CN1173088A - 信道估算的多基准块数字信号、其估算方法及相应接收机 - Google Patents

Abstract

具有预定数量顺序符号的连续数据序列式数字信号,其中每个数据序列至少包括用于信道估算、分配在传输信号源有效表示符号上的两种不同基准块,其中每个基准块至少由接收机识别的一个基准符号组成。在基准块中具有的基准符号可以是接收机事先识别、固定的显式基准符号和/或在有效符号中间,通过编码发生的关联而产生的隐含基准符号。

Description

信道估算的多基准块数字信号、 其估算方法及相应接收机

本发明属于在可能出现的强多普勒衰落和符号间弱干扰(IES)的传输信道中的数字数据传输领域。确切地说，本发明涉及传输信道的估算、以及接收机通过该信道传输信号的解调。

尽管尚未取得专利权，本发明优先实施的领域是移动站运动物体与卫星之间的数字通信传输。尤其是在中间环形轨道和铱(ICO和Iridium)计划范围内使用本发明。通常，本发明更适用于具有强多普勒和符号间弱干扰信道的所有通信系统中。

在普通数字通信系统中，一般使用同步信号。这样做不仅使接收机同步，而且还能估算信道，保证顺利解调相位。

在这些普通通信系统中，同步符号是依次相连的，并构成一个处在数据序列之首的同步序列。在收到样值的相关阈的检测同时，完成与接收机的同步。一方面，这一同步可从头检测数据序列，另一方面，可准确确定眼图最大开度的时间。

在研究GSM系统方案，试图建立与具有弱多普勒衰落和强符号间干扰的传输信道相匹配的同步序列。这些研究表明，对于这种传输信道，将同步顺序放置在每个数据序列中间表现出兴趣。

提议的同步顺序的动机，导致使用简单直观传输信道估算和同步的算法。因此，在许多数字通信系统中采用这些信道估算与同步的算法。

在卫星电话计划中同样考虑使用这种算法。从前，对这种类型的信道成效甚微，当使用强多普勒和弱符号间干扰的信道，如卫星信道时，并导致其稳定性有很大局限。

通过接收机进行信道估算和短时同步的基本原理是，将接收机识别的符号顺序向由发射机发送的数据序列中传输。在使用某些预定算法的条件下，开发这些符号不仅保证接收机良好同步，而且保证信道可靠测定，还可使解调相位顺利进行。

在现有的系统中，使用一种由具有良好关联性能的集中的符号顺序构成的同步图形。利用这些关联性能主要是与接收机更好地同步。在无线电一移动站通信系统方面，如GSM系统，在一个数据序列中信道是准静态的，然而表现出强烈的符号间干扰。这时这种关联性能很适合信道脉冲响应的直接简易的估算，甚至是所必需的。

在卫星与活动物体之间的通信系统中，可使用这些同步顺序。然而要注意到，如与符号速率相比，在这种实施中遇见的信道出现可忽略的符号间干扰，收到的数据序列的差异更大。换句话说，在数据序列循环期间，传输信道不能被视为准静止状态(用时间—频率表示，可以说这些信道如上述介绍那样是对偶的)。

因此，在此类型的系统中使用传统的同步顺序纯属偶然，仅解决了接收机的同步问题。

准确地说，如果在强符号间干扰型的准静态信道范围内集中的同步选择是正确的，那么甚至就不需要强多普勒型和弱符号间干扰的信道。此信道在收到的数据序列中，具有很大差异。传统同步符号顺序可保证接收机的良好同步。相反，信道估算的质量受到严重影响，因为在接收数据序列的有效数据时不表示信道的状态。

所以传统的同步不适合通过强多普勒信道进行信道估算与解调的通信系统。

本发明的目的是在数据序列数字传输系统中克服现有技术缺陷，这些数据序列至少在某种情况和在某些时间，在强多普勒信道中均可遇到，在数据序列循环期间不能视为准静态。

确切地说，本发明的目的之一是提供适合在强多普勒信道中传输数字信号结构，尤其是在任何情况下，可进行信道估算和可靠的解调。

本发明的另一个目的是提供这种可在接收机中，同时优化同步，信道估算质量、编码数据编织的有效性的信号。换句话说，在良好的同步信道的准确估算、和编码数据顺利编织之间进行折衷。

