WO2002021713A1

WO2002021713A1 - Dispositif de mesure de rotation de phases et dispositif de station de base radio comprenant celui-ci

Info

Publication number: WO2002021713A1
Application number: PCT/JP2001/007586
Authority: WO
Inventors: Hideki Kanemoto; Toshiteru Hayashi; Kazuyuki Miya
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2000-09-04
Filing date: 2001-09-03
Publication date: 2002-03-14
Also published as: CN1198404C; AU2001282598A1; US20040013169A1; KR20020043261A; JP3497480B2; EP1233535A4; CN1389024A; EP1233535A1; JP2002152088A

Description

明細書位相回転検出装置及びそれを備えた無線基地局装置技術分野

本発明は、ディジタル無線通信システム、特に CDMA (Code Division Multiple Access) 方式において使用される位相回転検出装置及びそれを備えた無線基地局装置に関する。背景技術

無線通信において、基地局と通信端末とは独立したクロックを保有している一般に、基地局は、高精度（0. lppm以下）な発振器を有しているのに対して、通信端末は、コスト、サイズ、消費電力の点から数 ppm程度の精度の発振器を持つことになる。

例えば、通信端末において、キヤリァ周波数が 2 GHzの場合では、 2 kH z (精度 lppm時）以上の周波数ずれが発生することになり、このままでは受信が困難となる。このため、通常通信端末は、下り回線の受信信号に基づいてクロック周波数のずれを制御する機能、 AFC (Automatic Frequency Control) を有する o

ディジ夕ル無線通信システムの W— CDMA (Wideband-Code Division Multiple Access) の ί易合ヽ 3 GPP ( c5 rd Generation Partners iD Project)規定により 0. lppm (2 G H zのキャリア周波数では 20 OH zに相当）以下であることが要求されている。

しかしながら、そのような規定を満足した状態であってもなお、基地局による上り回線信号の受信においては、通信端末での周波数オフセット（通信端末のクロック周波数のずれを補正する AFCにおける補正誤差（AFC残差）などによって生じる受信信号の周波数ずれ、例えば周波数オフセット 200Hz で 1スロット間に 4 8度程度）及びフエージング変動による高い最大ドヅブラ一周波数（： f D ) (例えば 2 4 0 H z (時速 1 2 O kmZh程度に相当）で 1 スロット間に 5 7 . 6度程度の位相回転）による位相回転でチャネル推定が大きく劣化し、その結果として受信特性が大きく劣化する。

特に、チャネル推定精度の向上を目的とした、複数スロットのパイロットシンボルを重み付けして平均化する方法（WM S A： Weighted Multi-Symbol Averaging)においては、チャネル推定を求める平均化時間が長いほど、その影響が大きい。よって、従来では、 f Dによって平均化長（スロット長及びその重み係数）を制御することが考えられている。例えば、周波数オフセットやフェージング変動による位相回転が大きくなるにしたがって、その影響を受けないように平均化時間を短くする（平均化を行う前後のスロット数を少なくする）制御を行う。

従来、チャネル推定のために位相回転を検出する方法として、 "DC- CDMA 受信機における周波数オフセット補正方式" 1999年信学総大 B5-123 (三菱電機：永易他）に開示されているものがある。この方法は、スロット間のチャネル推定値の遅延検波を行い位相回転角度を計算し、 I I R (infinite Impulse Response) フィル夕を用いて、計算した位相回転角度を平均化することにより、周波数オフセット検出のみを行う方法である。

この方法は、位相回転角度の計算に逆正接関数（t a n -1) を使用しているため、演算量が多くなり、ハード規模への影響が大きくなる。

また、この方法は、位相回転検出において位相回転角度のみに着目しており、位相回転検出に位相回転角度の平均を使用している。この場合、各々検出された位相回転角度の信頼性は考慮されていない。具体的には、この方法では、単に位相回転角度を平均した値を用いて位相回転検出を行っており、 mスロットにおけるチャネル推定値（推定伝送特性）の信頼性、すなわち、そのスロットにおける受信信号レベル、又はそれに依存する遅延検波出力の大きさを考慮していない。一般に、希望波信号レベルが低ければ（S I R (Signal to Interference Ratio) が低い）、受信信号はノイズによって大きな影響を受けるため、チヤネル推定値の信頼度は低くなる。また、遅延検波出力の大きさは、複素共役演算する前後のスロットのチャネル推定値の大きさに依存する。このように、この方法においては、遅延検波出力の大きさに依存するにも拘わらず、遅延検波出力における検出角度の信頼性はまったく考慮されていない。このような状態で位相回転検出を行うと、位相回転検出の精度が低下してチャネル推定精度が低下してしまう。

さらに、遅延検波に用いるチャネル推定値の間隔は 1スロットで固定となつている。

また、チャネル推定のために位相回転を検出する他の方法として、 "パイ口ットシンボルを用いるドヅブラ周波数検出" 2000 年信学総大 B5-123 (DoCoMo :安藤他）に開示されている方法がある。この方法は、スロット毎のチャネル推定値を正規化した後に内積演算して平均化することにより、最大ドッブラ一周波数を検出する方法である。

この方法では、位相回転検出において最大ドップラー周波数のみを考慮して、周波数オフセットの影響を考慮していない。また、上記従来技術と同様に、各チヤネル推定値を正規化して内積するため、チヤネル推定値の信頼性が考慮されていない。このような状態で位相回転検出を行うと、位相回転検出の精度が低下して、チャネル推定精度が低下しまう。発明の開示

本発明の目的は、キャリア周波数オフセヅトおよびフエージング変動による最大ドップラー周波数を高精度に検出することができる位相回転検出装置及びそれを備えた無線基地局装置を提供することである。

本発明者らは、チャネル推定を行う際に補正が必要とされる位相回転が、通信端末のクロヅク周波数のずれを補正する A F Cにおける補正誤差（ A F C残差）などの外部環境により数秒以上の比較的緩やかな時間的オーダーで変化する周波数オフセッ卜と、数ミリ秒のオーダーで頻繁に変化するフヱ一ジング変動とに関係することに着目し、位相回転の周波数オフセット成分及びフェージング変動成分を個別に検出し、しかも周波数オフセット成分及びフエ一ジング変動成分の信頼度を考慮して、検出した位相回転の値をチャネル推定に反映させることにより、チャネル推定精度を向上させることが可能になることを見出し、本発明をするに至った。

本発明の主題は、受信信号に含まれる既知信号から位相回転の周波数オフセット成分及びフェージング変動成分を個別に検出する際に、遅延検波出力をべクトル合成することにより受信信号の信頼性を考慮し、また、周波数オフセット補正した後の遅延検波出力を用いて最大ドッブラー周波数を検出することにより、高い検出精度を実現できることである。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態 1に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すプロック図；

図 2は、図 1に示す基地局のチャネル推定回路の構成を示すブロック図；図 3は、図 2に示すチャネル推定回路における位相回転検出回路の構成を示すブロック図；

図 4は、本発明の実施の形態 1に係る位相回転検出装置を備えた基地局と無線通信を行う通信端末の構成を示すブロック図；

図 5は、本発明の位相回転検出装置において遅延検波の時間間隔を説明するための図；

図 6は、本発明の実施の形態 2に係る位相回転検出装置の遅延検波回路の構成を示すブロック図；

図 Ίは、本発明の実施の形態 2に係る位相回転検出装置の遅延検波回路において使用されるテーブルを示す図；図 8は、本発明の実施の形態 2に係る位相回転検出装置の遅延検波回路の他の構成を示すプロック図；

図 9は、本発明の実施の形態 3に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 0は、本発明の実施の形態 4に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 1は、本発明の実施の形態 5に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 2は、本発明の実施の形態 6に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 3は、本発明の実施の形態 7に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 4は、本発明の実施の形態 7に係る位相回転検出装置において使用する： D判定テーブルを示す図；

図 1 5は、本発明の実施の形態 8に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すブロック図；

図 1 6は、本発明の実施の形態 8に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 7は、本発明の実施の形態 9に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すブロック図；

図 1 8は、本発明の実施の形態 9に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図；

図 1 9は、本発明の実施の形態 1 0に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すプロック図；

図 2 0は、本発明の実施の形態 1 0に係る位相回転検出回路の構成を示すブロック図；

図 2 1は、本発明の実施の形態 1 0に係る位相回転検出の検出タイミング変更を示す図；

図 2 2は、本発明の実施の形態 1 0に係る位相回転検出の検出タイミング変更を示す図；

図 2 3は、本発明の実施の形態 1 1に係る位相回転検出回路の構成の一例を示すブロック図；

図 2 4は、本発明の実施の形態 1 1に係る位相回転検出の切替制御を説明するためのフローチャート；並びに

図 2 5は、本発明の実施の形態 1 1に係る位相回転検出回路の構成の他の例を示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

(実施の形態 1 )

本実施の形態においては、チャネル推定を行う際に、周波数オフセットによる位相回転とフエ一ジング変動による位相回転を個々に算出し、両方の位相回転を補正する場合について説明する。

図 1は、本発明の実施の形態 1に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すブロック図である。なお、図 1に示す基地局では、 R AK E合成するパスが 2である場合について説明するが、 R A K E合成するパスが 3以上である場合にも適用することができる。また、図 1に示す基地局では、説明を簡単にするために、 1ユーザの系列のみについて表記している。したがって、複数ユーザの系列についても同様に適用することができる。

通信相手である通信端末から送信された信号は、アンテナ 1 0 1から共用器

1 0 を介して無線受信回路 1 0 3で受信する。無線受信回路 1 0 3では、受信信号に対して所定の無線受信処理（ダウンコンバート、 A/D変換など）を行って、無線受信処理後の信号を相関器 1 0 4 , 1 0 5に出力する。また、無線受信処理後の信号は、サーチ回路 1 0 6に出力される。相関器 104では、無線受信処理後の信号のデータ部分（DPD CH (Dedicated Physical Data Channel) ) に対して、通信相手である通信端末での拡散変調処理で使用した拡散符号を用いて逆拡散処理を行って同期検波回路 107の遅延器 1071及び同期検波回路 108の遅延器 108 1に出力する。相関器 105では、無線受信処理後の信号のパイロット部分（既知信号）に対して、通信相手である通信端末での拡散変調処理で使用した拡散符号を用いて逆拡散処理を行って同期検波回路 107のチャネル推定回路 1 072及び同期検波回路 108のチャネル推定回路 1082に出力する。サ一チ回路 106では、逆拡散処理を行うパスの同期をとり、そのタイミング情報を相関器 104及び相関器 105に出力する。相関器 104及び相関器 105 は、サーチ回路 106からのタイミング情報に基づいて逆拡散処理を行う。同期検波回路 107のチャネル推定回路 1072では、受信信号のパイ口ット部分を用いてチャネル推定を行い、そのチャネル推定値を乗算器 1073に出力する。乗算器 1073では、遅延器 1071でタイミング補正された受信信号のデータ部分にチャネル推定値を乗算する。これにより同期検波がなされる。同期検波後の信号は RAKE合成器 109に出力される。

