JP2005065299A - 直交周波数分割多重信号の処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＯＦＤＭ信号の復号時に、フレーム及び周波数の同期が必要である。本発明は、従来技術に比較して極めて低い誤り率を導く高精度のフレーム及び周波数同期を可能にする。
【解決手段】 ＯＦＤＭ信号を処理する本発明の方法は基準パイロットパターンと受信された受信パイロットパターン間のそれぞれの配列に対するメトリック値（Λ）の最大値を決定するステップと、それぞれの最大化配列を決定し、ＯＦＤＭ信号のフレーム同期及び／又は周波数同期化（Ｓ８）のための最大整数周波数オフセット（ｆ_Ｉ＾）及び最大時間オフセット（Ｔ_ｓｙ＾）を決定するステップ（Ｓ７）とからなり、メトリック値（Λ）の計算は基準パイロットセルの対（Ｐ，（ｋ，ｌ）；Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_Ｉ））の評価に基づき、対（Ｐ，（ｋ，ｌ）；Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_Ｉ））の構成要素は同じ個別の周波数（ｋ）と異なる個別の時間（ｌ）とに対応し、且つ個別の周波数（ｋ）及び個別の時間（ｌ）に関し対応する受信セルの信号（Ｒ（ｋ，ｌ），Ｒ（ｋ，１＋Ｎ_ｌ））とに基づくことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭと略す）信号の処理方法に関する。

ＯＦＤＭ技術は、多数伝送経路障害に対処する効率的な伝送技術である。ガードインターバルをＯＦＤＭシンボル間に挿入することにより、符号間干渉（inter symbol interference：ＩＳＩ）が軽減できる。とはいえ、過酷な伝送経路内でＯＦＤＭシステムの良好な性能を発揮させるためには、しっかりした時間及び周波数同期が必要になる。多くのＯＦＤＭシステムに対する伝送は、幾つかのＯＦＤＭシンボルからなるＯＦＤＭフレームで構成される。したがって、しっかりしたＯＦＤＭフレーム同期方法も必要になる。

ガードインターバルあるいはその一部とＯＦＤＭシンボルの最後のそれらに対応する部分との相関を計算することにより、微小時間オフセットが判定できる。同じ方法を使って、微小周波数オフセットの推定値が計算できる。微小時間オフセットと微小周波数オフセットの判定後に高速フーリエ変換（以下ＦＦＴと略す）ウィンドが決められ、ＦＦＴを実行する。ＦＦＴの結果は受信セルである（以下を参照）。しかし、この前処理法の後で、複数の多重副搬送波間隔の粗い周波数オフセット及び１伝送フレームすなわち１ＯＦＤＭフレームの始まりを判定する必要がある。多重副搬送波間隔における粗い周波数オフセットは整数周波数オフセットと呼ぶこともでき、その整数周波数オフセットの用語はＯＦＤＭシンボルの時間単位における時間オフセットを記述するために使うことができる。

整数周波数オフセット及び整数時間オフセットが決定された後、ＯＦＤＭ信号の周波数オフセット補償及び時間オフセット補償が実行される。

整数周波数オフセット及び整数時間オフセットの判定誤差率は、ＯＦＤＭ受信機の性能、すなわちＯＦＤＭ受信機の同期信頼性に強い影響を与える。

本発明の基本的な目的は、ＯＦＤＭ受信機の同期性能を改善するＯＦＤＭ信号処理方法を提供することである。

この目的を達成するために、本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の処理方法を提供する。更に、それぞれ定義された受信機、信号処理システム、計算機プログラム製品、及び計算機読取可能な記憶媒体を提供する。その他の特徴及び好ましい実施態様は、それぞれの特許請求項及び／又は以下の記述においてそれぞれ定義される。

本発明におけるＯＦＤＭ信号の処理方法は、受信セルのそれぞれは受信パイロットセルあるいは受信データセルであって、受信パイロットセルはＯＦＤＭフレームの受信パイロットパターンに対応し、それぞれが個別の周波数及び個別の時間に対応する受信セルからなるＯＦＤＭ信号を受信する受信ステップと、それぞれが個別の周波数及び個別の時間に対応する基準パイロットセルの基準パイロットパターンを提供及び／又は生成するステップと、各配列が受信パイロットパターンと基準パイロットパターン間の整数周波数オフセットすなわち仮の整数周波数オフセットと、整数時間オフセットすなわち仮の整数時間オフセットに対応し、受信パイロットパターンと基準パイロットパターン間の少なくとも１つの配列を生成するステップと、少なくとも１つ以上の配列の各配列に対するメトリック値を計算するステップと、メトリック値の最大値とそれぞれの最大化配列を決定するステップと、その最大化配列の整数周波数オフセットと整数時間オフセットに対応する最大整数周波数オフセット及び最大整数時間オフセットとを決定するステップと、ＯＦＤＭ信号の周波数オフセット補償及び／又は時間オフセット補償のために最大整数周波数オフセット及び／又は最大整数時間オフセットを使用するステップとを有する。メトリック値の計算は、基準パイロット集合の少なくとも２つの構成要素が同じ個別の周波数且つ異なる個別の時間に対応するパイロットセル集合の評価に基づくとともに、個別の周波数及び個別の時間に関して対応する受信セルの信号に基づくものである。ここで、ＯＦＤＭ信号は時間領域において受信されるものとする。次に、Ａ／Ｄ変換器によって、受信ＯＦＤＭ信号からサンプルを生成する。その後、ＯＦＤＭ信号に含まれたガードインターバル又はその一部の時間領域における相関を調べ、微小時間オフセット及び微小周波数オフセットが判定される。次に、その判定された微小周波数オフセットに基づき、その微小周波数オフセットの補正がなされる。すなわち、時間領域における周波数オフセット補償が行われる。次に、その判定された微小時間オフセットを用いて高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ウィンドウを配置し、ＦＦＴを実行する。ＦＦＴの結果は受信セルである。

ＯＦＤＭフレームの受信パイロットパターンは、送信されたＯＦＤＭフレームの送信パイロットパターンに対応する。これは、その送信パイロットパターンがＯＦＤＭ信号を送信した送信側で生成されたことを意味する。したがって、送信ＯＦＤＭフレームの送信されたパイロットパターンのパイロットセルは、例えば振幅や位相に関して予め決められた所定の特徴的な特性を持つ。送信されたパイロットセルの位相は、擬似ランダムに分布し、その位相及び／又は振幅は、１ＯＦＤＭフレーム終了毎に繰り返す。したがって、そのパイロットセルは、ＯＦＤＭフレームの長さの周期を持つ。基準セル又はパイロットとも呼ばれるそのパイロットセルは、時間周波数パターン全体に分散されて、受信側により伝送経路の応答を推定するために使用される。これは、コヒーレントＯＦＤＭ系の場合、すなわちコヒーレント復調が行われる場合には、パイロットセルは既にＯＦＤＭ信号に含まれているので、本発明では追加費用が発生しないことを意味する。パイロットパターンに関しては、パイロットパターン内でパイロットセルは、所定のパイロットセル周波数間隔と所定のパイロットセル時間間隔を持って発生するものとする。所定のパイロットセル周波数間隔とは、１つのＯＦＤＭシンボル内の２つの隣接する、すなわち２つの連続するパイロットセルの周波数方向における間隔である。所定のパイロットセル時間間隔とは、異なるＯＦＤＭシンボル内であるが同じ周波数である２つの隣接する、すなわち２つの連続するパイロットセル間の時間方向における間隔である。特に規定しない限り、周波数はここでは常に個別の周波数であり、時間は常に個別の時間であるものとする。したがって、ある与えられた周波数及びある与えられた時間は、データセル又はパイロットセルであり得るセルの時間周波数パターンにおける１つのセルの位置を決定する。