本发明的目的同样提供这种在发射机易于建立、在接收机中易于解码和分析的信号。本发明的另一个目的是限定输出功率的损耗，因此也限制了所需参考数据的数量。

本发明另一个目的是提供适合这些信号的信道估算方法和相应的接收机，通常可键控同步的任意图形。

本发明的另一个补充目的是提供能真正改善其稳定性的信道估算仪，并考虑到全部或部分发射的数据编码结构。

根据本发明，借助数据序列的数字信号、达到这些目的，以及下面出现的其它目的，在每个数据序列中至少两个不同的基准单元块分配到有效符号中。

换句话说，本发明尤其涉及连续数据序列数字信号，其中每个数据序列包括预定顺序符号，并利用传输信道中数据序列内部出现明显差异向至少一个接收机传输数字信号，其中每个数据序列至少包括用于上述信道估算，分配在传输信号源有效表示符号上的两种不同的基准块，其中每个基准块至少由接收机识别的一个基准符号组成(当用于同步时，还有时称之为同步符号)。

本发明信号所以拥有完全不同于传统信号的结构，在传统信号中，用来估算信道的基准符号系统地集中在唯一的同步块中(通常处在数据序列之首，也可置于数据序列中间)。

本发明的解决方案，与这种传统技术相反为强多普勒信道有关问题带来有效的答复。另外，信号的结构(基准块的分配)是全新的，要注意到信号结构对专业人员来说并非显而易见，尤其用于它与用于唯一基准块的解码和信道估算传统方法不能兼容。正如下面读到的那样，本发明同样涉及专门用于这种信号的新设备和方法。

本发明基准块中现有的基准符号可有两种类型：

由上述接收机先天识别和固定的显式基准符号；

在有效符号之间通过编码产生的隐含基准符号。

根据一种具体实施方式，这些隐含的基准符号在数据序列中预定位置上可与有效符号的重复相一致。所以这些隐含的符号要借助重复码情况下获得。

当实施的希望效率与使用编码是一致的，尤其是使用重复码，可使用两种类型的基准符号、隐含基准符号优化借助显式基准符号获得信息。当只有隐含基准符号的情况下，可需(确定)准备一种消除载波相位二重性的设备。

上述基准块优选方式是均分在数据序列内部。

正如以上所述，本发明信号需要使用新的估算方法。

这种数字信号传输信道估算的第一种方法(具有至少用于信道估算、分配在传输信号源有效表示符号上的两种不同的基准块的连续数据序列的数字信号，其中每个基准块由接收机识别的一个基准符号组成)使用对于上述数据序列具有以下步骤(阶段)的最大值估算算法：

—上述显式基准符号的选择与确定；

—使用上述显式基准符号，以便获得上述传输信道的第一次估算；

—根据上传输信道的第一次估算，进行上述有效符号的第一次估算；

需要的话(例如根据获得的估算质量和希望准确度)至少重复以下步骤：

—根据上述有效符号的第一次估算(尤其包括隐含基准符号)，对上述传输信道的第二次计算的精确确定；

—根据上述传输通道的第二次估算，对上述有效符号的第二次估算。

根据具体可使用的实施方式，尤其是在使用简易码时(例如不需计算概率)，上述有效符号第二次估算阶段可并入上述传输信道第二次估算的确定阶段，有效符号估算可在传输信道估算的计算中直接使用。

