CN101039298A - 频分复用收发器设备、波数分割复用收发器设备及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了频分复用收发器设备、波数分割复用收发器设备及其方法。频分复用发送设备用于以码元和移动站特有的频谱发送数据。该设备对发送数据进行编码，对编码后的数据进行调制，对调制后的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，将所述码元重复指定次数，对所获得的重复码元序列中每一个码元进行重排，使得它们具有与发送码元序列相同的排列，生成按发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的每个相位，对重排后的重复码元序列中的每一个码元执行所述码元特有的相位旋转，生成按移动站特有的速度变化的相位，对被执行了相位旋转的码元序列执行移动站特有的相位旋转，并发送相位旋转后的码元序列。

Description

频分复用收发器设备、波数分割复用收发器设备及其方法

技术领域

本发明涉及频分复用收发器设备、波数分割复用收发器设备及其方法，更具体地，涉及一种用于在频谱或波数谱中发送数据的频分复用收发器设备、波数分割复用收发器设备及其方法。

背景技术

DS-CDMA(直接序列码分多址)通过扩频码对窄带发送信号进行复用，以在更宽的频带上对发送信号进行扩频和发送。在DS-CDMA中，当多个移动站中的每一个都通过具有特定扩频因子SF的扩频码对发送信号进行复用来传送该发送信号时，信息传输速率变成1/SF。因此，为了实现与TDMA的频率利用效率相当的频率利用效率，在DS-CDMA中必需容纳与移动站的SF数量相等的大量信号。然而，在上行链路上的实际无线传播环境下，由于从各移动站到基站的传播状况的差异(例如，由于传播延迟时间或传播路径波动的差异)，多址干扰(MAI)(来自多个移动站中的每一个的信号相互干扰)的影响变得显著，从而降低了频率利用率。

因此，正在研究IFDMA(交织频分多址)，作为在下一代移动通信中能够减小MAI的影响的无线调制方法(见JP2004-297756A的说明书和Goto，et al.，″Investigations on Packet Error Rate of Variable Spreading andChip Repetition Factors(VSCRF)-CDMA Wireless Access in Reverse LinkMulti-cell Environment″，The Institute of Electronics，Information andCommunication Engineers，Technical Report of IEICE，RCS2004-84(204-206))。该IFDMA调制方法通过将发送信号乘以按移动站特有的速度变化的相位来发送该信号，从而通过按如下方式将来自各移动站的多个信号布置在频率轴上来降低MAI：这些信号在频率轴上不会相互交叠。

图21是示出了使用IFDMA调制方法的移动站的构成的框图，图22是对IFDMA码元进行说明的图。信道编码器1a通过将诸如turbo编码或卷积编码的纠错编码应用于输入的二进制信息序列来执行信道编码，数据调制器1b将信道编码后的数据转换成例如QPSK中的I，Q复分量(码元)。将在IFDMA的一个帧中发送的码元称为“IFDMA码元”，并且一个IFDMA码元由如图22的(a)所示的Q个码元S0、S1、S2、S3组成(在该图中Q＝4)。

码元重复和重排单元1c对IFDMA码元中的4个码元S0、S1、S2以及S3的时域进行压缩，并重复地生成各码元L次(在图中L＝4)，而且对这些重复生成的码元进行重排并按照与码元序列S0、S1、S2、S3的排列相同的排列来布置这些码元(见图22的(b))。通过采用Tc作为采样周期，码元重复的周期Ts将满足关系式Ts＝Tc×Q。相位旋转单元1d具有：复数乘法器CML，其对重复码元序列中的各码元执行移动站特有相位旋转(见图22的(c))；和无线发送器1e，其将从相位旋转单元1d输入的信号从基带频率上变频成射频，然后对该信号进行放大并通过天线对其进行发送。

当对发送码元序列S0、S1、S2、S3的时域进行压缩并重复生成各发送码元预定次数(L次)，并对该重复码元序列的多个码元中的每一个进行重排以具有与码元序列S0、S1、S2、S3的排列相同的排列时，重排后的重复码元序列将具有如图23的(a)所示的梳齿形频谱。而且，通过针对重排后的重复码元序列的多个码元中的每一个执行按移动站特有的速度变化的相位旋转，梳齿形频谱的谱位置如图23的(a)到(d)所示地偏移，并且变得可以进行频分复用发送。换句话说，当相位旋转的速度是零时，来自相位旋转单元1d的输出信号的频谱将具有如图23的(a)所示的梳齿形频谱特性，并且随着每单位时间Tc的相位旋转的变化量的增大，该频谱将如图23的(a)到(d)所示地偏移。

NCO(数控振荡器)1g对每单位时间Tc的相位旋转量θ进行计算，并且相位旋转单元1d的复数乘法器针对重复码元序列的每个码元执行移动站特有的相位旋转并执行频移处理。

在将Q个码元重复L次的情况下，由以下公式给出从NCO 1g输出的相位θ_k(t)：

${\mathrm{\θ}}_k\left(t\right)=k\·2\mathrm{\π}\frac{W}{L}\·t=k\·2\mathrm{\π}\frac{1}{L\·Q\·\mathrm{Tc}}\·t$

$\begin{array}{cc}W=\frac{1}{\mathrm{Ts}}& \mathrm{QW}=\frac{1}{\mathrm{Tc}}---\left(1\right)\end{array}$

其中W是码元频率，k是对应于移动站的值并且是在0、1、2、....L-1中的任何一个值。NCO 1g按周期Tc输出已根据公式(1)计算出的相位θ_k(t)，并被设置成使得相位旋转量在IFDMA周期(＝L Q Tc＝16Tc)处为2π(使得相位构成一个完整的循环)。

在NCO 1g中，频移设置单元1h设置每单位时间Tc的相位旋转变化量Δω(角速度)。即，利用参数k、L以及Q，单元1h根据以下公式计算并输出角速度Δω：

$\mathrm{\Δ\ω}=k\·2\mathrm{\π}\frac{W}{L}=k\·2\mathrm{\π}\frac{1}{L\·Q}$

$f=\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{Tc}}=\frac{k}{L\·Q\·\mathrm{Tc}}---\left(2\right)$

旋转相位量设置单元1i包括加法器ADD和用于施加延迟时间T(＝Tc)的延迟单元DLY，并根据以下公式每单位时间Tc执行计算，以每次将旋转相位θ增大Δω并输出该结果。

θ＝θ+Δω                (2a)

转换器1j对在旋转相位量θ的复平面中的I、Q分量(x，y)进行计算，并将这些分量输入给相位旋转单元1d。通过将重复码元序列中的多个码元表示为S(＝X+jY)，相位旋转单元1d根据以下公式执行计算并输出计算结果。