同期検波回路 108のチャネル推定回路 1082では、受信信号のパイ口ット部分を用いてチャネル推定を行い、そのチャネル推定値を乗算器 1083に出力する。乗算器 1083では、遅延器 1081でタイミング補正された受信信号のデ一夕部分にチャネル推定値を乗算する。これにより同期検波がなされる。同期検波後の信号は RAKE合成器 109に出力される。

RAKE合成器 109では、同期検波回路 107及び同期検波回路 108からの出力を RAKE合成して、 RAKE合成後の信号を復調回路 110に出力する。復調回路 110では、 RAKE合成後の信号に対して復調処理を行って受信データを得る。

送信データは、変調回路 111で変調処理された後に、拡散回路 112に出力される。拡散回路 112では、変調処理後のデ一夕に対して所定の拡散符号を用いて拡散変調処理を行い、拡散変調処理後のデータを無線送信回路 1 1 3 に出力する。無線送信回路 1 1 3では、拡散変調処理後のデータに対して所定の無線送信処理（D/A変換、アップコンバート）を行う。無線送信処理された信号は、共用器 1 0 2を介してアンテナ 1 0 1から通信相手である通信端末に送信される。

次に、同期検波回路 1 0 7 , 1 0 8のチャネル推定回路 1 0 7 2 , 1 0 8 2 の構成を説明する。図 2は、図 1に示す基地局のチャネル推定回路の構成を示すプロック図である。

乗算器 2 0 1では、逆拡散処理後の信号にシンボル毎の位相回転補正値を乗算し、乗算後の信号を乗算器 2 0 2に出力する。乗算器 2 0 2では、シンボル毎の位相回転補正された逆拡散処理後の信号にパイロットパターン（P Lパ夕ーン）を乗算し、 P Lパターンによるデ一夕変調成分を消すことにより同相に揃え、その乗算結果を同相加算回路 2 0 3に出力する。

同相加算回路 2 0 3では、乗算結果を同相加算してスロット単位のチャネル推定値を求める。シンボル毎の位相回転補正値の乗算、 P Lパターンの乗算及び同相加算は、スロット内の処理となる。このチャネル推定値は、重み付け加算回路 2 0 4に出力される。

一方、逆拡散処理後の信号は、位相回転検出回路 2 0 5に出力される。位相回転検出回路 2 0 5では、逆拡散処理後の信号から周波数オフセヅトを求めると共に、逆拡散処理後の信号から最大ドップラー周波数（以後、ドッブラ一周波数又は f D ) を求める。位相回転検出回路 2 0 5では、周波数オフセット及び最大ドッブラー周波数は、それそれ個別に検出する。

位相回転検出回路 2 0 5で検出された周波数オフセット検出結果（周波数ォフセヅトに対応する位相回転量）は、スロヅト毎位相回転補正回路 2 0 7及びシンボル毎位相回転補正回路 2 0 9 , 2 1 0に出力される。また、最大ドヅプラー周波数（f Dに対応する位相回転量）は、重み係数算出回路 2 0 8に出力される。なお、一般に周波数オフセットに比べて、フエ一ジング変動におけるドヅプラ一周波数を正確に測定するのは困難である。よって、上記ドップラー周波数の検出においては、周波数オフセットの検出精度よりも、粗い精度（例えば、数十 H z程度、又は低速/中速 Z高速の検出程度）に留めることが考えらる。シンボル毎位相回転補正回路 2 1 0は、周波数オフセットの位相回転量に基づいてシンボル毎の位相回転補正値△0 symbolを算出し、この位相回転補正値 A 0 symbolを乗算器 2 0 1に出力する。スロヅト毎位相回転補正回路 2 0 7は、周波数オフセットの位相回転量に基づいてスロット毎の位相回転補正値 A ^ slotを算出し、この位相回転補正値 slotを重み付け加算回路 2 0 4 に出力する。シンボル毎位相回転補正回路 2 0 9は、周波数オフセット成分に基づいてシンボル毎の位相回転補正値 symbolを算出し、この位相回転補正値 A S symbolを乗算器 2 0 6に出力する。なお、上記 2 0 1に出力される位相回転補正値 symbol と 2 0 6に出力される位相回転補正値△ 0 symbolとは同一の値であるため、 1つに共通化することも可能である。重み係数算出回路 2 0 8では、 f D検出値に応じて重み係数（ひ）を算出し、この重み係数《を重み付け加算回路 2 0 4に出力する。

重み付け加算回路 2 0 4では、スロット每位相回転補正回路 2 0 7からの位相回転補正値 A 6> slot及び重み係数算出回路 2 0 8からの重み係数ひを用いて複数スロットにわたるスロヅト単位のチャネル推定値に対して重み付け加算を行う。したがって、この重み付け加算処理はスロット間の処理となる。このようにして複数スロットにわたつて重み付け加算されたチャネル推定値によりシンボル毎のチャネル推定値あるいはスロット平均のチャネル推定値が求められる。この場合、必要に応じて、チャネル推定値としては、重み付け加算回路 2 0 4の出力であるスロット平均のチャネル推定値を用いたり、重み付け加算回路 2 0 4の出力であるスロット平均のチャネル推定値にシンポル毎の位相回転補正値 A 6> symbolを乗算器 2 0 6で乗算して得られたシンポル毎のチヤネル推定値を用いる。次に位相回転検出回路 2 0 5について、図 3を用いて説明する。この位相回転検出回路 2 0 5は、受信信号の信頼度を考慮して、周波数オフセット成分による位相回転（周波数オフセット検出結果）と最大ドップラー周波数成分による位相回転（f D検出結果）を個別に求める。すなわち、周波数オフセット検出及び最大ドップラー周波数検出において、スロヅトにおける受信信号レべル又はそれに依存する遅延検波出力の大きさを考慮する。

このように、位相回転検出において、周波数オフセット成分と最大ドッブラ一周波数成分を個別に求めることにより、位相回転に及ぼす種類の異なる要因を個々に補正することができる。また、周波数オフセット成分と最大ドッブラ —周波数成分による位相回転の検出について、スロヅトにおける受信信号レべル又はそれに依存する遅延検波出力の大きさなどの信頼度を考慮することにより、正確に位相回転を補正することができる。その結果、高精度なチャネル推定を行うことが可能となり、基地局における受信性能を向上させることがで 'ぎる。

図 3において、相関器 1 0 4 , 1 0 5からの逆拡散処理後の信号（逆 ¾散信号）は、象限補正回路 2 0 5 1に出力される。象限補正回路 2 0 5 1では、逆拡散信号に象限補正を行う。すなわち、信号点のある象限を揃えて同相加算を行うことができるようにする。象限補正された信号は、シンボル間平均化回路 2 0 5 2に出力される。

シンボル間平均化回路 2 0 5 2では、遅延検波を行う期間（シンボル間）にわたって同相加算結果を平均化する。平均化された同相加算結果は、遅延検波回路 2 0 5 3に出力される。

遅延検波回路 2 0 5 3では、平均化された同相加算結果を用いて遅延検波を行う。この遅延検波出力は、平均化回路 2 0 5 4及び乗算器 2 0 6 0に送られる。平均化回路 2 0 5 4では、遅延検波出力の精度を高めるために、例えば数十フレーム間にわたって遅延検波出力をそのまま平均化（べクトル合成）する。平均化された遅延検波出力は、フィンガ間平均化回路 2 0 5 7に出力される。フィンガ間平均化回路 2 0 5 7では、フィンガ間で平均化された遅延検波出力を平均化する。このフィンガ間で平均化された遅延検波出力は、正規化回路 2 0 5 8に出力される。

正規化回路 2 0 5 8においては、フィンガ間で平均化された遅延検波出力を正規化する。これは、フィンガ間で平均化された遅延検波出力を最大ドッブラ一周波数の検出に用いる際に角度のみの情報にする必要があるからである。正規ィ匕された遅延検波出力は、乗算器 2 0 6 0に出力されると共に、周波数オフセット検出結果として得られる。

なお、図 3においては、周波数オフセット検出結果が正規化回路 2 0 5 8から出力される場合について説明しているが、フィンガ間平均化回路 2 0 5 7からの出力を周波数オフセット検出結果として用いても良い。

乗算器 2 0 6 0では、遅延検波回路 2 0 5 3からの遅延検波出力と、正規ィ匕された遅延検波出力の複素共役とが乗算される。これにより、周波数オフセット補正した後の遅延検波出力が得られる。この周波数オフセヅト補正した後の遅延検波出力は、絶対値算出回路 2 0 5 5に出力される。

絶対値算出回路 2 0 5 5では、周波数オフセット補正した後の遅延検波出力を絶対値算出する。これは、ドップラー周波数による位相回転の方向が一定ではなく、そのまま平均化を行うと正確に f Dを検出できなくなるからである。絶対値算出された遅延検波出力は、平均化回路 2 0 5 6に出力される。平均化回路 2 0 5 6では、遅延検波出力の精度を高めるために、例えば数十フレーム間にわたって遅延検波出力をそのまま平均化（ベクトル合成）する。平均化された遅延検波出力は、フィンガ間平均化回路 2 0 5 9に出力される。フィンガ間平均化回路 2 0 5 9では、フィンガ間で平均化された遅延検波出力を平均化する。このフィンガ間で平均化された遅延検波出力は、検出結果となる。

上述したような図 1に示す基地局は、図 4に示す通信端末とにより、 C D M A方式によるディジ夕ル無線システムを構成しており、図 1に示す基地局と図 4に示す通信端末により無線通信が行われる。次に、この通信端末について図 4を用いて説明する。

図 4は、本発明の実施の形態 1に係る位相回転検出装置を備えた基地局と無線通信を行う通信端末の構成を示すブロック図である。なお、図 4に示す通信端末では、 R A K E合成するパスが 1である場合について説明するが、 R A K E合成するパスが 2以上である場合にも適用することができる。

通信相手である基地局から送信された信号は、アンテナ 3 0 1から共用器 3 0 2を介して無線受信回路 3 0 3で受信する。無線受信回路 3 0 3では、受信信号に対して所定の無線受信処理を行って、無線受信処理後の信号を相関器 3 0 4及びサーチ回路 3 0 7に出力する。

相関器 3 0 4では、無線受信処理後の信号に対して、通信相手である通信端末での拡散変調処理で使用した拡散符号を用いて逆拡散処理を行ってチヤネル推定 ·同期検波 ·合成回路 3 0 5に出力する。相関器 3 0 4は、サーチ回路 3 0 7からのタイミング情報に基づいて逆拡散処理を行う。チャネル推定 ·同期検波 ·合成回路 3 0 5では、無線受信処理後の信号のパイ口ット部分（既知信号）を用いてチャネル推定を行ってチャネル推定値を求め、このチャネル推定値を無線受信処理後の信号のデ一夕部分に乗算して同期検波を行う。さらに、チャネル推定 ·同期検波 ·合成回路 3 0 5では、同期検波後の信号を用いて R A K E合成を行う。