换句话说，那时进行的是含有数据隐含测定的信道估算。

这种数字信号的传输信道估算的第二方法包括以预定基本函数组合形式，其带宽大于或等于上述信号的多普勒功率谱(SPD)宽度的一个上述估算的写入阶段。

上述基本函数受到离散扁球形顺序(SSAD)制约，在英国专题文献记载的名称为《Discrete Prolate Spheroidal Sequences》。

此类型函数可以基本函数低位数起获得非常精确的信道估算(例如从3到8)。

根据本发明有效的实施方式，该方法包括尤其是根据上述多普勒功率谱与上述的基本函数，特点相匹配的预备阶段。

本发明同样涉及信道估算装置和使用上述方法的接收机，以及发射机与根据本发明信号的接收机。

在阅读了本发明作为非限定简例的首选实施方式和附图的说明后，将会了解本发明的其它特点，在这些附图中：

图1是本发明信号发射机的方框图；

图2是本发明接收机接收本发明信号的方框图；

图3是本发明传输信道估算原理示意图；

图4是使用本发明方法的接收机运作示意图；

图5是数据序列离散信道相关(矩)阵固有值迅速下降示意图；

图6A至图6G是与发射的数据序列离散信道相关阵有含义的固有值对应的本征矢量示意图；

图7是在信道估算中由接收机使用的发射的数据序列离散信道关联矩阵的本征矢量加权示意图。

1、概述

本发明所以特别适用于具有SPP任何形式和宽度的弱符号间干扰的固定信道。尤其适用于那些SPD折角或扁平或赖斯或雷利型的信道。这些信道包括产生接收机本机振荡器频率校正部分差错的频率静态位移情况。(《offset》)。通常是借助一个普通锁相环完成这一校正差错。

本发明提出一种新型信号结构，在这一信号结构中，许多基准块被分配在每个数据序列中。

这样本发明的目的是为多普勒信道和有明显特点的通信系统提供最适合的同步图形。这一图形足以分配到数据序列扩展到的部分，以便更好地估算信道的明显变化和使之更有特点，分配编码数据。因此不应为同步优先考虑接收机的稳定性，而牺牲信道估算质量和代码数据交错为代价。

本发明提出的信道估算方法，主要基于真实信道适宜的模型化和基于模型化简化与新的表示。

这一表示尽可能的考虑所有信道识别的信息。这些信息至少包括接收机识别的多普勒最大带宽。

在信道的SPD形式不被识别的情况下，算法将采用SPD形式的平面模型化。从信息理论角度看，这种模型化最适合，因为它致使信道最大熵。更确切地说，在需解调的数据序列载体中，离散信道可象离散扁球形顺序(SSAD)限定组合那样进行描述。

这种SSAD与SPD一样有一个大于或同等宽度的窄带。

主要有两种可用于测定未知参量的标准：即真实性最大值(MV)标准和归纳最大值(MAP)标准。在使用MV标准时，参数假定是决定性但却是未知的。在MAP标准中，参数假定是未定的，但具有事先已知概率密度(DP)的特点。

MV标准最适合解决在滤波器输出端噪声变化或发射的符号能量估算问题，当这些问题没被接收机识别时。MAP标准更适合解决传输数据序列的离散信道估算中出现的问题。

利用发明人发明的并在下面介绍的信道简介，和(不是必须的)由发射机发射的基准符号，接收机使用EM算法，根据相应的标准，对这些参数进行全部或部分的反复估算。

换句话说，在接收机中观察到的信号，根据这种算法可重新找到条件上最真实的信道实施。当这些传输符号没有被识别时，这种算法同样很好地估算定传输符号的能量和在滤波器输出端的噪声方差(变化)。

EM算法的优点之一是，能最优化地利用同步符号(显式标准)和具有完成信道估算的数据序列的信息符号(隐含标准)全部或部分特点。准确地说，这种算法可有利地使用传输信息数据编码，改善信道的估算质量。同样考虑到调制的储存器。

这种算法避免系统地依靠传统同步图形，其成果应归功于对这种简易直观算法的直接开发。

对于信道估算仪稳定性来说，在数据序列中基准符号位置的选择其实很重要。同样重要的是准确确定EM算法的起始条件。其实，这种算法一般试图向条件概率本机最大值汇集，(如在收到信号上有条件地实施信道归纳概率的定义)，如果同步符号位置选择不正确。

借助信道估算，接收机数据MV标准，严格地进行收到信息数据的解调和解码。

2、发射机原理

图1是本发明数据序列信号发射机简化方框图。由此可直接推断发射方法。

构思一个与任何类型信号源(声、图、数据…)一致的二进制数据与否的信息源(11)。将这些数据送往源编码12，然后再送往与非符号间干扰赖斯型通道匹配的校正差错编码13。

由这些代码(有效符号)产生的编码数据形成数据序列并调制(14)。所以这些编码数据合适地分配到并被编织在许多数据序列中，以便满足影响传输符号衰减的解联及各种需要。基准件同样按照精确的分配规则被引入每个数据序列中。最后对这些数据进行相位调制。