上述の定義した方法に関しては、受信パイロットパターンと基準パイロットパターン間の１つの配列の生成は、受信パイロットパターンと基準パイロットパターン間における相対的なシフトとも見なせることに留意すべきである。したがって、基準パイロットパターンは、送信されたパイロットパターンに対応する。そのＯＦＤＭ信号の受信側は、基準パイロットパターンを発生するための全ての関連データが送信されたパイロットパターンと同じであることを承知している。相対的なシフトとは、受信パイロットパターンがシフトされているか、あるいは基準パイロットパターンがシフトされているかを意味する。基準パイロットパターンは、受信セル上を移行するステンシルであると見なしてもよい。ある与えられた配列において、基準パイロットパターンのパイロットセルが、受信データセルと重なる、すなわち一緒になる、すなわち同じ時間周波数値を有することは可能である。送信されたパイロットパターンと基準パイロットパターンとは同じであるから、この場合、基準パイロットパターンの全てのパイロットセルは受信データセルと重なる。ところで、それはシフト中において、すなわち１つの配列内で基準パイロットパターンの１パイロットセルが１受信パイロットセルと一致する、すなわち重なることでもある。この場合、基準パイロットパターンの全てのパイロットセルは受信パイロットセルと重なる。

好ましくは、本発明のＯＦＤＭ信号の処理方法の範囲において、残余の微小周波数誤差が計算される。したがって、残余の微小周波数誤差の計算は、メトリック値に基づいて行われる。メトリック値の計算は基準パイロットセルの集合とそれに対応する受信セルの信号とに基づくので、残余の微小周波数誤差は極めて正確に計算できる。これは、主としてメトリック値が１つ以上のパイロットセルに依存するという事実による。言い換えれば、残余の微小周波数誤差の推定、すなわち計算は、その計算が複数のパイロットセルに基づくために、より正確になる。

更に、残余の微小周波数誤差は時間領域における周波数オフセット補償の調整に用いることができる。

残余の微小周波数誤差及び／又は整数周波数オフセットがゼロでない場合には、メトリック値は複素数になることにも注意すべきである。言い換えれば、メトリック値が複素数の場合、残余の微小周波数誤差は、メトリック値の位相情報を用いて評価できる。

好ましい実施態様において、残余の微小周波数誤差の計算は、以下の式に基づいて行われる。

ここで、Λはメトリック値を表し、Ｔ_ｓはＯＦＤＭシンボルの時間長を表し、Ｎ_ｌは所定のパイロットセルの時間差を指すが、これは基準パイロットパターンの時間方向における２つの隣接する基準パイロットセル間の時間間隔を表す。ｆ_Ｉ＾（＾はｆ_Ｉのハットを表す）は整数周波数オフセットを表す。Ｔ_ｇはＯＦＤＭ信号のガードインターバルの時間長を指す。Ｔ_ｕはＯＦＤＭ信号の有効部分の時間長を指す。∠｛ｚ｝は複素数ｚの角度を指す。

好ましくは、集合は基準パイロットセルの対集合であり、対の要素は同じ個別の周波数且つ異なる個別の時間に対応する。言い換えれば、１つの集合は、好ましくは基準パイロットパターンの２つの基準パイロットセルを含み、その２つの基準パイロットセルは同じ個別の周波数と異なる個別の時間とに対応する。

好ましくは、対のその第１及び第２の構成要素は、いずれの場合にも、所定のパイロットセル時間間隔で分離されている。言い換えれば、一対の基準パイロットセルは、基準パイロットパターン内の時間方向において隣接する、すなわち連続する２つのパイロットセルに対応する。

上述のように、メトリック値の計算は、好ましくは対の基準パイロットセルの評価とそれに対応する受信セルの信号とに基づいて行われる。これは、メトリック値の計算に際し、基準パイロットパターンの２つの基準パイロットセルとそれに対応する受信セルの信号とが（この信号は１つの配列内でシフト時にその基準パイロットセルと一致する）使用されることを意味する。２つの選択された基準パイロットセル、すなわち一対の基準パイロットセルは、同じ周波数と異なる時間とに対応する。メトリック値の計算が相関に基づくものとすれば（以下の説明を参照）、本発明の技術的な思想は、受信信号と、時間方向における既知のパイロット振幅及び位相との相関関係として説明できる。時間方向におけるチャンネルの変動、例えばパイロットセルの間隔に関するＤＲＭにおけるチャンネルの変動は、一般に周波数方向におけるチャンネルの変動に比べ非常に小さいので、時間方向における相関の方がはるかにしっかりした結果が得られる。後述のように、同期誤りの確率は、耐フェージング伝送経路上を信号が伝送されるとき、１００倍もの率で減少する。

本発明は、更にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の第２の処理方法を提供する。その方法は、ＯＦＤＭ信号を受信するステップ、すなわちそれぞれが個別の周波数及び個別の時間に対応する受信セルからなる伝送されたＯＦＤＭ信号を受信するステップ（ここで、受信セルのそれぞれは受信パイロットセル又は受信データセルであり、受信パイロットセルはまたＯＦＤＭフレームの受信パイロットパターンに対応する基準セル又はパイロットとも呼ばれる）と、個別の周波数及び個別の時間に対応する基準パイロットセルの基準パイロットパターンを提供及び／又は生成するステップと、整数周波数オフセット及び整数時間オフセットを受信、提供及び／又は計算するステップと、受信パイロットパターン及び基準パイロットパターンに基づき、メトリック値を受信、提供及び／又は計算するステップ（ここで、メトリック値は受信パイロットパターンと基準パイロットパターン間の整数周波数オフセット及び整数時間オフセットとに依存する）と、残余の微小周波数誤差を計算するステップとを有する。微小周波数誤差の計算は、メトリック値に基づくものである。この第２のＯＦＤＭ信号の処理方法に関して、メトリック値は、複数の配列に対して計算する必要はない。その代わりに、整数周波数オフセット及び整数時間オフセットに対応する１つの配列に対してだけ計算される。この整数周波数オフセット及び整数時間オフセットは、上述の定義した第１のＯＦＤＭ信号の処理方法、あるいは他の従来技術の方法により計算してもよい。

第２のＯＦＤＭ信号の処理方法において、残余の微小周波数誤差は、上述のように時間領域における周波数オフセット補償の調整に用いられる。これは、残余微小周波数誤差が時間領域において、すなわちＦＦＴが実行される前に時間領域における周波数オフセット補償を改善するために使われることを意味する。

更に、第２のＯＦＤＭ信号の処理方法において、残余微小周波数誤差及び／又は整数周波数オフセットがゼロに等しくない場合には、メトリック値は好ましくは複素数である。言い換えれば、残余微小周波数誤差は、メトリック値の位相情報を使って推定される。