R A K E合成後の信号は、復調回路 3 0 6に出力される。復調回路 3 0 6では、 R A K E合成後の信号に対して復調処理を行って受信データを得る。送信デ一夕は、変調回路 3 0 8で変調処理された後に、拡散回路 3 0 9に出力される。拡散回路 3 0 9では、変調処理後のデ一夕に対して所定の拡散符号を用いて拡散変調処理を行い、拡散変調処理後のデ一夕を無線送信回路 3 1 0 に出力する。無線送信回路 3 1 0では、拡散変調処理後のデ一夕に対して所定の無線送信処理を行う。無線送信処理された信号は、共用器 3 0 2を介してァンテナ 3 0 1から通信相手である基地局に送信される。次に、上記構成を有する位相回転検出装置の具体的動作について説明する。基地局では、通信端末からの上り回線信号を受信し、受信信号に対して相関器で逆拡散処理を行う。逆拡散信号は、それそれ位相回転検出回路 2 0 5に出力される。位相回転検出回路 2 0 5において、それそれ個別に周波数オフセヅトと f Dを検出する。

まず、周波数オフセットを検出する方法について説明する。

本発明においては、従来の位相回転検出とは異なり、すなわち検出した回転角度を平均化するのではなく、遅延検波出力（検出ベクトル）を加算（合成）する。これは、上述したように、周波数オフセットによる位相回転の検出が遅延検波出力に依存するので、遅延検波出力をそのまま加算するためである。このように、遅延検波出力の信頼性を考慮して周波数オフセットを検出するので、高い検出精度を実現することができる。また、この場合、従来のような角度計算における逆正接関数を使用しないためハード規模を削減することができる。次に、最大ドップラー周波数（f D ) を検出する方法について説明する。本発明においては、遅延検波出力値を用いて最大ドップラー周波数を検出する。具体的には、位相回転検出の際に内積は使用せず、測定周期間の遅延検波出力（I , Q出力）をそのまま加算（べクトル合成）する。ただし、直交成分 ( Q成分）は絶対値を加算する。

この方法では、遅延検波出力における検出角度の信頼性は、遅延検波出力の大きさに依存することを考慮し、遅延検波出力をそのまま合成する。これにより、高い検出精度を実現することができる。また、この場合、従来のような角度計算における逆正接関数を使用しないためハード規模を削減することができる。

周波数オフセット検出及び最大ドップラー周波数検出において、測定周期 (平均化回数）は可変とすることができる。例えば、受信 S I R (Signal to interference Ratio) や移動速度に応じて制御する。また、通信開始時のように、精度が多少悪くても検出時間を短縮して通信に入らなければならない場合などは、測定周期を通常よりも短くする。このように、使用状況に応じて測定周期を制御するようにしても良い。これについては後述する。

次に、周波数オフセット検出と組み合わせた最大ドップラー周波数検出について説明する。

本発明においては、遅延検波出力値に対して上述したようにして周波数オフセット補正した後に最大ドップラー周波数を検出する。周波数オフセット補正は、周波数オフセットを検出した値（平均化した遅延検波出力）を正規化した後に、その複素共役を遅延検波出力に乗算することにより行う。

そして、周波数オフセット補正された遅延検波出力を測定周期にわたって加算する。ただし、直交成分（Q成分）は絶対値を加算する。さらに、この値をフィンガ間で平均化（合成）する。フィンガ間で平均化した値を正規化して、直交成分の値を計算して検出値を求める。最後に、その検出値を判定用データ (判定テ一プル）と比較して f D判定を行って f D検出結果を得る。

次に、周波数オフセット検出と組み合わせた最大ドッブラ一周波数検出の具体的演算について説明する。

フィンガ 1について、象限補正後のパイロヅトシンボルの平均の m番目の出力、すなわちフィンガ 1の m番目の同相加算の結果を hi , mとすると、所定の間隔でのその遅延検波出力は下記式（ 1 ) のようになる。

'式（1 )

周波数オフセットによる信号の回転は、ほとんど一定であるとみなせるため、下記式（2 ) のようにして、この遅延検波出力を所定の区間だけベクトル加算して平均をとることによって雑音による影響を低減することができる。

'式 (2)

フィンガ毎に得られた上記遅延検波出力の平均値を、下記式（3) のようにして、さらにフィンガ毎にべクトル加算することにより平均化する。

" ⁼ 'Km-l

pnger m '式（3)

得られた遅延検波出力の平均値には、フェージングによる周波数の正負のドップラーシフトが補正され、周波数オフセットによる回転の成分が含まれることになる。

次に、上記のようにして求めた周波数オフセヅトによる位相回転を遅延検波出力から取り除き、フエ一ジングによるドップラーシフトの成分を検出する。まず、下記式（4) に示すように、遅延検波出力の平均値を正規化し、回転成分のみを取り出す。

d normalized

'式（4)

下記式（5) に示すように、遅延検波出力に対して、上式（4) で得られた周波数オフセットによる回転の複素共役を乗算し、周波数オフセットによる回転成分を補正する。 Pl,m ~ ^l,m 'd normalized

'式（5 )

周波数オフセットを補正した後の遅延検波出力より、フエージングドッブラ一周波数の検出を行う。フェージングでは、位相回転は正負の両方に生じるため、単にベクトル平均をとることでは求めることはできない。そのため、下言己式（6 ) に示すように、得られた周波数オフセット補正後の遅延検波出力について、その Q成分について絶対値をとり、その後ベクトル平均、すなわち I成分及び Q成分毎に加算して平均化する。これにより、最大ドップラー周波数べクトルを算出することができる。

) | ) '式（6 )

フィンガ毎に得られた周波数オフセット補正後の遅延検波出力の平均値について、下記式（7 ) に示すように、さらにフィンガ間でベクトル合成（平均化）する。

P

'式（7 )

得られたドップラー周波数べクトル pについて、その角度（角周波数に相当）を検出することにより、最大ドヅブラー周波数を求めることが可能となる。周波数オフセットに起因する位相回転は測定時間（数秒オーダ）に対して一定と見なせる。フェージング変動による位相回転は回転量及び回転方向ともに短い区間においても一定でないため、長時間の平均の検出値と瞬時の位相回転量との差が大きく、誤った検出値に基づいて位相回転補正を行うとかえつてチャネル推定精度が劣化する可能性がある。

一方、高いドップラー周波数の時には、フェージング変動による位相回転が同相加算に与える影響も無視できないので、周波数オフセットだけでなくフエ —ジング変動による位相回転も合わせて補正した方が、むしろ良いとも考えられる。いずれにしろ、フエ一ジング変動による位相回転の補正は、短時間での検出精度に依存する。

このように、周波数オフセットに起因する位相回転と f Dに起因する位相回転を別々に検出して、両位相回転量をチャネル推定に反映させることにより、長時間の平均の検出値と瞬時の位相回転量との差が大きい場合のチャネル推定劣化を防止すると共に、フェージングによる位相回転の同相加算への影響を小さくすることができる。

位相回転検出回路 2 0 5で求められた周波数オフセット検出結果は、シンポル毎位相回転補正回路 2 0 9 , 2 1 0とスロット毎位相回転補正回路 2 0 7に出力される。すなわち、本発明においては、位相回転補正として、シンボル毎の補正と、重み付け加算前のスロット毎の補正とを用いる。したがって、スロット内処理において、シンボル単位で位相回転を補正し、さらにスロット単位 (前後のスロットをも用いて）で位相回転を補正する。

このような 2段階の位相回転補正を行うことにより、まず、シンボル単位の補正により、各シンボルのチャネル推定値から周波数オフセット成分を除去し、同相加算によるスロット単位のチャネル推定精度を向上させ、次に、 WM S A における復調スロットに対する前後のスロット間の周波数オフセット成分を除去することで、 WM S Aによる重み付け加算によるチヤネル推定精度を向上させることができる。このように、シンボルレベル及びスロットレベルで個々に位相回転補正を行うことができるので、より精度良くチャネル推定値を求めることが可能となる。

また、上記のようにシンボル単位の位相回転補正とスロット単位の位相回転補正を行う際に、チャネル推定を行う処理単位として、シンボル単位で行う場合とスロット単位で行う場合とが考えられる。シンボル単位でチヤネル推定値を求めた場合にはチャネル推定を行う際に、シンボル調整を行う必要がある。シンボル毎位相回転補正回路 209, 2 10及びスロット毎位相回転補正回路 207では、それそれ以下のような具体的な演算により位相回転補正値を求めている。

パイ口ット部分の P Lパターンを乗算しデータ変調成分を消すことにより同相に揃えた後の相関出力は、

pl(m) =pl.i+ jpl.q (m=0〜5 : mはシンボル） …式 (8) である。

シンボル毎位相回転補正回路 209, 2 10で求められるシンボル単位の位相回転補正値は、

e j ( Δ Θ symb*m) =ad symb.i(m) + j.ad symb.q(m) …式、 9ノにより求められる。

スロット毎位相回転補正回路 2 07で求められるスロット単位の位相回転補正値は、

θ j ( Δ 0 slot*t) =ad slot.i(t) + j-ad slot.q(t)

(t=_2, - l,0,+l,+2)

…式 (10) により求められる。

シンボル毎位相回転補正回路 2 10の位相回転補正値 symbolは、乗算器 20 1に出力され、 PLパターン乗算前の逆拡散信号に乗算される。これにより、 P Lパターンとの相関をとる前にシンボル単位で位相回転が補正される。シンボル単位で位相回転が補正されたパイ口ット部分の逆拡散信号に P L ノ夕一ンを乗算した相関出力 pl(m)は、同相加算回路 203に出力される。同相加算回路 203では、

ch(t,0) =∑pl(m) · e j (△ 0 symb*m) …式 ( 1

1)

により同相加算される。

ここで、 m= 0〜5とする。 ch(t,m)は、 tスロット、 mシンポルのチヤネル推定値である。このチャネル推定値は、重み付け加算（WMS A (Weighted Multi-Symbol Averaging) 前のものである。

次いで、同相加算後のチャネル推定値は、重み付け加算回路 204に出力される。重み付け加算回路 204では、重み係数算出回路 208で算出された重み係数ひ及びスロット毎位相回転補正回路 207の出力である位相回転補正値 A0slotを用いて WMS Aを行う。 WMSAの補正では、復調するスロヅ卜を中心にし

て△ Sslotの補正を行う。

WMSAは、 1番目のブランチの n番目のスロットの m番目シンボルのチヤネル推定値を下記式（12) のように、

h_tM …式（1 2)

とすると、同期加算後のスロット毎のチャネル推定値は下記式（13) に示すようになり、さらに前後の複数スロットのチャネル推定値を用いることにより、下記式（14) に示すようになる。

I

■'式（13) '式（1 4)

ここで、 i (≤ l ) は重み係数である。

この WMSA技術については、安倍田、安藤、佐和橋、安達らの" DS/CDMA 複数シンボル重み付き平均化（WMSA) パイロットチャネルの特性"信学技報 RCS97-163, 1997-11) に示されている。この内容はここに含めておく。この技術を応用してスロット単位の位相回転補正による WMSAを行って、復調スロットの先頭シンボルのチャネル推定値を求める場合、

CH(t O) =∑W(t)-c (t,0)-ej(A 0slot*t) …式 ( 1

5 )

