JPH11284601A

JPH11284601A - 相関ピーク検出回路

Info

Publication number: JPH11284601A
Application number: JP27551198A
Authority: JP
Inventors: Soichi Takahashi; 聡一高橋
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1998-02-02
Filing date: 1998-09-29
Publication date: 1999-10-15
Anticipated expiration: 2018-09-29
Also published as: EP0933882A3; JP3600037B2; EP0933882A2; EP0933882B1; US6445756B1; DE69940177D1

Abstract

(57)【要約】【課題】回路規模を大きくせず、より精度良く相関ピ
ークを検出するデジタル・マッチト・フィルタ（ＤＭ
Ｆ）を用いた相関ピーク検出回路を提供する。【解決手段】帯域制限や、復調特性により高周波成分
が削られたＰＮ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１１で離散時
間的な信号に変換され、ＤＭＦ１２に入力され、ここで
自己相関特性を包絡線に持つ離散信号となる。この信号
が相関特性を近似する所定の関数を用意した相関ピーク
検出回路１３に入力される。ここで、ＤＭＦの入出力値
により所定の関数のパラメータを解くことにより関数を
決定し、定めた近似曲線における極値を求めることによ
り相関ピークを検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信を含む通
信や測距に使用され、その他にポジショニングシステム
等に応用可能なスペクトル拡散技術に関するもので、よ
り詳細には、スペクトル拡散信号の相関ピーク検出回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１７は、従来から使用されているデジ
タル・マッチト・フィルタの構成を示すブロック図で、
図１７において、２０１はシフトレジスタ、２０２はタ
ップ係数の乗算器、２０３は全てのタップ係数をかけら
れた信号の総和を取る回路で、ＰＮ（擬似雑音信号）信
号の相関を取る場合には、通常±１のタップ係数が使用
される。図１７からわかるように、デジタル・マッチト
・フィルタは、シフトレジスタ等からなる順序回路によ
って構成されるため、入力信号は、Ａ／Ｄコンバータな
どによってサンプリングされた離散時間的な信号である
必要がある。

【０００３】このように、サンプリングによって離散的
にＰＮ信号を扱った場合、その自己相関特性は本来の特
性と異なる値を持つ。図１９は、動作状態を異にした場
合の相関出力を基準位相からの位相ずれΔτに対して示
した線図である。図１９（Ａ）は本来の相関特性であ
り、図１９（Ｂ）は離散的に受信信号を入力した場合の
相関特性である。図１９（Ｂ）は１チップあたり２サン
プリングした場合の例である。以下、説明を簡便にする
ため、全て１チップあたり２サンプリングの場合を例示
する。

【０００４】さらに、図２０は、このように離散化され
た受信信号をマッチト・フィルタに入力したときの出力
例を示す。図２０（Ａ）はアナログ回路によるマッチト
・フィルタの出力例である。マッチト・フィルタはＰＮ
信号が１周期入力される毎に相関出力特性と同じ波形の
信号パルスを出力する。図２０（Ｂ）はデジタル・マッ
チト・フィルタによる出力例である。この場合、その包
絡線はアナログのマッチト・フィルタの出力と同じであ
るが、その出力値自体も離散的になる。これはデジタル
・マッチト・フィルタのシフトレジスタもＡ／Ｄコンバ
ータのサンプリングクロックと同期して離散的にシフト
処理が行われるためである。よって、本来ならデジタル
・マッチト・フィルタを使用した相関出力からは、サン
プリングタイミングに関わらず、常に、図２０（Ｂ）の
ように１周期毎に１つのピークと２つのピークの半値を
持つ信号が得られるはずである。しかし、実際にはデジ
タル・マッチト・フィルタには伝送路における帯域制限
の影響を受けた受信信号が入力される。

【０００５】図１８は、帯域制限の影響を受けた受信信
号が入力された場合のデジタル・マッチト・フィルタの
動作の様子を示す図で、図１８（Ａ）が送信側から送ら
れるＰＮ信号であり、図１９（Ｂ）の特性はこの信号が
入力された場合の相関特性である。しかし、実際には、
法的な規制またはシステム性能による帯域幅の制限があ
る。このため、受信信号は図１８（Ｂ）のようになまっ
た波形となる。これの信号がサンプリングされ、図１８
（Ｃ）や図１８（Ｄ）のような波形となり、これがデジ
タル・マッチト・フィルタに入力される。この帯域制限
を受け、かつサンプリングされたＰＮ信号の相関特性を
図１９（Ｃ）に示す。このように、相関特性は図１９
（Ｂ）に示されるＰＮ信号による理論上の特性と異なる
特性を持つことになる。

【０００６】よって、かかる帯域幅の制限を受けた受信
ＰＮ信号に対するマッチト・フィルタの出力特性もこれ
と同じになり、アナログのマッチト・フィルタの場合は
図２０（Ｃ）のようになる。当然、デジタル・マッチト
・フィルタの出力特性は、図２０（Ｃ）の特性を包絡線
に持つ図２０（Ｅ）や図２０（Ｄ）の特性となる。この
例からわかるように、帯域制限を受けたＰＮ信号をサン
プリングし、デジタル・マッチト・フィルタに入力した
場合、サンプリングタイミングによって相関出力が変動
し、なおかつ、常に相関ピークの値を出力するとは限ら
ないパルスを出力する。さらに、相関出力のパルス列の
中でも、最大のピークを持つパルスが現れる時間も異な
るなどの問題が生じていた。このため、単にデジタル・
マッチト・フィルタを使用した通信システムでは、相関
出力の最悪値に合わせて、相関ピークを検出する際のし
きい値を設定する必要があったり、また、相関ピークが
現れる時間の推定もできないなどの不都合が生じ、伝送
特性の劣化の要因となっていた。

【０００７】スペクトル拡散通信は情報信号に十分速度
の速いＰＮ信号を掛け合わせて伝送する方式である。受
信側では、このＰＮ信号で拡散された信号をマッチトフ
ィルタやスライディング相関器等を使用して復調処理を
可能とする。特にマッチトフィルタを使用する場合、マ
ッチトフィルタには送信側で情報信号を拡散するのに使
用されたＰＮ信号と同じ符号系列をマッチトフィルタ内
の係数群に設定する。これにより、受信信号をマッチト
フィルタに入力した場合、マッチトフィルタからの出力
は図２１（Ａ）に示すように鋭いピーク信号を出力す
る。受信側では主にこのピーク信号の出現時間を検出し
て受信信号の位相を検出する。

【０００８】しかし、図２１（Ａ）は理想的な場合であ
り、実際には受信信号は伝送路における帯域制限の影響
を受け波形に鈍りが生じる。このため、相関特性は図２
１（Ｂ）のような波形となる。マッチトフィルタを構成
する場合、ＳＡＷ素子等を使用した、アナログ方式と、
デジタル回路による方式とがある。デジタル式の場合、
ＩＣ化が可能であるため、コスト、大きさの点でアナロ
グ方式よりも有利な点がある。

【０００９】図２２にデジタルマッチトフィルタの構造
を示す。図２２において、２１１は、１タイミング分の
遅延素子群であり、デジタル回路では多ビットのシフト
レジスタが使用されることが多い。２１２は入力信号に
掛け合わせるべき係数群であり、その係数ｈ₁〜ｈ_ｍに
は１または−１の値をもつ。また、２１３は加算器であ
り、入力信号の全ての総和を取る回路である。ＤＭＦは
デジタル回路によって構成されるため、入力される信号
は時間毎に受信信号をサンプリングした離散信号であ
る。また、サンプリングの際には入力信号のダイナミッ
クレンジに応じた量子化がなされている。ここでは、あ
る時間を基準としてｉ番目にサンプリングされた信号を
ｘ_ｉと表す。

