旋转检测周期中进行接收SIR的平均。

然后，将平均过的接收SIR分别输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082中。具体地说，将平均过的接收SIR(SIR测定结果)输出到信道估计电路1072、1082的切换控制电路1502中。

另一方面，使用相关器104、105的输出分别将同步检测电路107和同步检波电路108同步检波后的输出进行RAKE合成，将RAKE合成后的信号输出到解调电路110。解调电路110对RAKE合成后的信号进行解调处理并获得接收数据。该接收数据被输出到同步判定电路1701。

同步判定电路1701对导频部分等的DPCCH的数据的比特差错率进行阈值判定，判定是否取得同步。然后，将该同步判定结果输出到信道估计电路1072、1082的切换控制电路1502。

切换控制电路1502对平均过的接收SIR进行阈值判定，进行是否原封不动地输出归一化电路2058和指针间平均电路2059的输出(频率偏差检测结果及fD检测结果)的切换。

即，在平均过的接收SIR比阈值高的(通信质量良好)的情况下，原封不动地输出本发明的在相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。另一方面，在平均过的接收SIR比阈值低的(通信质量恶劣)情况下，废弃本发明的本发明的在相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果，将频率偏差检测结果及fD检测结果设定为预定值。这里，作为预定值，例如频率偏差使用0Hz，fD使用中速、即相位旋转检测的缺省值。

切换控制电路1502根据同步判定结果来进行是否原封不动地输出归一化电路2058及指针间平均电路2059的输出(频率偏差检测结果及fD检测结果)。

即，在同步判定结果表示同步确立的情况下，原封不动地输出本发明的在相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。另一方面，在同步判定结果表示同步未确立的情况下，废弃本发明的在相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果，将频率偏差检测结果及fD检测结果设定为预定值。这里，作为预定值，例如频率偏差使用0Hz，fD使用中速、即相位旋转检测的缺省值。

这里，说明如何使用同步确立和平均SIR来反映本发明的相位旋转检测结果。

具体地说，对于通信开始时的同步确立前以及除此以外的通信中(包括DH0中)的两个状态来说，成为如下的工作。

首先，在通信开始时的同步确立前，个别信道(例如，DPDCH)的发送功率在同步确立前缓慢增加。因此，根据同步判定方法，在同步确立完成之前，不会存在以能够检测相位旋转的SIR来接收的期间。为了可靠地进行同步确立，在该状态下不勉强进行相位旋转校正，进行缺省设定不大困难。因此，在通信开始时的同步确立前，无论SIR如何，都无条件地将相位旋转检测形成缺省设定。

根据该控制，在同步确立后，通过相位旋转检测可提高接收特性，所以作为通信终端端，尽管在同步确立前需要一些发送功率，但同步确立后可以降低发送功率。

在通信中(包括DHO中)，根据同步的状态划分为失步状态和同步确立状态。在失步状态中，无论SIR如何，都停止相位旋转校正工作。另一方面，在同步确立状态中，在SIR比某个阈值低的情况下，停止相位旋转检测校正工作，或进行缺省设定。

于是，在本实施例中，如果为失步状态，那么无条件地停止相位旋转检测，而如果为同步确立状态，那么按照SIR进行切换。以下，用图21和图22来说明。图21和图22是表示本发明的相位旋转检测的检测定时变更的图。

首先，如图21所示，如果同步判定电路1701判定为从同步未确立状态变为同步确立，那么开始本发明的相位旋转检测(图21中的检测定时变更)。

在图21中，在检测周期n中，由SIR测定器1501测定平均SIR，在切换控制电路1502中比较平均SIR和SIR阈值。在检测周期n中，平均SIR从比SIR阈值低的状态转换为超过SIR阈值的状态。即，在检测周期n结束时刻，平均SIR成为超过SIR阈值的状态。因此，切换控制部件1502输出该检测周期n中的相位旋转检测结果。在图21的检测周期n+1中，切换控制部件1502同样也输出相位旋转检测结果。

如图22所示，如果同步判定电路1701从同步未确立的状态判定为同步确立，那么开始本发明的相位旋转检测(变更图22中的检测定时)。

在图22中，在检测周期n中，平均SIR由SIR测定器1501测定，在切换控制电路1502中比较平均SIR和SIR阈值。在检测周期n中，持续平均SIR比SIR阈值低的状态。即，即使在检测周期n结束时刻也为平均SIR比SIR阈值低的状态。因此，切换控制部件1502废弃该检测周期n中的相位旋转检测结果，进行缺省设定，输出预定值。对于图22中的检测周期n+1来说，切换控制部件1502同样进行缺省设定，输出预定值。