(X+jY)  (x+jy)

实际上，相位旋转单元1d的复数乘法器CML对各个实数部分和虚数部分计算(Xx-Yy)和(Xy+Yx)，并将其输出。

如果k＝0，则相移量将为零(Δω＝0)，并且频谱将变成如图23的(a)所示。如果k＝1，根据公式(2)，相移量将变成Δω＝2π/L×Q，并且如果Q＝L＝4，则相位将以π/8为增量变化并且频谱将变成如图23的(b)所示。而且，如果k＝2，根据公式(2)，相移量将变成Δω＝4π/L×Q。如果Q＝L＝4，则对于每个Tc相位将以2π/8为增量变化，并且频谱将变成如图23的(c)所示。此外，如果k＝3，则根据公式(2)，相移量将变成Δω＝6π/L×Q。如果Q＝L＝4，则对于每个Tc相位将以3π/8为增量变化，并且频谱将变成如图23的(d)所示。结果，即使多个移动站同时访问同一基站，在频率轴上各移动站的频谱也将是正交的，并且可以减小在多个发送信号之中的干扰。

在移动无线通信中，取决于传播路径，会出现MPI(多径干扰)，并且线路质量变差。因此，在现有技术的IFDMA中，为了如在JP2004-297756A的段落[0010]到[0014]中阐述的那样减小MPI，使用多径干扰抵消器。然而，在使用该多径干扰抵消器的方法中，处理量必定会增大，因此存在跟踪性的问题。

因此，正在研究能够降低MPI的影响的OFDM方法作为调制方法。然而，在OFDM方法中，在多个正交频率上对发送码元进行复用，因此峰值对平均功率比(PAPR)变大并且发送放大器的发送效率变差。为了防止PAPR增大，通过在发送单元中进行削波(clipping)处理来删除比阈值大的单个部分以抑制峰值功率，这使得可以降低输入给发送放大器的峰值功率。然而，存在的问题在于：由于对峰值功率的抑制导致误码率增大。

发明内容

本发明的目的是在不使用多径抵消器的情况下减小多径干扰。

在OFDM中，由于进行复用，因此存在PAPR变大的趋势。因此，本发明的另一目的是防止PAPR变大。

本发明的第一形式是一种频分复用发送设备，其以码元和移动站特有的频谱发送数据。

本发明的第一形式的第一频分复用发送设备包括：编码器，其用于对发送数据进行编码；数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；时域压缩和重复单元，其用于对从所述数据调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；第一相位生成单元，其用于生成分别按所述发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的各相位；第一相位旋转单元，其用于对重排后的重复码元序列中的每一个码元执行所述码元特有的相位旋转；第二相位生成单元，其用于生成按移动站特有的速度变化的相位；第二相位旋转单元，其用于对从所述第一相位旋转单元输出的所述码元序列执行所述移动站特有的相位旋转；以及发送单元，用于发送来自所述第二相位旋转单元的输出。

本发明的第一形式的第二频分复用发送设备包括：编码器，其用于对发送数据进行编码；数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；时域压缩和重复单元，用于对从所述数据调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；相位生成单元，其用于生成按所述发送码元序列中的每一个码元和移动站特有的速度变化的各相位；相位旋转单元，其用于对重排后的重复码元序列中的每一个码元以所述相位生成单元输出的相位执行相位旋转；以及发送单元，其用于发送来自所述相位旋转单元的输出。

本发明的第一形式的第三频分复用发送设备包括：编码器，其用于对发送数据进行编码；数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；时域压缩和重复单元，其用于对从所述调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；相位生成单元，其用于生成按所述发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的各相位；相位旋转单元，其用于对重排后的重复码元序列中的每一个码元执行所述码元特有的相位旋转；以及发送单元，其用于发送来自所述相位旋转单元的输出。

本发明的该第一形式的频分复用接收设备包括：接收单元，其用于接收从所述发送设备发送的信号；正交解调单元，其用于根据接收到的信号对重复码元序列中的每一个码元进行解调；定时检测单元，其用于检测接收到的码元序列的帧码元定时；FFT处理单元，其用于按由所述定时检测单元检测到的定时来选择接收到的码元序列，然后对该接收到的码元序列执行FFT变换并将其变换到频谱；合成器，其用于针对每个移动站和码元对所述发送码元序列的码元和所述移动站特有的频谱进行合成；以及解码器，其用于对来自各码元的合成后的信号的数据进行解码。

本发明的第二形式是一种波数分割复用发送设备，其以码元和移动站均特有的波数谱发送数据。

该波数分割复用发送设备包括：编码器，其用于对发送数据进行编码；数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；时域压缩和重复单元，其用于对从所述调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；扩频码生成单元，其用于为所述重复码元序列中的每一个码元生成构成沃尔什码的指定波数码作为扩频码；扩频单元，其用于将所述重复码元序列中的每一个码元乘以所述扩频码，以对所述码元进行扩频；以及发送单元，其用于发送来自所述扩频单元的输出。

本发明的该第二形式的波数分割复用接收设备包括：接收单元，其用于接收从所述发送设备发送的信号；正交解调单元，其用于根据接收到的信号对重复码元序列中的每一个码元进行解调；定时检测单元，其用于检测接收到的码元序列的帧码元定时；沃尔什WFT处理单元，其用于按由所述定时检测单元检测到的定时来选择接收到的码元序列，然后对该接收到的码元序列执行沃尔什WFT变换，以将其变换到波数谱；合成器，其用于针对每个移动站和码元对所述发送码元序列的所述码元和所述移动站特有的所述波数谱进行合成；以及解码器，其用于对来自各码元的合成后的信号的数据进行解码。