【００１０】ＤＭＦに入力された信号は多ビットシフト
レジスタによって遅延信号が作られる。各シフトレジス
タによって遅延された信号は、｛ｘ_ｉ−１，ｘ_ｉ−２，ｘ_ｉ−３，…，ｘ_ｉ−ｍ｝（２１）のそれぞれを出力することになる。ただし、ここでｍは
シフトレジスタの数である。各多ビットシフトレジスタ
の値は、それぞれ、係数群と掛け合わされ、加算器でそ
の総和が取られる。よって、出力信号ｙ_ｉは

【００１１】

【数１】

【００１２】となり、離散信号における相関値を計算す
ることになる。よってＤＭＦは出力も離散信号ｙ_ｉであ
り、その出力特性は図２１（Ｃ）または図２１（Ｄ）の
ようにサンプリングタイミングに応じて図２１（Ｂ）の
相関特性を離散化した信号列となる。従来技術では、相
関ピーク時間を検出する場合、図２１（Ｂ）または図２
１（Ｃ）の最大値が現れたタイミングを相関ピークとし
て検出していた。

【００１３】このような従来のＤＭＦを使用する場合、
主に以下のような問題点がある。１．入力信号のダイナミックレンジが大きい場合に、そ
れを表現するため各シフトレジスタの量子化ビット数を
多く必要である。また、ＤＭＦはパルス状の信号を扱う
ため内部における演算回路もビット数の大きいものが必
要となる。このため、回路が大きく、複雑になり、さら
に演算速度の低下を招く等の問題がある。２．温度変化、経時変化によって入力信号のオフセット
分が変動する可能性がある。３．図２１（Ｂ）の相関特性を表す場合でも、サンプリ
ングタイミングによって図２１（Ｃ）や図２１（Ｄ）の
ように異なる出力値となり、ピーク検出時間の精度を高
くすることができない。

【００１４】特開平９−５０１０３２号公報により開示
された「ＣＤＭＡ受信機において通信信号を受信しかつ
デコードするための方法および装置」では、ＣＤＭＡの
マルチアクセスによる他チャンネルからの干渉を少なく
するために、デジタル・マッチト・フィルタ等化器の機
能を持たせ、相関出力への他チャンネルの影響を抑えて
いる。しかしながら、この方法ではデジタル・マッチト
・フィルタの各タップ係数を±１の２値から、複数ビッ
ト数で表される多値で表さなくてはならない。このた
め、デジタル・マッチト・フィルタ内の全ての乗算器
を、（多値で表された入力信号）×（多値で表されたタ
ップ係数）の機能を持つ乗算器にしなくてはならず、回
路規模が大きくなる欠点がある。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述の従来
技術における問題点に鑑みてなされたもので、デジタル
・マッチト・フィルタを用いて相関出力を得る場合に、
回路規模を大きくせず、より精度良く相関ピークを検出
することを可能とする相関ピーク検出回路を提供するこ
とをその解決課題とする。

【００１６】請求項１の発明では、通信媒体を通し受信
した帯域制限を受け離散化された様なＰＮ信号の自己相
関特性をある関数で近似し、この関数のパラメータをデ
ジタル・マッチト・フィルタからの出力によって決定
し、その関数の極値を求めることによって、相関ピーク
値を推定することにより、サンプリングタイミングによ
らず常に本来の相関ピーク値を得ることができ、これに
よって、簡単な回路で、より伝送特性の良い通信システ
ムを提供することを目的とする。

【００１７】請求項２の発明では、請求項１の発明で求
められた関数とそのパラメータによって、相関ピークの
出現時間も推定することができる。これによって、相関
ピーク出現時間を従来よりもさらに正確に検出すること
ができる。この検出されたピーク出現時間を使用するこ
とにより、サンプリングタイミングと受信信号の位相差
を検出することができ、相関ピーク値にタイミングを合
わせることができるようになる。また、デジタル・マッ
チト・フィルタにおいて、次の相関ピークの出現時間を
推定することができれば、その時間帯にのみマッチト・
フィルタの出力を許可する、いわゆる相関出力にウイン
ドウ関数をかけることができ、ノイズによる誤ったピー
クを検出する確率を低くすることができる。請求項２の
発明では、これらの方法により、さらに伝送特性の良い
システムを提供することを目的とする。

【００１８】実際に、位相差を検出する場合、デジタル
・マッチト・フィルタなどの順序回路では１クロック幅
以下の差を必要とすることはほとんどない。このような
場合には、計算すべき位相差は１クロック時間幅単位で
十分である。よって、請求項３の発明では請求項１又は
２で特に位相差を検出する場合にその差を整数で計算す
ることにより、位相差検出回路をさらに簡略化すること
を目的とする。

【００１９】請求項４の発明では、相関特性を近似する
関数として２次の多項式を使用することにより、簡単な
ハードウェアで相関ピークの出現時間を算出することに
より、より伝送特性が良く、伝送速度が高速で、低コス
ト、小型のシステムを提供することを目的とする。

【００２０】また、相関特性を近似する関数として２次
の多項式を使用することにより、簡単なハードウェアで
相関ピークが検出できるようにし、もって、回路を高速
に動作可能とし、さらに、低コスト、小型化できるシス
テムを提供することを目的とする。

【００２１】また、デジタル・マッチト・フィルタを使
用して通信システムを構成する場合、相関ピークの値自
体を必要としない場合が多い。請求項５の発明では、相
関ピーク値を算出することなく、近似式のパラメータ値
によって、相関ピークの有無、またはその正負を検出す
るようにする。これにより、相関出力のオフセット成分
の変動や、サンプリングタイミングによる相関ピーク誤
検出を避けることができ、且つ回路が簡単になるシステ
ムを提供することを目的とする。

【００２２】請求項５の発明において、相関ピークの検
出に使用するパラメータによって、相関ピークを検出す
る際もやはり、しきい値を設定する必要がある。請求項
６の発明では、当該相関ピークを検出する以前に得られ
た相関ピークにおけるパラメータ値を基準にしきい値を
設定することによって、伝送路の変化等による相関ピー
クの変動に対して適応的にしきい値が設定されるように
し、もって、伝送特性の良いシステムを提供することを
目的とする。

【００２３】請求項７の発明は、デジタルマッチトフィ
ルタへの入力を差分信号とすることにより、入力信号ｘ
_ｉのダイナミックレンジが小さくなる。さらに、ＤＭＦ
の出力信号にパルス状の信号が現れないため、ＤＭＦ内
部の演算においても表現ビット数が小さくなる。これら
の利点により、ＤＭＦ内部のシフトレジスタのビット数
及び、演算ビット幅を少なくし、これによって、回路の
小型化、低消費電力化を図り、さらに、演算ロジックを
簡単にすることによって演算速度を向上させることを目
的とする。また、入力信号を差分化することによって、
ＤＭＦへの入力のオフセット分が打ち消される。これに
よって、オフセットの変動によるＤＭＦの特性劣化を抑
え、受信特性を向上させることを目的とする。さらに、
本発明は、近似関数を使用して相関特性のピーク位置を
検出するようにするため、従来のように、相関出力の最
大値で相関ピーク位置を検出する方法よりも、より正確
にピーク時間を推定することができる。これによって、
受信特性を向上させることを目的とする。

【００２４】ＤＭＦを用いる場合、拡散符号がデータ変
調されている場合など、相関ピークの出力タイミングだ
けでなく、相関ピークが正の方向に出るか負の方向に出
るかの情報が必要な場合がある。よって、請求項８の発
明は、近似関数の曲率によって、相関ピークの正負を判
定することにより、ＤＭＦ出力をデータ復調等に使用で
きるようにすることを目的とするものである。