于是，根据本实施例，在通信质量恶劣的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正，而在未取得同步的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测的结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正。由此，可以防止接收特性的恶化。

在本实施例中，说明了使用接收SIR来判断通信质量是良好还是恶劣的情况，但在本发明中，作为通信质量，也可以使用接收SIR以外的参数来判断。

与通信开始时同样，同步未确立状态下的控制在因通信中的任何原因而在同步以外的情况也可使用。这些情况下，由于需要从同步未确立的状态高速引入相位旋转，所以可以缩短相位旋转周期，例如可以为通常的相位旋转检测周期的1/3。

在本实施例中，说明了使用导频部分等的DPCCH的数据的比特差错率来进行同步判定的情况，但在本发明中，也可以使用其他同步判定方法。

(实施例11)

在本实施例中，说明预先保持前面的检测周期的相位旋转检测结果，在接收质量低的情况下，使用其前面的检测周期的相位旋转检测结果的情况。

图23是表示本发明实施例11的相位旋转检测电路的结构方框图。在图23中，与图20相同的部分附以与图20相同的标号并省略其详细的说明。

图23所示的相位旋转检测电路包括切换来自归一化电路2058的频率偏差检测结果和来自指针间平均电路2059的fD检测结果的输出的切换控制电路1502，以及保持在前面的检测周期中检测出的相位旋转检测结果的前检测值保持部2301。在该切换控制电路1502中，从SIR测定器1501输出作为SIR测定结果的接收SIR，同时从同步判定电路1701输出同步判定结果。

下面，说明配有具有上述结构的相位旋转检测电路的基站的工作。

在相关器105中，对于无线接收处理后的信号实施了解扩处理的结果被输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082，同时被输出到SIR测定器1501。SIR测定器1501用接收信号内的导频部分来进行SIR测定。具体地说，在相位旋转检测周期中进行接收SIR的平均。

然后，将平均过的接收SIR分别输出到同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082中。具体地说，将平均过的接收SIR(SIR测定结果)输出到信道估计电路1072、1082的切换控制部1502中。

另一方面，使用相关器104、105的输出分别将同步检测电路107和同步检波电路108同步检波后的输出进行RAKE合成，将RAKE合成后的信号输出到解调电路110。解调电路110对RAKE合成后的信号进行解调处理并获得接收数据。该接收数据被输出到同步判定电路1701。

同步判定电路1701对导频部分等的DPCCH的数据的比特差错率进行阈值判定，判定是否获得同步。然后，将该同步判定结果输出到信道估计独流1072、1082的切换控制电路1502。

切换控制电路1502对平均过的接收SIR进行阈值判定，进行是否输出归一化电路2058及指针间平均电路2059的输出(频率偏差检测结果及fD检测结果)的切换。

即，在平均过的接收SIR比阈值高(通信质量良好)的情况下，原封不动输出在本发明的的相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。另一方面，在平均过的接收SIR比阈值低的(通信质量恶化)情况下，废弃在本发明的相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果，将频率偏差检测结果及fD检测结果设定为预定值。这里，作为预定值，例如频率偏差使用0Hz，fD使用中速、即相位旋转检测的缺省值。

切换控制电路1502按照同步判定结果来进行是否原封不动输出归一化电路58和指针间平均电路2059的输出(频率偏差检测结果和fD检测结果)的切换。

即，在同步判定结果表示同步已确立的情况下，原封不动地输出在本发明的相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。另一方面，在同步判定结果表示同步未确立的情况下，废弃在本发明的相位旋转检测的检测周期内获得的频率偏差检测结果及fD检测结果，将频率偏差检测结果及fD检测结果设定为预定值。这里，作为预定值，例如频率偏差使用0Hz，fD使用中速、即相位旋转检测的缺省值。

在接收质量良好(平均SIR超过了阈值)情况或同步已确立时，原封不动输出通过本发明的相位旋转检测获得的频率偏差检测结果及fD检测结果。将该频率偏差检测结果及fD检测结果保持在前检测值保持部2301中。然后，在检测周期内，在接收质量恶化的情况下(在实施例10中，平均SIR变为阈值以下时)，作为缺省设定，将频率偏差检测结果和fD检测结果设定为预定值。