第２のＯＦＤＭ信号の処理方法の好ましい実施例において、残余の微小周波数誤差の計算は、次式に基づいて行われる。

ここで、Λはメトリック値を表し、Ｔ_ｓはＯＦＤＭシンボルの時間長を表し、Ｎ_ｌは所定のパイロットセル時間差を指すが、これは、基準パイロットパターンの時間方向における２つの隣接する基準パイロットセル間の時間間隔を表す。ｆ_Ｉ＾は整数周波数オフセットを表す。Ｔ_ｇはＯＦＤＭシンボルのガードインターバルの時間長を指す。Ｔ_ｕはＯＦＤＭシンボルの有効部分の時間長を指す。∠｛ｚ｝は複素数ｚの偏角、すなわち角度を表す。

好ましくは、メトリック値の計算は、相関法に基づいて行われる。したがって、その相関は、周波数領域において、受信セルについて、すなわち受信セルの対応する信号について、且つ基準パイロットセルに基づき実施される。

更に、メトリック値の計算は、受信セルの対応する信号及び／又はその共役複素数の積に基づいて行われる。共役複素数の使用はメトリック値の実数値を確定する。

また、メトリック値の計算は、グループの基準パイロットセル間の位相差の指数値乗積に基づくことができる。上述のように、好ましくは、グループは２つの基準パイロットセルからなり、メトリック値の計算は、これら２つの基準パイロットセル間の位相差の指数値乗積に基づいて行われる。

更に、メトリック値の計算は、好ましくは、基準パイロットパターン内の基準パイロットセルの少なくとも２つのグループを加算する処理に基づいて行われる。その計算が相関法に基づく場合、これは少なくとも２つの相関結果が加算されてメトリック値が得られることを意味する。

更に、メトリック値の計算は、基準パイロットパターン内で選択された基準パイロットセルのグループ（ある選択基準により選択されたグループ）の加算処理に基づいてもよい。

それにより、選択基準は、例えば、ある個別の時間前に受信されている受信セルに対応する基準パイロットパターンの基準パイロットセルを含むグループだけを確実に選択する。これは、完全な基準パイロットパターンに対応する相関全体を計算する必要があるのではなく、選択された相関だけを計算すればよいという利点がある。それにより、必要とされるメモリも少なくなり、更に完全なＯＦＤＭフレームの受信まで待つ必要がないので、ＯＦＤＭ信号の同期がより高速に実行することができる。言い換えれば、メトリック値の計算は、完全なＯＦＤＭフレームが受信される前に開始することができる。

また、選択基準は、伝送経路が良好な伝送特性を有する個別の周波数による受信セルに対応する、基準パイロットパターンの基準パイロットセルを含むグループだけが確実に選択できるようにする。それにより、受信ＯＦＤＭ信号は、この伝送経路上を伝送されたものである。この選択基準により、その相関は、伝送経路に例えばフェージングや他の歪のない周波数における受信信号に対してのみ計算される。伝送経路に例えばフェージングが存在するような周波数の判定は、乱数選択によりなされる。これは、基準パイロットパターンの基準パイロットセルの異なるグループを生み出す異なる選択基準をランダムに選択して、最良の結果をもたらす選択基準が選ばれることを意味する。これは、伝送経路にフェージングが存在しない周波数における受信信号に対応するグループだけが選ばれた場合に、最良の結果が得られるとの前提に基づくものである。異なる重み付け係数を使って、受信セルのその対応する信号の影響に重み付けすることも有効である。それにより、フェージングの存在しない周波数に対応する受信セルのその対応する信号及び／又はその共役複素数の値は、他のフェージングが多い周波数を有する受信セルの対応する信号及び／又はその共役複素数の値よりも高く重み付けされる。

更に、メトリック値の計算は、基準パイロットパターン内の基準パイロットセルの全てのグループに対する加算処理に基づいてもよい。したがって、基準パイロットセルのグループは、その基準パイロットパターン全体をシフトすることにより基準パイロットパターンの全てのパイロットセルを網羅する、基準パイロットパターンの部分集合であると見なすことができる。メトリック計算を相関に基づいて行うときは、基準パイロットパターン内の基準パイロットセルの全ての対集合に対する加算処理は、一対の基準パイロットセルと、対応する受信セル、すなわちその一対のパイロットセルの位置と一致する受信セルの信号との間の相関の全ての寄与分を加算することであると見なしてよい。

メトリック値は次式（１）を用いて計算できる。

ここで、Ｒ（ｋ，ｌ）は個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける受信セルの信号を表す。Ｒ^＊（ｋ，ｌ＋Ｎ_１）は個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における受信セルの信号を表す。すなわち、その受信セルの周波数は信号Ｒ（ｋ，ｌ）に対応する受信セルのそれと同じであるがその時間は信号Ｒ（ｋ，ｌ）に対応する受信セルに対するものとは異なる。Ｐ（ｋ，ｌ）は個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける基準パイロットセルの信号を表す。Ｐ（ｋ，１＋Ｎ_１）は個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における基準パイロットセルの信号を表す。すなわち、その基準パイロットセルの周波数は基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）のそれとは同じでその時間は基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）のそれとは異なる。Γは基準パイロットパターンの全ての個別の周波数及び全ての個別の時間の対（ｋ，ｌ）集合である。∠｛ｚ｝は複素数ｚの角を表す。Ｎ_１は所定のパイロットセル時間差を表す。

式（１）において、受信セルＲ（ｋ，ｌ）の信号は。同じ個別の周波数ｋ及び同じ個別の時間ｌにおける受信パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）信号と相関される。式（１）から分かるように、その計算は、一対の基準パイロットセル、すなわち基準パイロットパターン内の時間方向に隣接する基準パイロットセルＰ（ｋ，１＋Ｎ_１）及びＰ（ｋ，ｌ）に基づき行われる。式（１）は、好ましくはｋの全ての可能な値、すなわち∀ｋ及び時間ｌ、ｌ∈｛０，１，・・・…，（Ｎ_ｓｙ−１−Ｎ_１）｝に対して評価される。

メトリック値は、次式（３）を使って計算してもよい。

式（３）において、Ｒ（ｋ，ｌ）は個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける受信セルの信号を表す。Ｒ^＊（ｋ，ｌ＋Ｎ_１）は個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における受信セルの信号に対応する共役複素数信号を表す。Ｐ（ｋ，ｌ）は個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける基準パイロットセルの信号を表す。Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_１）は個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における基準パイロットセルの信号を表す。Γは基準パイロットパターンの全ての個別の周波数及び全ての個別の時間の対（ｋ，ｌ）集合である。∠｛ｚ｝は複素数ｚの角を表す。Ｎ_ｌは所定のパイロットセル時間差を表す。ｘは受信パイロットパターン（ＲＥＣ−ＰＰ）と基準パイロットパターン（ＲＥＦ−ＰＰ）との間の整数周波数オフセットを表す。ｙは受信パイロットパターン（ＲＥＣ−ＰＰ）と基準パイロットパターン（ＲＥＦ−ＰＰ）との間の整数時間オフセットを表す。「mod」はモジュロ演算を表す。

式（３）は、式（１）からあるいはその逆に導出できることに注目すべきである。受信パイロットパターンと基準パイロットパターンとの間に整数周波数オフセット及び整数時間オフセットが存在しなければ、すなわちΛ＝Λ（ｘ＝０，ｙ＝０）であれば、式（１）は式（３）と等しい。