により行う。

ここで、 t =— 2 , — 1 , 0, + 1 , +2の 5スロットとするがスロット数は特に限定されない。 w(t)は、 WMSAの重み係数である。 CH(t,m)は、 t スロット、 mシンボルのチャネル推定値である。このチャネル推定値は、 WM S A後のものである。

したがって、シンボル毎のチャネル推定値は、

CH(t,m) =CH(t,0) · e j ( Δ 0symb*m) …式 ( 1

6 )

により求められる。

上記チャネル推定値の演算においては、スロット間の補正後の WMSA演算を行うが、その推定値が上記式（1 1) ではスロヅト先頭に合わせて補正を行うようになっている。したがって、そのまま WMSAを行うと、求まるチヤネル推定値はスロット先頭のものに相当する。このため、シンボル毎のチャネル推定値を計算して同期検波する際は、そのまま先頭の次のシンボルから位相回転補正値 A S symbolをかけていけば、各シンボルのチャネル推定値を求めることができる。すなわち、シンボル毎のチャネル推定値を求める場合には、シンボル毎位相回転補正回路 2 0 9で求められた位相回転補正値 symbolを重み付け加算回路 2 0 4の出力に乗算器 2 0 6で乗算する（シンボル単位処理）。

しかしながら、スロット単位のチヤネル推定値で同期検波する際は、スロヅト中央（又はパイロヅトシンボル区間の中央）のチャネル推定値を用いるのが良いと考えられるので、 WM S A後の値に、 4 *△0 symbol程度の値（スロヅト長が 1 0のパイロットシンボル長である場合）をかけた値で同期検波することが望ましい。

なお、スロット平均のチャネル推定値を用いるかシンボル単位のチャネル推定値を用いるかは、適宜変更することが可能である。シンボル単位のチャネル推定値を用いる場合、チャネル推定値がシンボル単位であるとの指示をシンポル毎位相回転補正回路 2 0 9に入力し、シンボル毎位相回転補正回路 2 0 9は、その指示にしたがって重み付け加算回路 2 0 4の出力に位相回転補正値 symbolを乗算する。一方、スロット平均のチャネル推定値を用いる場合、チャネル推定値がスロット平均であるとの旨にしたがってチヤネル推定値をスロット中央値に合わせる処理を行う。

このように、変化の状態が周波数オフセットに起因する位相回転とフェージング変動に起因する位相回転を別々に補正し、チャネル推定に両補正を反映させるので、受信品質を劣化させることなく、チャネル推定精度を向上させることができる。

さらに、逆拡散信号の同相加算前でシンボル単位（スロット内処理）で位相回転を補正し、さらに同相加算後でスロヅト単位（スロヅト間処理）で位相回転を補正してチャネル推定を行うことにより、チャネル推定精度を向上させることができる。

なお、本実施の形態においては、シンボル単位の位相回転補正とスロット単位の位相回転補正を両方行ってスロット平均のチャネル推定値やシンボル単位のチャネル推定値を求める場合について説明しているが、本発明においては、スロット単位の位相回転補正のみを行ってスロット平均のチャネル推定値やシンボル単位のチャネル推定値を求めるようにしても良い。

このように、本実施の形態に係る位相回転検出装置によれば、遅延検波出力をべクトル合成することにより受信信号の信頼度を考慮して、個別に周波数ォフセットと最大ドッブラ一周波数を求めて位相回転検出を行うので、補正のための角度演算（逆正接関数）が不要となり、ハード規模を減少させることができる。また、最大ドップラー周波数の検出においては、周波数オフセットの影響を排除できるため、高精度な最大ドップラー周波数の検出が可能となる。

(実施の形態 2 )

本実施の形態においては、遅延検波時間間隔を可変にして遅延検波を行って、検出対象として想定する位相回転量に対して、最適な遅延検波出力を求める場合について説明する。

周波数オフセット検出及び最大ドップラー周波数検出における遅延検波においては、任意の時間間隔のチャネル推定値を用いて行う。遅延検波出力は、遅延検波を行う時間間隔によってその値が変ィ匕する。例えば、時間間隔を 1 Z

2にした場合は，位相回転量が 1 Z2になるため、遅延検波出力はそれに応じて減少する。

したがって、検出しょうとする周波数オフセットあるいは最大ドップラー周波数が小さい場合、すなわち位相回転量が小さい場合は、雑音による影響を避けるために、遅延検波時間間隔を大きくして位相回転を確実に検出することが望ましい。逆に、位相回転量が大きい場合には、遅延検波時間間隔が大きすぎると誤検出されることが考えられるため、遅延検波時間間隔を小さくすることが望ましい。このように、検出対象として想定する位相回転量に対して、最適な遅延検波時間間隔が存在すると考えられる。

図 5に示すスロット構成において、各スロット内のパイロットシンボル（P L ) を平均して回線推定値を得、前スロットの回線推定値との遅延検波を行う場合、遅延検波間隔は 1スロットとなる。また、 1スロットおきに回線推定値の遅延検波を行う場合、遅延検波間隔は 2スロットとなる。さらに、 1スロット内のパイロヅトシンボルのうち、前半の 3シンボルを平均して得られる回線推定値と、後半の 3シンボルを平均して得られる回線推定値との遅延検波を行う場合、遅延検波間隔は 0 . 3スロット（正確には 1 0 Z3スロット）となる。なお、遅延検波時間間隔はこれら 3種類に限られない。このように、時間間隔の異なる遅延検波出力を用いることにより、より確からしい位相回転検出を行うことが可能となる。

具体的に、複数種類の遅延検波出力を用いる場合には、例えば図 6に示す構成を有する遅延検波回路 2 0 5 3を用いる。この遅延検波回路 2 0 5 3は、図 7に示すような 3種類の遅延検波出力値と位相回転量の正しい関係を記憶した参照テーブル 4 0 5を保持する。

この遅延検波回路 2 0 5 3においては、位相回転検出のために常時これら 3 種類の時間間隔で動作する遅延検波回路（ 0 . 3スロット用遅延検波回路 4 0 1 , 1スロット用遅延検波回路 4 0 2 , 2スロット用遅延検波回路 4 0 3 ) を有し、これらの遅延検波回路 4 0 1〜4 0 3をすベて動作させておき、それそれの遅延検波出力を比較部 4 0 4に出力する。

比較部 4 0 4では、それぞれの遅延検波出力を参照テーブル 4 0 5と比較して、最適な遅延検波出力を出力する。例えば、検出すべき位相回転量が小さい場合、 0 . 3スロット間隔の遅延検波出力値は小さいため信頼性が無く、 2スロット間隔の遅延検波出力値を用いて位相回転量の検出を行う。一方、検出すべき位相回転量が大きい場合、 2スロット間隔の出力のみからでは誤検出することがあるので、他の 0 . 3スロット間隔の遅延検波出力あるいは 1スロット間隔の遅延検波出力を参照テーブル 4 0 5とを比較して遅延検波出力を選択する。なお、図 7に示すようなテ一プルを用いずに、位相回転量に応じて適宜. 時間間隔を切り替える構成としても良い。また、 3種類の遅延検波回路 4 0 1〜4 0 3を常時動作させるのではなく、図 8に示すような構成として、切替制御部 4 0 6により、遅延検波回路を切り替えて動作させるても良い。

すなわち、 1スロット用遅延検波回路 4 0 2の遅延検波出力値に基づいて、検出された位相回転量が大きい場合には、 2スロヅト用遅延検波回路 4 0 3の動作を停止して 0 . 3スロット用遅延検波回路 4 0 1を動作させる。また、検出された位相回転量が小さい場合は、 0 . 3スロット用遅延検波回路 4 0 1を停止させて、 2スロット用遅延検波回路 4 0 3を動作させる。これにより、位相回転量をより高精度に検出することが可能となる。

なお、複数の遅延検波回路を用いる場合には、適宜シンボル間平均化回路 2 0 5 2の平均化期間を遅延検波回路の測定周期にしたがって切り替える必要がある。

(実施の形態 3 )

本実施の形態においては、信頼性の高い遅延検波出力のみを用いて加算（平均化）する場合について説明する。遅延検波出力のうちレベルの小さな出力は、雑音の影響を大きく受けており信頼性が低い。このような信頼性の低い遅延検波出力を用いて位相回転検出を行うと、検出誤差が大きくなる。

したがって、遅延検波出力のうちレベルの小さな出力を除いて、レベルの大きな出力のみを用いて位相回転検出を行うようにする。これにより、検出精度を上げることができる。

図 9は、本発明の実施の形態 3に係る位相回転検出装置の構成を示すプロック図である。図 9において図 3と同じ部分については、図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

本実施の形態に係る位相回転検出装置は、遅延検波出力の信頼性を考慮して信頼性の高い遅延検波出力を選択する閾値判定回路 5 0 1を備えている。すなわち、遅延検波回路 2 0 5 3からの遅延検波出力が閾値判定回路 5 0 1に送られ、閾値判定回路 5 0 1において、その遅延検波出力と遅延検波出力選択閾値とが比較され、その閾値を超えた遅延検波出力のみを平均化回路 2 0 5 4及び乗算器 2 0 6 0に出力する。

ここで、遅延検波出力を選択する際に用いる閾値としては、さまざまなものが考えられる。例えば、パスサーチ部のフィンガ割り当てに用いる閾値などを用いることができる。フィンガ割り当て閾値とは、パスサーチに用いる遅延プ口ファイルのうち、フィンガが割り当てられたピーク以外の雑音レベルの平均値から求められ、有効なパスを選択する閾値である。

このように、本実施の形態によれば、受信レベルが低い、すなわち信頼性が低い遅延検波出力を削除して、高い信頼性の遅延検波出力のみを用いて位相回転検出を行うので、検出精度を改善することができる。

(実施の形態 4 )

本実施の形態においては、信頼性の高い遅延検波出力のみを用いて絶対値算出を行う場合について説明する。位相回転検出のうち、レベルの小さい遅延検波出力は、 Q成分の絶対値をとる f D検出の性能に大きく影響する。例えば、絶対値算出回路 2 0 5 5において、直交成分（Q成分）の絶対値のみを加算する場合、低い f Dのとき又は希望波受信レベルが低くノィズが大きいときに、信頼性の低い遅延検波出力を用いて絶対値を取ると、検出誤差が大きくなる。そのため、 f D検出に用いる遅延検波出力について、閾値により遅延検波出力の選択を行う。これにより、レベルの小さな遅延検波出力を除いて f D検出の平均を行うことができるので、 f D検出精度を上げることができる。図 1 0は、本発明の実施の形態 4に係る位相回転検出装置の構成を示すプロック図である。図 1 0において図 3と同じ部分については、図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

本実施の形態に係る位相回転検出装置は、周波数オフセット補正された遅延検波出力の信頼性を考慮して、信頼性の高い周波数オフセット補正された遅延検波出力を選択する閾値判定回路 6 0 1を備えている。すなわち、遅延検波回路 2 0 5 3からの遅延検波出力が周波数オフセット補正された後に閾値判定回路 6 0 1に送られ、閾値判定回路 6 0 1において、その遅延検波出力と遅延検波出力選択閾値とが比較され、その閾値を超えた遅延検波出力のみを絶対値算出回路 2 0 5 5に出力する。