由于认为相位旋转本身在一个检测周期中变化不大，所以在接收质量恶化的情况下，不进行缺省设定，而进行控制，使得切换控制电路1502输出前检测值保持部2301中保持的前一个检测周期的频率偏差检测结果及fD检测结果。

即，在相位旋转周期中测定出的的接收质量恶化的情况下，将该检测周期中的相位旋转检测结果不用于校正而废弃，使用前一个检测周期中的检测结果(假设当前检测结果和前检测结果相同)。这种情况下，即使使用过于前面的检测周期的检测结果，由于精度变低，所以期望使用前一个检测周期的检测结果。而且，在下个检测周期中接收质量也恶劣的情况下，使用相位旋转检测值的预定值。

于是，根据本实施例，对于同步未确立的状态或接收质量恶劣状态下的的检测精度的恶化来说，通过不进行使用检测结果的校正而利用前一个检测结果进行控制，可以减小检测误差的影响，可以防止接收特性的恶化。

以下，用图24来说明本实施例的本发明的相位旋转检测和缺省设定的切换控制。图24是说明本发明实施例11的相位旋转检测的切换控制的流程图。

首先，在步骤(以下省略为ST)1中，将切换控制电路1502设定为缺省(频率偏差0Hz、fD判定‘中’(WMSA(Weighted Multi-Slot Averaging；多时隙加权平均)3时隙)。在ST2中，由同步判定电路1701判定同步是否确立。如果同步已确立，那么进行延迟检波等规定的处理(ST4)，如果同步未确立，那么对相位旋转检测电路205指示检测周期的复位(ST3)，维持切换电路1502的缺省设定的状态。

接着，在ST5中，在同步确立后，判定是否是检测周期，进行60帧的相位旋转检测处理。即，如果是同步确立后的检测周期，那么继续进行通常的每次60帧的检测(ST6)。在进行通常检测的状态下，即使接收质量恶化的情况下，也比较平均SIR和阈值(ST7)。如果平均SIR超过阈值，那么接收质量良好，并利用检测值(ST10)。

在平均SIR在阈值以下时，比较上次的平均SIR和阈值(ST8)。如果上次的平均SIR超过阈值，那么接收质量良好，并采用前检测值保持部件2301中保持的上次的检测结果(ST11)。另一方面，在上次的平均SIR在阈值以下时，进行缺省设定(ST9)。即，在平均SIR比阈值低的情况下，废弃该检测周期n的检测结果，即使在下个检测周期n+1中也使用上次的检测周期n-1的结果。而且，在平均SIR持续比阈值低的情况下，从下个检测周期n+2起进行缺省设定。在返回到缺省设定以后进行通常检测工作(ST6)。

于是，如果在各时刻平均SIR超过阈值，那么利用检测结果，而如果在阈值以下，那么进行缺省设定。再有，对于检测周期的帧数来说，不限于本实施例，也可以是60帧以外。对于使用上次的检测结果和预定值的某一个进行控制来说，不限于本实施例。

在本实施例中，说明了无论同步确立与否，都进行本发明的相位旋转检测，在同步未确立时不使用相位旋转检测结果而使用前一个检测值的情况，但在同步未确立的情况下，也可以不进行本发明的相位旋转检测来进行控制。

图25是表示本发明实施例11的相位旋转检测电路的结构的另一例的方框图。在图25中，对于与图23相同的部分附以与图23相同的标号，并省略其详细的说明。

图25所示的的相位旋转检测电路包括本发明的控制相位旋转检测的开始和停止的切换控制电路2501。将作为同步判定电路1701输出的同步判定结果输入到该切换控制电路2501。切换控制电路2501根据同步判定结果来控制本发明的相位旋转检测的开始和停止。切换控制电路2501将表示相位旋转检测的开始和停止的信号输出到输出频率偏差检测结果和fD检测结果的切换控制电路1502。

在具有上述结构的相位旋转检测电路中，在同步判定结果是同步未确立的情况下，进行切换控制，以便停止本发明的相位旋转检测，将表示停止旨意的信号输出到切换控制电路1502。切换控制电路1502根据表示停止旨意的信号来进行是输出前检测值保持部2301中保持的前一个检测周期的检测结果，还是输出缺省设定的预定值的切换控制。对于是输出前一个检测周期的检测结果还是输出预定值的控制来说，与上述的方法相同。