好ましい実施例において、受信ＯＦＤＭ信号は、前処理法にかけられ、そこで微小部分の微小周波数オフセットと微小部分の微小時間オフセットとが決定される。これは、同期捕捉、すなわち上述の定義したステップを実行するＯＦＤＭ系の同期化は、次の２つの部分に分割できることを意味する。第１に、微小部分の副搬送波間隔における周波数オフセット、すなわち微小周波数オフセットと、微小部分のシンボルタイミングにおける時間オフセット、すなわち微小時間オフセットとが時間領域において、すなわち高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が実行される前に、推定される。その微小時間オフセット及び微小周波数オフセットは、時間領域における相関により決定される。微小時間オフセットは、ＦＦＴウィンドウを正しく位置づけるために用いられる。微小周波数オフセットは、時間領域における微小周波数オフセット補償に用いられる。次に、高速フーリエ変換を実施し、その結果が受信セルとなる。第２に、多重副搬送波間隔の周波数オフセット、すなわち整数周波数オフセットと、多重ＯＦＤＭシンボルのタイミングオフセット、すなわちＯＦＤＭフレーム開始を表す整数時間オフセットとが周波数領域において、すなわち後で推定される。

好ましくは、前処理法は、受信ＯＦＤＭ信号の時間領域における自己相関に基づいて行われる。それにより、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルが評価される。

好ましくは、受信パイロットセルは増幅されたパイロットセルに対応する。これは、増幅係数、例えば√２が用いられることを意味する。増幅係数の使用により、その増幅されたパイロットセルは、データセルに比較してより高いエネルギを持つことができる効果がある。これにより、整数時間オフセットと整数周波数オフセットの検出が改善されることになる。相関の結果は高い方の値を採用するからである。

本発明の受信機は、上述の定義したＯＦＤＭ信号の処理方法を実行又は実現することができる。その受信機は、例えばデジタルラジオモンディアル（Digital Radio Mondiale：ＤＲＭ）受信機、地上デジタルビデオ放送（ＤＶＢ−Ｔ）受信機、地上統合サービスデジタルビデオ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）受信機等であってもよい。言い換えれば、上述の定義したＯＦＤＭ信号の処理方法は、ＤＶＢ−Ｔ及び／又はＩＳＤＢ−Ｔにおいて有利に利用することができる。一般的に、上述の定義したＯＦＤＭ信号の処理方法は、全てのコヒーレントＯＦＤＭ系において使用することができる。

本発明の信号処理システムは、上述の定義のようなＯＦＤＭ信号処理方法を実行又は実現可能である。

本発明の信号処理システムは、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレー（ＦＰＧＡ）等に基づいてもよい。

本発明の計算機プログラム製品は、計算機、デジタルシグナルプロセッサ等で実行された場合に、上述の定義のＯＦＤＭ信号処理方法を実行、あるいは実現可能な計算機プログラム手段からなる。

本発明の計算機読取可能な記憶媒体は、上述の定義の計算機プログラム製品からなる。

本発明及びその詳細な特徴、効果を、例示的な実施例及び図面に基づき以下に説明する。

図１における受信ステップＳ１において、直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭと略す）信号が時間領域で受信される。続く前処理ステップ２において、ガードインターバルあるいはその一部と、ＯＦＤＭ信号に含まれるＯＦＤＭシンボルの最後のそれに対応する部分との相関が計算される。このようにして微小時間オフセットと微小周波数オフセットとが決定される。その微小周波数オフセットは、時間領域において、ＯＦＤＭ信号の微小周波数オフセットの補正、すなわち補償のために使われる。更に、前処理ステップＳ２において、決定された微小時間オフセットを使って高速フーリエ変換（以下ＦＦＴと略す）ウィンドウが配置され、ＦＦＴが行われる。そのＦＦＴの結果が受信セルであり、この受信セルは、受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣか、あるいは受信データセルＲＥＣ−ＤＣかである。この時点では未だ、どの受信セルが受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣであり、どの受信セルが受信データセルＲＥＣ−ＤＣであるかは不明である。

ところで、受信セル中には受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰが含まれていることに注目すべきである。

基準パイロットパターン生成ステップＳ３において、基準パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰが生成される。この基準パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰは、ＯＦＤＭ信号の送信機側により送信された送信パイロットパターンＳ−ＰＰに対応している。

次の配列生成ステップＳ４において、受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰ及び基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰの配列ＸＹが、受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰと基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰ間の周波数方向におけるオフセットｘと、且つ受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰと基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰ間の時間方向におけるオフセットｙとに対応して生成される。言い換えると、周波数時間位置ｘ，ｙは、受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰと基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰ間の周波数時間オフセットに対応する。１つの配列ｘ，ｙは仮の暫定位置と見ることもできる。

第１の計算ステップＳ５において、配列ＸＹに対するメトリック値Λ（ｘ，ｙ）が計算される。ループ出口ステップＳ６において、新たな配列ＸＹが生成されるかどうか、すなわち配列生成ステップＳ４と第１の計算ステップＳ５がある条件の下で繰り返されるかどうかが判定される。これは全ての位置（ｘ，ｙ）を選択することにより判定してもよい。ここで、ｘ∈｛−ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}，・・・，０，・・・，＋ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}｝及びｙ∈｛０，１，・・・，（Ｎ_ｓｙ−１）｝である。ｘが選択可能な値の範囲が、周波数オフセットの決定可能な範囲を決める。例えば、副搬送波間隔が５０Ｈｚに等しく、ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}＝５であれば、検出できる周波数オフセットの範囲は、すなわちまだ同期可能である範囲は、±２５０Ｈｚとなる。ここで留意すべき点は、この具体例においては、周波数オフセット範囲が対称であるということである。ところで、ｘに対しより一般的なサーチ範囲、例えばｘ∈｛０，・・・，＋ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}｝を使用することもできる。この場合、プラスの周波数オフセットだけが検出される。更にまた、例えばｘ∈｛−ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ１}，・・・，０，・・・，＋ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ２}｝、すなわち非対称のサーチ範囲を用いることもできる。

上記定義されたｘ及びｙの範囲からの全ての可能な組合せ（ｘ，ｙ）が処理されると、すなわち各配列に対するメトリック値Λ（ｘ，ｙ）が決定すると、配列生成ステップＳ４，第１の計算ステップＳ５及びループ出口ステップＳ６のループから抜ける。

ループ出口ステップＳ６の後、最大整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾（＾はｆ_Ｉのハットを表す）及び最大整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾がａｒｇｍａｘステップＳ７で決定される。このａｒｇｍａｘステップＳ７において、ｘ∈｛−ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}，・・・，０，・・・，＋ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}｝、ｙ∈｛０，１，・・・，（Ｎ_ｓｙ−１）｝に対する全てのメトリック値Λ（ｘ，ｙ）の最大値が決定される。これは、最大整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾及び最大整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾が次式（２）により決定されることを意味する。

補償ステップＳ８において、最大整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾及び最大整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾が受信ＯＦＤＭ信号の周波数及び時間オフセット補償に用いられる。