由调制器(14)发生的基带信号，是通过含有该序列的符号整形滤波器获得。在MDP2和MDP4调制的情况下，整形滤波器通常是一个奈奎斯特(myquist)根滤波器，避免在接收机匹配滤波器输出端的任何符号间干扰(IES)。如此发生的基带信号转换成频率、放大和通过信道发射。

3、实施例：ICO系统

作为实施例，这里介绍卫星无线电通信ICO系统(发射的)传输的特点，本发明适用于这种系统。

这一系统基于时分多路存取技术(AMRT)。它基于由6个时间间隔组成的数据帧(英文是《time solts》)。这些帧向上方(发射)传输(移动站—卫星)和向下方传输(卫星—移动站)，通过声道和信道。每个时间间隔与传输数据序列对应，根据情况由N＝120或240符号构成。

ICO系统使用的全部逻辑信道与GSM使用的非常接近。包括一个TCH信道(Traffic CHamel)在上行通信联络中和在下行联络中，一个BCCH信道[(Broadcust Common Chamel)共用广播信道]在下行联络中，一个RACH信道(Random Access CHamel随机存取信道)在上行联络中。

为下行联络采用的调制是TCH的MDP4，BCCH的MDP2。在这两种情况中，每组数据序列120个符号(MDP2每个符号1比特；MDP4每个符号2比特)。GMSK连续相位的调制，并带有储存器，出于动态发射机非线性考虑，保持与上行联络。TCH的传输符号是240个，RACH的传输符号是120个。在这两种情况下，发射的一个符号要与发射1比特相对应。

每个逻辑信道拥有自己的信道编码与编织技术。然而，构成这种编码与交错织是为了尽可能地使解码器的结构统一。每个逻辑信道可按以下顺序操作(可选择这些操作的每一项)：

—信息二进制单元用系统与循环程序块的外部码编码；

—然后通过内部码、扩展Golay型码、或是卷积型码，对这种编码的二进制单元编码；

—然后借助一个重复码，对编码的二进制单元编码；

—最后用编织函数，对编码的二进制单元进行交叉存取。

随机存取信道输入需进入ICO系统服务的动态终端的身分证明。它需要比传输信道更大的联络空间。由于这种原因，先使用Golay码，随后再用重复码(3，1，3)。

根据本发明，基准符号分配在每个数据序列中的多个基准块中。(至少一个符号)。

用于同步的符号数与实际传输信道特性有关。

隐含在TCH逻辑信道中的传输信道是一个具有直接输入和多路输入功率之间K比率的赖斯型信道，其顺序值为7-12分贝。TCH信道可使用10％的数据序列符号作为参考，对于下行联络发射的每个数据序列有12个基准符号、对于上行联络发射的每个数据序列有24个基准符号。

这些符号可一个一个地、二个二个地、四个四个地统一分配在整个数据序列上(包括1，2或4个基准符号的基准块)。

为了对离散信道估算的起始条件的精确计算，建议使用下行联络的两种同步形式其中的一种形式。

表1是对具有2个基准符号的基准块的配置模式的说明。这种配置用于下行联络的TCH通道。

    符号数  字段长度   字段内容

    0-1       2        保护符号

    2-8       7        有效符号

    9-10      2        显示基准符号

    11-28     18       有效符号

    29-30     2        显式基准符号

    31-48     18       有效符号

    49-50     2        显式基准符号

    51-68     18       有效符号

    69-70     2        显式基准符号

    71-88     18       有效符号

    89-90     2        显式基准符号

    91-108    18       有效符号

    109-110   2        显式基准符号

    111-117    7    有效符号

    118-119    2    保护符号

                    表  1

第三种形式(表2)最适合上行联络，因为它能在起始条件选择中以最低的价格获得GMSK调制储存器。在这种具体的情况下，与4个基准符号块一致的一部分波形用于这些起始条件的计算。