在同步判定结果是同步确立的情况下，进行切换控制，以便开始本发明的相位旋转检测，将表示开始旨意的信号输出到切换控制电路1502。切换控制电路1502根据表示开始旨意的信号来输出作为归一化电路2058的输出的频率偏差检测结果和作为指针间平均电路2059的输出的fD检测结果。

于是，在同步未确立的情况下，通过不进行本发明的相位旋转检测，可以根据精度差的相位旋转检测结果来进行校正，可以防止接收特性劣化，并且可以削减有关接收的信号处理量，可以降低功率消耗。

可以将上述实施例1至11适当组合来实施。

本发明不限于上述实施例，可以进行各种变更来实施。在上述实施例1至11中，说明了将以本发明的相位旋转检测求出的相位旋转检测结果用于信道估计的情况，但在本发明中，也可以将以本发明的相位旋转检测求出的的相位旋转检测结果用于其他信号处理、例如延迟分布平均数等的最佳化。

本发明的相位旋转检测装置采用以下结构，包括：解扩部，对接收信号进行解扩处理而获得解扩信号；延迟波检波部，使用所述解扩信号来进行延迟检波；以及频率偏差检测部，通过进行所述延迟检波获得的延迟检波输出的矢量合成，来检测频率偏差产生的相位旋转。

本发明的相位旋转检测装置采用以下结构，包括：解扩部件，对接收信号进行解扩处理而获得解扩信号；延迟波检波部件，使用所述解扩信号来进行延迟检波；以及最大多普勒频率检测部件，通过进行所述延迟检波获得的延迟检波输出的矢量合成，来检测多普勒频率产生的相位旋转。

本发明的相位旋转检测装置采用以下结构，包括：解扩部件，对接收信号进行解扩处理而获得解扩信号；延迟波检波部件，使用所述解扩信号来进行延迟检波；频率偏差检测部件，通过将所述延迟检波获得的延迟检波输出进行矢量合成，来检测载波频率偏差产生的相位旋转；以及最大多普勒频率检测部件，通过使用所述频率偏差造成的相位旋转进行校正过的延迟检波输出的矢量合成，来检测最大多普勒频率产生的相位旋转。

根据这些结构，由于使用对相位旋转检测的可靠性产生影响的延迟检波输出，所以可以提高信道估计的精度。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：最大多普勒频率检测部件使用频率偏差产生的相位旋转进行校正过的延迟检波输出的正交分量的绝对值的矢量合成。

根据该结构，即使进行旋转方向不固定的多普勒频率产生相位旋转的平均，也可以正确地检测最大多普勒频率。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：仅对可靠性高的延迟检波输出进行正交分量的绝对值的矢量合成。

根据该结构，由于在检测中不使用可靠性低的延迟检波输出，所以即使在噪声大的情况下，也可以正确地检测最大多普勒频率。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：所述延迟检波部件具有测定间隔不同的多个延迟检波部。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：延迟检波部件根据表示相位旋转量和延迟检波输出值的关系的表，从来自所述多个延迟检波部的延迟检波输出中选择最适合的延迟检波输出。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：延迟检波部件根据所述多个延迟检波部中的指定的延迟检波部中的相位旋转量来切换所述多个延迟检波部的工作。

根据这些结构，由于在相位旋转检测中可以选择最合适的延迟检波输出，所以可以避免噪声的影响，可靠地检测相位旋转。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：对延迟检波输出进行阈值判定，仅用可靠性高的输出来进行相位旋转检测。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：对校正频率偏差后的延迟检波输出进行阈值判定，仅用可靠性高的输出来进行相位旋转检测。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：包括选择部件，在指针间分别进行了相位旋转检测中求出的、进行过偏差校正的延迟检波输出中选择最大的输出，使用所述最大的输出来检测多普勒频率产生的相位旋转。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：包括对所述最大的输出进行阈值判定的阈值判定部件。