このように、本実施の形態によれば、受信レベルが低い、すなわち信頼性が低い周波数オフセット補正後の遅延検波出力を削除して、高い信頼性の周波数オフセット補正後の遅延検波出力のみを用いて位相回転検出を行うので、検出精度を改善することができる。

また、本実施の形態においては、複数フィンガでは最大の受信レベルのフィンガ（例えば、遅延プロファイルでのレベルで判定）における遅延検波出力のみを加算する方法を用いることもできる。

(実施の形態 5 )

本実施の形態においても、信頼性の高い遅延検波出力のみを用いて絶対値算出を行う場合について説明する。

図 1 1は、本発明の実施の形態 5に係る位相回転検出装置の構成を示すプロック図である。図 1 1において図 3と同じ部分については、図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

本実施の形態に係る位相回転検出装置は、周波数オフセット補正された遅延検波出力の信頼性を考慮して、信頼性の高い周波数オフセット補正された遅延検波出力を選択する最大値判定回路 7 0 1を備えている。この最大値判定回路 7 0 1は、フィンガ間における周波数オフセヅト補正後の遅延検波出力のうち最大の出力を選択する。

すなわち、遅延検波回路 2 0 5 3からの遅延検波出力が周波数オフセット補正された後に最大値選択回路 7 0 1にフィンガ毎に送られ、最大値選択回路 7 0 1において、フィンガ毎の遅延検波出力から最もレベルが大きい遅延検波出力を選択し、その遅延検波出力を絶対値算出回路 2 0 5 5に出力する。このように、本実施の形態によっても、受信レベルが低い、すなわち信頼性が低い周波数オフセット補正後の遅延検波出力を削除して、高い信頼性の周波数オフセット補正後の遅延検波出力のみを用いて位相回転検出を行うので、検出精度を改善することができる。

(実施の形態 6 )

図 1 2は、本発明の実施の形態 6に係る位相回転検出装置の構成を示すプロック図である。図 1 2において図 3と同じ部分については、図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

本実施の形態に係る位相回転検出装置は、周波数オフセット補正された遅延検波出力の信頼性を考慮して、信頼性の高い周波数オフセット補正された遅延検波出力を選択する最大値判定回路 7 0 1を備えている。さらに、選択した最犬の遅延検波出力であっても、所定の閾値を超えない出力は削除するために、閾値判定回路 7 0 2を備えている。

すなわち、遅延検波回路 2 0 5 3からの遅延検波出力が周波数オフセット補正された後に最大値選択回路 7 0 1にフィンガ毎に送られ、最大値選択回路 7 0 1において、フィンガ毎の遅延検波出力から最もレベルが大きい遅延検波出力を選択すし、その遅延検波出力を閾値判定回路 7 0 2に出力する。閾値判定回路 7 0 2では、その遅延検波出力と遅延検波出力選択閾値とが比較され、その閾値を超えた遅延検波出力のみを絶対値算出回路 2 0 5 5に出力する。このように、本実施の形態によっても、受信レベルが低い、すなわち信頼性が低い周波数オフセット補正後の遅延検波出力を削除して、高い信頼性の周波数オフセット補正後の遅延検波出力のみを用いて位相回転検出を行うので、検出精度を改善することができる。本実施の形態の場合では、実施の形態 5の場合に比べて、さらに検出精度を改善することができる。

(実施の形態 7 )

本実施の形態では、 f D検出結果を出力する際に、受信 S I Rなどの通信品質に応じて適宜判定基準を変更する場合について説明する。図 1 3は、本発明の実施の形態 7に係る位相回転検出装置の構成を示すプロック図である。図 1 3において図 3と同じ部分については、図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

図 1 3に示す位相回転検出装置では、通信品質（受信 S I R) に応じて f D 判定を行う f D判定回路 8 0 1を備えている。この f D判定回路 8 0 1において、受信 S I Rを考慮して、フィンガ間平均化回路 2 0 5 9の出力を用いて f D判定を行う。具体的には、フィンガ間平均化回路 2 0 5 9で平均化された遅延検波出力受信 S が: D判定回路 8 0 1に出力される。 f D判定回路 8 0 1は、あらかじめ図 1 4に示す判定テ一ブルを有しており、受信 S I Rに応じて図 1 4に示す判定テ一プルを参照して閾値（判定閾値 1 , 判定閾値 2 ) を決定する。そして、この閾値を用いて f D検出における判定を行う。なお、図 1 3では、 f D判定を高，中，低の三段階に行う場合を示している。また、判定テーブルは、遅延検波間隔ごとによって持つようにしても良い。

また、上記実施の形態 1から 7において、位相回転検出周期を可変にするようにしても良い。具体的には、通信開始直後は、周波数オフセヅト及び f Dが未知であるため、多少誤差が大きくなるとしても、ある特定の環境では検出周期を通常よりも短くして、周波数オフセット及び f Dの収束を早めるようにする。これにより、通信品質を早期に良好にすることができる。

上記実施の形態 1から 7においては、 S I Rが低い状態では周波数オフセヅトの検出精度が劣化してしまい、誤った補正を行うことによりかえって受信特性を劣化させてしまうことである。この状態は、通信開始時で未だ送信電力制御が十分に働いていない場合、シャドウイングなどにより伝搬路の品質が著しく劣化し、その状態が続いた場合、送信電力制御に従わない可能性があるダイバ一シチハンドオーバ（D H O ) 中での通信端末との通信中などの状況で起こる。

また、基地局と通信端末との間において無線チャネルの同期がとれていない状態での受信について、通信品質が劣悪なために位相回転検出精度が劣化してしまい、その補正によってかえって同期捕捉性能を劣化させてしまうことがある。この状態は、例えば、通信開始時において未だ無線チャネルの同期が確立されておらず、送信電力制御が十分に働いていない場合などに発生する。したがって、このような低い S I Rの場合や同期がとれていない場合に、本発明の位相回転検出をどのように適用するかについて、以下の実施の形態 8から 1 1を用いて説明する。

(実施の形態 8 )

本実施の形態では、 S I：の低い状態が長く続いた場合などの通信品質の劣悪な環境において、本発明の位相回転検出をどのように適用するかについて説明する。

図 1 5は、本発明の実施の形態 8に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すブロック図である。図 1 5において、図 1と同じ部分については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、図 1 5に示す基地局では、 R AK E合成するパスが 2である場合について説明するが、 R AK E合成するパスが 3以上である場合にも適用することができる。また、図 1 5に示す基地局では、説明を簡単にするために、 1ユーザの系列のみについて表記している。したがって、複数ユーザの系列についても同様に適用することができる。図 1 5に示す基地局は、相関器 1 0 5の出力を用いて受信 S I Rを測定する S I R測定器 1 5 0 1を備えている。この S I R測定器 1 5 0 1は、測定された受信 S I Rを同期検波回路 1 0 8のチャネル推定回路 1 0 8 2に出力する。図 1 6は、本発明の実施の形態 8に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図である。図 1 6において図 3と同じ部分については図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

図 1 6に示す位相回転検出回路は、正規化回路 2 0 5 8からの周波数オフセ、J、ト検出結果及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9からの; f D検出結果の出力を切り替える切替制御回路 1 5 0 2を備えている。この切替制御回路 1 5 0 2 には、 S I R測定器 1 5 0 1から S I R測定結果である受信 S I Rが出力される。

次に、上記構成を有する位相回転検出回路を備えた基地局の動作について説明する。

相関器 105において、無線受信処理後の信号に対して施された逆拡散処理の結果は、同期検波回路 107, 108のチャネル推定回路 1072， 108 2に出力されると共に、 S IR測定器 1501に出力される。 311測定器1 501では、受信信号のうちのパイロット部分を用いて S IR測定を行う。具体的には、位相回転検出周期において受信 S IRの平均化を行う。

そして、平均化された受信 S IRを同期検波回路 107, 108のチャネル推定回路 1072， 1082にそれそれ出力する。具体的には、平均化された受信 S I R (S I R測定結果）をチャネル推定回路 1072， 1082の切替制御回路 1502に出力する。

切替制御回路 1502では、平均化された受信 S IRに対して閾値判定を行つて、正規化回路 2058及びフィンガ間平均化回路 2059の出力（周波数オフセヅト検出結果及び： fD検出結果）をそのまま出力するか否かの切り替えを行う。

すなわち、平均化された受信 S IRが閾値よりも高い（通信品質が良好である）場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び fD検出結果をそのまま出力する。一方、平均化された受信 S I Rが閾値よりも低い（通信品質が劣悪である）場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び fD検出結果を破棄し、周波数オフセット検出結果及び fD検出結果を既定値に設定する。ここで、既定値としては、例えば周波数オフセットは 0Hzを用い、 fDは中速、すなわち位相回転検出のデフォルト値を用いる。

このように、本実施の形態によれば、通信品質が劣悪な場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止でき、受信特性の劣化を防止することができる。

なお、本実施の形態では、通信品質が良好であるか劣悪であるかを受信 S I Rを用いて判断する場合について説明しているが、本発明においては、通信品質として受信 S I R以外のパラメ一夕を用いて判断しても良い。

(実施の形態 9 )

本実施の形態では、基地局と通信端末との間において無線チャネルの同期がとれていない状態において、本発明の位相回転検出をどのように適用するかについて説明する。

図 1 7は、本発明の実施の形態 9に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すプロック図である。図 1 7において、図 1と同じ部分については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、図 1 7に示す基地局では、 R AK E合成するパスが 2である場合について説明するが、 RAK E合成するパスが 3以上である場合にも適用することができる。また、図 1 7に示す基地局では、説明を簡単にするために、 1ュ一ザの系列のみについて表記している。したがって、複数ユーザの系列についても同様に適用することができる。図 1 7に示す基地局は、復調回路 1 1 0の出力を用いて同期がとれているかどうかを判定する同期判定回路 1 7 0 1を備えている。この同期判定回路 1 7 0 1は、同期判定結果を同期検波回路 1 0 7 , 1 0 8のチャネル推定回路 1 0 7 2 , 1 0 8 2に出力する。

図 1 8は、本発明の実施の形態 9に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図である。図 1 8において図 3と同じ部分については図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

図 1 8に示す位相回転検出回路は、正規化回路 2 0 5 8からの周波数オフセット検出結果及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9からの f D検出結果の出力を切り替える切替制御回路 1 5 0 2を備えている。この切替制御回路 1 5 0 2 には、同期判定回路 1 7 0 1から同期判定結果が出力される。

相関器 1 0 4 , 1 0 5の出力を用いてそれそれ同期検波回路 1 0 7及び同期検波回路 1 0 8で同期検波した後の出力を R AK E合成して、 RA K E合成後の信号を復調回路 1 1 0に出力する。復調回路 1 1 0では、 RAK E合成後の信号に対して復調処理を行って受信データを得る。この受信デ一夕は、同期判定回路 1 7 0 1に出力される。

同期判定回路 1 7 0 1では、パイロヅト部分などの D P C C Hのデータのビット誤り率に対して閾値判定を行って、同期がとれているかどうかを判定する _c そして、この同期判定結果をチャネル推定回路 1 0 7 2 , 1 0 8 2の切替制御回路 1 5 0 2に出力する。