【００２５】携帯電話等に使用されるＣＤＭＡ（Code D
ivision Multiple Access）方式にＤＭＦが使用される
場合、各通信チャネル間の相互相関の影響がＤＭＦ出力
に現れる。このため、他通信チャネルとの相互相関の影
響を相関ピークとして誤認識する場合がありえる。よっ
て、請求項９の発明は、相関ピーク検出にさらに近似関
数の曲率を判定条件として導入することによって、相関
ピークの検出精度を高めることを目的とする。

【００２６】特に、相関特性を近似する関数に２次多項
式を使用することによって近似関数の極値を検出する回
路自体の構成を簡易なものとすることができる。請求項
１０の発明は、これによって、回路を小型化し、また、
低消費電力化することを目的とする。

【００２７】実際にＤＭＦを使用する際には、１タイミ
ング毎の精度で相関ピークを検出すれば回路動作上十分
であることが多い。この場合、請求項１０での回路をさ
らに簡略化することができる。よって、請求項１１の発
明は、相関ピーク検出により簡易な方法を用いること
で、回路を簡略化し、もって回路の小型化、低消費電力
化を図ることを目的とする。

【００２８】特に、近似関数に２次式を使用することに
よって、請求項１０での近似関数の曲率を求めることを
簡単にすることができる。よって、請求項１２の発明
は、簡易な構成によって、相関ピークの正負を求めるこ
とができるようにし、もって、データ復調の回路の簡略
化、低消費電力化等を行うことを目的とする。

【００２９】請求項１３の発明は、近似関数に２次式を
使用することによって、簡易に得ることができる曲率を
相関ピーク検出に判定条件として導入することによっ
て、相関ピークの検出精度を高めることを目的とする。

【００３０】請求項１４の発明は、従来のように相関ピ
ークの大きさ自体を必要とする場合にでも使用すること
ができ、従来のＤＭＦ出力に対して、近似関数の推定方
法を適用することにより、回路を簡易化することを目的
とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、通信
媒体を通し受信した受信擬似雑音信号を入力とし、用意
されているデジタル２値の擬似雑音信号と入力された前
記受信擬似雑音信号との相関値を離散的に求めるデジタ
ル・マッチト・フィルタからの相関値出力に基づき受信
擬似雑音信号の相関値のピークを検出する相関ピーク検
出回路において、前記受信擬似雑音信号の入力に対する
前記デジタル・マッチト・フィルタの出力特性を近似す
る所定の関数を用い、前記デジタル・マッチト・フィル
タの入出力値を前記関数の変数とすることにより該関数
のパラメータを決定し、決定した該パラメータより定ま
る出力特性関数についてその極値を求め、該極値を相関
値のピークとして検出することを特徴としたものであ
る。

【００３２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記関数のパラメータによって定まる前記出力特性
関数の極値によって推定される相関値出力がピークとな
る時間により、前記デジタル・マッチト・フィルタの動
作タイミングと、前記受信擬似雑音信号との位相差を検
出することを特徴としたものである。

【００３３】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、前記位相差を整数値で出力することを特徴としたも
のである。

【００３４】請求項４の発明は、請求項１ないし３のい
ずれか１の発明において、前記出力特性を近似する所定
の関数として２次関数を用い、該２次関数のパラメータ
を前記デジタル・マッチト・フィルタからの３つ以上の
入出力値の組によって決定することを特徴としたもので
ある。

【００３５】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、前記２次関数における２次の項の係数の値によっ
て、相関ピークを検出することを特徴としたものであ
る。

【００３６】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、相関ピークを検出する際に、その相関ピークを検出
する以前に得られた相関ピーク検出時の２次の項の係数
を基準として、相関ピークを検出する処理を行うことを
特徴としたものである。

【００３７】請求項７の発明は、サンプリングされた信
号の差分信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該
デジタルマッチトフィルタからの出力信号から相関ピー
クを近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検
出することによって、相関ピーク時間を推定することを
特徴としたものである。

【００３８】請求項８の発明は、請求項７記載の相関ピ
ーク検出回路において、該近似した関数の極値点におい
て、その曲率の正負を判定し、相関ピークの正負を検出
することを特徴としたものである。

【００３９】請求項９の発明は、請求項７記載の相関ピ
ーク検出回路において、該近似した関数の極値点におい
て、その曲率の絶対値を判定し、相関ピークの出力判定
を行うことを特徴としたものである。

【００４０】請求項１０の発明は、請求項７記載の相関
ピーク検出回路において、該近似する関数に２次多項式
を使用したことを特徴としたものである。

【００４１】請求項１１の発明は、請求項１０記載の相
関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の
係数をａとし、１次の項の係数をｂとした場合に、（ａ
−ｂ）の計算結果の符号と（ａ＋ｂ）の計算結果の符号
との積または排他的論理和を取ることにより、相関ピー
ク位置を検出することを特徴としたものである。

【００４２】請求項１２の発明は、請求項１０記載の相
関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の
係数ａの符号により、相関ピーク出力値の正負を検出す
ることを特徴としたものである。

【００４３】請求項１３の発明は、請求項１０記載の相
関ピーク検出回路において、該２次多項式の２次の項の
係数ａの絶対値がある一定のしきい値を超えた場合の
み、相関ピーク位置を検出することを特徴としたもので
ある。

【００４４】請求項１４の発明は、サンプリングされた
信号をデジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタル
マッチトフィルタからの出力を差分信号化し、該差分信
号から相関ピークを近似する関数を決定し、該近似した
関数の極値を検出することによって、相関ピーク時間を
推定することを特徴としたものである。

【００４５】

【発明の実施の形態】最初に、図１を用いて本発明によ
る相関ピーク検出回路をＣＤＭＡ通信に使用した場合の
実施例について説明する。図１において、１はアンテ
ナ、２はミキサ、３はローパスフィルタ、４は局部発振
器、５はデジタル・マッチト・フィルタ、６は本発明に
よる相関ピーク検出回路、７はパス推定回路、８は逆拡
散回路、９は復調回路で、アンテナ１で受信した受信信
号は、局部発振回路４で発生する発振信号とミキサ２で
掛け合わされ、ローパスフィルタ３を通されることによ
って、ベースバンド信号となる。ベースバンドに落され
た受信信号は、デジタルマッチトフィルタ５と逆拡散回
路８に入力される。デジタルマッチトフィルタ５では、
この受信信号と拡散信号との相関値を計算する。そし
て、この相関値のピーク点を本発明による相関ピーク検
出回路６によって検出することにより拡散信号の受信タ
イミングを得ることができる。相関ピーク検出回路６か
らの出力されるいくつかの相関ピーク点の候補のうちか
ら、パス推定回路によって確からしい相関ピークを選び
出し受信タイミングとする。逆拡散回路８では、この受
信タイミングにあわせて逆拡散信号（レプリカ信号）を
発生させ、これを受信信号に掛け合わせることによって
逆拡散を行うことができる。また、拡散信号の周期とデ
ータ信号のタイミングが一致している場合には、復調回
路９に受信タイミングを入力し、受信タイミングに合わ
せて復調することができる。このように、相関ピークを
検出することはＣＤＭＡ通信においては重要なことであ
り、以下に説明する本発明による相関ピーク検出回路を
使用することによって簡易にこれを実現することができ
る。（実施形態１）図２は、本発明による相関ピーク検出回
路の第１の実施形態を示すブロック図である。図２中、
１０はある伝達特性を持つ機能ブロックであり、送信系
の帯域制限のためのバンドパスフィルタや、受信系の伝
送路特性等を表したものである。１１はＡ／Ｄコンバー
タ、１２はデジタル・マッチト・フィルタ、１３は相関
ピーク検出回路で、デジタル・マッチト・フィルタ出力
から近似する関数のパラメータを算出する機能をその一
部とする回路である。