本发明的第三形式是一种频分复用发送方法和一种波数分割复用发送方法。

本发明的该第三形式的频分复用发送方法包括执行上述频分复用发送设备的每个部分的步骤。此外，该波数分割复用发送方法包括执行上述波数分割复用发送设备的每个部分的步骤。

根据本发明，可以在不使用多径抵消器的情况下使用伪OFDM方法执行发送，因此可以与在OFDM方法中同样地减小多径干扰(MPI)，由此得到频率分集效应。

此外，根据本发明，以正交频率或波数发送码元，因此获得了扩频增益，并可以减小了PAPR。

根据结合附图的以下说明，本发明的其他特征和优点将变得显见。

附图说明

图1是本发明第一实施例的频分复用发送设备的框图。

图2是用于说明图1所示的频分复用发送设备的操作的时序图。

图3是示出了码元相位旋转量生成单元的构成的图。

图4是说明了本发明第一实施例中的k＝0(第一移动站)的频谱的图。

图5是本发明第一实施例的频分复用接收设备的框图。

图6是当存在多径干扰时的接收信号的示例。

图7是说明了本发明第一实施例中的k＝1(第二移动站)的频谱的图。

图8是说明了第一用户UE0和第二用户UE1的频谱的图。

图9是本发明第二实施例的频分复用发送设备的框图。

图10是本发明第三实施例的用于按波数谱发送数据的波数分割复用发送设备的框图。

图11是用于说明图10所示的波数分割复用发送设备的操作的时序图。

图12是说明了本发明第三实施例的第一移动站的波数谱的图。

图13是本发明第三实施例的波数分割复用接收设备的框图。

图14是当存在多径干扰时的接收信号的示例。

图15是第二移动站的时序图。

图16是说明了本发明第三实施例的第二移动站的波数谱的图。

图17是说明了本发明第三实施例的第一和第二移动站的波数谱的图。

图18是本发明第四实施例的频分复用发送设备的框图。

图19是说明了图18所示的频分复用发送设备的操作的时序图。

图20是示出了第四实施例的频谱的图。

图21是示出了使用IFDMA调制方法的移动站的构成的图。

图22是说明了IFDMA码元的图。

图23是说明了梳齿形频谱的图。

具体实施方式

(A)第一实施例

(a)频分复用发送设备

图1是示出了本发明第一实施例的频分复用发送设备的框图。图2是用于说明图1所示的频分复用发送设备的操作的时序图。该第一实施例的频分复用发送设备可以用作移动站。

编码器11通过将诸如turbo编码或卷积编码的纠错编码应用于所输入的二进制信息序列来执行信道编码，数据调制单元12将信道编码后的数据序列转换成例如QPSK中的I、Q复分量(码元)。如图2的(a)所示，一个IFDMA码元由Q个码元D0、D1组成(在该图中Q＝2)。

时域压缩和重复单元13对IFDMA码元中的2个码元D0、D1的时域进行压缩，然后重复地生成各码元L次(在图中L＝4)；重排单元14对该重复码元序列进行重排，使其具有与码元序列D0、D1的排列相同的排列(见图2的(c))。通过采用Tc作为由该重复处理获得的码元的周期，该码元序列将按周期Ts＝Tc×Q重复。

码元相位旋转单元15针对重排后的重复码元序列执行码元特有的相位旋转。例如，如图2的(d)所示，码元相位旋转单元15将重排后的码元序列中的码元D0保持不变(不执行相位旋转)，而对码元D1执行码元特有相位旋转，使得各码元的相位以π为增量(例如0、π、2π(＝0)、3π(＝-π)、...)增大。UE相位旋转单元16针对从码元相位旋转单元15输出的各码元执行移动站(UE：用户设备)特有的相位旋转，然后，如图2的(e)所示，CP附加单元17针对各IFDMA码元将一CP(循环前缀)附加到重复码元序列的开头，并且发送单元18将对其附加了CP的码元序列的频率从基带频率上转换成射频，然后对该信号进行放大并通过天线将其发送。

数控振荡器(NCO)19对每单位时间Tc的相位旋转量θ进行计算，并且相位旋转单元16的复数乘法器(在图中未示出)针对所输入的重复码元序列的每个码元执行移动站特有的相位旋转并执行频移处理。在将Q(＝2)个码元重复L次(＝4)的情况下，由公式(1)表示从NCO 19输出的相位θ_k(t)。在NCO 19中，频移设置单元19a是设置每单位时间Tc的相位旋转变化量Δω(角速度)的部分，它利用由参数设置单元19b设置的参数k、L以及Q来根据公式(2)计算角速度Δω并将其输出。旋转相位量设置单元19c包括施加由延迟时间设置单元19d设置的延迟时间T(＝Tc)的延迟单元DLY，和加法器ADD，并在每个单位时间T处执行公式(2a)的计算，同时以Δω为增量增大相位旋转量θ且输出该结果。转换单元19e对在相位旋转量θ的复平面中的I、Q分量(x，y)进行计算，并将结果输入给相位旋转单元16。通过将从码元相位旋转单元15输出的码元表示为S(＝X+jY)，相位旋转单元16执行计算：

(X+jY)×(x+jy)，

并输出该结果。

码元相位旋转量生成单元20生成码元序列中的码元D0的相位旋转量，码元相位旋转量生成单元21生成码元序列中的码元D1的相位旋转量。将这些码元D0、D1交替输入给码元相位旋转单元15，因此与该过程相同步地，通过切换器22将由码元相位旋转量生成单元20、21生成的相位旋转量交替输入给码元相位旋转单元15。在图2所示的示例中，针对码元D0执行的相位旋转量是0，针对码元D1执行的相位旋转量是π，因此码元相位旋转量生成单元20在各重复码元周期Ts之后生成相位旋转量0(0，0，0，...)并将它输入给相位旋转单元15，而码元相位旋转量生成单元21在各重复码元周期Ts之后生成以π为增量增大的相位旋转量(0，π，2π(＝0)，3π(＝-π))并将它输入给相位旋转单元15。

码元相位旋转量生成单元20、21包括与数控振荡器(NCO)19的构成相同的构成。图3是示出了码元相位旋转量生成单元21的构成的图，其中，频移设置单元21a是这样的部分：其将每单位时间Ts的相位旋转变化量设置为π，并输出由参数设置单元21b设置的参数π。旋转相位量设置单元21c包括施加由延迟时间设置单元21d设置的延迟时间T(＝Ts)的延迟单元DLY，和加法器ADD，并在每个单位时间Ts处执行公式(2a)的计算，同时以π为增量增大相位旋转量θ且输出该结果。转换单元21e对在相位旋转量θ的复平面中的I、Q分量(x，y)进行计算，并将结果输入给码元相位旋转单元15。

在码元相位旋转单元15中，当不对码元执行相位旋转时，第一移动站(k＝0)的频谱变成如图4的(A)所示，并且在码元相位旋转单元15中，当只对多个码元D1执行以π为增量增大的相位旋转时，频谱变成如图4的(B)所示。如从图4的(B)所见，在该第一实施例中，(1)使用正交频率f0和f4发送码元D0；(2)使用正交频率f2和f6发送码元D1；并且(3)使用相互正交的频率发送码元D0和D1。这与在OFDM方法中通过多个子载波发送IFDMA码元的所有码元D0、D1相同，并且不会出现由其延迟时间比CP周期短的延迟波产生的多径干扰而造成的传输劣化。