    符号数   字段长度    字段内容

    0-3        4         保护符号

    4-17       14        有效符号

    18-21      4         显示基准符号

    22-57      36        有效符号

    58-61      4         显式基准符号

    62-97      36        有效符号

    98-101     4         显式基准符号

    102-137    36        有效符号

    138-141    4         显式基准符号

    142-177    36        有效符号

    178-181    4         显式基准符号

    182-217    36        有效符号

    218-221    4         显式基准符号

    222-235    14        有效符号

    236-239    4         保护符号

                        表    2

为了数据序列的同步，动态终端尤其使用了BCCH逻辑信道。隐含的真实传输信道是0分贝K值的赖斯型信道。由于这两种原因，确定显式基准符号为32个。

表3是对数据序列结构的说明

    符号数  字段长度    字段内容

    0-1        2        保护符号

    2-8        7        有效符号

    9-10       2        显示基准符号

    11-28      18       有效符号

    29-30      2        显式基准符号

    31-46      16       有效符号

    47-72      26       显式基准符号

                        (同步词)

    73-88      16       有效符号

    89-90      2        显式基准符号

    91-108     18       有效符号

    109-110    2        显式基准符号

    111-117    7        有效符号

    118-119    2        保护符号

                        表  3

这些符号(同步词)的一部分可集中在数据序列中间，保持同步的稳定性和从接收机处确定眼图的最大开度。而另一部分如TCH逻辑信道一样，分配在数据序列的剩余处。

在上行联络中，动态终端使用RACH逻辑信道，要求进入ICO系统服务。隐含传输信道和BCCH信道通常是同一类型。与BCCH信道不同的是反复性，而RACH信道是单独地发射，所以是唯一路径的检测。因此，基准符号数是44个(而不是BCCH的33个)，以及这些在表4中明确说明。的内容。

    符号数   字段长度   字段内容

    0-1        2        保护符号

    2-7        6        显示基准符号

    8-31       24       有效符号

    32-47      16    显示基准符号

    48-71      24    有效符号(重复)

    72-87      16    显示基准符号

    88-111     24    有效符号(重复)

    112-117    6     显示基准符号

    118-119    2     保护符号

                        表  4

与在BCCH逻辑信道的情况一样，可集中这些基准符号的一部分，以便形成同步基准(16个符号的两个基准块)。然而，由于使用的G-MSK调制是一种储存器式调制，剩余的基准符号在被分配在序列剩余部分之前应同样重新集中。这种重新集中(6个基准符号的两个基准块)当然可使接收机暂时获得调制储存器，计算信道估算迭代算法的起始条件。

在这种情况下，因此有四个由6个或16个显式基准符号构成的基准块，三个由24个隐含基准符号构成的基准块，与同样的有效符号的重复相对应。

因而实现了下列之间的有益折衰：

—相对长的基准块的出现(6个或16个符号)便于同步；

—重复码的编织(3个分配在数据序列的基准块)；

—为信道估算分配的基准块(4+3)的数量。

正象已经指示的那样，显式基准符号的出现并非必须，尽管它使处理简化。只有通过重复而获得的隐含基准符号可同样被使用。另外，使用重复码，因其简易性，只是一种有效的实施方式，以便获得隐含基准符号。其实，在分析有效符号之间由于这一编码而发生的相关联的同时，无论使用的是什么代码均可获得这些隐含基准符号。

当这两种基准符号同时存在时，使用隐含基准符号有利于信道的精确估算。

4、接收机原理

图2是对本发明信号接收机、以及相应接收方法的实例说明。

将与接收到的数据序列相应的信号进行预放大(31)然后中频转换(32)，以便实现信道匹配滤波(33)。然后在两个正交频道或在一个低中频频道上，将中频信号转换成基带(34)信号，然后进行采样(37)。

然后将采样信号解调(39)。另外提供一个同步元件(模块)(36)和一个传输信道估算元件(38)。

同步元件(36)使用同步顺序测定符号速率以及收到的与目视图最大开度一致的基带信号的时间。在这些精确的时间内，进行信号采样(37)。

接收机利用与数据序列对应的样品，根据MAP标准，确定离散信道实现的估算(38)。借助接收到的数据序列的离散信道简化表示，利用EM算法或是Bahl的一种算法，来进行这种测定(38)。