【００４６】次に動作を説明する。送信機で生成された
ＰＮ信号（図１８（Ａ））は、前述したように、送信側
の帯域制限や、受信側の復調特性によって、その高周波
成分が削られる（図１８（Ｂ））。さらにこの信号は、
受信機内のＡ／Ｄコンバータ１１に入力され、離散時間
的な信号に変換され（図１８（Ｃ）,図１８（Ｄ））、
この離散化された信号がデジタル・マッチト・フィルタ
１２に入力される。帯域制限を受け、かつ、離散化され
たＰＮ信号の自己相関特性は図１９の（Ｃ）に示す特性
を持つ。一方、デジタル・マッチト・フィルタは通常、
Ａ／Ｄコンバータのサンプリングクロックに同期して動
作するため、その出力もサンプリングクロック毎の出力
となる。このため、上記のＰＮ信号がデジタル・マッチ
ト・フィルタに入力された場合、図２０（Ｅ）,図２０
（Ｄ）のように、上記自己相関特性を包絡線に持つ離散
信号となる。この信号が図２の相関ピーク検出回路１３
に入力される。

【００４７】この相関ピーク検出回路１３では、図１９
の（Ｃ）の相関特性を近似するある関数を想定してい
る。ここで使用する関数は図２３に示すように、局所的
に連続で上または下に凸である関数（単調減少でなく、
かつ単調増加でない関数）であれば良い。このような近
似関数によって、相関出力のピーク値近傍を近似する。
このような関数として、例えば、ｎ次多項式、ガウス関
数、コサイン（cos）関数等があり、それぞれ以下のよ
うな数式で表される。

【００４８】

【数２】

【００４９】相関ピーク検出回路１３では、これらの関
数のパラメータ、例えば、上記した式の場合、ｎ次多項
式ならば、ａ_ｎ，ａ_ｎ−1，…，ａ₀、ガウス関数なら
ば、Ａ，ｋ，ｃ、コサイン関数ならば、Ａ，ｂを入力信
号から推定する。これらのパラメータは、ある時間ｔ_ｋ
に入力されたデジタル・マッチト・フィルタからの入力
信号ｙｋによって、連立方程式を立てることができる。
例えば、図２３の場合、以下のような連立方程式とな
る。

【００５０】

【数３】

【００５１】よって、この連立方程式をパラメータに関
して解けば良い。以上により、入力信号によって近似曲
線が一意に定まる。相関ピークはこの近似曲線における
極値を求めることによって検出することができる。例え
ば、近似曲線を微分式を０とおいた式を解くことによっ
て極値を取る時間ｔ_ｍａｘがわかり、さらにこの時間ｔ
_ｍａｘを近似式に入力することにより極値ｙ_ｍａｘを得
ることができる。相関ピーク検出回路１３は以上の原理
による各パラメータを計算する機能と、その値より極値
ｙ_ｍａｘを求める機能を有する回路である。

【００５２】（実施形態２）また、近似式より極値を取
る時間ｔ_ｍａｘは、ＰＮ信号とサンプリングクロックと
の位相差を表すものである。このため、時間ｔ_ｍａｘを
使用することで、サンプリングクロックの位相補正や、
次の相関パルスの出現時間を推定することができる。

【００５３】図３に、本発明による相関ピーク検出回路
において、極値を取る時間ｔ_ｍａｘによりサンプリング
クロックの位相補正を行う場合の実施形態を示す。図３
において、図２と同じ役割を果たす機能ブロックには同
じ番号が振り当ててある。図３において２０は、電圧制
御クロック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）であり、Ａ／Ｄ
コンバータやデジタル・マッチト・フィルタのサンプリ
ングクロックを発生する。近似曲線ｆ_ｔの微分式を０と
置くことによって、極値を取る時間ｔ_ｍａｘが得られる
ことは前述の通りである。すなわち、

【００５４】

【数４】

【００５５】となる時間ｔ_ｍａｘを求めれば良い。求め
られた時間ｔ_ｍａｘによって、入力信号がサンプリング
クロック毎であるにかかわらず、サンプリングクロック
の時間幅以下の位相差を検出することができる。このた
め、ここで得られる時間ｔ_ｍａ _ｘによって、電圧制御ク
ロック２０の発振周波数を制御することにより、サンプ
リングクロックと相関ピークとを一致させることができ
る。

【００５６】ここで仮定されている近似関数は、相関ピ
ーク近傍を近似しているので、相関ピークからあまりに
離れた時間ｔ_ｎによってパラメータを推定した場合、誤
差を生じることになる。このため、サンプリング信号の
位相補正を行うことにより、相関ピーク付近の値が得ら
れるため、近似曲線の精度が向上し、伝送特性を向上さ
せることができる。

【００５７】デジタル・マッチト・フィルタから得られ
た相関パルス出力から次の相関パルスが現れる時間をあ
らかじめ推定し、伝送特性を向上させる方法として有名
なものにタイムウィンドウ検波方式がある。この方式は
デジタル・マッチト・フィルタからの相関ピークが入力
されたＰＮ信号の１周期毎に現れることを利用したもの
で、（相関ピークが現れた時間）＋（１周期分の時間）
によって、次の相関ピークの時間を予測し、この時間の
前後の僅かな時間枠の間だけ相関ピークを検出するよう
にするものである。このとき、上記の（相関ピークが現
れた時間）をより精度良く検出することができれば、タ
イムウィンドウ方式における時間枠を狭くすることがで
き、結局、伝送特性を向上させることができるようにな
る。

【００５８】（実施形態３）本発明は、近似関数に特に
２つの多項式を使用することにより、より簡単に構成す
ることができる。図４に本発明による第３の実施形態を
示す。図４において、図２と同じ役割を果たす構成要素
に関しては同じ番号が振り当ててある。図４で点線で囲
まれた部分が図２における相関ピーク検出回路１３であ
り、この実施例では、遅延回路３１，３２、線形変換回
路３３、ピーク算出回路３４からなる。次に、図４に示
される回路の動作を説明する。２次多項式で近似する場
合、その関数ｆ(t)は次式で与えられる。ｆ(t)＝ａｔ²＋ｂｔ＋ｃ（８）デジタル・マッチト・フィルタからの３つの入力信号を
（ｔ_ｎ,ｙ₁）,（ｔ_ｎ ₋₁,ｙ₂）,（ｔ_ｎ＋1,ｙ₃）とすれ
ば、（８）式より２次式のパラメータａ，ｂ，ｃは次の
３つの式を満足しなければならない。

【００５９】

【数５】

【００６０】時間軸は任意に定めても良いのでｔ_ｎ＝０
とする。さらに、ｔ_ｎ−1をｔ_ｎよりも１クロック前の
入力信号、ｔ_ｎ＋1をｔ_ｎよりも１クロック後の入力信
号とし、１クロック分の時間を１とすれば（９）ないし
（１１）式は、

【００６１】

【数６】

【００６２】となり、結局、３元連立方程式となる。こ
れより、

【００６３】

【数７】

【００６４】となり、ａ，ｂ，ｃを求めることができ
る。このとき、１／２は定数なので、これを無視するこ
とができる。これにより、パラメータａ，ｂ，ｃは、ｙ
₁，ｙ₂，ｙ₃に２倍する掛け算と加減算によって得るこ
とが出来る。さらにデジタル回路では２倍の掛け算は１
ビットのシフトによって実現することができるため、結
局、パラメータａ，ｂ，ｃはシフト処理と加減算の回路
によって簡単に実現することができるものである。

