CN1581765A - 用于处理ofdm信号的方法 - Google Patents

Abstract

在解码OFDM信号时，需要进行帧和频率同步。本发明提供了一种能够实现高精度的帧和频率同步的方法，与现有技术相比，该方法产生非常低的差错率。本发明的用于处理OFDM(正交频分多路复用)信号的方法基于：为参考导频模式(REF－PP)和接收的导频模式(REC－PP)之间的布置计算(S5)量度值(Λ)的最大值；确定相应的最大布置；并为所述OFDM信号的帧同步和/或频率同步(S8)确定(S7)和最大化整数频率(_I)与时间偏移(_sy)，其中所述量度值(Λ)的计算基于参考导频信元(REF－PC)的对(REF－PC－PAIR(P，(k，1)；P(k，1+N₁)))的评价，所述对(REF－PC－PAIR(P，(k，1)；P(k，1+N₁)))的成员对应于相同的离散频率(k)和不同的离散时间(1)，所述量度值(Λ)的计算还基于与所述离散频率(k)和所述离散时间(1)相关的相应接收信元的信号(R(k，1)，R(k，1+N₁))。

Description

用于处理OFDM信号的方法

技术领域

本发明涉及用于处理OFDM(正交频分多路复用)信号的方法。

背景技术

OFDM技术是一种有效的妥善处理许多信道损害问题的传输技术。通过在OFDM符号之间插入保护间隔，可以降低符号间干扰(ISI)。然而，为了在艰难信道内实现OFDM系统的优良性能而需要鲁棒的时间和频率同步。对于许多OFDM系统来说，在OFDM帧内组织传输，这些帧包含若干OFDM符号。因此，鲁棒的OFDM帧同步方法也是必需的。

通过计算保护间隔或其部分与在OFDM符号末尾上的相应部分的相关性，可以确定分数(fractional)时间偏移。使用同一方法，可以计算分数频率偏移的估算值。在确定分数时间偏移和分数频率偏移之后，定位FFT窗口并执行FFT(快速傅立叶变换)。FFT的结果是接收的信元(参考下文)。然而，在这一预处理方法之后，需要确定在多个副载波间隔和传输帧即OFDM帧的开始部分内的粗略频率偏移。在多个副载波间隔内的粗略频率偏移也可以称作整数频率偏移，并且可以使用术语整数时间偏移来描述在OFDM符号的时间单元内的时间偏移。

在已经确定整数频率偏移和整数时间偏移之后，执行OFDM信号的频率偏移补偿和时间偏移补偿。

整数频率偏移和整数时间偏移确定的差错率对OFDM接收机的性能即OFDM接收机同步的可靠性具有强的影响。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种用于处理OFDM信号的方法，改善OFDM接收机的同步性能。

为了实现这一目的，本发明提供一种根据权利要求1的用于处理OFDM信号的方法和一种根据权利要求7的用于处理OFDM信号的方法。此外，本发明提供分别如在权利要求23、24、26和27中定义的接收机、信号处理系统、计算机程序产品和计算机可读存储媒体。其它的技术特征和优选实施例分别在相应的从属权利要求和/或随后的说明内定义。

用于处理OFDM(正交频分多路复用)信号的一种方法，包括下述步骤：接收包括接收信元的OFDM信号，每个接收信元对应于离散频率和离散时间，其中每个所述接收信元是接收导频信元或接收数据信元，所述接收导频信元对应于OFDM帧的接收导频模式；提供和/或生成参考导频信元的参考导频模式，每个参考导频信元对应于离散频率和离散时间；生成在所述接收导频模式和所述参考导频模式之间的至少一种布置(arrangement)，每种布置对应于在所述接收导频模式和所述参考导频模式之间的整数频率偏移(即假定的整数频率偏移)和整数时间偏移(即假定的整数时间偏移)；为所述至少一种布置之中的每种布置计算量度值；确定所述量度值的最大值和相应的最大布置；确定对应于最大布置的整数频率偏移和整数时间偏移的最大整数频率偏移和最大整数时间偏移；将所述最大整数频率偏移和/或所述最大整数时间偏移用于所述OFDM信号的频率偏移补偿和/或时间偏移补偿，其中所述量度值的计算以参考导频信元组的评价(evaluation)为基础，其中所述组中的至少两个成员对应于相同的离散频率和不同的离散时间，并基于与所述离散频率和所述离散时间相关的相应接收信元的信号。应当注意：OFDM信号是在时域内接收的。随后，A/D(模/数)转换器根据接收OFDM信号生成抽样。然后，执行在所述OFDM信号内包含的保护间隔或其中部分在时域内的相关，其中确定分数时间偏移和分数频率偏移。然后，执行基于所确定的分数频率偏移的分数频率偏移的相关，即执行在时域内的频率偏移补偿。随后，使用所确定的分数时间偏移定位FFT(快速傅立叶变换)窗口，并执行FFT。FFT的结果是所述的接收信元。

所述OFDM帧的所述接收导频模式对应于发送出的OFDM帧的发送导频模式。这意味着已经由发送OFDM信号的发射机生成发送导频模式。因而，发送OFDM帧的发送导频模式的导频信元具有与诸如幅度和相位有关的预定特征特性。发送导频信元的相位以伪随机方式进行分布，其中相位和/或幅度在一个OFDM帧之后重新出现。因而，导频信元是以OFDM帧的长度为周期的。也称作参考信元或导频的导频信元分散在整个时间频率模式上，并由接收机用于估算信道响应。这意味着，本发明不要求额外的成本，因为在相干OFDM系统中即在执行相干解调时导频信元已经包含在OFDM信号内。至于导频模式，应当注意：在所述导频模式内，导频信元以预定的导频信元频率距离和预定的导频信元时间距离出现。预定的导频信元频率距离是在OFDM符号内两个相邻的即两个连续的导频信元在频率方向上的距离。预定的导频信元时间距离是在不同的OFDM符号内但是在同一频率上的两个相邻的即两个连续的导频信元在时间方向上的距离。应当注意，除非另有说明，在此的频率始终是指离散频率，并且时间始终是指离散时间。因而，给定的频率和给定的时间确定信元在可以是数据信元或导频信元的信元的时间频率模式内的位置。