図２は、受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣにより組み立てられた、すなわち形成された受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰを表す。図２において、黒点は受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣを表す。また、図２は、小さい白丸として示される受信データセルＲＥＣ−ＤＣも示す。時間方向ｌにおける受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣは、次の時間方向の受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣに対し所定のパイロットセル時間差Ｎ_１を持つ。その所定のパイロットセル時間差Ｎ_１は、時間方向における基準セルの繰返し間隔とも呼ばれる。周波数方向における隣接する受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣ間の間隔は、所定のパイロットセル周波数間隔Ｎ_ｋである。すなわち、周波数方向における２つの隣接する受信パイロットセルの周波数方向の間隔は、所定のパイロットセル周波数間隔Ｎ_ｋに等しい。これは周波数方向における基準セルの繰返し間隔とも呼ばれる。ここで、基準セル、パイロットセル及びパイロットの用語は、同義に用いられるものとする。

図２は、Ｎ_ｓｙ個のＯＦＤＭシンボルからなる完全な受信ＯＦＤＭフレームを示す。受信ＯＦＤＭフレームは、伝送経路上を伝送されてきているので、伝送ＯＦＤＭフレームとも呼ばれる。図２の具体例においては、Ｎ_ｓｙ＝１５個のＯＦＤＭシンボルがあり、これらが図示されたＯＦＤＭフレームを形成する。パイロットセルの位相は、擬似ランダム的に分布されるが、その位相は１フレーム毎に再起する。すなわち、パイロットセルの位相及び振幅は、ＯＦＤＭフレームのシンボルの個数Ｎ_ｓｙ（ここではＮ_ｓｙ＝１５）の長さの周期を有する。

上述のように、本発明のＯＦＤＭ信号の処理方法の範囲においてメトリック値Λ（ｘ，ｙ）が計算される。データセル、すなわち受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣあるいは受信データセルＲＥＣ−ＤＣである受信セルが整数周波数オフセットなしで、すなわちｆ_ｌ＝０、且つ整数時間オフセットなしで、すなわちＴ_ｓｙ＝０で受信されると、メトリック値Λ（ｘ，ｙ）は次式で計算される。

ここで、この式（１）は、ｋの取り得る全ての値、すなわち∀ｋに対し、及びｌ∈｛０，１，・・・，（Ｎ_ｓｙ−１−Ｎ_ｌ）｝に対して計算される。

なお、式（１）は、本発明によるメトリック値Λ（ｘ，ｙ）を計算できる１つの可能性を示しているだけである。本発明の基本的な技術思想に基づく他の式の考案も当業者には容易に可能である。

本発明の類似のメトリック値Λ’が次式（ｌａ）により計算できる。

この式（ｌａ）は、本発明がパイロット間の相関、すなわち同じ周波数位置でＮ_ｌ時間間隔（ここではＮ_ｌ＝３）離れた異なるＯＦＤＭシンボルのパイロットセル間の相関に基づくことを意味する。

式（１）及び（１ａ）において、Ｒ（ｋ，ｌ）は、個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける受信セルの信号を表す。Ｒ^＊（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ）は、個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_ｌ）における受信セルの共役複素数を表す。すなわち、その受信セルの周波数は、信号Ｒ（ｋ，ｌ）に対応する受信セルの周波数と同じであり、その受信セルの時間は、信号Ｒ（ｋ，ｌ）に対応する時間とは異なる時間である。Ｐ（ｋ，ｌ）は、個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける基準パイロットセルの信号を表す。Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ）は、個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_ｌ）における基準パイロットセルの信号を表す。すなわち、その基準パイロットセルの周波数は、基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）の周波数と同じであり、その基準パイロットセルの時間は、基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）の時間とは異なる。Γは、基準パイロットパターンの全ての個別の周波数及び全ての個別の時間の対（ｋ，ｌ）の集合である。∠｛ｚ｝は偏角、すなわち複素数ｚの角度を表す。Ｎ_ｌは所定のパイロットセル時間差を表す。なお、Ｎ_ｌは無次元の整数である。

図３は、本発明の重要な特徴をより明確に理解するための図である。図３は、２つの基準パイロットセルＲＥＦ−ＰＣ、すなわち同じ周波数ｋで異なる時間ｌ、（ｌ＋Ｎ_ｌ）に配置された基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）、Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ）、すなわち異なるＯＦＤＭシンボルに属するこれら２つのパイロットセルを含む一対の基準パイロットセルＲＥＦ−ＰＣ−ＰＡＩＲ（Ｐ（ｋ，ｌ）；Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ））を示す。図３は、またこれら受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣに対応する受信セルＲ（ｋ，ｌ）及び受信セルＲ（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ）を示す。なお、ここでは説明を簡単にするために受信セルと受信セル信号とを区別しない、すなわちこの２つの用語は同義に使われる。

式（１）の加数は、図３に示す受信セルＲ（ｋ，ｌ）、受信セルＲ（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ）、基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ）及び基準パイロットセルＰ（ｋ，ｌ＋Ｎ_ｌ）の相関に対応する。

上述のように、未知のｆ_ｌの整数周波数及びＴ_ｓｙの整数時間をサーチするために、変更されるパイロット位置に対する相関、すなわちメトリック値が計算される。例えば、受信ＯＦＤＭフレームがｌ＝１で、すなわち図２においてＴ_ｓｙ＝１で始まり、時間周波数位置（−１０３，２）で送信されたパイロットセルが時間周波数位置（−１０３，３）で受信されるとする。これに対処するため、基準パイロットパターンは、ｙシンボルだけ（ここでｙ＝１）下にシフトされる。これは、ｙに対し、０と（Ｎ_ｓｙ−ｌ）間繰り返される。例えばｆ_ｌ＝１の整数周波数オフセットが存在すれば、時間周波数位置（−１０３，２）で送信された送信パイロットセルは、今度は（−１０２，２）で受信される。したがって、基準パイロットパターンは、周波数位置ｘ、ここでｘ＝１だけシフトされなければならない。ｘに使用された値が整数周波数オフセットのサーチ範囲を決定し、ｙに使用された値が整数時間オフセットのサーチ範囲を決定する。ｘ及びｙの全ての可能な組合せに対するパイロットパターン変更の組合せ、すなわち受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰと基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰの全ての可能な配列の決定、及びその相関の計算、すなわち各配列に対するメトリック値の計算により、指標ｘ及びｙを有する相関結果の配列、すなわちメトリック値Λ（ｘ，ｙ）が生成される。ｘ｛−ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}，・・・，０，・・・，＋ｋ_{ｏｆｆｓｅｔ}｝及びｙ∈｛０，１，・・・，（Ｎ_ｓｙ−ｌ）｝を持つ相関結果の配列、すなわち異なるメトリック値Λ（ｘ，ｙ）は、次式（３）で計算できる。

ここで、「mod」はモジュロ演算を表す。式（３）は全てのｋの値、すなわち∀ｋに対して、及びｌ∈｛０，１，・・・，（Ｎ_ｓｙ−ｌ−Ｎ_ｌ）｝に対して推定される。

ここで、整数周波数オフセットに対する推定値、すなわち最大整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾、及びフレーム開始の推定値、すなわち最大整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾は、ａｒｇｍａｘステップＳ７に関連して説明した式（２）により計算することができる。

ここに提案した方法では、例えばデジタルラジオモンディアル（Digital Radio Mondiale）ＤＲＭにおいて実現されるような増幅パイロット（boosted pilot）を利用していることを付け加える。但し、これが必要とは限らない。