【００６５】図４では、１クロック分の遅延回路３１と
３２により、ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃を作り出し、これを線形変
換回路３３によって上記演算を行うことによって２次式
のパラメータａ，ｂ，ｃを得ている。さらに極値を求め
るには次のようにすれば良い。（８）式を変形すると、

【００６６】

【数８】

【００６７】この式より、極値を取る時間−ｂ／２ａに
パラメータａ，ｂを代入することによって、相関ピーク
を取る時間がわかり、また、極値ｃ−ｂ²／４ａにパラ
メータａ，ｂ，ｃを代入することによって相関ピーク値
がわかる。具体的には、図４に示すようにピーク算出回
路３４によって極値ｃ−ｂ²／４ａを計算し、その結果
を出力させている。

【００６８】（実施形態４）また、極値を取る時間−ｂ
／２ａによって、受信信号とサンプリングクロックの位
相差を知ることができる。ｔ_ｎを０としているので、−
ｂ／２ａはこのｔ_ｎからの時間を表す。図５に本発明に
よる相関ピーク検出回路において、サンプリングクロッ
クの位相制御に極値を取る時間を使用した例を示す。図
５において図４と同じ役割を果たす構成要素に関して
は、同じ番号が振り当ててある。図５で４０は相関ピー
ク時間の計算回路であり、上記で計算過程を示した−ｂ
／２ａを計算する回路である。ｔ_ｎ＝０とした時の相関
ピーク時間は前述のように、パラメータａ，ｂから−ｂ
／２ａとして得られるため、これをＡ／Ｄコンバータや
デジタル・マッチト・フィルタを駆動する電圧制御クロ
ック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）の制御信号として帰還
することによって、位相補正を行うことができる。

【００６９】（実施形態５）また、ＰＮ信号とサンプリ
ングクロックとの位相差は、１クロック単位で十分であ
る場合が多い。この場合は、回路をさらに簡単化でき
る。図６は、相関ピーク検出回路に本発明による位相補
正を適用した場合の実施形態を示す。図６において、図
５と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振
り当ててある。図６で、５０は数値制御クロック（ＮＣ
Ｏ：数値制御発振器）であり、制御信号としてデジタル
値の信号を入力する発振クロックである。５１はしきい
値回路であり、検出された位相差の整数部分を出力す
る。

【００７０】次に動作を説明する。相関ピーク時間の計
算回路４０は、パラメータｂを２ａで割る操作が行われ
る。このため、その値は、少数部分を含む。よって、こ
の信号の整数部分をしきい値回路５１で取り出し、数値
制御クロックに帰還することによって位相補正を行うこ
とができる。また、ここでは、相関ピーク時間の計算回
路４０と、しきい値回路５１に分けて位相差を検出する
例を示したが、これを１つにまとめ、さらに簡単にした
回路も考えられる。今、１クロック以上の位相差が得ら
れた場合に出力されるので、｜−ｂ／２ａ｜＞１（１７）の条件が成り立つときに出力する。この式を変形して、｜ｂ｜＞｜２ａ｜（１８）となり、この式を満たす場合に１クロック以上の位相差
が有るとすれば良い。その正負はａ，ｂの符号を調べる
ことにより得られ、両方が同符号ならマイナス、異符号
ならプラスとすれば良い。

【００７１】（実施形態６）また、実際の通信系では、
相関ピーク値自体を必要とすることは少なく、相関ピー
クの有無、または相関ピークの正負が分かれば十分であ
ることが多い。このような場合に、本発明はさらに回路
が簡単になり、また、各種の変動に対して強いシステム
とすることができる。図７に本発明による第６の実施形
態を示す。図７おいて図４と同じ役割を果たす構成要素
に関しては同じ番号が振り当てて有る。図７で６０はパ
ラメータａとａに対する基準値ａ0との距離を計算する
回路である。相関ピークの有無、または正負を知るため
には、相関ピークそのものを計算しなくても、パラメー
タ値からそれを判断することができる。相関ピークの有
無を調べる場合、相関ピークが有る場合のパラメータの
推定値と、実際に計算によって得られたパラメータとの
距離を測り、その距離がある一定内であればピーク有り
と判定すれば良い。相関ピークの正負を調べる場合も同
様である。２次式で近似する場合も、ａ，ｂ，ｃからな
る３次元のパラメータ空間の中で、基準となるａ₀，
ｂ₀，ｃ₀との比較によって相関ピークの有無を判断して
も良い。例えば、評価関数をｇ（ａ，ｂ，ｃ）として、ｇ（ａ，ｂ，ｃ）＝（ａ−ａ₀）²＋（ｂ−ｂ₀）²＋（ｃ−ｃ₀）² （１９）

【００７２】を計算すれば良い。しかし、この場合、単
に回路が複雑になるという問題点の他に、信号の変動に
対して弱くなるという問題点を持つ。例えば、入力信号
のオフセット分の変動、サンプリング時間の変動等がパ
ラメータ値に影響する。よって、信号の変動に対して、
変動の小さいパラメータを選ぶ、ないしは変動が小さく
なるような評価関数にする必要がある。図７は変動の小
さいパラメータを選んだ場合の例である。上記（８）式
において、ｃは、オフセット変動分がそのまま現れる項
であり、また、ｂは（１６）式から明らかなように、サ
ンプリング時間の変動が現れる項である。よって、パラ
メータとしてはａが最適ということによる。ａは２次式
の曲率を定めるものであり、相関ピークが無い場合には
ほとんど０の値を取り、正のピークのある場合には、負
の値を取り、負のピークのある場合には正の値を取る。

【００７３】よって、基準となるａ₀と計算されたａの
距離を測ることにより、相関ピークを検出することによ
り、相関ピークを検出することができる。この場合、評
価関数ｇ（ａ）はｇ(ａ)＝｜ａ−ａ₀｜（２０）となり、基準となるａ₀と計算されたａの差を取り、さ
らに絶対値を取るだけの処理となるので、これを回路で
実現することも容易になる。

【００７４】（実施形態７）また、相関ピークにおける
パラメータａは、伝送路における伝送特性が変動した場
合にも変化する。これに対応するために、パラメータの
推定値（実施形態６では固定していた）を適応的に変化
させることによって、伝送特性を向上させることができ
る。本発明による第７の実施形態を図８に示す。図８に
おいて、図７と同じ役割を果たす構成要素に関しては同
じ番号が振り当てて有る。図８において、７０はパラメ
ータの推定値を計算するための回路である。次に動作を
説明する。２次式のパラメータａは、相関ピークの曲率
を定めるものであるので、伝送路の変動によっても、急
激な変化をすることはなく、ある程度ゆるやかな変動と
なる。このため、現在得られている相関ピークにおける
ａと、過去に得られた相関ピークａ_ｎとはきわめて近い
値になると予測される。よってこの２つを比較すること
によって、相関ピークの有無を正しく判定し、その結果
により推定したパラメータ値を出力することができ伝送
特性の向上につながる。パラメータを推定するための回
路７０は、単純には、前回に得られた相関ピークでのパ
ラメータａを出力する回路でよいし、また、過去数回に
おける平均値や中間値を出力する回路でも良い。

【００７５】（実施形態８）図９において１００は入力
信号を差分化する回路、１１０はＤＭＦ（デジタル・マ
ッチト・フィルタ）、１２０は近似関数を推定し、その
極値を求める回路である。次に動作を説明する。Ａ／Ｄ
コンバータ等からの離散化した受信信号ｘ_ｉは、差分回
路１００によって、その１タイミング前の受信信号ｘ
_ｉ−１との差が計算され出力される。この差分信号ｚ_ｉ
はｚ_ｉ＝ｘ_ｉ−ｘ_ｉ−１で表すことができる。この信号
がＤＭＦに入力された場合、その出力信号ｗ_ｉは、