至于上述定义的方法，还应当注意，在所述接收导频模式和所述参考导频模式之间一种布置的生成可以被视为在所述接收导频模式和所述参考导频模式之间的相对移位。因而，参考导频模式对应于发送导频模式。OFDM信号的接收机知道所有的相关数据，从而生成将与发送导频模式相同的所述参考导频模式。相对移位可以意味着移位所述接收导频模式或者移位所述参考导频模式。参考导频模式可以被视为在所述接收信元上移位的模版(stencil)。在给定的布置中，所述参考导频模式的导频信元可能位于接收数据信元的上方，即与其一起降低，即具有相同的时间频率值。因为发送导频模式和参考导频模式是相同的，所以在这种情况下参考导频模式的所有导频信元位于接收数据信元之上。然而，也可以是在移位期间，即在一种布置内，参考导频模式的导频信元降低到接收导频信元上，即位于接收导频信元之上。在这种情况下，参考导频模式的所有导频信元位于接收导频信元之上。

优选地，在本发明的方法内，计算剩余分数频率误差。从而，所述剩余分数频率误差的计算基于所述量度值。因为所述量度值的计算基于参考导频信元组和基于相应接收信元的信号，因此能够非常精确地估算所述剩余分数频率误差。这主要是因为所述量度值取决于一个以上导频信元的事实。换句话说，所述剩余分数频率误差的估算即计算更加精确，因为该计算基于多个参考导频信元。

此外，所述剩余分数频率误差可以用于时域内频率偏移补偿的修改(adaptation)。

还应当注意：在所述剩余分数频率误差和/或所述整数频率偏移不等于零的情况下，所述量度值是复值。换句话说，如果所述量度值是复数，则可以使用所述量度值的相位信息来评价所述剩余分数频率误差。

在优选实施例中，所述剩余分数频率误差的所述计算基于下式：

${\hat{f}}_f=\frac{-1}{T_s\·N_l\·2\mathrm{\π}}\·\∠\{\mathrm{\Λ}\·e^{+j2\mathrm{\π}\·{\hat{f}}_l\·N_l\·T_s/T_u}\}$

其中：

Λ代表所述量度值；

T_s代表OFDM符号的时间长度；

N_l代表预定的导频信元时间差值，这是在所述参考导频模式的两个相邻参考导频信元之间在时间方向上的时间距离；

代表所述整数频率偏移；

T_s代表所述OFDM符号的保护间隔的时间长度；

T_u代表所述OFDM符号的有用部分的时间长度；

∠{z}代表复数z的角度。

优选地，所述组是参考导频信元对，所述对的成员对应于相同的离散频率和不同的离散时间。换句话说，一组最好包含所述参考导频模式的两个参考导频信元，这两个参考导频信元对应于相同的离散频率和不同的离散时间。

优选地，所述对的所述第一和第二成员在每种情况下都是利用预定的导频信元时间距离分开的。换句话说，一对的参考导频信元对应于在所述参考导频模式内在时间方向上的两个相邻即连续的导频信元。

如上所述，所述量度值的计算最好基于参考导频信元对的评价和相应的接收信元的信号。这意味着，在所述量度值的计算过程期间，使用所述参考导频模式的两个参考导频信元和对应于接收信元的信号，这些信号在移位期间即在一种布置内与参考导频信元一起下落。这两个选择的参考导频信元即一对参考导频信元对应于相同的频率和不同的时间。如果所述量度值的计算基于相关性(参考下文)，本发明的一种思想可以描述为接收信号与已知的导频幅度和相位在时间方向上的相关。因为信道在时间方向上例如在与导频信元的间隔相关的DRM内的改变和信道在频率方向上的改变相比通常是非常小的，所以在时间方向上的相关性提供鲁棒得多的结果。如下文中将要描述的，当在强衰落信道上发送信号时，错误同步的概率降低高达100的因数。

本发明还提供第二种用于处理OFDM(正交频分多路复用)信号的方法，包括以下步骤：接收包括接收信元的OFDM信号，即所发送的OFDM信号，每个接收信元对应于离散频率和离散时间，其中每个所述接收信元是接收导频信元或接收数据信元，所述接收导频信元(也称作参考信元或导频)对应于OFDM帧的接收导频模式；提供和/或生成参考导频信元的参考导频模式，每个参考导频信元对应于离散频率和离散时间；接收、提供和/或计算整数频率偏移和整数时间偏移；接收、提供和/或计算基于所述接收导频模式和所述参考导频模式的量度值，该量度值取决于所述接收导频模式和所述参考导频模式之间的所述整数频率偏移和所述整数时间偏移；并计算剩余分数频率误差，其中所述剩余分数频率误差的计算以所述量度值为基础。至于第二种方法，应当注意：并不需要为若干布置计算量度值。相反，仅需要为与所述整数频率偏移和所述整数时间偏移相对应的一种布置计算所述量度值。这个整数频率偏移和整数时间偏移可以使用上面定义的第一种方法或者使用任何一种其它的现有技术方法来计算。

在所述第二种方法中，如上面所解释的，可以将所述剩余分数频率误差用于在时域内频率偏移补偿的修改。这意味着，在时域内即在执行FFT之前使用剩余分数频率误差来改善时域内的频率偏移补偿。

此外，在所述第二种方法中，在所述剩余分数频率误差和/或所述整数频率偏移不等于零的情况下，所述量度值最好是复值。换句话说，使用所述量度值的相位信息来估算所述剩余分数频率误差。

在第二种方法的优选实施例中，所述剩余分数频率误差的所述计算基于下式：

${\hat{f}}_f=\frac{-1}{T_s\·N_l\·2\mathrm{\π}}\·\∠\{\mathrm{\Λ}\·e^{+j\·2\mathrm{\π}\·{\hat{f}}_l\·N_l\·T_s/T_u}\}---\left(8\right)$

其中：

Λ代表所述量度值；

T_s代表OFDM符号的时间长度；

N_l代表预定的导频信元时间差值，这是在所述参考导频模式的两个相邻参考导频信元之间在时间方向上的时间距离；

代表所述整数频率偏移；

T_s代表所述OFDM符号的保护间隔的时间长度；

T_u代表所述OFDM符号的有用部分的时间长度；和

∠{z}代表复数z的幅角，即角度。

优选地，所述量度值的所述计算基于相关技术。因而，在频域内并且在所述接收信元即所述接收信元的相应信号上执行相关，而且该相关基于所述参考导频信元。

此外，所述量度值的所述计算基于接收信元的所述相应信号和/或其共轭复值的乘积。共轭复值的使用确保了所述量度值的实值。

而且，所述量度值的所述计算可以基于所述组的参考导频信元的相位差的指数值的乘积。如上所述，所述组最好包括两个参考导频信元，并且所述量度值的所述计算基于这两个参考导频信元之间相位差的指数值的乘积。