本发明的相位旋转检测装置在上述结构中采用以下结构：最大多普勒频率检测部件参照使通信质量和最大多普勒频率相关联的判定表来检测最大多普勒频率产生的相位旋转。

根据这些结构，消除接收电平低、即可靠性低的延迟检波输出，仅使用可靠性高的延迟检波输出来进行相位旋转检测，所以可以改善检测精度。

本发明的无线基站装置具有包括上述相位旋转检测装置的特征。由此，提高信道估计精度并提高接收性能。

本发明的无线基站装置包括：相位旋转检测装置，对接收信号进行相位旋转检测的相位旋转检测装置；接收质量测定部件，使用所述接收信号来测定接收质量；以及第1切换控制部件，根据所述接收质量来切换是否输出由所述相位旋转检测装置检测出的结果；其中，所述相位旋转检测装置包括：解扩部件，对接收信号进行解扩处理而获得解扩信号；延迟波检波部件，使用所述解扩信号来进行延迟检波；频率偏差检测部件，通过将所述延迟检波获得的延迟检波输出进行矢量合成，来检测载波频率偏差产生的相位旋转；以及最大多普勒频率检测部件，通过使用所述频率偏差造成的相位旋转进行校正过的延迟检波输出的矢量合成，来检测最大多普勒频率产生的相位旋转。

根据该结构，在通信质量恶劣的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正，可以防止接收特性的劣化。

本发明的无线基站装置包括：相位旋转检测装置，对接收信号进行相位旋转检测；解调部件，对所述接收信号进行解调处理；同步判定部件，使用所述解调部件的输出来进行同步判定；以及第1切换控制部件，按照所述同步判定的结果来切换是否输出由所述相位旋转检测装置检测出的结果；其中，所述相位旋转检测装置包括：解扩部件，对接收信号进行解扩处理而获得解扩信号；延迟波检波部件，使用所述解扩信号来进行延迟检波；频率偏差检测部件，通过将所述延迟检波获得的延迟检波输出进行矢量合成，来检测载波频率偏差产生的相位旋转；以及最大多普勒频率检测部件，通过使用所述频率偏差造成的相位旋转进行校正过的延迟检波输出的矢量合成，来检测最大多普勒频率产生的相位旋转。

根据该结构，在未获得同步的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测的结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正，可以防止接收特性的劣化。

本发明的无线基站装置包括：相位旋转检测装置，对接收信号进行相位旋转检测；接收质量测定部件，使用所述接收信号来测定接收质量；解调部件，对所述接收信号进行解调处理；同步判定部件，使用所述解调部件的输出来进行同步判定；以及第1切换控制部件，按照所述同步判定的结果来切换是否输出由所述相位旋转检测装置检测出的结果；其中，所述相位旋转检测装置包括：解扩部件，对接收信号进行解扩处理而获得解扩信号；延迟波检波部件，使用所述解扩信号来进行延迟检波；频率偏差检测部件，通过将所述延迟检波获得的延迟检波输出进行矢量合成，来检测载波频率偏差产生的相位旋转；以及最大多普勒频率检测部件，通过使用所述频率偏差造成的相位旋转进行校正过的延迟检波输出的矢量合成，来检测最大多普勒频率产生的相位旋转。

根据该结构，在通信质量恶劣的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测的结果，所以可以根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正，在未获得同步的情况下，由于精度低而不使用估计的相位旋转检测的结果，所以可以防止根据精度低的相位旋转检测结果来进行校正。由此，可以防止接收特性的劣化。

本发明的无线基站装置在上述结构中采用以下结构：第1切换控制部件进行控制，以便在接收质量良好的情况下，输出由所述相位旋转检测装置检测出的结果，而在接收质量恶化的情况下，输出预定值。

本发明的无线基站装置在上述结构中采用以下结构：第1切换控制部件进行控制，以便在同步确立的情况下输出由所述相位旋转检测装置检测出的结果，而在同步未确立的情况下输出预定值。

本发明的无线基站装置在上述结构中采用以下结构：相位旋转检测装置使相位旋转检测周期在某个指定的环境中比通常的相位旋转检测周期短。由此，可以从同步未确立或非同步的状态迅速地进行同步确立。

本发明的无线基站装置在上述结构中采用以下结构：相位旋转检测装置包括保持前一个相位旋转检测结果的保持部件，所述第1切换控制部件进行控制，以便代替预定值而输出所述保持部件中保持的前一个相位旋转检测结果。