【００７６】

【数９】

【００７７】となる。すなわち、ＤＭＦは線形演算素子
のみによって成り立っているため、入出力関係に線形性
が保たれる。よって、入力信号を差分信号ｗ_ｉとした場
合、ＤＭＦの出力は本来の相関出力信号の差ｙ_ｉ−ｙ
_ｉ−１として得ることができる。

【００７８】次に近似曲線を推定し極値を求める回路１
２０に差分信号ｗ_ｉが入力される。ここでは、簡単のた
め、近似関数のパラメータを推定するのに３点の座標を
必要とする場合について説明する。実施形態１〜７の発
明では相関ピーク部分を近似する際は、相関値ｙ_ｉを出
力するタイミングｔ_ｉとその１タイミング前ｔ_ｉ−１に
おける相関値ｙ_ｉ−１と、１タイミング後ｔ_ｉ＋１にお
ける相関値を使用し、（ｔ_ｉ−１，ｙ_ｉ−１），
（ｔ_ｉ，ｙ_ｉ），（ｔ_ｉ＋１，ｙ_ｉ＋１）の３点を通る
近似関数を求めることになる。近似関数としては、例え
ば、ｎ次多項式、ガウス関数、コサイン（ｃｏｓ）関数
等があり、それぞれ以下のような数式で表される。

【００７９】

【数１０】

【００８０】これらの近似関数において、それぞれ（ｔ
_ｉ−１，ｙ_ｉ−１），（ｔ_ｉ，ｙ_ｉ），（ｔ_ｉ＋１，ｙ
_ｉ＋１）の３点を代入し、３元の連立方程式を立てるこ
とで、各パラメータを推定することができる。

【００８１】以下の実施形態では、上記の近似関数ｙ_ｉ
に対して、新たな近似関数ｙ′(ｔ）をｙ′(ｔ）＝ｙ(ｔ）−ｙ_ｉ（２７）を使用する。これは単にｙ(ｔ）の関数を下にシフトす
るだけであるので、近似関数が表すピーク時間は変化し
ない。また、時間の原点はどこにおいても良いのでこれ
をｔ_ｉとし、さらに時間の単位をサンプリング間隔とす
ることによって、ｔ_ｉ−１≡−１，ｔ_ｉ＋１≡１とする
ことができる。これにより、上記３点の座標は

【００８２】

【数１１】

【００８３】の３点に移動することになる。この関係を
図２４に示す。すなわち、これらの変換によって、相関
特性を（ｔ_ｉ，ｙ_ｉ）を原点とする近似関数で近似する
ことになる。これによって、近似関数ｙ′(ｔ）のパラ
メータを求めるのに必要な値はｗ_ｉとｗ_ｉ＋１となっ
て、結局、入力信号の差分信号のみによって、近似関数
ｙ′(ｔ）を決定することができることになる。求める
べき相関ピーク時間はｙ′(ｔ）の極値を求めることに
よって得ることができる。極値を求める場合は、近似関
数を微分し、

【００８４】

【数１２】

【００８５】なる式を解き、これに求めたパラメータを
代入することによって得ることができる。近似曲線を推
定し極値を求める回路１２０では、以上の原理に従い、１．入力信号ｗ_ｉから近似関数のパラメータを推定し、２．求められたパラメータを（２９）式から導かれる相
関ピークを検出する式に代入する、という２つの動作を行うことによって、相関ピークを検
出するものである。

【００８６】なお、ここでは、近似関数のパラメータを
求めるのに３点の座標が必要な場合について説明した
が、４点以上必要な場合でも、差分信号から作り出すこ
とができ、例えば、ｙ_ｉ＋２−ｙ_ｉの値を使用するので
あればｗ_ｉ＋２−ｗ_ｉ＋１から得れば良い。このよう
に、座標点が３点以上必要な場合にも対応することがで
きる。

【００８７】（実施形態９）図１０において、１３０は
相関ピークの曲率を判定する回路で、その他、図９と同
じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号が振り当て
てある。次に動作を説明する。相関ピークの正負を検出
するには、近似関数の２次導関数を用意しておき、これ
に実施形態８で求めた相関ピーク時間とパラメータを代
入することによって、相関ピークの曲率が分かる。求め
られた曲率が正であるならば、近似関数は相関ピーク付
近において下に凸であるので、相関ピークは負に出てい
ることが分かり、逆に曲率が負ならば、近似関数の相関
ピーク付近において上に凸であり、相関ピークは正に出
ていることが分かる。

【００８８】（実施形態１０）図１１において、１４０
は相関ピークの曲率の大きさを出力する回路で、その
他、図９と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号
が振り当ててある。相関ピーク出力自体は鋭いパルス状
の特性を持つ。このため、ＤＭＦが相関ピーク信号を出
力する際には、他の相関信号出力時に比較して大きな変
化をすることになる。このため、近似関数自体も相関ピ
ーク付近でその曲率に大きな変化が現れることになる。
よって、近似関数の２次導関数の相関ピーク点における
値を求めることによって相関ピークの出力判定を行うこ
とができる。

【００８９】（実施形態１１）本発明をハードウェアで
実現する場合、特に２次多項式を近似関数に使用するこ
とで、回路を大幅に簡略化することができる。近似関数
に使用する２次式を

【００９０】

【数１３】

【００９１】と表す。この２次多項式が（２８）式の３
つの座標を通るので、

【００９２】

【数１４】

【００９３】となり、いずれのパラメータも加算と減算
によって求めることができる。

【００９４】図１２は、上記実施形態１１の構成例を示
す図で、図１２において、点線１２０で囲まれている部
分が図９における近似関数を推定し、その極値を求める
回路１２０である。１２１は１タイミング分の遅延素子
であり、１２２は減算回路、１２３は加算回路である。
１２４は多ビット表記されている信号を１ビットＭＳＢ
側にシフトする回路、１２５は割り算回路である。次に
動作を説明する。遅延素子１２１において、ｗ_ｉは１タ
イミング後まで保持され、ＤＭＦからの次の信号ｗ
_ｉ＋１とのタイミングをそろえられる。この２つの信号
ｗ_ｉ＋１とｗ_ｉは減算器１２２によってｗ_ｉ＋１−ｗ_ｉ
が計算され、ａの値が求められ、また加算器１２３によ
ってｗ_ｉ＋１＋ｗ_ｉが計算され、ｂの値が求められる。
２次多項式の極値は−ｂ／２ａで求めることができる。
よって、シフト回路１２４によってａの値を１ビットシ
フトすることにより、２ａの値を作り出し、この値によ
って割り算回路１２５でｂの値を割ることにより、極値
の時間を得ることができる。

【００９５】（実施形態１２）実際に相関ピーク位置を
判定する場合、そのタイミングｔ_ｉがピークに対して最
も近いかどうかを判定すれば十分であることが多い。こ
の場合、実施形態１１で必要とした割り算回路が必要で
なくなり、回路がさらに簡単になる。図１３に実施形態
１２の構成例を示す。図１３において、１２２′は減算
回路、１２３′は加算回路、１２７と１２８は信号の正
負を判定する回路、１２９は排他的論理和を取る回路
で、その他、図１２と同じ役割を果たす構成要素に関し
ては同じ番号が振り当ててある。

【００９６】次に動作を説明する。タイミングｔ_ｉが相
関ピーク点に最も近いかどうかを判定するためには、ピ
ーク点の±１／２タイミング以内にタイミングｔｉが入
っているかどうかを調べれば良い。今、タイミングｔ_ｉ
を近似関数の原点においているので、±１／２タイミン
グ以内に相関ピークがあるかどうかは、