如下面描述的这种迭代算法，借助接收机识别的同步符号，从可随机获得的起始条件开始启动。

分配在本发明整个数据序列上的同步符号非常有用，因为它不仅能避免向条件概率的本机最大值的算法收敛，而且还能加速这种低价的收敛。

接收机使用接收到的数据序列的离散信道的MAP估算38，是为了根据提供的一种标准，解调39这一序列的信息载体符号。解调器39特别能提供加权输出，以便改善解码器(310)的性能。

这些加权与否的输出信号首先根据发射机进行的编织与分配拆开编织(311)，和集中，然后，由信道解码机解码(310)。然后用源解码机(312)对解调的数据解码，以便提供发射的源信号估算。

接收机同样开发了信道估算，控制预放大进程，借助自动增益校正功能(CAG)。

5、实施例：ICO系统

作为图3中的实施例，下面介绍ICO系统中接收机的一些特点，而发射机的特点已在上面介绍。对于动态终端，首先借助BCCH逻辑信道功率分布检测，进行粗略式的(411)数据序列同步(41)。

然后用BCCH信道中数据序列同步符号进行精细同步。

对于空间站来说(在ICO系统情况下，由卫星和地面站构成，每个卫星只起接收机的作用)在使用RACH通道时，与动态终端同样方式完成粗略同步(411)和精细同步(412)。

对于动态终端和空间站来说，根据MAP标准，对接收到的数据序列的离散信道进行估算(421，422)。借助下述算法进行这种估算。接收机首先使用同步符号，建立迭代算法的良好运行的起始条件。

在这一阶段中，对编码信息符号的选值不了解。它赋予这些信息符号具有最大熵的统一的条件概率(431)(根据下面更精确的描述方法)。

对于下行联络，BCCH的MDP2和TCH的MDP4的星座对称，使信息符号在信道估算迭代算法(44)起始条件计算中不起作用。这种算法然后使用起始条件改进信道估评(422)，这次考虑到编码信息符号辅助贡献(432)。

对于上行联络，RACH和TCH逻辑信道的信道估算，几乎是按照与动态终端情况一样的程序。唯一不同的是上行联络使用的GMSK调制是一种储存器调制。

由于动态终端发射的同步符号是以四个四个的符号集中的(在TCH中)，因调制储存器和不识别的界临符号引起的符号间干扰不影响每个汇集中间的符号。这比每个12集中同符号可用来计算迭代算法的起始条件。下面重复的是，迭代算法使用GMSK调制栅，同样考虑剩余的同步符号和编码信息符号(如借助Bahl算法)。

在RACH信道具体情况下，空间站以准异步形式接收数据序列。另外，使用与通过GoLay码重复而获得的24个符号的三个程序块相一致的隐含基准符号。本发明的这种特点极大地改善了信道估算质量、并同时保持了高质量的同步，这些均归功于集中的显式基准符号。

隐含基准符号选定的位置可获得重复码字符的良好编织(3，1，3)。由于重复码的记录可直接并入估算算法(在第一指令时可不考虑调制储存器的情况下)，致使估算算法的复杂性有不明显的提高。

6、本发明离散信道的表示与模型化

本发明一个方案基于在传输数据序列的接收机匹配滤波器输出端看到的离散信道的简化新颖的表示与模型化。

6、1传输信道模型化

传输信道段设为赖斯型(Rice)。由直接输入和多路输入的一部分构成。直接输入由恒定复数衰减因数详细说明。因地面反射产生的多路部分的特点是如同无平均值的高斯固定随机处理。

该信道的特点有两个参数。一个参数是直接输入与多路功率比K，另一个是Sc(f)信道SPD函数。

根据多普勒频率f，这一函数是一个提供传输信道强度的功率谱。它等于信道自相关函数φc(τ)傅立叶变换。拥有一个被称为信道多普勒扩展型BD宽度的有限储存体。在本发明范围内，这种宽度在符号速率Y/T面前很窄。

6、2接收到的与发射的信号的特点和模式化

本发明可适用于各种类型的调制。在卫星通信方面，尤其是涉及相位调制的数据序列的接收。同样包括一般调制(MDP2，MDP4、MDP8，MDP16，……)，储存器调制，如连续相位调制(MSK，GMSK，……)。