此外，所述量度值的所述计算最好基于在所述参考导频模式内的至少两组参考导频信元上的求和处理。如果该计算基于相关技术，则这意味着求和至少两个相关结果以获得所述量度值。

此外，所述量度值的所述计算最好基于在所述参考导频模式内的选择组的参考导频信元上的求和处理，所述组是根据选择标准选择的。

因此，所述选择标准例如确保仅仅选择包含所述参考导频模式的参考导频信元的组，所述参考导频信元对应于在某个离散时间之前已接收到的接收信元。这具有下述优点，即并不需要计算所有与完整参考导频模式对应的相关，而仅计算选择的相关。因此，需要较少的存储器，并可以更快地执行所述OFDM信号的同步，因为不必等待直到接收到整个OFDM帧。换句话说，在接收到整个OFDM帧之前，启动所述量度值的计算。

所述选择标准还可以确保仅选择包含所述参考导频模式的参考导频信元的组，所述参考导频信元对应于与其上传输信道具有好的传输特性的离散频率相对应的接收信元。因而，所述接收OFDM信号已经在这个传输信道上发送。根据这种选择标准，仅为传输信道不具有例如衰落或其它失真的频率上的接收信元计算相关。例如传输信道内的衰落在其上存在的频率的确定可以通过随机选择来确定。这意味着随机地选择产生所述参考导频模式的不同组的参考导频信元的不同选择标准，并选择具有最佳结果的选择标准。这确保在仅选择对应于在不存在传输信道衰减的频率上的接收信元的组时获得最佳结果。使用不同的加权因子来加权接收信元的所述对应信号的影响也可能是有帮助的。因此，使用比具有其中衰落流行的频率的其它的接收信元的对应信号和/或其共轭复值更高的加权值来加权与其上不存在衰减的频率相对应的接收信元的所述相应信号和/或其共轭复值。

此外，所述量度值的所述计算可以基于在所述参考导频模式内所有的参考导频信元组上的求和处理。因而，参考导频信元组可以被视为所述参考导频模式的子集，该子集在参考导频模式上移动，从而覆盖所述参考导频模式的所有导频信元。如果所述量度基于相关，则在所述参考导频模式内所有的参考导频信元对上的所述求和处理可以被视为在所述的一对参考导频信元和相应的接收信元的信号即与所述对的导频信元的位置一起下落的接收信元之间相关的所有贡献(contribution)的求和。

所述量度值可以使用下式来计算：

$\mathrm{\Λ}=\underset{\∀(k,l)\∈\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·\exp (j\·2\mathrm{\π}\·\{\∠\left\{P(k,l+N_l)\right\}-\∠\left\{P(k,l)\right\}\left\}\right)---\left(1\right)$

其中：

R(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的接收信元的信号；

R^*(k，l+N_l)代表对应于在离散频率k和离散时间(l+N_i)上的接收信元的信号的共轭复合信号，即接收信元的频率与用于对应于信号R(k，l)的接收信元的相同，并且时间不同于用于对应于信号R(k，l)的接收信元的时间；

P(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的参考导频信元的信号；

P(k，l+N_l)代表在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的参考导频信元的信号，即参考导频信元的频率与用于参考导频信元P(k，l)的相同，并且时间不同于用于参考导频信元P(k，l)的时间；

Γ是所述参考导频模式的所有离散频率和所有离散时间的成对(k，l)的集合；

∠{z}代表复数z的角度；和

N_l代表预定导频信元时间差值。

在等式(1)中，接收信元的信号R(k，l)与在相同离散频率k和相同离散时间l上的接收导频信元的信号P(k，l)相关。从等式(1)中可以看出，该计算基于一对参考导频信元，即P(k，l+N_l)和P(k，l)，所述参考导频信元是在时间方向上在所述参考导频模式内相邻的参考导频信元。最好对于k的所有可能值(即k)和对于时间l评价等式(1)，其中l∈{0，1，…，(N_sy-1-N_i)}。

所述量度值也可以使用下式来计算：

$\mathrm{\Λ}(x,y)=\underset{\∀(k-x,(l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sy}})\∈\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}[R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·\exp (j\·2\mathrm{\π}\·(\∠\{P(k-x,(l+N_l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sy}})\}-\∠\{P(k-x,(l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sy}})\left\}\right))]---\left(3\right)$

在等式(3)中

R(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的接收信元的信号；

R^*(k，l+N_l)代表对应于在离散频率k和离散时间(l+N_i)上的接收信元的信号的共轭复合信号；

P(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的参考导频信元的信号；

P(k，l+N_l)代表在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的参考导频信元的信号；

Γ是所述参考导频模式的所有离散频率和所有离散时间的成对(k，l)的集合；

∠{z}代表复数z的角度；

N_l代表预定导频信元时间差值；

x代表在所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的所述整数频率偏移；

y代表在所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的所述整数时间偏移；和

mod代表模运算符。

应当注意等式(3)可以从等式(1)推导出，并且反之亦然。如果在所述接收导频模式和所述参考导频模式之间不存在整数频率偏移并且没有整数时间偏移，即Λ＝Λ(x＝0，y＝0)，等式(1)等于等式(3)。

在优选实施例中，对所述接收OFDM信号实施预处理方法，其中确定分数频率偏移和分数时间偏移。这意味着，可以将同步获取即执行上面定义步骤的OFDM系统的同步划分成两个部分：首先，在时域内，即在执行快速傅立叶变换(FFT)之前，估算在副载波间隔的部分内的频率偏移即所述分数频率偏移和在符号定时的部分内的时间偏移即所述分数时间偏移。通过在时域内的相关来确定分数时间偏移和分数频率偏移。使用分数时间偏移来正确地定位FFT窗口。使用分数频率偏移在时域内补偿分数频率偏移。然后，执行快速傅立叶变换，结果是接收信元。其次，在频域内即在FFT之后，估算在多个副载波间隔内的频率偏移即所述整数频率偏移和在多个所述OFDM符号内的定时偏移即表示OFDM帧的开始的所述整数时间偏移。