切替制御回路 1 5 0 2では、同期判定結果に応じて、正規化回路 2 0 5 8及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9の出力（周波数オフセット検出結果及び f D 検出結果）をそのまま出力するか否かの切り替えを行う。

すなわち、同期判定結果が同期確立された旨を示す場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び f D検出結果をそのまま出力する。一方、同期判定結果が同期確立されていない旨を示す場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び: D検出結果を破棄し、周波数オフセット検出結果及び f D検出結果を既定値に設定する。ここで、既定値としては、例えば周波数オフセットは 0 H zを用い、 f Dは中速、すなわち位相回転検出のデフォルト値を用いる。

このように、本実施の形態によれば、同期がとれていない場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止でき、受信特性の劣化を防止することができる。

なお、同期が確立されていない状態における制御は、通信開始時と同様に、通信中になんらなの原因で同期が外れた場合にも適用が可能である。これらの場合では、同期が確立されていない状態から位相回転を高速に引き込む必要があるので、位相回転検出周期を短く、例えば通常の位相回転検出周期の 1 3 にしても良い。

本実施の形態では、パイ口ット部分などの DP C CHのデータのビット誤り率を用いて同期判定を行う場合について説明しているが、本発明においては、他の同期判定方法を用いても良い。

(実施の形態 10)

上記実施の形態 8, 9で説明したように、位相回転検出精度が劣化することによる受信特性の劣化については、その受信特性の劣化量によつて対応が必要かどうか決定されるべきものであると考えられる。上述した通信開始時、伝搬路の品質が著しく劣化した時、ダイバ一シチハンドオーバ時の状況は、そもそも受信信号の品質が B LER (BLock Error Rate) 10-1以上などの劣悪な環境であるため、検出精度の劣化の影響が直接受信特性（B LER)には現れにくいと考えられる。むしろ、低い S I R領域での動作を要求される同期確立に関する特性劣化について検討する必要がある。

そこで本実施の形態では、同期状態と fD判定に用いる平均 S IRを基準として本発明に係る位相回転検出を行うか否かを制御する場合について説明する。

図 19は、本発明の実施の形態 10に係る位相回転検出装置を備えた基地局の構成を示すプロック図である。図 19において、図 1と同じ部分については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。なお、図 19に示す基地局では、 RAKE合成するパスが 2である場合について説明するが、 RAKE合成するパスが 3以上である場合にも適用することができる。また、図 19に示す基地局では、説明を簡単にするために、 1ュ一ザの系列のみについて表記している。したがって、複数ユーザの系列についても同様に適用することができる。図 19に示す基地局は、相関器 105の出力を用いて受信 S IRを測定する S IR測定器 1501と、復調回路 110の出力を用いて同期がとれているかどうかを判定する同期判定回路 170 1とを備えている。

この S I R測定器 1501は、測定された受信 S I Rを同期検波回路 108 のチャネル推定回路 1082に出力する。この冏期判定回路 1701は、同期判定結果を同期検波回路 107, 108のチャネル推定回路 1072， 108 2に出力する。

図 20は、本発明の実施の形態 10に係る位相回転検出回路の構成を示すブロック図である。図 20において図 3と同じ部分については図 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

図 20に示す位相回転検出回路は、正規化回路 2058からの周波数オフセット検出結果及びフィンガ間平均化回路 2059からの fD検出結果の出力を切り替える切替制御回路 1502を備えている。この切替制御回路 1502 には、 S IR測定器 1501から S IR測定結果である受信 S IRが出力されると共に、同期判定回路 170 1から同期判定結果が出力される。

相関器 105において、無線受信処理後の信号に対して施された逆拡散処理の結果は、同期検波回路 107， 108のチャネル推定回路 1072， 108 2に出力されると共に、 S IR測定器 1501に出力される。 311測定器1 501では、受信信号のうちのパイロヅト部分を用いて S 測定を行う。具体的には、位相回転検出周期において受信 S IRの平均化を行う。

そして、平均化された受信 S IRを同期検波回路 107, 108のチャネル推定回路 1072, 1082にそれそれ出力する。具体的には、平均化された受信 S I H (S I R測定結果）をチャネル推定回路 1072, 1082の切替制御回路 1 502に出力する。

—方、相関器 104， 105の出力を用いてそれそれ同期検波回路 107及び同期検波回路 108で同期検波した後の出力を RAKE合成して、 RAKE 合成後の信号を復調回路 110に出力する。復調回路 1 10では、 RAKE合成後の信号に対して復調処理を行って受信デ一夕を得る。この受信データは、同期判定回路 1 7 0 1に出力される。

同期判定回路 1 7 0 1では、パイロヅト部分などの D P C C Hのデ一夕のビット誤り率に対して閾値判定を行って、同期がとれているかどうかを判定するそして、この同期判定結果をチャネル推定回路 1 0 7 2 , 1 0 8 2の切替制御回路 1 5 0 2に出力する。

切替制御回路 1 5 0 2では、平均化された受信 S I Rに対して閾値判定を行つて、正規化回路 2 0 5 8及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9の出力（周波数オフセット検出結果及び f D検出結果）をそのまま出力するか否かの切り替えを行う。

すなわち、平均化された受信 S I Rが閾値よりも高い（通信品質が良好である）場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び: f D検出結果をそのまま出力する。一方、平均化された受信 S I Rが閾値よりも低い（通信品質が劣悪である）場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び f D検出結果を破棄し、周波数オフセット検出結果及び f D検出結果を既定値に設定する _c ここで、既定値としては、例えば周波数オフセットは 0 H zを用い、； Dは中速、すなわち位相回転検出のデフォルト値を用いる。

また、切替制御回路 1 5 0 2では、同期判定結果に応じて、正規化回路 2 0 5 8及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9の出力（周波数オフセヅト検出結果及び f D検出結果）をそのまま出力するか否かの切り替えを行う。

すなわち、同期判定結果が同期確立された旨を示す場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数ォフセット検出結果及び f D検出結果をそのまま出力する。一方、同期判定結果が同期確立されていない旨を示す場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び： f D検出結果を破棄し、周波数オフセット検出結果及び f D検出結果を既定値に設定する。ここで、既定値としては、例えば周波数オフセットは O H zを用い、 f Dは中速、すなわち位相回転検出のデフォルト値を用いる o

ここで、同期確立と平均 S I Rを用いて本発明の位相回転検出結果をどのように反映させるかについて説明する。

具体的には、通信開始時の同期確立前及びそれ以外の通信中（D H O中を含む）の 2状態に対して次のような動作となる。

まず、通信開始時の同期確立前においては、個別チャネル（例えば、 D P D C H) の送信電力は、同期確立されるまで徐々に増加される。したがって、同期判定方法によっては、同期確立がなされる前に、位相回転検出可能な S I R で受信できる期間が存在するかもしれない。同期確立を確実に行うためには、その状態では無理に位相回転検出補正を行わず、デフオルト設定にしておくほうが無難である。このため、通信開始時の同期確立前では、 S I Rによらず無条件に位相回転検出はデフォルト設定とする。

この制御によると、同期確立後、位相回転検出によって受信特性が向上することになるため、通信端末側としては、同期確立までに送信電力を若干必要とするものの同期確立後は送信電力を低減することができる。

通信中（D H O中含む）においては、同期の状態により同期はずれ状態と同期確立状態に分けられる。同期はずれ状態においては、 S I Rによらず位相回転検出補正動作を停止する。一方、同期確立状態においては、ある閾値より S I Rが低い場合は位相回転検出補正動作を停止するか、あるいはデフオルト設定にする。

このように、本実施の形態においては、同期はずれ状態であれば無条件に位相回転検出を停止し、同期確立状態であれば S I Rに応じて切り替える。以下、図 2 1及び図 2 2を用いて説明する。図 2 1及び図 2 2は、本発明に係る位相回転検出の検出タイミング変更を示す図である。

まず、図 2 1に示すように、同期が確立されいない状態から同期判定回路 1 7 0 1で同期確立が判定されると、本発明に係る位相回転検出が開始される (図 2 1における検出タイミング変更）。

図 2 1において、検出周期 nでは、平均 S I Rが S I R測定器 1 5 0 1で測定され、切替制御回路 1 5 0 2において平均 S I Rと S I R閾値とが比較される。検出周期 nでは、平均 S I Rが S I R閾値より低い状態から S I R閾値を超える状態に移行している。すなわち、検出周期 n終了時点では、平均 S I R が S I R閾値を超える状態となっている。このため、この検出周期 nにおける位相回転検出結果を切替制御手段 1 5 0 2が出力する。図 2 1における検出周期 11 + 1についても同様に、位相回転検出結果を切替制御手段 1 5 0 2が出力する。

図 2 2に示すように、同期が確立されいない状態から同期判定回路 1 7 0 1 で同期確立が判定されると、本発明に係る位相回転検出が開始される（図 2 2 における検出タイミング変更）。

図 2 2において、検出周期 nでは、平均 S I Rが S I R測定器 1 5 0 1で測定され、切替制御回路 1 5 0 2において平均 S 1 1 と3 I R閾値とが比較される。検出周期 nでは、平均 S 1：¾が3 I R閾値より低い状態が続いている。すなわち、検出周期 n終了時点でも平均 S I Rが S I R閾値より低い状態となつている。このため、切替制御手段 1 5 0 2は、この検出周期 nにおける位相回転検出結果を破棄してデフォルト設定を行って既定値を出力する。図 2 2における検出周期 n + 1についても同様に、切替制御手段 1 5 0 2がデフォルト設定を行って既定値を出力する。

このように、本実施の形態によれば、通信品質が劣悪な場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止でき、同期がとれていない場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止できる。これにより、受信特性の劣化を防止することができる。

また、同期が確立されていない状態における制御は、通信開始時と同様に、通信中になんらなの原因で同期が外れた場合にも適用が可能である。これらの場合では、同期が確立されていない状態から位相回転を高速に引き込む必要があるので、位相回転検出周期を短く、例えば通常の位相回転検出周期の 1 Z 3 にしても良い。

本実施の形態では、パイロット部分などの D P C C Hのデータのビット誤り率を用いて同期判定を行う場合について説明しているが、本発明においては、他の同期判定方法を用いても良い。

(実施の形態 1 1 )

本実施の形態では、前の検出周期の位相回転検出結果を保持しておき、受信品質が低い場合に、その前の検出周期の位相回転検出結果を用いる場合について説明する。

図 2 3は、本発明の実施の形態 1 1に係る位相回転検出回路の構成を示すプロック図である。図 2 3において図 2 0と同じ部分については図 2 0と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

図 2 3に示す位相回転検出回路は、正規化回路 2 0 5 8からの周波数オフセット検出結果及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9からの: f D検出結果の出力を切り替える切替制御回路 1 5 0 2と、前の検出周期で検出された位相回転検出結果を保持する前検出値保持部 2 3 0 1とを備えている。この切替制御回路 1 5 0 2には、 S I R測定器 1 5 0 1から S I R測定結果である受信 S I Rが出力されると共に、同期判定回路 1 7 0 1から同期判定結果が出力される。次に上記構成を有する位相回転検出回路を備えた基地局の動作について説明する。