(b)第一实施例的频分复用接收设备

图5是第一实施例的频分复用接收设备的框图。

无线接收单元31接收无线电信号，并将其频率下变频成基带频率，然后正交解调单元32对基带信号执行诸如QPSK解调的解调，然后AD转换器(在图中未示出)将解调结果(接收码元序列)转换成数位，并将该结果输入给码元定时检测单元33和串并转换器34。码元定时检测单元33对来自接收码元序列的IFDMA码元定时进行检测，并且串并转换器34基于该IFDMA码元定时(帧码元定时)从接收码元序列中删除CP，然后将接收码元序列从串行的转换成并行的。FFT单元35对被转换成并行的所有码元数据执行FFT变换，并生成多个子载波分量(频谱)。在图4(B)所示的示例中，输出与频率f0、f2、f4以及f6相对应的码元数据D0、D1、D0、D1，作为所述多个子载波分量。

子载波合成器36对频率f0与f4的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D0，并且对频率f2与f6的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D1。解码器37对所输入的码元D0、D1执行纠错解码处理，并将该结果输入给数据处理单元(在图中未示出)。

(c)在1径模型下接收信号的增益

以下公式给出了在1径模型的各采样点(重复码元序列的各码元的定时)处的接收信号。其中n是在各采样点处的噪声。

R₀＝D0+n₀

R₁＝D1+n₁

R₂＝D0+n₂

R₃＝-D1+n₃                    (3a)

R₄＝D0+n₄

R₅＝D1+n₅

R₆＝D0+n₆

R₇＝-D1+n₇

将复频率f_k的傅里叶系数S_k表示为

$S_k=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_m\exp (-2\mathrm{\πkmj}/N)---\left(4\right)$

其中由以下公式表示频率f₀的信号分量。

$S_0=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{R}_m$

$=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}(D0+n_0+D1+n_1+D0+n_2-D1+n_3+D0+n_4+D1+n_5+D0+n_6-D1+n_7)$

$=4\·D0+\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{n}_m---\left(5\right)$

类似地，由以下公式表示频率f₄的信号分量。

$S_4=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}(R_m\×{(-1)}^m)$

$=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}(D0+n_0-(D1+n_1)+D0+n_2-(-D1+n_3)+D0+n_4-(D1+n_5)+D0+n_6-(-D1+n_7))$

$=4\·D0+n_0-n_1+n_2-n_3+n_4-n_5+n_6-n_7---\left(6\right)$

结果，由以下公式给出作为频率f₀与频率f₄的同相合成的信号分量：

S₀₊₄＝S₀+S₄

＝8·D0+2(n₀+n₂+n₄+n₆)                (7)

其中由以下公式给出SNR(信噪比)：

$\mathrm{SNR}=\frac{{(8\·D0)}^2}{2^2({n_0}^2+{n_2}^2+{n_4}^2+{n_6}^2)}$

$=\frac{64{D0}^2}{16n^2}=4\frac{{D0}^2}{n^2}---\left(8\right)$

由此可见获得了扩频增益。这是因为使用多个交叠频率发送一个码元。

(d)在2径模型下的接收信号的增益和MPI的减小

图6示出了在存在多径干扰的情况下的示例，其中(a)为直达波，(b)为延迟波，(c)为由直达波与延迟波的合成组成的接收采样序列。该图示出了其中延迟波相对于直达波延迟了一个采样的示例。由以下公式表示2径模型的接收信号。

R₀＝D0-D1+n₀

R₁＝D1+D0+n₁

R₂＝D0+D1+n₂

R₃＝-D1+D0+n₃                                  (9)

R₄＝D0-D1+n₄

R₅＝D1+D0+n₅

R₆＝D0+D1+n₆

R₇＝-D1+D0+n₇

由以下公式表示频率f₀的信号分量。

$S_0=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rm}$

$=D0-D1+n_0$

$+D1+D0+n_1$

$+D0+D1+n_2$

$-D1+D0+n_3$

$+D0-D1+n_4$

$+D1+D0+n_5$

$+D0+D1+n_6$

$-D1+D0+n_7$

$=8\·D0+\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{n}_m---\left(10\right)$

由以下公式表示频率f₄的信号分量。

$S_4=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{Rm}\×{(-1)}^m)$

$=D0-D1+n_0$

$-(D1+D0+n_1)$

$+D0+D1+n_2$

$-(-D1+D0+n_3)$

$+D0-D1+n_4$

$-(D1+D0+n_5)$

$+D0+D1+n_6$

$-(-D1+D0+n_7)$

$=n_0-n_1+n_2-n_3+n_4-n_5+n_6-n_7---\left(11\right)$

结果，作为频率f₀与频率f₄的同相合成的信号分量变成：

S₀₊₄＝S₀+S₄

＝8·D0+2(n₀+n₂+n₄+n₆)        (12)

并且由以下公式给出SNR：

$\mathrm{SNR}=\frac{{(8\·D0)}^2}{2^2({n_0}^2+{n_2}^2+{n_4}^2+{n_6}^2)}$

$=\frac{{64D0}^2}{16n^2}=4\frac{{D0}^2}{n^2}---\left(13\right)$

由上可见，即使在多径环境下也获得了扩频增益，减小了MPI，并且还出现了由于OFDM而产生的频率分集效应。

(e)第二移动站

图4示出了第一移动站(k＝0)的频谱，而在图7的(B)中示出了第二移动站(k＝1)的频谱。换句话说，当码元相位旋转单元15不对码元执行相位旋转时，第二移动站(k＝1)的频谱变成如图7的(A)所示，然而，当码元相位旋转单元15对所述多个码元D1中的每一个执行以π为增量增大的相位旋转时，频谱变成如图7的(B)所示。从图7的(B)可见：(1)使用正交频率f1和f5发送码元D0；(2)使用正交频率f3和f7发送码元D1；并且(3)使用相互正交的频率发送码元D0和D1。

由上可见，如图8所示，通过频率f0、f2、f4以及f6发送来自第一用户UE0的数据，通过频率f1、f3、f5以及f7发送来自第二用户UE1的数据；使用相互正交的频率发送数据，使得不会出现干扰。

根据第一实施例，可以实现为伪OFDM，因此不需要多径抵消器，并且可以减小多径干扰。

(B)第二实施例

图9是第二实施例的频分复用发送设备的框图，对与图1所示的第一实施例中相同的部分指配相同的标号。图1与图9之间的不同之处在于：将图1中的相位旋转单元15与16合并成图25中的单个相位旋转单元25。