优选地，所述预处理方法基于时域内所述接收OFDM信号的自相关。因而，评价所述OFDM信号的保护间隔。

优选地，所述接收导频信元对应于增强的导频信元。这意味着可以使用增强因子，例如 使用所述增强因子的效果是增强的导频信元与数据信元相比具有更高的能量。这导致所述整数时间偏移和所述整数频率偏移的改进检测，因为相关的结果获得更高的数值。

本发明的接收机能够执行或实现如上所定义的用于处理OFDM信号的方法。所述接收机例如可以是数字无线电Mondiale(DRM)接收机、数字视频广播陆地(DVB-T)接收机、综合业务数字广播陆地(IDSB-T)接收机和/或其它接收机。换句话说，上述定义的方法可以在DRM、DVB-T和/或ISDB-T内有利地使用。通常，上面定义的方法可以在任意一种相干OFDM系统内使用。

本发明的信号处理系统能够执行或实现如上所定义的用于处理OFDM信号的方法。

所述的本发明的信号处理系统可以基于专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等等。

本发明的计算机程序产品包括计算机程序装置，适合于当在计算机、数字信号处理装置和/或类似设备上执行时执行和/或实现上面定义的用于处理OFDM信号的方法。

本发明的计算机可读存储媒体包括如上面所定义的计算机程序产品。

附图说明

在下文中将参考附图利用其示例性的实施例来解释本发明及其有利细节，在附图中：

图1图示包括本发明主要步骤的方框图；

图2图示包括接收导频模式的接收信元的时间频率模式；

图3图示时间频率模式和参考导频模式的一部分来说明量度值的计算；和

图4图示使用本发明的方法和现有技术的方法实现的差错率的比较；

图5图示用于确定剩余分数频率误差的方框图；和

图6图示时域内的OFDM符号。

具体实施方式

在图1中，在接收步骤S1，在时域内接收OFDM信号。在随后的预处理步骤2内，计算保护间隔或其中多个部分与在所述OFDM信号内包含的OFDM符号的末尾上的相应部分的相关性。这是确定分数时间偏移和分数频率偏移的方式。使用分数频率偏移来校正即补偿所述OFDM信号在时域内的分数频率偏移。随后，依然在预处理步骤S2内，使用所确定的分数时间偏移来定位FFT窗口，并执行FFT(快速傅立叶变换)。傅立叶变换的结果是接收信元，所述接收信元可以是接收导频信元REC-PC或接收数据信元REC-DC。此时，尚未获知哪一些接收信元是接收导频信元REC-PC和哪一些接收信元是接收数据信元REC-DC。然而，应当注意：在接收信元内，包含接收导频模式REC-PP。

在参考导频模式生成步骤S3内，生成参考导频模式REF-PP。这个参考导频模式REF-PP对应于利用OFDM信号的发射机发送出的发送导频模式S-PP。

在下面的布置生成步骤S4中，生成所述接收导频模式REC-PP和所述参考导频模式REF-PP的布置XY，对应于在频域内在接收导频模式REC-PP和参考导频模式REF-PP之间的偏移x以及在时域内在接收导频模式REC-PP和参考导频模式REF-PP之间的偏移y。换句话说，频率时间位置x，y对应于在接收导频模式REC-PP和参考导频模式REF-PP之间的频率时间偏移。一种布置x，y也可以被视为试验(trial)位置。

在第一计算步骤S5中，为布置XY计算量度值Λ(x，y)。在循环退出步骤S6中，确定是否生成另一个布置XY，即在某些条件下重复布置生成步骤S4和第一计算步骤S5。这可以通过选择所有的位置(x，y)来确定，其中x∈{-k_offset，…，0，…，+k_offset}和y∈{0，1，…，(N_sy-1)}。从中选择x的数值范围确定可以确定的频率偏移范围。例如，如果副载波间隔等于50Hz和k_offset＝5，则可检测的频率偏移范围(即在该范围内同步仍然是可能的)等于±250Hz。应当注意，在这里的例子中，频率偏移范围是对称的。然而，也可以为x使用更一般的搜索范围，例如x∈{0，…，+k_offset}，在这种情况下，可以仅检测正的频率偏移。还有可能使用诸如x∈{-k_offset1，…，0，…，+k_offset2}的搜索范围，即不对称的搜索范围。

如果已经处理了来自上面定义的x和y的范围中所有可能的组合{x，y}，即已经为每种布置确定了量度值Λ(x，y)，则退出布置生成步骤S4、第一计算步骤S5和循环退出步骤S6的循环。

在循环退出步骤S6之后，在argmax步骤S7内确定最大整数频率偏移

和最大整数时间偏移

在这个argmax步骤S7内，确定所有量度值Λ(x，y)的最大值，x∈{-k_offset，…，0，…，+k_offset}，y∈{0，1，…，(N_sy-1)}。这意味着利用下述等式来确定最大整数频率偏移

和最大整数时间偏移

$\left({\hat{f}}_l{\widehat{,T}}_{\mathrm{sy}}\right)=\arg \underset{x,y}{\max }\left(\right|\mathrm{\Λ}(x,y)\left|\right)---\left(2\right)$

在补偿步骤S8中，将最大整数频率 和最大整数时间偏移 用于接收OFDM信号的频率和时间偏移补偿。

图2图示利用接收导频信元REC-PC建立即形成的接收导频模式REC-PP。在图2中，黑点代表接收导频信元REC-PP。图2还图示了图示为小空心圆的接收数据信元REC-DC。在时间方向l上，接收导频信元REC-PC在时间方向上相对于下一接收导频信元REC-PC具有预定的导频信元时间差值N_l。预定的导频信元时间差值N_l也可以称为在时间方向上参考信元重复距离。在频率方向上在相邻的接收导频信元REC-PC之间的距离是预定的导频信元频率距离N_k，即两个相邻的接收导频信元在频率方向上的距离等于预定的导频信元频率距离N_k，这也可以称作在频率方向上的参考信元重复距离。应当注意，同义地使用术语参考信元、导频信元和导频。

图2图示包括N_sy个OFDM符号的完整的接收OFDM帧。接收OFDM帧也可以称作发送的OFDM帧，因为它已经在传输信道上被发送。在图2的例子中，具有N_sy＝15个OFDM符号，这构成所示的OFDM帧。导频信元的相位以伪随机方式被分布，然而，相位在一帧之后重新出现，即导频信元的相位和幅度是以OFDM帧的长度N_sy为周期性的，在此N_sy＝15。