相関器 1 0 5において、無線受信処理後の信号に対して施された逆拡散処理の結果は、同期検波回路 1 0 7， 1 0 8のチャネル推定回路 1 0 7 2 , 1 0 8 2に出力されると共に、 S IR測定器 1501に出力される。 3111測定器1 501では、受信信号のうちのパイロット部分を用いて S IR測定を行う。具体的には、位相回転検出周期において受信 S の平均化を行う。

そして、平均化された受信 S IRを同期検波回路 107, 108のチャネル推定回路 1072， 1082にそれそれ出力する。具体的には、平均化された受信 S I R (S I R測定結果）をチャネル推定回路 1072, 1082の切替制御回路 1502に出力する。

—方、相関器 104, 105の出力を用いてそれぞれ同期検波回路 107及び同期検波回路 108で同期検波した後の出力を RAKE合成して、 RAKE 合成後の信号を復調回路 110に出力する。復調回路 1 10では、 RAKE合成後の信号に対して復調処理を行って受信データを得る。この受信デ一夕は、同期判定回路 1701に出力される。

同期判定回路 1701では、パイロヅト部分などの DP CCHのデータのビット誤り率に対して閾値判定を行って、同期がとれているかどうかを判定する。そして、この同期判定結果をチャネル推定回路 1072， 1082の切替制御回路 1 502に出力する。

切替制御回路 1502では、平均化された受信 S IRに対して閾値判定を行つて、正規化回路 2058及びフィンガ間平均化回路 2059の出力（周波数オフセット検出結果及び： D検出結果）をそのまま出力するか否かの切り替えを行う。

すなわち、平均化された受信 S IRが閾値よりも高い（通信品質が良好である）場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び: fD検出結果をそのまま出力する。一方、平均化された受信 S IRが閾値よりも低い（通信品質が劣悪である）場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び fD検出結果を破棄し、周波数オフセット検出結果及び fD検出結果を既定値に設定する。ここで、既定値としては、例えば周波数オフセットは 0 Hzを用い、 fDは中速、すなわち位相回転検出のデフォルト値を用いる。

また、切替制御回路 1 5 0 2では、同期判定結果に応じて、正規化回路 2 0 5 8及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9の出力（周波数オフセット検出結果及び f D検出結果）をそのまま出力するか否かの切り替えを行う。

すなわち、同期判定結果が同期確立された旨を示す場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び f D検出結果をそのまま出力する。一方、同期判定結果が同期確立されていない旨を示す場合には、本発明に係る位相回転検出の検出周期で得られた周波数オフセット検出結果及び: D検出結果を破棄し、周波数オフセット検出結果及び: f D検出結果を既定値に設定する。ここで、既定値としては、例えば周波数オフセヅトは 0 H zを用い、 f Dは中速、すなわち位相回転検出のデフォルト値を用いる。

受信品質が良好である（平均 S I Rが閾値を超えた）場合や同期が確立されたときには、本発明の位相回転検出により得られた周波数オフセット検出結果及び: f D検出結果をそのまま出力する。この周波数オフセット検出結果及び: e D検出結果は、前検出値保持部 2 3 0 1に保持される。そして、検出周期のうち、受信品質が劣化した場合（実施の形態 1 0では、平均 S I Rが閾値以下になったとき）には、デフォルト設定として周波数オフセット検出結果及び f D 検出結果を既定値に設定する。

位相回転自体は、 1検出周期では大きく変ィ匕しないと考えられるので、受信品質が劣化した場合にデフォルト設定とせずに、切替制御回路 1 5 0 2が前検出値保持部 2 3 0 1に保持された前の検出周期の周波数オフセット検出結果及び f D検出結果を出力するように制御を行う。

すなわち、位相回転周期において測定した受信品質が劣化した場合には、その検出周期における位相回転検出結果を補正に用いずに破棄し、前の検出周期における検出結果を用いる（今検出結果と前検出結果を同じにする）。この場合、あまり前の検出周期の検出結果を用いても精度が低くなるので、直前の検出周期における検出結果を用いることが望ましい。さらに、次の検出周期においても受信品質が劣悪である場合には、位相回転検出値の既定値を用いる。このように、本実施の形態によれば、同期が確立されていない状態又は受信品質が劣悪な状態での検出精度の劣化に対し、検出結果を用いた補正を行わずに前の検出結果を利用して制御を行うことにより、検出誤差の影響を小さくして、受信特性の劣化を防ぐことができる。

以下、本実施の形態における本発明の位相回転検出とデフオルト設定の切替制御について図 24を用いて説明する。図 24は、本発明の実施の形態 11に係る位相回転検出の切替制御を説明するためのフロー図である。

まず、ステップ（以下、 STと省略する） 1では、切替制御回路 1502をデフォルトに設定する（周波数オフセット 0Hz、： D判定「中」（WMSA (Weighted Multi-Slot Averaging) 3スロット）。 ST2では、同期が確立されているかどうかを同期判定回路 1701で判定する。同期が確立されていれば遅延検波などの所定の処理が行われ（ST4)、同期が確立されていなければ、位相回転検出回路 205に検出周期のリセットを指示し（ S T 3 )、切替制御回路 1502のデフォルト設定の状態を維持する。

次いで、 ST5では、同期確立後に、検出周期であるかどうかを判断し、 6 0フレームの位相回転検出処理を行う。すなわち、同期確立後に検出周期であれば、通常の 60フレーム毎の検出を続ける（ST6)。通常検出を行っている状態で受信品質が劣化した場合においても平均 S IRと閾値とを比較する ( S T 7 )。平均 S I Rが閾値を超えていれば、受信品質が良好であるとして、検出値を利用する（ST 10) 。

平均 S I Rが閾値以下になつたときには、前回の平均 S I Rと閾値とを比較する（ST8) 。前回の平均 S IRが閾値を超えていれば、受信品質が良好であるとして、前検出値保持手段 2301に保持している前回の検出結果を利用する（ST 11) 。一方、前回の平均 S IRが閾値以下であるときには、デフオルト設定を行う（ST9) 。すなわち、平均 S IRが閾値より低い場合は、その検出周期 nの検出結果は破棄し、次の検出周期 n + 1においても前回の検出周期 n— 1の結果を用いる。さらに、平均 S I Rが閾値より低い状態が続いた場合、次の検出周期 n + 2からはデフォルト設定にする。デフォルト設定に戻した以降は通常検出動作（S T 6 ) を行う。

このように、各時点で平均 S I Rが閾値を超えていれば検出結果を利用し、閾値以下であればデフォルト設定にする。なお、検出周期のフレーム数については、本実施の形態に限定せず、 6 0フレーム以外であてっても良い。また、前回の検出結果と既定値のいずれかを用いる制御についても本実施の形態に制限されない。

本実施の形態においては、同期確立されているか否かに拘わりなく、本発明に係る位相回転検出を行って、同期確立がされていないときに位相回転検出結果を用いずに前検出値を用いる場合について説明しているが、同期確立されていな場合には本発明の位相回転検出を行わない制御を行っても良い。

図 2 5は、本発明の実施の形態 1 1に係る位相回転検出回路の構成の他の例を示すブロック図である。図 2 5において、図 2 3と同じ部分については図 2 3と同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

図 2 5に示す位相回転検出回路は、本発明に係る位相回転検出の開始 '停止を制御する切替制御回路 2 5 0 1を備えている。この切替制御回路 2 5 0 1には、同期判定回路 1 7 0 1の出力である同期判定結果が入力される。切替制御回路 2 5 0 1では、同期判定結果に基づいて本発明の位相回転検出の開始 ·停止を制御する。また、切替制御回路 2 5 0 1は、位相回転検出の開始 ·停止を示す信号を周波数オフセット検出結果及び f D検出結果を出力する切替制御回路 1 5 0 2に出力する。

上記構成を有する位相回転検出回路においては、同期判定結果が同期未確立である場合に、本発明に係る位相回転検出が停止するように切替制御を行い、停止する旨を示す信号を切替制御回路 1 5 0 2に出力する。切替制御回路 1 5 0 2は、停止する旨を示す信号にしたがって、前検出値保持部 2 3 0 1に保持された前の検出周期の検出結果を出力するかデフォルト設定による既定値を出力するかの切替制御を行う。前の検出周期の検出結果を出力するか既定値を出力するかの制御については上述した方法と同じである。

同期判定結果が同期確立である場合に、本発明に係る位相回転検出が開始するように切替制御を行い、開始する旨を示す信号を切替制御回路 1 5 0 2に出力する。切替制御回路 1 5 0 2は、開始する旨を示す信号にしたがって、正規化回路 2 0 5 8の出力である周波数オフセット検出結果及びフィンガ間平均化回路 2 0 5 9の出力である f D検出結果を出力する。

このように同期確立されていな場合には本発明の位相回転検出を行わない制御を行うことにより、精度の悪い位相回転検出結果に基づく補正が行われ、受信特性が劣化するのを防止することができ、かつ、受信に関する信号処理量を削減し、電力消費量を低減することができる。

上記実施の形態 1から 1 1は適宜組み合わせて実施することが可能である。なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。上記実施の形態 1力ら 1 1においては、本発明に係る位相回転検出で求められた位相回転検出結果をチャネル推定に用いる場合について説明しているが、本発明においては、本発明に係る位相回転検出で求められた位相回転検出結果を他の信号処理、例えば遅延プロフアイル平均化数などの最適ィ匕に用いても良い。

本発明の位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散部と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波部と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をぺクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出部と、を具備する構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散部と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波部と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドップラ一周波数による位相回転を検出する最大ドッブラー周波数検出部と、を具備する構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散部と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波部と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出部と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドッブラ一周波数による位相回転を検出する最大ドップラ一周波数検出部と、を具備する構成を採る。

これらの構成によれば、位相回転検出における信頼度に影響を及ぼす遅延検波出力を用いているので、チャネル推定精度を向上させることができる。本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、最大ドップラー周波数検出部は、周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力の直交成分の絶対値をべクトル合成する構成を採る。

この構成によれば、回転方向が一定でないドップラー周波数による位相回転の平均化を行っても正確に最大ドップラー周波数を検出することができる。本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、信頼性の高い遅延検波出力のみについて直交成分の絶対値をべクトル合成する構成を採る。

この構成によれば、信頼度の低い遅延検波出力を検出に用いないため、雑音が大きい場合であっても最大ドップラー周波数を正確に検出することが可能である。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、遅延検波部が、測定期間が異なる複数の遅延検波部を有する構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、遅延検波部が、位相回転量と遅延検波出力値との関係を示すテーブルに基づいて、前記複数の遅延検波部からの遅延検波出力のうちから最適な遅延検波出力を選択する構成を採る。本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、遅延検波部が、前記複数の遅延検波部のうちの特定の遅延検波部での位相回転量に基づいて前記複数の遅延検波部の動作を切り替える構成を採る。