编码器11通过将诸如turbo编码或卷积编码的纠错编码应用于所输入的二进制信息序列来执行信道编码，数据调制单元12将信道编码后的数据序列转换成例如QPSK中的I、Q复分量(码元)。如图2的(a)所示，一个IFDMA码元由Q个码元D0、D1组成(在该图中Q＝2)。

时域压缩和重复单元13对IFDMA码元中的2个码元D0、D1的时域进行压缩，然后重复各码元L次(在图中L＝4)；重排单元14对该重复码元序列进行重排，使其具有与码元序列D0、D1的排列相同的排列(见图2的(c))。通过采用Tc作为由该重复处理获得的码元的周期，该码元序列将按周期Ts＝Tc×Q重复。

相位旋转单元25针对重排后的重复码元序列中的各相应码元执行码元D0、D1和移动站特有的相位旋转，然后，如图2的(e)所示，CP附加单元17针对各IFDMA码元将一CP(循环前缀)附加到重复码元序列的开头，并且发送单元18将对其附加了CP的码元序列的频率从基带频率上转换成射频，然后对该信号进行放大并通过天线将其发送。

移动站/码元相位旋转量生成单元26生成与移动站和码元D0相对应的相位旋转量，并且移动站/码元相位旋转量生成单元27生成与移动站和码元D1相对应的相位旋转量。将这些码元D0、D1交替输入给相位旋转单元25，并且与该过程相同步地，将由移动站/码元相位旋转量生成单元26、27生成的相位旋转量交替输入给相位旋转单元25。

与移动站相对应的相位旋转量是2πk/L×Q(在图2所示的示例中L×Q＝8，因此该相位旋转量为πk/4)，与码元D0相对应的相位旋转量为0，而与码元D1相对应的相位旋转量为π，因此移动站/码元相位旋转量生成单元26在每个码元重复周期Ts之后生成的多个码元D0的相位旋转量为

0→0+2×πk/4→0+4×πk/4→0+6×πk/4→...

此外，移动站/码元相位旋转量生成单元27在每个码元重复周期Ts之后生成的多个码元D1的相位旋转量为

0+πk/4→π+3×πk/4→2π+5×πk/4→3π+7×πk/4→...

切换器28在每个码元周期Tc之后将这些码元D0、D1的相位旋转量交替输入给相位旋转单元25。

根据该第二实施例，可以获得与第一实施例相同的效果，并且可以将相位旋转单元集成为一个相位旋转单元。频分复用接收设备具有与图5所示的第一实施例的频分复用接收设备相同的构成。

(C)第三实施例

(a)波数分割复用发送设备

图10是本发明第三实施例的通过波数谱发送数据的波数分割复用发送设备的框图，图11是用于说明图10所示的波数分割复用发送设备的操作的时序图。该第三实施例的波数分割复用发送设备可以用作移动站。

编码器51通过将诸如turbo编码或卷积编码的纠错编码应用于所输入的二进制信息序列来执行信道编码，数据调制单元52将信道编码后的数据序列转换成例如QPSK中的I、Q复分量(码元)。如图11的(a)所示，一个IWDMA码元由Q个码元D0、D1组成(在该图中Q＝2)。

时域压缩和重复单元53对IWDMA码元中的2个码元D0、D1的时域进行压缩，然后将各码元重复L次(在图中L＝4)；重排单元54对该重复码元序列进行重排，使其具有与码元序列D0、D1的排列相同的排列(见图11的(c))。通过采用Tc作为由该重复处理获得的码元的周期，该码元序列将按周期Ts＝Tc×Q重复。

如图11的(d)所示，扩频码生成单元55、56使用沃尔什(Walsh)码来生成码元和移动站特有的正交扩频码。例如，将沃尔什码的第m个波数码的第n个元素表示为Wal(m，n)，扩频码生成单元55在每个码元周期Tc处生成均与码元D0相乘的扩频码序列Wal(0，0)、Wal(0，1)、Wal(0，2)、Wal(0，3)、Wal(0，4)、Wal(0，5)、Wal(0，6)、Wal(0，7)。而扩频码生成单元56生成均与码元D1相乘的扩频码序列Wal(2，0)、Wal(2，1)、Wal(2，2)、Wal(2，3)、Wal(2，4)、Wal(2，5)、Wal(2，6)、Wal(2，7)。切换器60在每个码元周期Tc处交替选择从扩频码生成单元55、56所生成的码，并将该码输入给扩频码乘法器57，扩频码乘法器57将重排后的重复码元D0、D1与扩频码相乘并执行扩频处理。扩频码元序列变成如图11的(e)所示。

如图11的(f)所示，CP附加单元58将一CP(循环前缀)附加到已与扩频码相乘的码元序列的开头，并且发送单元59将对其附加了CP的码元序列的频率从基带频率上转换成射频，然后对该信号进行放大并通过天线将其发送。

(b)扩频码

扩频码生成单元55、56使用沃尔什码来生成码元和移动站特有的如下所示的正交扩频码。在使用如下所示的8维沃尔什码的情况下，如下地表示该8维沃尔什码：

$W_8=\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& 1& 1& 1& -1& -1& -1& -1\\ 1& 1& -1& -1& -1& -1& 1& 1\\ 1& 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1& 1& -1& -1& 1\\ 1& -1& -1& 1& -1& 1& 1& -1\\ 1& -1& 1& -1& -1& 1& -1& 1\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}w0\\ w1\\ w2\\ w3\\ w4\\ w5\\ w6\\ w7\end{array}\right]\text{---}\left(14\right)$

在该8维沃尔什码中，多个波数wi、wj中的每一个的码相互正交，并且满足wi×wj＝0的关系。

当使用波数w0的码(扩频码＝w0)对所述多个码元D0进行扩频时，将码元D0每隔一个地乘以波数w0的码。在进行该乘法时，波数w0与波数w7的码相同，因此如图12所示，以波数w0和w7输出码元D0。此外，当使用波数w2的码对码元D1进行扩频时，将码元D1每隔一个地乘以波数w2的码。在进行该乘法时，波数w2与波数-1×w5的码相同，因此如图12所示，以波数w2和w5输出码元D1(相位是相反的)。

通过对发送信号执行沃尔什变换可以得到图12所示的波谱。

将沃尔什变换公式G(m)如下定义为：

$G\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\mathrm{wal}(m,n)---\left(15\right)$

在图11所示的示例中

g＝[D0 D1 D0 -D1 D0 -D1 D0 D1]      (16)

因此将沃尔什变换公式表示为以下公式：

$G\left(0\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(0,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×1+D0\×1-D1\×1+D0\×1-D1\×1+D0\×1+D1\×1)=\frac{D0}{2}$