根据该结构，对于同步未确立的状态或接收质量恶劣的状态下的检测精度的劣化，通过不使用检测结果的校正而通过利用并控制前一个检测结果，可以减小检测误差的影响，防止接收特性的劣化。

本发明的无线基站装置在上述结构中采用以下结构，包括对相位旋转检测的开始和停止进行控制的第2切换控制部件。

根据该结构，可以根据精度差的相位旋转检测结果来进行校正，可以防止接收特性恶化，并且可以削减有关接收的信号处理量，降低功率消耗量。

本发明的相位旋转检测方法，包括：解扩步骤，对接收信号进行解扩处理来获得解扩信号；延迟检波步骤，使用所述解扩信号来进行延迟检波；频率偏差检测步骤，将通过所述延迟检波获得的延迟检波输出进行矢量合成，来检测频率偏差产生的相位旋转；以及最大多普勒频率检测步骤，通过使用所述频率偏差产生的相位旋转来对校正过的延迟检波输出进行矢量合成，从而检测最大多普勒频率产生的相位旋转。

根据该方法，由于使用对相位旋转检测的可靠性产生影响的延迟检波输出，所以可以提高信道估计精度。

如以上说明，根据本发明，在从接收信号中包含的已知信号中分别检测相位旋转的频率偏差分量和衰落变动分量时，通过将延迟检波输出进行矢量合成来考虑接收信号的可靠性，而且，使用频率偏差校正后的延迟检波输出来检测最大多普勒频率，所以可以实现检测精度高。

本说明书基于2000年9月4日申请的(日本)特愿2000-267532和2001年2月21日申请的特愿2001-45710。它们内容全部包含于此。

                     产业上的可利用性

本发明可以应用于数字无线通信系统，特别是可应用于CDMA(CodeDivision Multiple Access)方式中使用的相位旋转检测装置和配有该相位旋转检测装置的无线基站装置。

Claims (10)

1.一种无线基站装置，包括：

同步检波部件，检测接收信号的频率偏差产生的相位旋转，对检测出的所述频率偏差产生的相位旋转进行校正并获得信道估计值，以获得的所述信道估计值进行同步检波；以及

解调部件，对所述同步检波部件同步检波后的接收信号进行解调；

其中，所述同步检波部件包括：

相位旋转检测部件，对于对已知信号进行延迟检波所获得的延迟检波输出，校正通过对所述延迟检波输出进行矢量合成所获得的所述频率偏差产生的相位旋转，同时通过对校正后的所述延迟检波输出进行矢量合成来检测最大多普勒频率产生的相位旋转；以及

校正部件，通过基于对所述相位旋转检测部件检测的所述最大多普勒频率产生的相位旋转的检测结果进行的加权来对多个时隙的信道估计值进行加权加法，从而获得时隙平均的信道估计值，

其中，以在所述校正部件获得的所述时隙平均的信道估计值进行同步检波。

2.如权利要求1所述的无线基站装置，其中，

所述校正部件根据所述最大多普勒频率产生的相位旋转的检测结果计算加权系数，使用所述加权系数对多个时隙的信道估计值进行加权加法来获得所述时隙平均的信道估计值。

3.如权利要求1所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件根据接收质量来切换是输出所述多普勒频率产生的相位旋转的检测结果还是输出所述多普勒频率产生的相位旋转的预定值。

4.如权利要求1所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件根据同步判定的结果来切换是输出所述多普勒频率产生的相位旋转的检测结果还是输出所述多普勒频率产生的相位旋转的预定值。

5.如权利要求1所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件根据接收质量以及同步判定的结果来切换是输出所述多普勒频率产生的相位旋转的检测结果还是输出所述多普勒频率产生的相位旋转的预定值。

6.如权利要求3所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件在接收质量良好时输出所述相位旋转的检测结果，而在接收质量恶劣时输出所述相位旋转的预定值。

7.如权利要求4所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件在同步确立时输出所述相位旋转的检测结果，而在同步没有确立时输出所述相位选择的预定值。

8.如权利要求1所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件在通信开始之后使相位旋转检测周期比通常短。

9.如权利要求3所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件输出前一个相位旋转检测结果以代替所述预定值。

10.如权利要求1所述的无线基站装置，其中，

所述相位旋转检测部件在判定为同步确立时进行相位旋转的检测，在判定为同步没有确立时停止相位旋转的检测。

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