如上面所描述的，在本发明的方法中，计算量度值Λ(x，y)。假设在没有整数频率偏移即f_l＝0和没有整数时间偏移即T_sy＝0的情况下接收数据，即可以是接收导频信元REC-PC或接收数据信元REC-DC的接收信元，可以通过下式来计算量度值Λ(x，y)：

$\mathrm{\Λ}=\underset{\∀(k,l)\∈\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·\exp (j\·2\mathrm{\π}\·(\∠\{P(k,l+N_l)\}-\∠\{P(k,l)\left\}\right))---\left(1\right)$

其中为k的所有可能值即k和为l∈{0，1，…，(N_sy-1-N_i)}计算该等式。

应当注意等式(1)仅是根据本发明计算量度值Λ(x，y)的一种可能方式。本领域的技术人员能够很容易地获得基于本发明的相同基本思想的其它可能性。通过下式可以计算类似的本发明的量度值Λ’：

${\mathrm{\Λ}}^{\′}=\underset{\∀(k,l)\∈\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·P(k,l+N_l)\·P^{*}(k,l)---\left(1a\right)$

这意味着本发明基于在导频即具有不同OFDM符号但是在同一频率位置上间距N_l个时间步长(即符号)的导频信元之间的相关性，在此一个部分N_l＝3个符号。

在等式(1)和(1a)中：

R(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的接收信元的信号；

R^*(k，l+N_l)代表对应于在离散频率k和离散时间(l+N_i)上的接收信元的信号的共轭复合信号，即接收信元的频率与用于对应于信号R(k，l)的接收信元的相同，并且时间不同于用于对应于信号R(k，l)的接收信元的时间；

P(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的参考导频信元的信号；

P(k，l+N_l)代表在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的参考导频信元的信号，即参考导频信元的频率与用于参考导频信元P(k，l)的频率相同，并且时间与用于参考导频信元P(k，l)的时间不同；

Γ是所述参考导频模式的所有离散频率和所有离散时间的成对(k，l)的集合；

∠{z}代表复数z的幅角，即角度；和

N_l代表预定导频信元时间差值。注意：N_l是没有维的整数值。

图3可能有助于更清楚地理解本发明的重要方面。图3图示一对参考导频信元REF-PC-PAIR(P(k，l)；P(k，l+N_l))，包含两个参考导频信元REF-PC，即P(k，l)和P(k，l+N_l)，它们位于相同的频率k上，但是在不同的时间l和(l+N_l)上，即这两个导频信元属于不同的OFDM符号。图3还图示接收信元R(k，l)和接收信元R(k，l+N_l)，它们对应于接收导频信元REC-PC。请注意，为了简明，并不区分接收信元和接收信元的信号，即同义地使用这两个术语。

等式(1)的加数对应于在图3中图示的接收信元R(k，l)、接收信元R(k，l+N_l)、参考导频信元P(k，l)和参考导频信元P(k，l+N_l)的相关。

如上所述，为了搜索所述f_l的未知的整数频率和所述T_sy的整数时间，为已修改的导频位置计算相关，即量度值。例如，如果接收OFDM帧在l＝1上开始，即在图2中T_sy＝1，在(-103，3)的时间频率位置上接收在(-103，2)发送的导频信元。为了解决这个问题，将参考导频模式向下移动y个符号，在此y＝1。在0和(N_sy-1)之间为y重复这一过程。在存在诸如f_l＝1个整数频率偏移的情况下，现在在(-102，2)上接收在时间频率位置(-103，2)上发送出的发送导频信元，并因而必须将参考导频模式移位x个频率位置，在此x＝1。用于x的值确定整数频率偏移的搜索范围，并且用于y的值确定用于整数时间偏移的搜索范围。组合用于x和y的所有可能组合的导频模式的修改，即确定接收导频模式REC-PP和参考导频模式REF-PP的所有可能布置，并计算相关，即计算每种布置的量度值，生成具有索引x和y的相关结果的阵列，即Λ(x，y)。使用x∈{-k_offset，…，0，…，+k_offset}和y∈{0，1，…，(N_sy-1)}，可以使用等式(3)计算相关结果的阵列，即不同的量度值Λ(x，y)：

$\mathrm{\Λ}(x,y)=\underset{\∀(k-x,(l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sy}})\∈\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}[R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·\exp (j\·2\mathrm{\π}\·(\∠\{P(k-x,(l+N_l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sy}})\}-\∠\{P(k-x,(l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{sy}})\left\}\right))]---\left(3\right)$

其中mod代表模运算。对于k的所有值即k和对于∈{0，1，…，(N_sy-1-N_l)}评价等式(3)。

现在，如结合argmax步骤S7所解释的，可以根据等式(2)计算用于整数频率偏移的估算值即最大整数偏移 和用于帧开始的估算值即最大整数时间偏移

应当提到：在此介绍的方法受益于如在数字无线电Modiale DRM中实现的增强导频，但是这并不是必需的。

为了防止误解，应当清楚在图3中在执行本发明的方法之前，尚未知道哪一些接收信元是接收导频信元REC-PC以及哪一些接收信元是接收数据信元REC-DC。然而，为了能够更好地解释本发明，在图3中，将某些接收信元图示为接收导频信元REC-DC，并将某些接收信元图示为接收数据信元REF-DC。

图4图示对于不同的信噪比SNR使用本发明实现的错误同步的比率和使用公开在2001年International OFDM-Workshop，Hamburg的Christian Hansen等人的“Frame and frequency synchronization forConcrete OFDM-Systems Based on Pilots with Pseudorandom Phase(基于带有伪随机相位的导频用于固定OFDM系统的帧和频率同步)”中的现有技术方法实现的错误同步的比率，即同步差错率。应当注意，图4并未图示误比特率。在图4中图示的错误同步的比率是模拟双路径瑞利衰落信道和具有下述参数的OFDM系统的结果。

DRM信道-4：

路径1：路径延迟τ₁＝0毫秒，增益＝1，多普勒扩展f_d，sp＝1Hz

路径2：路径延迟τ₂＝2毫秒，增益＝1，多普勒扩展f_d，sp＝1Hz

DRM模式B：

每OFDM符号的副载波数K＝206；

在频率方向上导频之间的距离N_k’＝6；

在时间方向上导频之间的距离N_l＝3；

OFDM帧长度N_sy＝15；

副载波间隔 $1/T_u=46\frac{7}{8}\mathrm{Hz}$

符号长度 $\mathrm{Ts}=26\frac{2}{3}\mathrm{ms}$

用于导频的增强因子A＝sqrt(2)