これらの構成によれば、位相回転検出において最適な遅延検波出力を選択することができるので、雑音の影響を避けて確実に位相回転を検出することが可能となる。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、遅延検波出力に対して閾値判定を行って、信頼性の高い出力のみを用いて位相回転検出を行う構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、周波数オフセット補正後の遅延検波出力に対して閾値判定を行って、信頼性の高い出力のみを用いて位相回転検出を行う構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、フィンガ間でそれそれ行つた位相回転検出において求められた、周波数オフセット補正された遅延検波出力のうち最大の出力を選択する選択部を具備し、前記最大の出力を用いて最大ドップラー周波数による位相回転を検出する構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、前記最大の出力に対して閾値判定を行う閾値判定部を具備する構成を採る。

本発明の位相回転検出装置は、上記構成において、最大ドップラー周波数検出部は、通信品質と最大ドッブラー周波数とを関連づけた判定テーブルを参照して最大ドップラー周波数による位相回転を検出する構成を採る。

これらの構成によれば、受信レベルが低い、すなわち信頼性が低い遅延検波出力を削除して、高い信頼性の遅延検波出力のみを用いて位相回転検出を行うので、検出精度を改善することができる。

本発明の無線基地局装置は、上記位相回転検出装置を備えたことを特徴とする。これにより、チャネル推定精度が向上して受信性能が向上する。

本発明の無線基地局装置は、受信信号に対して位相回転検出を行う位相回転検出装置と、前記受信信号を用いて受信品質を測定する受信品質測定手段と、前記受信品質に応じて前記位相回転検出装置で検出した結果を出力するかどうかを切り替える第 1切替制御部と、を具備し、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散部と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波部と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をベクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出部と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドッブラ一周波数による位相回転を検出する最大ドッブラ一周波数検出部と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、通信品質が劣悪な場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止でき、受信特性の劣化を防止することができる。本発明の無線基地局装置は、受信信号に対して位相回転検出を行う位相回転検出装置と、前記受信信号に対して復調処理を行う復調部と、前記復調部の出力を用いて同期判定を行う同期判定部と、前記同期判定の結果に応じて前記位相回転検出装置で検出した結果を出力するかどうかを切り替える第 1切替制御部と、を具備し、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散部と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波部と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出部と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドッブラ一周波数による位相回転を検出する最大ドップラー周波数検出部と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、同期がとれていない場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止でき、受信特性の劣化を防止することができる。本発明の無線基地局装置は、受信信号に対して位相回転検出を行う位相回転検出装置と、前記受信信号を用いて受信品質を測定する受信品質測定部と、前記受信信号に対して復調処理を行う復調部と、前記復調部の出力を用いて同期判定を行う同期判定部と、前記受信品質及び前記同期判定の結果に応じて前記位相回転検出装置で検出した結果を出力するかどうかを切り替える第 1切替制御部と、を具備し、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散部と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波部と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセヅトによる位相回転を検出する周波数オフセット検出部と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をベクトル合成することにより、最大ドップラー周波数による位相回転を検出する最大ドップラー周波数検出部と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、通信品質が劣悪な場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止でき、同期がとれていない場合には、精度が低いと想定される位相回転検出の結果を用いないので、精度の低い位相回転検出結果に基づく補正が行われることを防止できる。これにより、受信特性の劣化を防止することができる。

本発明の無線基地局装置は、上記構成において、第 1切替制御部は、受信口

Π口質が良好である場合に前記位相回転検出装置で検出した結果を出力し、受信品質が劣悪である場合に既定値を出力するように制御を行う構成を採る。本発明の無線基地局装置は、上記構成において、第 1切替制御部は、同期が確立している場合に前記位相回転検出装置で検出した結果を出力し、同期が確立していない場合に既定値を出力するように制御を行う構成を採る。

本発明の無線基地局装置は、上記構成において、位相回転検出装置が、位相回転検出周期をある特定の環境では通常よりも短くする構成を採る。これにより、同期が確立されていない又は同期が外れた状態から迅速に同期確立を行うことが可能となる。本発明の無線基地局装置は、上記構成において、位相回転検出装置が、前の位相回転検出結果を保持する保持部を具備し、前記第 1切替制御部は、既定値の代わりに前記保持部で保持された前の位相回転検出結果を出力するように制御を行う構成を採る。

この構成によれば、同期が確立されていない状態又は受信品質が劣悪な状態での検出精度の劣化に対し、検出結果を用いた補正を行わずに前の検出結果を利用して制御を行うことにより、検出誤差の影響を小さくして、受信特性の劣ィ匕を防く、ことができる。

本発明の無線基地局装置は、上記構成において、位相回転検出の開始 ·停止を制御する第 2切替制御部を具備する構成を採る。

この構成によれば、精度の悪い位相回転検出結果に基づく補正が行われ、受信特性が劣化するのを防止することができ、かつ、受信に関する信号処理量を削減し、電力消費量を低減することができる。

本発明の位相回転検出方法は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散工程と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波ェ程と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出工程と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドップラー周波数による位相回転を検出する最大ドップラー周波数検出工程と、を具備する。

この方法によれば、位相回転検出における信頼度に影響を及ぼす遅延検波出力を用いているので、チャネル推定精度を向上させることができる。

以上説明したように本発明によれば、受信信号に含まれる既知信号から位相回転の周波数オフセット成分及びフェージング変動成分を個別に検出する際に、遅延検波出力をべクトル合成することにより受信信号の信頼性を考慮し、また、周波数オフセット補正した後の遅延検波出力を用いて最大ドップラー周波数を検出するので、高い検出精度を実現できる。本明細書は、 2000年 9月 4日出願の特願 2000-267532及び 2 001年 2月 21日出願の特願 2001 -45710に基づく。これらの内容はすべてここに含めておく。産業上の利用可能性

本発明は、ディジタル無線通信システム、特に CDMA (code Division Multiple Access) 方式において使用される位相回転検出装置及びそれを備えた無線基地局装置に適用することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をベクトル合成することにより、キャリア周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出手段と、を具備する位相回

2 . 受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆挞散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドップラー周波数による位相回転を検出する最大ドップラー周波数検出手段と、を具備する位相回転検出装置。

3 . 受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出手段と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドッブラー周波数による位相回転を検出する最大ドッブラ一周波数検出手段と、を具備する位相回転検出装置。

4 . 最大ドップラー周波数検出手段は、周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力の直交成分の絶対値をべクトル合成する請求項

2記載の位相回転検出装置。

5 . 信頼性の高い遅延検波出力のみについて直交成分の絶対値をべクトル合成する請求項 4記載の位相回転検出装置。

6 . 遅延検波手段は、測定間隔が異なる複数の遅延検波部を有する請求項 1記載の位相回転検出装置。

7 .遅延検波手段は、前記複数の遅延検波部からの遅延検波出力値に基づいて、前記複数の遅延検波部からの遅延検波出力のうちから最適な遅延検波出力を選択する請求項 6記載の位相回転検出装置。

8 . 遅延検波手段は、前記複数の遅延検波部のうちの特定の遅延検波部での位相回転量に基づいて前記複数の遅延検波部の動作を切り替える請求項 6記載の位相回転検出装置。

9 . 遅延検波出力に対して閾値判定を行って、信頼性の高い出力のみを用いて位相回転検出を行う請求項 1記載の位相回転検出装置。

1 0 . 周波数オフセット補正後の遅延検波出力に対して閾値判定を行って、信頼性の高い出力のみを用いて位相回転検出を行う請求項 3記載の位相回転検出装置。

1 1 . フィンガ間でそれそれ行った位相回転検出において求められた、周波数オフセット補正された遅延検波出力のうち最大の出力を選択する選択手段を具備し、前記最大の出力を用いて最大ドップラー周波数による位相回転を検出する請求項 3記載の位相回転検出装置。

1 2 . 前記最大の出力に対して閾値判定を行う閾値判定手段を具備する請求項 1 1記載の位相回転検出装置。

1 3 . 最大ドップラー周波数検出手段は、通信品質と最大ドップラー周波数とを関連づけた判定テーブルを参照して最大ドップラー周波数による位相回転を検出する請求項 3記載の位相回転検出装置。

1 4 . 位相回転検出装置を備えた無線基地局装置であって、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、キャリア周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出手段と、を具備する。

1 5 . 受信信号に対して位相回転検出を行う位相回転検出装置と、前記受信信号を用いて受信品質を測定する受信品質測定手段と、前記受信品質に応じて前記位相回転検出装置で検出した結果を出力するかどうかを切り替える第 1切替制御手段と、を具備し、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数ォフセット検出手段と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正され > た遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドップラー周波数による位相回転を検出する最大ドッブラー周波数検出手段と、を具備する無線基地局

1 6 . 受信信号に対して位相回転検出を行う位相回転検出装置と、前記受信信号に対して復調処理を行う復調手段と、前記復調手段の出力を用いて同期判定を行う同期判定手段と、前記同期判定の結果に応じて前記位相回転検出装置で検出した結果を出力するかどうかを切り替える第 1切替制御手段と、を具備し、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出手段と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドッブラ一周波数による位相回転を検出する最大ドップラー周波数検出手段と、を具備する無線基地局装置。

1 7 . 受信信号に対して位相回転検出を行う位相回転検出装置と、前記受信信号を用いて受信品質を測定する受信品質測定手段と、前記受信信号に対して復調処理を行う復調手段と、前記復調手段の出力を用いて同期判定を行う同期判定手段と、前記受信品質及び前記同期判定の結果に応じて前記位相回転検出装置で検出した結果を出力するかどうかを切り替える第 1切替制御手段と、を具備し、前記位相回転検出装置は、受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散手段と、前記拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波手段と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出手段と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドップラー周波数による位相回転を検出する最大ドッブラー周波数検出手段と、を具備する無線基地局装置。

1 8 . 第 1切替制御手段は、受信品質が良好である場合に前記位相回転検出装置で検出した結果を出力し、受信品質が劣悪である場合に既定値を出力するように制御を行う請求項 1 5記載の無線基地局装置。

1 9 . 第 1切替制御手段は、同期が確立している場合に前記位相回転検出装置で検出した結果を出力し、同期が確立していない場合に既定値を出力するように制御を行う請求項 1 6記載の無線基地局装置。

2 0 . 位相回転検出装置は、位相回転検出周期をある特定の環境では通常よりも短くする請求項 1 6記載の無線基地局装置。

2 1 . 位相回転検出装置は、前の位相回転検出結果を保持する保持手段を具備し、前記第 1切替制御手段は、既定値の代わりに前記保持手段で保持された前の位相回転検出結果を出力するように制御を行う請求項 1 8記載の無線基地局装置。

2 2 . 位相回転検出の開始 ·停止を制御する第 2切替制御手段を具備する請求項 1 5記載の無線基地局装置。

2 3 . 受信信号に対して逆拡散処理を行って逆拡散信号を得る逆拡散工程と、前記逆拡散信号を用いて遅延検波を行う遅延検波工程と、前記遅延検波により得られた遅延検波出力をべクトル合成することにより、周波数オフセットによる位相回転を検出する周波数オフセット検出工程と、前記周波数オフセットによる位相回転を用いて補正された遅延検波出力をべクトル合成することにより、最大ドヅブラ一周波数による位相回転を検出する最大ドヅブラ一周波数検出工程と、を具備する位相回転検出方法。