【００９７】

【数１５】

【００９８】を満たせばよい。この不等式を解くことに
より、（ｂ−ａ）（ａ＋ｂ）＜０（３４）を得る。よって、減算器１２２′によって（ｂ−ａ）を
計算し、加算器１２３′で（ｂ＋ａ）を計算する。今、
必要であるのは、これらの計算結果の符号のみであるの
で、正負を判定する回路１２７と１２８でそれぞれの符
号を検出し、排他的論理和１２９で１ビットの乗算を行
うことで（３４）式を評価することができる。これによ
って、相関ピークを検出することができる。ここでは、
±１／２タイミングにピーク点がある場合について説明
したが、さらに±１／４以内にある場合等、時間幅を変
えて判定することが必要な場合には、ａまたはｂの値に
定数をかける等してから減算器１２２′、加算器１２
３′に入力することによって判定することができる。

【００９９】（実施形態１３）図１４に実施形態１３の
構成例を示す図で、１３０は図１０における相関ピーク
の曲率を判定する回路であり、ここでは、特に２次関数
の２次の項の係数ａの符号を判定する回路で、その他、
図１２と同じ役割を果たす構成要素に関しては同じ番号
が振り当ててある。近似関数に２次多項式を使用する場
合、２次多項式の２回微分値は２ａとなる。よって、相
関ピーク時間を必要とせず、単にａの値の正負を調べる
だけで相関ピークの正負を検出することができる。

【０１００】（実施形態１４）２次関数のａの大きさに
よって、相関ピークの判定を行う場合の実施例を図１５
に示す。図１５において、１４０は図１１における相関
ピークの曲率の大きさを出力する回路であり、この実施
例では、絶対値回路１４１としきい値判定回路１４２か
ら成り立っている。その他、図１２と同じ構成要素に関
しては同じ番号が振り当ててある。次に動作を説明す
る。絶対値回路１４１によって、曲率を表わす２次関数
のａの値の大きさを取り出す。そしてしきい値判定回路
１４２によって、しきい値ａ _ｔｈを越えた場合のみ、相
関ピークがそのタイミングの近傍にあることを識別す
る。この時、曲率の判定と相関ピーク位置の判定を同時
に行う必要はなく、例えば、常時、ａの大きさを判定し
ておいて、これが相関ピークを検出した場合にのみ相関
ピーク位置の検出を行う回路を起動することで、回路の
消費電力の節約となる。

【０１０１】（実施形態１５）また、従来のように、キ
ャリアの位相をＤＭＦの出力から得る場合等、ＤＭＦか
らの相関ピーク自体を必要とする場合がある。この場合
にも、本発明の相関ピーク検出方法自体を適用すること
ができる。図１６にその構成例を示す。図１６において
図９と同じ役割を果す構成要素に関しては同じ番号が振
り当ててある。この場合、ＤＭＦ１１０からの出力信号
を差分を取る回路１００でｙ_ｉ−ｙ_ｉ−１の差分信号を
作り出し、これを近似関数を求める回路１２０に入力す
ることによって同様の効果を得ることができる。

【０１０２】

【発明の効果】請求項１に対応する効果：通信媒体を通
し受信した、帯域制限を受け離散化されたようなＰＮ信
号の自己相関特性をある関数で近似し、この関数のパラ
メータをデジタル・マッチト・フィルタからの出力値に
よって決定し、その関数の極値を求めることによって、
相関ピーク値を推定することにより、サンプリングタイ
ミングによらず常に本来の相関ピーク値を得ることがで
き、これによって、簡単な回路で、より伝送特性の良い
通信システムを提供することができる。

【０１０３】請求項２に対応する効果：請求項１に対応
する効果に加えて、近似曲線によって得られた相関ピー
クの時間を位相補正等に使用することによりさらに伝送
特性の良いシステムを提供することができる。

【０１０４】請求項３の効果：請求項１および２の効果
に加えて、必要とする位相差がクロック単位で良い場合
に、その差を整数で計算することにより、位相差検出回
路をさらに簡略化することができる。

【０１０５】請求項４に対応する効果：請求項１ないし
３に対応する効果に加えて、相関特性を近似する関数と
して２次の多項式を使用することにより、簡単なハード
ウェアで相関ピークが検出できるようにし、もって、回
路を高速に動作可能とし、さらに、低コスト、小型化で
きるシステムを提供することができる。また、相関特性
を近似する関数として２次の多項式を使用することによ
り、簡単なハードウェアで相関ピークの出現時間を算出
することが可能となり、より伝送特性が良く、伝送速度
が高速で、低コスト、小型のシステムを提供することが
できる。

【０１０６】請求項５の効果：請求項１ないし４の効果
に加えて、相関ピーク値を算出することなく、近似式の
パラメータ値によって、相関ピークの有無、またはその
正負を検出するようにすることにより、相関出力のオフ
セット成分の変動や、サンプリングタイミングによる相
関ピーク誤検出を避けることができ、且つ、回路構成の
簡単なシステムを提供することができる。

【０１０７】請求項６の効果：請求項１ないし６の効果
に加えて、当該相関ピークを検出する以前に得られた相
関ピークにおけるパラメータ値を基準にしきい値を設定
することによって、伝送路の変化等による相関ピークの
変動に対して適応的にしきい値が設定されるようにし、
もって、伝送特性の良いシステムを提供することができ
る。

【０１０８】請求項７の効果：デジタルマッチトフィル
タへの入力を差分信号とすることにより、入力信号ｘ_ｉ
のダイナミックレンジが小さくなる。さらに、ＤＭＦの
出力信号にピークが現れないため、ＤＭＦ内部の演算に
おいてもダイナミックレンジが小さくなる。これらのこ
とから、ＤＭＦ内部のシフトレジスタの量子化ビット数
及び、演算ビット幅を少なくすることができ、これによ
って、回路の小型化、低消費電力化を図ることができ、
さらに演算回路が簡単になるため、演算速度を向上させ
ることができる。また、入力信号を差分化することによ
って、ＤＭＦへの入力のオフセット分が打ち消される。
これによって、オフセットの変動によるＤＭＦの特性劣
化を抑え、受信特性を向上させることができる。さら
に、本発明は近似関数を使用して相関特性のピーク位置
を検出するようにするため、従来のように相関出力の最
大値で相関ピーク位置を検出する方法よりも、より正確
にピーク時間を推定することができる。これによって、
受信特性を向上させることができる。

【０１０９】請求項８の効果：拡散符号がデータ変調さ
れている場合など、相関ピークの出力タイミングだけで
なく、相関ピークが正の方向に出るか負の方向に出るか
の情報が必要な場合にも、近似関数の曲率によって相関
ピークの正負を判定することにより、ＤＭＦ出力をデー
タ復調等に使用できる。

【０１１０】請求項９の効果：さらに、相関ピーク検出
にさらに近似関数の曲率を判定条件として導入すること
によって、相関ピークの検出精度を高めることができ
る。

【０１１１】請求項１０の効果：相関特性を近似する関
数に２次多項式を使用することによって、近似関数の極
値を検出する回路自体の構成を簡易なものとすることが
でき、これによって、回路を小型化し、また、低消費電
力化することができる。

【０１１２】請求項１１の効果：１タイミング毎の精度
で相関ピークを検出する回路を使用することにより、回
路を簡単にすることができ、もって回路の小型化、低消
費電力化を行うことができる。

【０１１３】請求項１２の効果：近似関数に２次式を使
用し、近似関数の曲率を求めることによって、簡易な構
成によって、相関ピークの正負を求めることができるよ
うになり、もって、データ復調の回路の簡略化、低消費
電力化等を行うことができる。

【０１１４】請求項１３の効果：近似関数に２次式を使
用することよって、簡易に近似関数の曲率の大きさによ
る相関ピークができるようになり、これによって、相関
ピークの検出精度を高めることができる。