在MDP调制的情况下，与N个符号的传输数据序列一致的基带信号，以下列方式记录(当然适用于其它类型的调制)： $s\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{k}x(t-\mathrm{kT}),$

T表示符号周期，X(t)表示标准单位奈奎斯特根整形滤波器，a_k表示A任意字母的复数符号。这些符号模数等于发射的符号2Es基带能量的平方根。

接收机输入端信号与发射的基带信号相对应，被信道扭歪，被基带谱功率2N_o高斯空白加复合噪声打断。

6、3匹配滤波器输出端的取样信号模式化

B_D多谱勒宽度与符号速率1/T相比较弱。因此，无论使用什么类型的调制，匹配滤波器X^*(-t)接收到的信号r(t)样值与主眼图最大开度时导致符号速率产生的信号取样相近似，

            r_K＝C_Ka_K+n_K，K＝0，1，……N-1

表达式中，C_K，K＝0，1，…，N-1表示发射的数据序列的离散信道的实现。在使用MDP调制时，n_K表示高斯离散加复合噪声的实现。它们互不相关，有2N_o离散差。离散信道自相关函数φc(1)，通过符号速率函数取样，从传输信道函数φc(τ)中，直接推断出来。

6、4数据序列的离散信道简化表达式

本发明目的之一是提出一种与发射的数据序列一致的离散信道实现全新的最接近的简化表达式。对于每个数据序列，接收机使用匹配滤波器输出端的样值，检测相应的传输符号。

            r_K＝C_Ka_K+n_K，K＝0，1，……，N-1或许是位移操作器(·)^t，发射的数据序列离散信道实现的矢量

C₀，C₁，……C_n-1)^t，协方差矩阵L。矢量C可以用下列方式分解： $c=\sqrt{{\mathrm{\φ}}_c\left(0\right)}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_k{b}_{k,}$

b_K表示矢量C协方差矩阵L的本征矢量，e_K表示不相关的复合高斯随机变量，其方差等于由φc(0)划分的与b_K矢量合并的矩阵L的固有值λ_K。

矢量b_k构成N维复合典型空间正交底数。相应的固有值在下降顺序中假设顺利解决。矢量的 $\mathrm{DP\; e}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{(e_0,e_1,\·\·\·\·\·\·,e_{N-1})}^t$ ，记录为P(e)，等于这些分量的高斯DP的积。

协方差矩阵L，由于B_D多普勒宽度与1/T时钟速率相比较小，处于不佳状态。因此，固有值λ_k出现直线下降并迅速衰减。本发明特点之一是利用随机变量e_k和固有值λ_k迅速下降的独立品质，基本上简化了离散信道估算仪的复杂性。

在一般情况下，接收机不能完整的了解本机振荡器的特点以及传输信道Sc(f)SPD的特点。在这种情况下，从信息理论角度来看，难以预料的SPD是一种与多普勒B_D相同宽度的有限储存体的平谱

本征矢量b_K在这种情况下等于确定的SSAD数据序列储存体的限量。通过乘法因子B_DT/φc(0)标准化的相应的最初固有值λ_k在图5中介绍，N＝120和B_DT＝1/45。相应的本征矢量b_k同样在图6A至6G中介绍。

7、本发明数据序列离散信道估算

本发明提出一种可联合估算接收机不识别所有参数的简易迭代算法，以便顺利完成赋于它的任务。

在这些参数中，可部分引用离散信道C实现，2N_o噪声离散差和接收的符号平均能量，2E_s＝φc(0)·2Es。如果接收机不识别的参数的事先DP被识别的话，那么被建议根据MAP标准进行测定。在相反的情况下，借助MV标准，以便顺利完成这种估算。

数据序列离散信道C实现DP由接收机识别的e的p(e)DP间接确定。矢量C可根据MAP标准被估算。2N_o和2Es的DP通常不被接收机识别。它们的估算一般根据MV标准来完成。