对于图4中的实验来说，根据DRM标准ETSI-ES 201980来选择导频的相位。

在图4中，现有技术方法的结果用小三角形表示，而本发明的方法的结果用小点表示。如从图4中可以看出的，对于用dB单位给出的所有的信噪比SNR，现有技术方法的错误同步的概率高于本发明的方法。这意味着本发明的后FFT同步的质量远高于现有技术的方法。

图4图示使用本发明实现的显著改进，其中错误同步的概率降低高达100的因子。换句话说，与现有技术的方法相比，使用本发明可以实现的错误同步比率比现有技术相比小了大约40-100倍。

下面的考虑可以说明在本发明和现有技术之间的不同性能。请注意，在下文中N_k’是上文中的预定导频信元频率距离，即在频率方向上相邻导频信元的距离。

对于图4的上面例子来说，即(N_k’＝6，τ₂＝2ms和 $1/T_u=46\frac{7}{8}\mathrm{Hz}$ )，可以如下计算一个可视为逆抽样因子的特征参数，其中执行沿频率方向的相关；对于现有技术的方法，

${\mathrm{\τ}}_{\max }\·1/T_u\·N_{k^{\′}}=2\mathrm{ms}\·46\frac{7}{8}\mathrm{Hz}\·6=\mathrm{0,5625}$

可以为上面例子的参数即(f_d，sp＝1Hz， $T_s=26\frac{2}{3}\mathrm{ms}$ 和N_l＝3)如下计算本发明的类似参数，从而沿着时间方向相关：

$f_{d,\mathrm{sp}}\·T_s\·N_l=1\mathrm{Hz}\·26\frac{2}{3}\mathrm{ms}\·3=\mathrm{0,08}$

如从信道估算理论(P.Hoeher，S.Kaiser，P.Robertson：“Two-Dimensional Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation byWiener Filtering(利用维纳滤波的两维导频符号协助信道估算)”，DLR Oberpfaffenhofen，1997年4月)获知的，这些值也应当完全低于1/2以对付信道引入的影响，否则性能降低。

这可以通过在时间方向上在上面的描述中索引1的信道传输函数的抽样满足纳奎斯特抽样理论来解释。另一方面，在一个符号内的导频可以仅代表信道传输函数的子抽样版本。

在已经如上所述地确定整数频率偏移和整数时间偏移之后，有可能确定在频域内的剩余分数频率误差。这个剩余分数频率误差可能是因为在预处理步骤S2内不准确的分数频率偏移确定而产生的。换句话说，使用在下文中介绍的方法，有可能精确地确定剩余分数频率误差，并因而改善在时域内所述OFDM信号的频率偏移补偿。应当注意：不一定需要使用上面描述的方法来确定整数频率偏移和整数时间偏移。例如，可以使用如在2001年在International OFDM-Workshop，Hamburg，Christian Hansen等人的“ Frame and FreqencySynchronization for Concrete OFDM-System Based on Pilots withPseudorandom Phase(基于具有伪随机相位的导频的用于固定OFDM系统的帧和频率同步)”中公开的任何现有技术不同地确定整数频率偏移和整数时间偏移。

图5图示用于确定剩余分数频率误差 的主要步骤。在接收步骤T1中，在时域内接收OFDM信号。随后，继之以预处理步骤T2，其中执行与如上所述在预处理步骤S2内相同的步骤。随后，在参考导频模式生成步骤T3中，确定参考导频模式REF-PP。在这个参考导频模式生成步骤T3之后，继之以第二接收步骤T5，其中接收整数频率偏移

和整数时间偏移

应当注意：也可以如上面所解释来计算整数频率偏移 和整数时间偏移 然而，在这个实施例中，接收和因而不同地确定整数频率偏移 和整数时间偏移

随后继之以第二计算步骤T7，其中计算量度值Λ_f。使用上面的等式(3)计算Λ_f，其中 $x={\hat{f}}_l$ 和 $y={\hat{T}}_{\mathrm{sy}},$ 即 ${\mathrm{\Λ}}_f=\mathrm{\Λ}(x={\hat{f}}_l,y={\hat{T}}_{\mathrm{sy}}).$

这意味着使用对应于在参考导频模式REF-PP和接收导频模式REC-PP之间的整数频率偏移 和整数时间偏移

的给定布置XY，并为该布置计算量度值Λ。

随后，在第三计算步骤T9中，根据在第二计算步骤T7中计算的量度值Λ_f计算剩余分数频率误差

随后继之以修改步骤T10，其中使用剩余分数频率误差 在时域内修改频率偏移补偿。这意味着，使用剩余分数频率误差

改善时域内的频率偏移补偿。应当注意在时域内频率偏移补偿的修改涉及在预处理步骤T2内执行的预处理。在图5中未图示的不同实施例中，还有可能使用在预处理步骤T2内的剩余分数频率误差

即修改步骤T10被包含在预处理步骤T2内。以这种方式实现闭环，其中在OFDM信号的解码期间可以修改频率偏移补偿。

应当清楚地理解：可以独立于上面解释的确定整数频率偏移 和整数时间偏移 的方法来执行所描述的用于确定剩余分数频率偏移 的方法。

在下文中，解释如何根据接收整数频率偏移 和接收整数时间偏移

以及量度值Λ_f来计算剩余分数频率误差

在下文中描述在频域内整数频率偏移f_l的影响。

如果存在频率偏移f_off＝1/T_u，这等于f_l＝1的整数频率偏移。这意味着以一个副载波间隔1/T_u移动频率。在时域内，标准化为1/T_u的整数频率偏移f_l生成稳定增长相位

它导致在OFDM符号的有用部分T_u的长度上：

该有用部分T_u在图5中图示。在两个连续的符号之间即在用于一个OFDM符号T_s的传输时间之后，相位差是：

至于等式(6)，应当注意到_off，u是2π的多倍，并因此不可见。

在下文中，解释剩余分数频率误差f_f在频域内的影响。在存在剩余分数频率误差f_f的情况下，两个连续的OFDM符号之间的偏移变成：

_off，f(T_s)＝2π·f_f·T_s                     (7)