$G\left(1\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(1,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×1+D0\×1-D1\×1+D0\×(-1)-D1\×(-1)+D0\×(-1)+D1\×(-1\left)\right)=0$

$G\left(2\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(2,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×1+D0\×(-1)-D1\×(-1)+D0\×(-1)-D1\×(-1)+D0\×1+D1\×1)=\frac{D1}{2}$

$G\left(3\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(3,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×1+D0\×(-1)-D1\×(-1)+D0\×1-D1\×1+D0\×(-1)+D1\×(-1\left)\right)=0$

$G\left(4\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(4,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×(-1)+D0\×(-1)-D1\×1+D0\×1-D1\×(-1)+D0\×(-1)+D1\×1)=0$

$G\left(5\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(5,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×(-1)+D0\×(-1)-D1\×1+D0\×(-1)-D1\×1+D0\×1+D1\×(-1\left)\right)=\frac{-D1}{2}$

$G\left(6\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(6,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×(-1)+D0\×1-D1\×(-1)+D0\×(-1)-D1\×1+D0\×(-1)+D1\×1)=0$

$G\left(7\right)=\frac{1}{8}\underset{n=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}g\left(n\right)\·\mathrm{wal}(7,n)$

$=\frac{1}{8}(D0\×1+D1\×(-1)+D0\×1-D1\×(-1)+D0\×1-D1\×(-1)+D0\×1+D1\×(-1\left)\right)=\frac{D0}{2}---\left(17\right)$

按此方式，以频率w0和w7输出码元D0，并且以频率w2和w5输出码元D1。换句话说，将码元D0与频率w0和w7相乘，将码元D1与频率w2和w5相乘。

(c)波数分割复用接收设备

图13是本发明的该第三实施例的波数分割复用接收设备的框图。

无线接收单元71接收无线电信号，并将其频率下转换成基带信号，然后正交解调单元72对该基带信号执行QPSK解调，然后AD转换器(在图中未示出)将解调结果(接收码元序列)转换成数位，并将该结果输入给码元定时检测单元73和串并转换器74。码元定时检测单元73对来自接收码元序列的IWDMA码元定时(帧码元定时)进行检测，并且串并转换器74基于该IWDMA码元定时从接收码元序列中删除CP，然后对接收码元序列执行串并转换。沃尔什WFT(加窗傅立叶变换)单元75对已被转换成并行数据的码元数据执行WFT变换，并生成多个波数分量(波数谱)。在图12所示的示例的情况下，与波数w0、w2、w5以及w7相对应地输出码元数据D0、D1、D0、D1作为多个波数分量。

波数合成器76对波数w0与w7的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D0，并且对波数w2与w5的子载波分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D1。解码器77对所输入的码元D0、D1执行纠错解码，并将该结果输入给数据处理单元(在图中未示出)。

(d)在1径模型下接收信号的增益

以下公式给出了在1径模型的各采样点(重复码元序列的各码元的定时)处的接收信号。其中n是在各采样点处的噪声。

R₀＝D0+n₀

R₁＝D1+n₁

R₂＝D0+n₂

R₃＝-D1+n₃

R₄＝D0+n₄                              (18)

R₅＝-D1+n₅

R₆＝D0+n₆

R₇＝D1+n₇

由以下公式给出波数w0的信号分量：

$S_0=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rm}\·\mathrm{wal}(0,m)$

$=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}(D0+n_0+D1+n_1+D0+n_2-D1+n_3+D0+n_4-D1+n_5+D0+n_6+D1+n_7)$

$=4\·D0+\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{n}_m---\left(19\right)$

由以下公式给出波数w7的信号分量：

$S_7=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rm}\·\mathrm{wal}(7,m)$

$=\underset{i=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}(D0+n_0-(D1+n_1)+D0+n_2-(-D1+n_3)+D0+n_4-(-D1+n_5)+D0+n_6-(D1+n_7))$

$=4\·D0+n_0-n_1+n_2-n_3+n_4-n_5+n_6-n_7---\left(20\right)$

结果，波数w0与w7的合成信号变成：

S₀+S₇＝8D0+2(n₀+n₂+n₄+n₆)              (21)

并由以下公式给出SNR：

$\mathrm{SNR}=\frac{{(8\·D0)}^2}{2^2({n_0}^2+{n_2}^2+{n_4}^2+{n_6}^2)}$

$=\frac{64{D0}^2}{16n^2}=4\frac{{D0}^2}{n^2}---\left(22\right)$

由此可见，获得了扩频增益。这是因为使用多个波数来发送码元。

(e)在2径模型下的接收信号的增益和MPI的减小

图14示出了在存在多径干扰的情况下的示例，在图14中，(a)为直达波，(b)为延迟波，(c)为由直达波与延迟波的合成组成的接收采样序列。该图示出了其中延迟波相对于直达波延迟了一个采样的示例。

由以下公式表示2径模型的接收信号。

R₀＝D0+D1+n₀

R₁＝D1+D0+n₁

R₂＝D0+D1+n₂

R₃＝-D1+D0+n₃                       (23)

R₄＝D0-D1+n₄

R₅＝-D1+D0+n₅

R₆＝D0-D1+n₆

R₇＝D1+D0+n₇

由以下公式表示波数w0的信号分量：

$S_0=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rm}\·\mathrm{wal}(0,m)$

$=D0+D1+n_0$

$+D1+D0+n_1$

$+D0+D1+n_2$

$-D1+D0+n_3$

$+D0-D1+n_4$

$-D1+D0+n_5$

$+D0-D1+n_6$

$+D1+D0+n_7$

$=8\·D0+\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}{n}_m---\left(24\right)$

并且由以下公式表示波数w7的信号分量：

$S_0=\underset{m=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Rm}\·\mathrm{wal}(7,m)$

$=D0+D1+n_0$

$-(D1+D0+n_1)$

$+D0+D1+n_2$

$-(-D1+D0+n_3)$

$+D0-D1+n_4$

$-(-D1+D0{+n}_5)$

$+D0-D1+n_6$

$-(D1+D0+n_7)$

$=n_0-n_1+n_2-n_3+n_4-n_5+n_6-n_7---\left(25\right)$

结果，波数w0与w7的合成信号变成：

S₀+S₇＝8D0+2(n₀+n₂+n₄+n₆)          (26)