誤解を避けるために、図３において明確にすべき点は、本発明の方法を実行する前には、どの受信セルが受信パイロットセルＲＥＣ−ＰＣであり、どの受信セルが受信データセルＲＥＣ−ＤＣであるかは未だ不明である。しかしながら、本発明をよりよく説明できるように、図３において、ある受信セルは受信パイロットセルＲＥＣ−ＤＣとして、またある受信セルは受信データセルＲＥＦ−ＤＣとして示されている。

図４は、信号対雑音比ＳＮＲに対する誤同期率、すなわち本発明の方法を使って達成された同期誤り率と、２００１年ハンブルグで開催された国際ＯＦＤＭワークショップにおけるクリスチャンセン・ハンセン（Christian Hansen）他によって開示された「擬似ランダム位相を有するパイロット信号に基づいた固定ＯＦＤＭシステムのフレーム及び周波数同期（Frame and frequency synchronization for Concrete OFDM-Systems Based on Pilots with Pseudorandom Phase）」の現状技術の方法を使って達成された誤同期率とを示す。図４ではビット誤り率は示されていない。図４に示す誤同期は、以下のパラメータを持つ２パスレイリーフェージングチャンネル及びＯＦＤＭ系に対するシミュレーション結果である。

ＤＲＭ チャンネル−４：
パス−１：パス遅延τ_１＝０ｍｓ、利得＝１、ドップラースプレッドｆ_ｄ，ｓｐ＝１Ｈｚ
パス−２：パス遅延τ_１＝２ｍｓ、利得＝１、ドップラースプレッドｆ_ｄ，ｓｐ＝１Ｈｚ

ＤＲＭ モードＢ：
ＯＦＤＭシンボル当たり副搬送波の数Ｋ＝２０６、周波数方向におけるパイロット間の間隔Ｎ_ｋ’＝６、時間方向におけるパイロット間の間隔Ｎ_ｌ＝３、ＯＦＤＭフレーム長Ｎ_ｓｙ＝１５、副搬送波間隔１／Ｔ_ｕ＝４６＋７／８Ｈｚ、シンボル長２６＋２／３、パイロットに対するブースト（増幅）係数Ａ＝√２。

図４の実験において、パイロットの位相はＤＲＭ規格ETSI-ES 201980に基づき選定した。

図４において、現状技術の方法による結果は小さな三角形で示し、本発明の方法による結果は小さな黒点で示す。図４から分かるように、現状技術の方法による誤同期の確率は、デシベル単位で表される全ての信号対雑音比ＳＮＲに対して、本発明の方法による確率よりも高くなっている。これは、本発明の後のＦＦＴ同期の品質は、現状技術の方法による品質よりもはるかに高いことを意味する。

図４は、本発明で達成された劇的な改善を示しており、そこでは間違った同期の確率は、１００倍も下がっている。言い換えれば、本発明で達成される誤同期率は、現状技術の方法に比較して約４０倍〜１００倍も小さくなる。

次の検討により、本発明と現状技術間の性能の違いを説明することができる。以下において、Ｎ_ｋ’は、所定のパイロットセル周波数間隔、すなわち周波数方向における隣接パイロットセル間の間隔とする。

上述した図４の具体例に対し、すなわち（Ｎｋ’＝６、τ_２＝２ｍｓ及びｌ／Ｔ_ｕ＝４６＋７／８Ｈｚ）に対し、周波数方向の相関を取った逆サンプリング係数と見なすことができる特性パラメータは、現状技術方法に対して以下のように計算できる。

本発明に対する類似のパラメータ、したがって時間方向に沿った相関は、上述の具体例のパラメータ、すなわちｆ_ｄ，ｓｐ＝１Ｈｚ、Ｔ_ｓ＝２６＋２／３ｍｓ、Ｎ_ｌ＝３に対し、次のように計算できる。

通話路推定理論（ピー・ホーエル（P. Hoeher）、エス・カイザー（S. Kaiser）ピー・ロバートソン（P. Robertson）著「ウィナーフィルタリングによる２次元パイロットシンボル利用の推定（Two-Dimensional Pilot-Symbol-Aided Channel Estimation by Wiener Filtering）」、DLR Oberpfaffenhofen, April 1997）から分かるように、通話路による影響に対処するために、これらの値は１／２以下でなければならない。そうでなければ性能は低下する。

これは、時間方向のチャンネル伝達関数のサンプリング、上述の指標ｌにおけるサンプリングが、ナイキストサンプリング定理を満足するという事実により説明できる。一方、１シンボル内のパイロットは、チャンネル伝達関数の部分サンプルだけを表すことができる。

上述のように整数周波数オフセット及び整数時間オフセットが決定された後に、周波数領域における残余の微小周波数誤差を決定することができる。この残余の微小周波数誤差は、前処理ステップＳ２における不正確な微小周波数オフセットの決定の結果から生ずる場合もある。言い換えれば、次に提示する方法を使って、残余の微小周波数誤差を正確に決定することができ、したがって時間領域におけるＯＦＤＭ信号の周波数オフセット補償を改善することができる。なお、整数周波数オフセットと整数時間オフセットを決定するためには、この方法を使う必要はない。整数周波数オフセット及び整数時間オフセットは、別な方法、例えば２００１年ハンブルグで開催された国際ＯＦＤＭワークショップにおけるクリスチャンセン・ハンセン（Christian Hansen）他による「擬似ランダム位相を有するパイロット信号に基づいた固定ＯＦＤＭシステムのフレーム及び周波数同期（Frame and Frequency Synchronization for Concrete OFDM-Systems Based on Pilots with Pseudorandom Phase）」で開示されたような従来技術の方法を使って決定してもよい。

図５は、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾を決定する主要なステップを示す。受信ステップＴ１において、ＯＦＤＭ信号が時間領域において受信される。続く前処理ステップＴ２において、上述の前処理ステップＳ２と同じ処理が行われる。次に、基準パイロットパターン生成ステップＴ３において、基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰが決定される。この基準パイロットパターン生成ステップＴ３の後に、第２の受信ステップＴ５が続き、ここで整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾と整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾が受信される。整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾と整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾は、上述のように計算することもできるが、この実施例においては、整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾と整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾は受信されたものであり、したがって別に決定されたものである。次に、第２の計算ステップＴ７が続き、ここでメトリック値Λ_ｆが計算される。メトリック値Λ_ｆは、上述の式（３）を使って計算される。

これは、基準パイロットパターンＲＥＦ−ＰＰと受信パイロットパターンＲＥＣ−ＰＰ間の整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾及び整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾に対応するある与えられた配列ＸＹを用いて、その配列に対するメトリック値Λが計算されることを意味する。

次に、第３の計算ステップＴ９において、第２の計算ステップＴ７において計算されたメトリック値Λ_ｆに基づき、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾が計算される。次の調整ステップＴ１０において、時間領域における周波数オフセット補償の調整のためにその残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾が使われる。これは、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾が時間領域における周波数オフセット補償を改善するために使われることを意味する。ここで、時間領域における周波数オフセット補償の調整は、前処理ステップＴ２において行われた前処理に関連することに留意すべきである。図５には示されていない別の実施例において、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾を前処理ステップＴ２で使用することも可能である。すなわち、調整ステップＴ１０を前処理ステップＴ２内に含めることもできる。この方法により、ＯＦＤＭ信号の復号処理中に周波数オフセット補償を調整できる閉ループが実現できる。

残余の微小周波数オフセットｆ_ｆ＾を決定する上述の方法は、整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾及び整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾を決定する上述の方法とは独立に実行されることを明確に理解すべきである。