应当注意到以赫兹为单位给出剩余部分频率误差f_f

在下文中，解释如何能够借助于等式(6)和等式(7)计算剩余分数频率误差。

可以使用增益导频相关的角度来估算剩余分数频率偏移

和多普勒偏移。如果不存在剩余分数频率误差，则相关结果即量度值Λ_f是实值。然而，如果存在剩余分数频率误差，则量度值Λ_f变成复数。使用量度值Λ_f，它是在所有的增益导频即在所有导频、接收整数频率偏移和接收整数时间偏移 上的相关，即所确定的帧起点，可以使用下面的等式来计算用于剩余分数频率误差 的估算值：

${\hat{f}}_f=\frac{-1}{T_s\·N_l\·2\mathrm{\π}}\·\∠({\mathrm{\Λ}}_f\·e^{j\·2\mathrm{\π}\·{\hat{f}}_l\·N_l\·T_s/T_u})---\left(8\right)$

为了更好地理解等式(8)，应当注意等式(6)产生下面用于通过N_l离散时间步骤分开的OFDM符号的等式：

此外，在间隔开N_l个离散时间步骤的OFDM符号的情况下，等式(7)可以被写为：

_off，f(N_l·T_s)＝2π·f_f·N_l·T_s                (10)

通过相加等式(9)和等式(10)得出总的相位偏移_off，total：

可通过与接收整数频率偏移

的指数相乘来计算在Λ_f内包含的整数频率偏移f_l的相位误差，这根据剩余分数频率误差f_f生成相位偏移的负值：

求解等式(12)和等式(10)得到用于计算剩余分数频率误差

的等式(8)。

注意到等式(12)内的-_off，f的负号因为使用等式(1)和等式(3)内的共扼复值R*而产生。根据等式(1)和等式(3)，还可以注意到因为间隔N_l个信元的两个相邻导频信元之间的相位差引起_off，f。

图6图示在时域内具有时间长度T_s并包括保护间隔T_g和有用部分T_u的OFDM符号。

参考符号：

∠{z}             复数z的角度，即幅角

f_l               整数频率偏移

               最大/接收整数频率偏移

k                 频率索引

l                 时间索引

N_k’                           预定的导频信元频率距离

N_l               预定的导频信元时间差值

N_sy              在一个OFDM帧内OFDM符号的数量

REC-DC            接收数据信元

REC-PC            接收导频信元

REC-PP            接收导频模式

REF-PC-PAIR       参考导频信元对

REF-PP            参考导频模式

S1，T1            接收步骤

S2，T2            预处理步骤

S3，T3            参考导频模式生成步骤

S4                布置生成步骤

S5                第一计算步骤

T5                第二接收步骤

S6                循环退出步骤

S7                  argmax步骤

S8                  补偿步骤

T7                  第二计算步骤

T9                  第三计算步骤

T10                 修改步骤

S-PP                发送导频模式

                最大整数时间偏移

T_sy                整数时间偏移

X                   在频率方向上在REC-PP和REF-PP之间的偏移

XY                  接收/参考导频模式的布置

y                   在时间方向上在REC-PP和REF-PP之间的偏移

Λ(x，y)            用于一个布置的量度值

Claims (27)

1.用于处理OFDM(正交频分多路复用)信号的一种方法，包括下述步骤：

-接收(S1)包括接收信元(REC-PC，REC-DC)的OFDM信号，每个接收信元(REC-PC，REC-DC)对应于离散频率(k)和离散时间(l)，其中每个所述接收信元(REC-PC，REC-DC)是接收的导频信元(REC-PC)或接收的数据信元(REC-DC)，所述接收的导频信元(REC-PC)对应于OFDM帧的接收导频模式(REC-PP)，

-提供和/或生成(S3)参考导频信元(REF-PC)的参考导频模式(REF-PP)，每个参考导频信元(REF-PC)对应于离散频率(k)和离散时间(l)，

-生成(S4)在所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的至少一种布置(XY)，每种布置(XY)对应于在所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的整数频率偏移(f_l)和整数时间偏移(T_sy)，

-为所述至少一种布置(XY)之中的每种布置计算(S5)量度值(Λ)，

-确定所述量度值(Λ)的最大值和相应的最大布置，

-确定(S7)对应于最大布置的整数频率偏移和整数时间偏移的最大整数频率偏移

和最大整数时间偏移

-将所述最大整数频率偏移

和/或所述最大整数时间偏移用于所述OFDM信号的频率偏移补偿和/或时间偏移补偿(S8)，

-其中所述量度值(Λ)的计算以参考导频信元(REF-PC)的组(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))的评价为基础并以与所述离散频率(k)和所述离散时间(l)相关的相应接收信元(REC-PC，REC-DC)的信号(R(k，l)，R(k，l+N_l))为基础，其中所述组(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))中的至少两个成员对应于同一离散频率(k)和不同离散时间(l)。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于：

-计算剩余分数频率误差

-所述剩余分数频率误差

的计算(T9)基于所述量度值(Λ)。

3.根据权利要求2的方法，其特征在于，将所述剩余分数频率误差 用于时域(T2，T10)内频率偏移补偿的修改。

4.根据权利要求2或3的方法，其特征在于，所述剩余分数频率误差 的所述计算基于下式：

${\hat{f}}_f=\frac{-1}{T_s\·N_l\·2\mathrm{\π}}\·\∠\{\mathrm{\Λ}\·e^{+j\·2\mathrm{\π}\·{\hat{f}}_l\·N_l\·T_g/T_u}\}$

-其中：

Λ代表所述量度值；

T_s代表OFDM符号的时间长度；

N_l代表预定导频信元时间差值，这是在时间方向上在所述参考导频模式的两个相邻参考导频信元之间的时间距离；

代表所述整数频率偏移；

T_g代表所述OFDM符号的保护间隔的时间长度；

T_u代表所述OFDM符号的有用部分的时间长度；和

∠{z}代表复数z的幅角，即角度。

5.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述组是参考导频信元(REF-PC)的对(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))，所述对(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))的成员对应于相同的离散频率(k)和不同的离散时间(l)。

6.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述对(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))的所述第一和第二成员在每种情况下利用预定的导频信元时间距离(N_l)在时间上分隔开。

7.用于处理OFDM(正交频分多路复用)信号的一种方法，包括下述步骤：

-接收(T1)包括接收信元(REC-PC，REC-DC)的OFDM信号，每个接收信元(REC-PC，REC-DC)对应于离散频率(k)和离散时间(l)，其中每个所述接收信元(REC-PC，REC-DC)是接收的导频信元(REC-PC)或接收的数据信元(REC-DC)，所述接收的导频信元(REC-PC)对应于OFDM帧的接收导频模式(REC-PP)，