并由以下公式给出SNR：

$\mathrm{SNR}=\frac{{(8\·D0)}^2}{2^2({n_0}^2+{n_2}^2+{n_4}^2+{n_6}^2)}$

$=\frac{{64D0}^2}{{16n}^2}=4\frac{{D0}^2}{n^2}---\left(27\right)$

由上可见，即使在多径环境下，也获得了扩频增益，并且减小了MPI。

(f)第二移动站

图15是用于说明第二移动站的操作的时序图，并且是使用w1、w6、w3、w4作为第二移动站的扩频码的示例。当使用波数w1的码(扩频码＝w1)对扩频码元D0进行扩频时，将码元D0每隔一个地乘以波数w1的码。在进行该乘法时，波数w1与波数w6是相同的码，因此如图16所示，以波数w1和w6输出码元D0。此外，当使用波数w3的码对扩频码元D1进行扩频时，将码元D1每隔一个地乘以波数w3的码。在进行该乘法时，波数w3与波数-1×w4是相同的码，因此如图16所示，以波数w2和w4输出码元D1。

通过对发送信号执行沃尔什变换可以得到图16所示的波数谱。类似于第一移动站的情况，由以下公式给出第二移动站的信号和沃尔什变换的结果：

g＝[D0 D1 D0 -D1 -D0 D1 -D0 -D1]         (28)

G(0)＝0

$G\left(1\right)=\frac{D0}{2}$

G(2)＝0

$G\left(3\right)=\frac{D1}{2}$

$G\left(4\right)=\frac{-D1}{2}$

G(5)＝0

$G\left(6\right)=\frac{D0}{2}$

G(7)＝0

                                    (29)

图17示出了第一移动站(UE0)和第二移动站(UE1)的合成波数谱。如图17所示，使用正交波数对第一移动站和第二移动站进行复用。因此可以减小MAI。

如从以上说明可见，根据该第三实施例，不需要多径干扰抵消器就可以减小多径干扰。

(D)第四实施例

图18是本发明第四实施例的频分复用发送设备的框图，图19是说明了图18所示的频分复用发送设备的操作的时序图。该第四实施例的频分复用发送设备可以用作基站。

编码器81通过将诸如turbo编码或卷积编码的纠错编码应用于所输入的二进制信息序列来执行信道编码，数据调制单元82将信道编码后的数据序列转换成例如QPSK中的I、Q复分量(码元)。如图19的(a)所示，一个IFDMA码元由Q个码元D0、D1、D2、D3组成(在该图中Q＝4)。

时域压缩和重复单元83对如图19的(b)所示的IFDMA码元中的4个码元D0、D1、D2、D3的时域进行压缩，然后将各码元重复L次(在图中L＝4)，以生成重复码元序列，然后重排单元84对该重复码元序列进行重排，使其具有与码元序列D0、D1、D2、D3的排列相同的排列。通过采用Tc作为获得的重复码元的周期，该重复码元的周期Ts变为Ts＝Tc×Q。

相位旋转量生成单元85的码元相位旋转量生成单元85₀、85₁、85₂、85₃为码元D0、D1、D2、D3中的每一个生成这些码元特有的相位旋转量，在码元D0、D1、D2、D3的定时处，选择器86将从相对应的码元相位旋转量生成单元85₀、85₁、85₂、85₃输出的相位旋转量输入给数据相位旋转单元87。

码元相位旋转量生成单元85₀生成0作为码元D0的相位旋转量，码元相位旋转量生成单元85₁生成如图19所示的以π/2为增量增大的Ai(i＝0、1、2、...)作为码元D1的相位旋转量，码元相位旋转量生成单元85₂生成如图19所示的以2π/2为增量增大的Bi(i＝0、1、2、...)作为码元D2的相位旋转量，码元相位旋转量生成单元85₃生成如图19所示的以3π/2为增量增大的Ci(i＝0、1、2、...)作为码元D3的相位旋转量。

数据相位旋转单元87将重排后的重复码元D0、D1、D2、D3乘以从选择器86输出的各码元特有的相位旋转量。在进行了相位旋转之后的码元序列变成如图19的(c)所示。

CP附加单元88针对各IFDMA码元将一CP(循环前缀)附加到对其执行了相位旋转的码元序列的开头，并且发送单元89将对其附加了CP的码元序列的频率从基带频率上转换成射频，然后对该信号进行放大并通过天线将其发送。图20示出了该第四实施例的频谱。

然而，在图中未示出的是，本发明第四实施例的频分复用接收设备包括：无线接收单元；正交解调单元；CP移除单元；相位旋转单元，其执行与发送设备的相位旋转相反的相位旋转；子载波合成器，其对频率f0、f4的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D0，对频率f1、f5的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D1，对频率f2、f6的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D2，对频率f3、f7的分量进行合成，并输出该结果作为码元数据D3；以及解码器，向其输入多个码元D0、D1、D2、D3，并且该解码器执行纠错解码并将该结果输入给数据处理单元。

根据该第四实施例，以频率f0、f4输出码元D0，以频率f1、f5输出码元D1，以频率f2、f6输出码元D2，以频率f3、f7输出码元D3。结果，信号变成了伪OFDM信号，在改进了抗多径干扰性的同时，出现了频率分集效应。而且，通过时分复用生成该信号，因此PAPR不会变大。

由于在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以得到本发明的许多明显不同的实施例，因此应当理解，本发明并不限于其具体实施例，而是由所附权利要求来限定。

Claims (14)

1、一种以码元和移动站特有的频谱发送数据的频分复用发送设备，该频分复用发送设备包括：

编码器，其用于对发送数据进行编码；

数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；

时域压缩和重复单元，其用于对从所述数据调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并把所述码元重复指定次数；