次に、どのようにして残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾が、受信された整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾、受信された整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾及びそのメトリック値Λ_ｆとから計算されるかを説明する。

周波数領域における整数周波数オフセットｆ_ｌの影響を以下に説明する。

ｆ_ｏｆｆ＝１／Ｔ_ｕの周波数オフセットが存在すると、これは、ｆ_ｌ＝１の整数周波数オフセットに等しい。これは、１副搬送波間隔１／Ｔ_ｕだけ周波数がシフトされたことを意味する。時間領域にける１／Ｔ_ｕに正規化された整数周波数オフセットｆ_ｌにより、位相は一定に増加する（constant growing）。

これは、ＯＦＤＭシンボルの有効部分Ｔ_ｕの長さにおいて次式になる。

その有効部分Ｔ_ｕが図５に示される。２つの連続するシンボル間における位相差、すなわち１ＯＦＤＭシンボルＴ_ｓの伝送時間後の位相差は、次式（６）となる。

式（６）に関して、ψ_{ｏｆｆ，ｆ}は、２πの倍数であり、したがって不可視である。

以下に、周波数領域における残余の微小周波数誤差ｆ_ｆの効果を説明する。残余の微小周波数誤差ｆ_ｆが存在する場合、２つの連続するＯＦＤＭシンボル間のオフセットは、次式（７）となる。

残余の微小周波数誤差ｆ_ｆは、Ｈｚの単位で表されるものとする。

残余の微小周波数誤差が式（６）及び（７）の助けを借りてどのように計算できるかを以下に説明する。

利得対パイロット相関の角度は、残余の微小周波数オフセットｆ_ｆ＾及びドップラーシフトを推定するために用いることができる。残余の微小周波数誤差が存在しない場合、その相関結果、すなわちそのメトリック値Λ_ｆは、実数値になる。ところが、残余の微小周波数誤差が存在する場合、そのメトリック値Λ_ｆは、複素数になる。全ての利得−パイロット、すなわち全てのパイロットに対する相関であるメトリック値Λ_ｆ、受信された整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾及び受信された整数時間オフセットＴ_ｓｙ＾、すなわち判定されたフレーム開始を使って、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾が次式（８）により計算できる。

式（８）をより理解しやすくするために、Ｎ_ｌ個の時間間隔で分離されたＯＦＤＭシンボルに対し、式（６）は結果的に次式（９）になることに注目すべきである。

更に、Ｎ_ｌ個の時間間隔で分離されたＯＦＤＭシンボルの場合、式（７）は次式（１０）で表せる。

全位相オフセットψ_{ｏｆｆ，ｔｏｔａｌ}は、式（９）と式（１０）を加えることにより次式（１１）で与えられる。

Λ_ｆに含まれる整数周波数オフセットｆ_ｌの位相誤差は、受信整数周波数オフセットｆ_Ｉ＾の指数の掛け算により計算でき、これは、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆの位相オフセットの値の負数（次式（１２））となる。

式（１０）を使って式（１２）を解くと、残余の微小周波数誤差ｆ_ｆ＾の計算式（８）となる。

式（１２）のψ_{ｏｆｆ，ｆ}の負の符号は、式（１）及び（３）において共役複素数Ｒ^＊を使った結果である。更に、式（１）及び（３）から、ψ_{ｏｆｆ，ｆ}はＮ_ｌセル離れた２つの隣接するパイロットセル間の位相差から生じたものといえる。

図６は、時間長Ｔ_ｓを持ち、ガードインターバルＴ_ｇと有効部分Ｔ_ｕとからなる時間領域におけるＯＦＤＭシンボルを示す。

本発明に係るＯＦＤＭ信号の処理方法を説明するためのフローチャートである。 受信パイロットパターンからなる受信セルの時間周波数パターンを示す図である。 メトリック値計算の説明のために、時間周波数パターンの一部及び基準パイロットパターンの一部を示す図である。 本発明のＯＦＤＭ信号の処理方法及び従来方法を用いて得られた誤り率の比較を示すグラフである。 残余の微小周波数誤差を決定する方法を説明するためのフローチャートである。 時間領域におけるＯＦＤＭシンボルを示す図である。

符号の説明

Ｓ１，Ｔ１ 受信ステップ、Ｓ２，Ｔ２ 前処理ステップ、Ｓ３，Ｓ３ 基準パイロットパターン生成ステップ、Ｓ４ 配列生成ステップ、Ｓ５ 第１の計算ステップ、Ｓ６ ループ脱出ステップ、Ｓ７ argmaxステップ、Ｓ８ 補償ステップ、Ｔ５ 整数周波数オフセット及び整数時間オフセットの受信ステップ、Ｔ７ メトリック値の計算ステップ、Ｔ９ 残余の微小周波数誤差の計算ステップ、Ｔ１０ 時間領域の周波数オフセット補償調整ステップ

Claims (27)

1. 直交周波数分割多重信号の処理方法において、
   受信セルのそれぞれは受信パイロットセル又は受信データセルであって、該受信パイロットセルは直交周波数分割多重信号のフレームの受信パイロットパターンに対応し、それぞれが個別の周波数及び個別の時間に対応する受信セルからなる直交周波数分割多重信号を受信する受信ステップと、
   それぞれが個別の周波数及び個別の時間に対応する基準パイロットセルの基準パイロットパターンを提供及び／又は生成するステップと、
   各配列が上記受信パイロットパターンと上記基準パイロットパターン間の整数周波数オフセットすなわち仮の整数周波数オフセットと、整数時間オフセットすなわち仮の整数時間オフセットに対応し、該受信パイロットパターンと該基準パイロットパターン間の少なくとも１つの配列を生成するステップと、
   上記少なくとも１つ以上の配列の各配列に対するメトリック値を計算するステップと、
   上記メトリック値の最大値とそれぞれの最大化配列を決定するステップと、
   上記最大化配列の整数周波数オフセットと整数時間オフセットに対応する最大整数周波数オフセットと最大整数時間オフセットとを決定するステップと、
   上記直交周波数分割多重信号の周波数オフセット補償及び／又は時間オフセット補償のために上記最大整数周波数オフセット及び／又は上記最大整数時間オフセットを使用するステップとを有し、
   上記メトリック値の計算は、基準パイロット集合の少なくとも２つの構成要素が同じ個別の周波数且つ異なる個別の時間に対応する該基準パイロットセル集合の評価に基づくとともに、上記個別の周波数及び個別の時間に関して対応する受信セルの信号に基づくことを特徴とする直交周波数分割多重信号の処理方法。
2. 残余の微小周波数誤差を計算し、該残余の微小周波数誤差が上記メトリック値に基づくことを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
3. 上記残余の微小周波数誤差を時間領域における周波数オフセット補償の調整に用いることを特徴とする請求項２に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
4. 上記残余の微小周波数誤差の計算は、式
   

   