【０１１５】請求項１４の効果：従来のＤＭＦ出力に対
して、本発明における近似関数の推定方法を適用するこ
とにより、相関ピーク検出回路が簡単になる。図２を用
いて本発明による相関ピーク回路をＣＤＭＡ通信に使用
した場合の実施例について説明する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による相関ピーク回路をＣＤＭＡ通信
に使用した場合の実施例を示す図である。

【図２】本発明による相関ピーク検出回路の第１の実
施形態を示すブロック図である。

【図３】本発明による相関ピーク検出回路の第２の実
施形態を示すブロック図である。

【図４】本発明による相関ピーク検出回路の第３の実
施形態を示すブロック図である。

【図５】本発明による相関ピーク検出回路において、
サンプリングクロックの位相制御に極値を取る時間を使
用した例を示す図である。

【図６】相関ピーク検出回路に本発明による位相補正
を適用した場合の実施形態を示す図である。

【図７】本発明による相関ピーク検出回路の第６の実
施形態を示すブロック図である。

【図８】本発明による相関ピーク検出回路の第７の実
施形態を示すブロック図である。

【図９】本発明による相関ピーク検出回路の第８の実
施形態を示すブロック図である。

【図１０】本発明による相関ピーク検出回路の第９の
実施形態を示すブロック図である。

【図１１】本発明による相関ピーク検出回路の第１０
の実施形態を示すブロック図である。

【図１２】本発明による相関ピーク検出回路の第１１
の実施形態を示すブロック図である。

【図１３】本発明による相関ピーク検出回路の第１２
の実施形態を示すブロック図である。

【図１４】本発明による相関ピーク検出回路の第１３
の実施形態を示すブロック図である。

【図１５】本発明による相関ピーク検出回路の第１４
の実施形態を示すブロック図である。

【図１６】本発明による相関ピーク検出回路の第１５
の実施形態を示すブロック図である。

【図１７】従来から使用されているデジタル・マッチ
ト・フィルタの構成を示すブロック図である。

【図１８】帯域制限の影響を受けた受信信号が入力さ
れた場合のデジタル・マッチト・フィルタの動作の様子
を示す図である。

【図１９】動作状態を異にした場合の相関出力を基準
位相からの相関ずれΔτに対して示した線図である。

【図２０】離散化された受信信号をデジタル・マッチ
ト・フィルタに入力したときの出力例を示す図である。

【図２１】デジタル・マッチト・フィルタの他の構成
例を示す図である。

【図２２】拡散信号の相関特性を示す図である。

【図２３】相関ピーク検出回路に用いる相関特性の近
似関数の一例を示す図である。

【図２４】相関特性の近似を示す図である。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…ミキサ、３…ローパスフィルタ、４
…局部発振器、５…デジタル・マッチト・フィルタ、６
…相関ピーク検出回路、７…パス推定回路、８…逆拡散
回路、９…復調回路、１０…ある伝達特性をもつ機能ブ
ロック、１１…Ａ／Ｄコンバータ、１２…デジタル・マ
ッチト・フィルタ、１３…相関ピーク検出回路、２０…
電圧制御クロック（ＶＣＯ：電圧制御発振器）、３１，
３２…遅延回路、３３…線形変換回路、３４…ピーク算
出回路、４０…相関ピーク時間の計算回路、５０…数値
制御クロック（ＮＣＯ：数値制御発振器）、５１…しき
い値回路、６０…距離計算回路、７０…推定値計算回
路、１００…差分化回路、１１０…ＤＭＦ、１２０…近
似曲線を推定し、その極値を求める回路、１３０…相関
ピークの曲率を判定する回路、１４０…相関ピークの曲
率の大きさを出力する回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】通信媒体を通し受信した受信擬似雑音信
号を入力とし、用意されているデジタル２値の擬似雑音
信号と入力された前記受信擬似雑音信号との相関値を離
散的に求めるデジタル・マッチト・フィルタからの相関
値出力に基づき受信擬似雑音信号の相関値のピークを検
出する相関ピーク検出回路において、前記受信擬似雑音
信号の入力に対する前記デジタル・マッチト・フィルタ
の出力特性を近似する所定の関数を用い、前記デジタル
・マッチト・フィルタの入出力値を前記関数の変数とす
ることにより該関数のパラメータを決定し、決定した該
パラメータより定まる出力特性関数についてその極値を
求め、該極値を相関値のピークとして検出することを特
徴とする相関ピーク検出回路。
【請求項２】請求項１記載の相関ピーク検出回路にお
いて、前記関数のパラメータによって定まる前記出力特
性関数の極値によって推定される相関値出力がピークと
なる時間により、前記デジタル・マッチト・フィルタの
動作タイミングと、前記受信擬似雑音信号との位相差を
検出することを特徴とする相関ピーク検出回路。
【請求項３】請求項２記載の相関ピーク検出回路にお
いて、前記位相差を整数値で出力することを特徴とする
相関ピーク検出回路。
【請求項４】請求項１ないし３のいずれか１記載の相
関ピーク検出回路において、前記出力特性を近似する所
定の関数として２次関数を用い、該２次関数のパラメー
タを前記デジタル・マッチト・フィルタからの３つ以上
の入出力値の組によって決定することを特徴とする相関
ピーク検出回路。
【請求項５】請求項４記載の相関ピーク検出回路にお
いて、前記２次関数における２次の項の係数の値によっ
て、相関ピークを検出することを特徴とする相関ピーク
検出回路。
【請求項６】請求項５記載の相関ピーク検出回路にお
いて、相関ピークを検出する際に、その相関ピークを検
出する以前に得られた相関ピーク検出時の２次の項の係
数を基準として、相関ピークを検出する処理を行うこと
を特徴とする相関ピーク検出回路。
【請求項７】サンプリングされた信号の差分信号をデ
ジタルマッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチト
フィルタからの出力信号から相関ピークを近似する関数
を決定し、該近似した関数の極値を検出することによっ
て、相関ピーク時間を推定することを特徴とした相関ピ
ーク検出回路。
【請求項８】請求項７記載の相関ピーク検出回路にお
いて、該近似した関数の極値点において、その曲率の正
負を判定し、相関ピークの正負を検出することを特徴と
した相関ピーク検出回路。
【請求項９】請求項７記載の相関ピーク検出回路にお
いて、該近似した関数の極値点において、その曲率の絶
対値を判定し、相関ピークの出力判定を行うことを特徴
とした相関ピーク検出回路。
【請求項１０】請求項７記載の相関ピーク検出回路に
おいて、該近似する関数に２次多項式を使用したことを
特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項１１】請求項１０記載の相関ピーク検出回路
において、該２次多項式の２次の項の係数をａとし、１
次の項の係数をｂとした場合に、（ａ−ｂ）の計算結果
の符号と（ａ＋ｂ）の計算結果の符号との積または排他
的論理和を取ることにより、相関ピーク位置を検出する
ことを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項１２】請求項１０記載の相関ピーク検出回路
において、該２次多項式の２次の項の係数ａの符号によ
り、相関ピーク出力値の正負を検出することを特徴とし
た相関ピーク検出回路。
【請求項１３】請求項１０記載の相関ピーク検出回路
において、該２次多項式の２次の項の係数ａの絶対値が
ある一定のしきい値を超えた場合のみ、相関ピーク位置
を検出することを特徴とした相関ピーク検出回路。
【請求項１４】サンプリングされた信号をデジタルマ
ッチトフィルタに入力し、該デジタルマッチトフィルタ
からの出力を差分信号化し、該差分信号から相関ピーク
を近似する関数を決定し、該近似した関数の極値を検出
することによって、相関ピーク時間を推定することを特
徴とした相関ピーク検出回路。