码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

第一相位生成单元，其用于生成分别按所述发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的各相位；

第一相位旋转单元，其用于对重排后的重复码元序列中的每一个码元执行所述码元特有的相位旋转；

第二相位生成单元，其用于生成按移动站特有的速度变化的相位；

第二相位旋转单元，其用于对从所述第一相位旋转单元输出的码元序列执行所述移动站特有的相位旋转；以及

发送单元，其用于发送来自所述第二相位旋转单元的输出。

2、一种以码元和移动站特有的频谱发送数据的频分复用发送设备，该频分复用发送设备包括：

编码器，其用于对发送数据进行编码；

数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；

时域压缩和重复单元，其用于对从所述数据调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

相位生成单元，其用于生成按所述发送码元序列中的每一个码元和移动站特有的速度变化的各相位；

相位旋转单元，其用于针对重排后的重复码元序列中的每一个码元，以从所述相位生成单元输出的相位执行相位旋转；以及

发送单元，其用于发送来自所述相位旋转单元的输出。

3、根据权利要求1或权利要求2所述的频分复用接收设备，该频分复用接收设备包括：

接收单元，其用于接收从所述发送设备发送的信号；

正交解调单元，其用于根据接收到的信号对所述重复码元序列中的每一个码元进行解调；

定时检测单元，其用于检测接收到的码元序列的帧码元定时；

快速傅里叶变换处理单元，其用于按由所述定时检测单元检测到的定时来选择接收到的码元序列，然后对该接收到的码元序列执行快速傅里叶变换，并将其变换到频谱；

合成器，其用于针对每个移动站和码元合成所述发送码元序列中的码元和所述移动站特有的频谱；以及

解码器，其用于对来自各码元的合成后的信号的数据进行解码。

4、一种以码元和移动站特有的波数谱发送数据的波数分割复用发送设备，该波数分割复用发送设备包括：

编码器，其用于对发送数据进行编码；

数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；

时域压缩和重复单元，其用于对从所述数据调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

扩频码生成单元，其用于为所述重复码元序列中的每一个码元生成构成沃尔什码的指定波数码，作为扩频码；

扩频单元，其用于将所述重复码元序列中的每一个码元乘以所述扩频码，以对所述码元进行扩频；以及

发送单元，其用于发送来自所述扩频单元的输出。

5、根据权利要求4所述的波数分割复用发送设备，其中，

所述扩频码生成单元针对每个移动站生成构成沃尔什码的不同波数码，作为所述扩频码。

6、根据权利要求4或权利要求5所述的波数分割复用接收设备，该波数分割复用接收设备包括：

接收单元，其用于接收从所述发送设备发送的信号；

正交解调单元，其用于根据接收到的信号对所述重复码元序列中的每一个码元进行解调；

定时检测单元，其用于检测接收到的码元序列的帧码元定时；

沃尔什加窗傅立叶变换处理单元，其用于按由所述定时检测单元检测到的定时来选择接收到的码元序列，然后对该接收到的码元序列执行沃尔什加窗傅立叶变换，以将其变换到波数谱；

合成器，其用于针对每个移动站和码元合成所述发送码元序列中的码元和所述移动站特有的波数谱；以及

解码器，其用于对来自各码元的合成后的信号的数据进行解码。

7、一种以码元和移动站特有的频谱发送数据的频分复用发送设备，该频分复用发送设备包括：

编码器，其用于对发送数据进行编码；

数据调制单元，其用于对来自所述编码器的输出数据进行调制；

时域压缩和重复单元，其用于对从所述数据调制单元输出的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

码元重排单元，其用于对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

相位生成单元，其用于生成按所述发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的各相位；

相位旋转单元，其用于针对重排后的重复码元序列中的每一个码元，以所述码元特有的相位执行相位旋转；以及

发送单元，其用于发送来自所述相位旋转单元的输出。

8、一种用于以码元和移动站特有的频谱发送数据的频分复用发送方法，该频分复用发送方法包括以下步骤：

第一步骤，其对发送数据进行编码并对编码后的数据进行调制；

第二步骤，其对调制后的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

第三步骤，其对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

第四步骤，其生成按所述发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的各相位，并针对重排后的重复码元序列中的每一个码元执行所述码元特有的第一相位旋转；

第五步骤，其生成按移动站特有的速度变化的相位，并针对被执行了所述第一相位旋转的所述码元序列执行所述移动站特有的第二相位旋转；以及

第六步骤，其发送所述相位旋转后的码元序列。

9、一种用于以码元和移动站特有的频谱发送数据的频分复用发送方法，该频分复用发送方法包括以下步骤：

第一步骤，其对发送数据进行编码，并对编码后的数据进行调制；

第二步骤，其对调制后的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

第三步骤，其对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

第四步骤，其生成按所述发送码元序列中的每一个码元和移动站特有的速度变化的各相位，并利用所述生成的相位对重排后的重复码元序列中的每一个码元执行相位旋转；以及

第五步骤，其发送所述相位旋转后的码元序列。

10、根据权利要求8或权利要求9所述的频分复用接收方法，该频分复用接收方法包括以下步骤：

第一步骤，其接收从所述发送设备发送的信号，并根据接收到的信号对所述重复码元序列中的每一个码元进行解调；

第二步骤，其检测接收到的码元序列的帧码元定时，按检测到的定时选择接收到的码元序列，然后对该接收到的码元序列执行快速傅里叶变换并将其变换到频谱；

第三步骤，其针对每个移动站和码元，合成所述发送码元序列中的码元和所述移动站特有的频谱；以及

第四步骤，其对来自各码元的合成后的信号的数据进行解码。

11、一种用于以码元和移动站特有的波数谱发送数据的波数分割复用发送方法，该波数分割复用发送方法包括以下步骤：

第一步骤，其对发送数据进行编码，并对编码后的数据进行调制；

第二步骤，其对调制后的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

第三步骤，其对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

第四步骤，其为所述重复码元序列中的每一个码元生成构成沃尔什码的指定波数码，作为扩频码，并将所述重复码元序列中的每一个码元乘以所述扩频码，以对所述码元进行扩频；以及

第五步骤，其发送所述扩频输出。

12、根据权利要求11所述的波数分割复用发送方法，其中，

生成针对每个移动站的构成沃尔什码的不同波数码，作为所述扩频码。

13、根据权利要求11或权利要求12所述的波数分割复用接收方法，该波数分割复用接收方法包括以下步骤：

第一步骤，其接收从所述发送设备发送的信号，并根据接收到的信号对所述重复码元序列中的每一个码元进行解调；

第二步骤，其检测接收到的码元序列的帧码元定时，按检测到的定时选择接收到的码元序列，然后对接收到的码元序列执行沃尔什加窗傅立叶变换，以将其变换到波数谱；

第三步骤，其针对每个移动站和码元，合成所述发送码元序列中的码元和所述移动站特有的波数谱；以及

第四步骤，其对来自各码元的合成后的信号的数据进行解码。

14、一种用于以码元和移动站特有的频谱发送数据的频分复用发送方法，该频分复用发送方法包括以下步骤：

第一步骤，其对发送数据进行编码，并对编码后的数据进行调制；

第二步骤，其对调制后的发送码元序列中的每一个码元的时域进行压缩，并将所述码元重复指定次数；

第三步骤，其对获得的重复码元序列中的每一个码元进行重排，使得它们具有与所述发送码元序列相同的排列；

第四步骤，其生成按所述发送码元序列中的每一个码元特有的速度变化的各相位，并针对重排后的重复码元序列中的每一个码元，以所述码元特有的相位执行相位旋转；以及

第五步骤，其发送相位旋转后的码元序列。

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