-提供和/或生成(T3)参考导频信元(REF-PC)的参考导频模式(REF-PP)，每个参考导频信元(REF-PC)对应于离散频率(k)和离散时间(l)，

-接收、提供和/或计算整数频率偏移

和整数时间偏移

-接收、提供和/或计算基于所述接收的导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)的量度值(Λ)，该量度值(Λ)取决于所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的所述整数频率偏移 和所述整数时间偏移

-计算剩余分数频率误差

-其中所述剩余分数频率误差 的计算以所述量度值(Λ)为基础。

8.根据权利要求7的方法，其特征在于，将所述剩余分数频率误差

用于在时域(T2，T10)内频率偏移补偿的修改。

9.根据权利要求7或8的方法，其特征在于，所述剩余分数频率误差 的所述计算基于下式：

${\hat{f}}_f=\frac{-1}{T_s\·N_l\·2\mathrm{\π}}\·\∠\{\mathrm{\Λ}\·e^{+j\·2\mathrm{\π}\·{\hat{f}}_l\·N_l\·T_g/T_u}\}$

-其中：

Λ代表所述量度值；

T_s代表OFDM符号的时间长度；

N_l代表预定导频信元时间差值，这是在时间方向上在所述参考导频模式的两个相邻参考导频信元之间的时间距离；

代表所述整数频率偏移；

T_g代表所述OFDM符号的保护间隔的时间长度；

T_u代表所述OFDM符号的有用部分的时间长度；和

∠{z}代表复数z的幅角，即角度。

10.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述量度值(Λ)的所述计算(S5，T5)基于相关技术。

11.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述量度值(Λ)的所述计算(S5，T5)基于所述接收信元(REC-PC，REC-DC)的相应信号(R(k，l))和/或其共轭复值(R*(k，l+N_l))的乘积。

12.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述量度值(Λ)的所述计算(S5，T5)基于所述组(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))的参考导频信元(REF-PC)的相位差的指数值的乘积。

13.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述量度值(Λ)的所述计算(S5，T5)基于在所述参考导频模式(REF-PP)内的参考导频信元(REF-PC)的至少两组(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))上的求和处理。

14.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述量度值(Λ)的所述计算(S5，T5)基于在所述参考导频模式(REF-PP)内的选择组的参考导频信元(REF-PP)上的求和处理，所述组是根据选择标准选择的。

15.根据权利要求14的方法，其特征在于，所述选择标准确保仅仅选择包含所述参考导频模式(REF-PP)的参考导频信元(REF-PP)的组，所述参考导频信元(REF-PC)对应于在某个离散时间(l)之前已接收到的接收信元(REC-PC，REC-DC)。

16.根据权利要求14或15的方法，其特征在于，所述选择标准确保仅选择包含所述参考导频模式(REF-PP)的参考导频信元(REF-PC)的组，所述参考导频信元(REF-PC)对应于与其上的传输信道具有好的传输特性的离散频率相对应的接收信元(REC-PC，REC-DC)。

17.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述量度值(Λ)的所述计算(S5，T5)基于在所述参考导频模式(REF-PP)内参考导频信元(REF-PC)的所有组上，具体地在所有对(REF-PC-PAIR(P，(k，l)；P(k，l+N_l)))上的求和处理。

18.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，使用下式来计算(S5，T5)所述量度值：

$\mathrm{\Λ}=\underset{\∀(k,l)=\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·\exp (j\·2\mathrm{\π}\·(\∠\{P(k,l+N_l)\}-\∠\{P(k,l)\left\}\right))$

-其中：

R(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的接收信元的信号；

R^*(k，l+N_l)代表对应于在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的接收信元的信号的共轭复合信号；

P(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的参考导频信元的信号；

P(k，l+N_l)代表在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的参考导频信元的信号；

Γ是所述参考导频模式的所有离散频率和所有离散时间的成对(k，l)的集合；

∠{z}代表复数z的角度；和

N_l代表预定导频信元时间差值。

19.根据权利要求1-17之中任何一项权利要求的方法，其特征在于，使用下式来计算(S5，T5)所述量度值：

$\mathrm{\Λ}(x,y)=\underset{\∀(k-x(t-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{xy}})=\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Σ}}[R(k,l)\·R^{*}(k,l+N_l)\·\exp (j\·2\mathrm{\π}\·(\∠\{P(k-x),(l+N_l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{xy}})\}-\∠\left\{P(k-x(l-y)\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{xy}})\right\})]$

-其中：

R(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的接收信元的信号；

R^*(k，l+N_l)代表对应于在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的接收信元的信号的共轭复合信号；

P(k，l)代表在离散频率k和离散时间l上的参考导频信元的信号；

P(k，l+N_l)代表在离散频率k和离散时间(l+N_l)上的参考导频信元的信号；

Γ是所述参考导频模式的所有离散频率和所有离散时间的成对(k，l)的集合；

∠{z}代表复数z的角度；

N_l代表预定导频信元时间差值；

x代表在所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的所述整数频率偏移；

y代表在所述接收导频模式(REC-PP)和所述参考导频模式(REF-PP)之间的所述整数时间偏移；和

mod代表模运算符。

20.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，对所述接收OFDM信号实施预处理方法，其中确定分数频率偏移和分数时间偏移。

21.根据权利要求20的方法，其特征在于，所述预处理方法(S2)基于时域内所述接收OFDM信号的自相关。

22.根据任何一项前面权利要求的方法，其特征在于，所述接收导频信元(REC-PC)对应于增强的导频信元。

23.一种接收机，能够执行或实现根据权利要求1-22之中任何一项权利要求的用于处理OFDM信号的方法和/或其中步骤，具体而言，该接收机根据数字无线电Mondiale(DRM)标准、数字视频广播陆地(DVB-T)标准、综合业务数字广播陆地(ISDB-T)标准和/或其它标准。

24.一种信号处理系统，能够执行或实现根据权利要求1-22之中任何一项权利要求的用于处理OFDM信号的方法和/或其中步骤。

25.根据权利要求24的信号处理系统，包括或基于专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等等。

26.一种计算机程序产品，包括计算机程序装置，适合于当在计算机、数字信号处理装置和/或其它装置上执行时执行和/或实现根据权利要求1-22之中任何一项权利要求的用于处理OFDM信号的方法和/或其中步骤。

27.一种计算机可读存储媒体，包括根据权利要求26的计算机程序产品。

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