   （ここで、上記Λは上記メトリック値を表し、上記Ｔ_ｓは上記直交周波数分割多重信号のシンボルの時間長を表し、上記Ｎ_ｌは所定のパイロットセルの時間差すなわち上記基準パイロットパターンの時間方向における２つの隣接する基準パイロットセル間の時間間隔を表し、上記ｆ_Ｉ＾は上記整数周波数オフセットを表し、上記Ｔ_ｇは上記直交周波数分割多重信号のガードインターバルの時間長を表し、上記Ｔ_ｕは上記直交周波数分割多重信号の有効部分の時間長を表し、上記∠｛ｚ｝は複素数ｚの角度を表す）に基づくことを特徴とする請求項２又は３に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
5. 上記集合は、上記基準パイロットセルの対集合であり、該対集合の要素は、同じ個別の周波数且つ異なる個別の時間に対応することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
6. 上記対集合の第１及び第２の構成要素は、いずれの場合にも、所定のパイロットセル時間間隔で分離されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
7. それぞれが個別の周波数及び個別の時間に対応する受信セルからなる伝送された直交周波数分割多重信号であって、該受信セルのそれぞれは受信パイロットセル又は受信データセルであり、該受信パイロットセルは直交周波数分割多重信号のフレームの受信パイロットパターンに対応する基準セル又はパイロットとも呼ばれる直交周波数分割多重信号を受信するステップと、
   上記個別の周波数及び個別の時間に対応する基準パイロットセルの基準パイロットパターンを提供及び／又は生成するステップと、
   整数周波数オフセット及び整数時間オフセットを受信、提供及び／又は計算するステップと、
   上記受信パイロットパターン及び上記基準パイロットパターンに基づき、該受信パイロットパターンと該基準パイロットパターン間の上記整数周波数オフセット及び上記整数時間オフセットとに依存するメトリック値を受信、提供及び／又は計算するステップと、
   残余の微小周波数誤差を計算するステップとを有し、
   上記微小周波数誤差の計算は、上記メトリック値に基づくことを特徴とする直交周波数分割多重信号の処理方法。
8. 上記残余の微小周波数誤差を時間領域における周波数オフセット補償の調整に用いることを特徴とする請求項７に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
9. 上記残余の微小周波数誤差の計算は、式
   

   

   （ここで、上記Λは上記メトリック値を表し、上記Ｔ_ｓは上記直交周波数分割多重信号のシンボルの時間長を表し、上記Ｎ_ｌは所定のパイロットセルの時間差すなわち上記基準パイロットパターンの時間方向における２つの隣接する基準パイロットセル間の時間間隔を表し、上記ｆ_Ｉ＾は上記整数周波数オフセットを表し、上記Ｔ_ｇは上記直交周波数分割多重信号のガードインターバルの時間長を表し、上記Ｔ_ｕは上記直交周波数分割多重信号の有効部分の時間長を表し、上記∠｛ｚ｝は複素数ｚの角度を表す）に基づくことを特徴とする請求項７又は８に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
10. 上記メトリック値の計算は、相関法に基づくことを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
11. 上記メトリック値の計算は、上記受信セルの対応する信号及び／又はその共役複素数の積に基づくことを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
12. 上記メトリック値の計算は、グループの基準パイロットセル間の位相差の指数値乗積に基づくことを特徴とする請求項７乃至１１のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
13. 上記メトリック値の計算は、上記基準パイロットパターン内の基準パイロットセルの少なくとも２つのグループを加算する処理に基づくことを特徴とする請求項７乃至１２のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
14. 上記メトリック値の計算は、上記基準パイロットパターン内で選択された基準パイロットセルのある選択基準により選択されたグループの加算処理に基づくことを特徴とする請求項７乃至１３のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
15. 上記選択基準は、ある個別の時間前に受信されている受信セルに対応する、上記基準パイロットパターンの基準パイロットセルを含むグループだけを確実に選択することを特徴とする請求項１４に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
16. 上記選択基準は、伝送経路が良好な伝送特性を有する個別の周波数による受信セルに対応する、上記基準パイロットパターンの基準パイロットセルを含むグループだけを確実に選択できるようにすることを特徴とする請求項１４又は１５に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
17. 上記メトリック値の計算は、上記基準パイロットパターン内の基準パイロットセルの全てのグループに対する加算処理に基づくことを特徴とする請求項の７乃至１６いずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
18. 上記メトリック値は、式
    

    

    （ここで、上記Ｒ（ｋ，ｌ）は個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける上記受信セルの信号を表し、上記Ｒ^＊（ｋ，ｌ＋Ｎ_１）は個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における上記受信セルの信号に対応した共役複素数信号を表し、上記Ｐ（ｋ，ｌ）は上記個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける上記基準パイロットセルの信号を表し、上記Ｐ（ｋ，１＋Ｎ_１）は上記個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における上記基準パイロットセルの信号を表し、上記Γは該基準パイロットパターンの全ての個別の周波数及び全ての個別の時間の対（ｋ，ｌ）集合であり、上記∠｛ｚ｝は複素数ｚの角を表し、上記Ｎ_１は所定のパイロットセル時間差を表す）で計算されることを特徴とする請求項７乃至１７のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
19. 上記メトリック値は、式
    

    

    （ここで、上記Ｒ（ｋ，ｌ）は個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける上記受信セルの信号を表し、上記Ｒ^＊（ｋ，ｌ＋Ｎ_１）は個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における上記受信セルの信号に対応した共役複素数信号を表し、上記Ｐ（ｋ，ｌ）は上記個別の周波数ｋ及び個別の時間ｌにおける上記基準パイロットセルの信号を表し、上記Ｐ（ｋ，ｌ＋Ｎ_１）は上記個別の周波数ｋ及び個別の時間（ｌ＋Ｎ_１）における上記基準パイロットセルの信号を表し、上記Γは該基準パイロットパターンの全ての個別の周波数及び全ての個別の時間の対（ｋ，ｌ）集合であり、上記∠｛ｚ｝は複素数ｚの角を表し、上記Ｎ_ｌは所定のパイロットセル時間差を表し、上記ｘは上記受信パイロットパターンと基準パイロットパターン間の上記整数周波数オフセットを表し、上記ｙは該受信パイロットパターンと該基準パイロットパターンとの間の上記整数時間オフセットを表し、modはモジュロ演算を表す）で計算されることを特徴とする請求項７乃至１７のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
20. 上記受信直交周波数分割多重信号は、前処理法にかけられ、そこで微小部分の微小周波数オフセットと微小部分の微小時間オフセットとが決定されることを特徴とする請求項７乃至１９のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
21. 上記前処理法は、上記受信直交周波数分割多重信号の時間領域における自己相関に基づくことを特徴とする請求項７乃至２１のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
22. 上記受信パイロットセルは、増幅されたパイロットセルに対応することを特徴とする請求項７乃至２１のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法。
23. 請求項の１乃至２２のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法又はステップを、デジタルラジオモンディアル（ＤＲＭ）標準、地上デジタルビデオ放送（ＤＶＢ−Ｔ）標準、地上統合サービスデジタルビデオ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）標準等に従ってそのステップを実行あるいは実現可能な受信機。
24. 上記請求項の１乃至２２のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法又はそのステップを実行又は実現可能な信号処理システム。
25. 特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレー（ＦＰＧＡ）等で構成される、又は基づくことを特徴する請求項２４に記載の信号処理システム。
26. 計算機、デジタルシグナルプロセッサ等で実行された場合に、請求項の１乃至２２のいずれか１項に記載の直交周波数分割多重信号の処理方法を実行、又は実現可能な計算機プログラム手段からなる計算機プログラム製品。
27. 請求項２６に記載の計算機プログラム製品からなる計算機で読取可能な記憶媒体。
    

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