作为实施例，没有任何限制，图4中介绍了根据MAP标准(离散信道)的估算情况。附加参数估算如传输符号能量与用最后算法估算无大变化的信道联合完成。

分别记录r＝(r₀，r₁，…，r_n-1)^t，a＝(a₀，a₁，…，a_n-1)^t，和n＝(n₀，n₁，…，N_n-1)^t接收到的样值，传输符号和噪声的矢量。由于校正差错、同步、和发射的数据序列离散信道估算的原因，编码或固定某些传输符号。传输符号矢量a的特点是经验P(a)离散DP。的MAPc估算或同样方式e的 是使归纳P(elr)调节DP最大值化的

值＝arg max p(elr)(最大自变数)。

直接分解这一方程式是一个很难解决的问题。本发明目的之一是提出借助EM迭代算法。解决这一问题的简易方法，这一算法是通过归纳法重新估算e矢量，从而保证归纳P(elr)调节DP稳步上升。经过基于Kullback-Leibler、现有矢量函数e信息和新的矢量e测量的辅助函数Q(e，e′)的最大值化来完成这种重新估算。

由于接收到的矢量r，EM算法用矢量e的任意起始条件(51)e^(o)起动。在重新估算e⁽ⁱ⁺¹⁾中，经过辅助函数O(e，e′)在不高明地进行估算和最大值化的下列阶段的同时，实现估算的变化e⁽ⁱ⁾。

—估算阶段(52)：Q(e⁽ⁱ⁾，e′)计算，

—最大值化阶段(53)：根据e′，使Q(e⁽ⁱ⁾，e′)最大值化的估算e⁽¹⁺ⁱ⁾。e重复估算(54)，没有任何限制，可在有限数I次完成。选择这一数量以便使估算e^(I)足以接近最优估算

的平均值，保证接收机性能的最低损耗。

对于发射的数据矢量a和提供的离散信道C的实现，n噪声矢量分量的单独记录可将接收到的样值矢量r的条件的DP p(rla，e)，象这种矢量分量高斯条件DP积一样书写。

DP p(e)和p(rla，e)的显式表达式和EM算法上述方程式的记录，给出e⁽ⁱ⁺¹⁾第m估算分量的显式表达式。 $e_m^{(i+1)}=w_m\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{n\∈\mathrm{\Λ}}{\mathrm{\Σ}}\frac{a^{+}}{\sqrt{{2E}_s}}p\right(a_k=a|r,e^{\left(i\right)})\frac{r_k}{\sqrt{2\stackrel{\‾}{E_s}}}{\left(b_k^{\left(m\right)}\right)}^{+}$

表达式中，b_k ^(m)表示如上面定义的b_m基本矢量分量的第K项分量(55)。为了进一步改善本方法，可预定合适的矢量基数(55)，以便更好地按照不同标准，尤其是多普勒展宽59，与要估算的信道保持一致。参数W_m是一个取决于接收机输端信号与中平均信噪比E_s/N_o(59)和按功率φ_c(0)划分的离散信道固有值λ_m的加权系数57。

在离散信道估算的情况下，根据最小二乘法(MMC)，加之对发射的数据全部了解，同样获得加权系数W_m。在离散信道估算的表达式中，按照MAP标准，测量基本矢量b_m比率的质量。

当e的第m项分量e_m m分之一的功率λ_m/φ_c(0)大于噪声的标准方差N_o/E_s时，那么在信道估算表达式中，基本矢量b_m的作用要非常准确。而加权值W_m非常接近1。

当这种功率小于噪声标准方时，信道估算中的基本矢量b_m计数提供比有效信息多的噪声。这时加权W_m几乎是0。在这种意义上讲，这些加权W_m与匹配滤波器的加权起到同样的作用，并基于同样的原理。

正象图7中显示的那样，N＝120和B_DT＝I/45，加权系数W_m根据指数m迅速衰减，以便平平均信噪比E_s/N不至太高。当然这要归功于固有值λ_m较迅速的下降。本发明的成功手段之一是在信道估算处理中不明显损耗估算机的性能的情况下，能够唯一地保持e⁽ⁱ⁾的(最初系数)原始系数。

本发明的其它优点之一是通过接收机对连续相位(MSK，GMSK，…)调制储存器、同步符号和接收到的数据序列其它符号的编码结构的部分或全部计数，改善离散信道估算性能。

在信道估算处理中，对同步符号直接计数。S是数据序列中同步符号全部指数，a_k，K∈S是这些符号的值。由于接收机识别这些值，所有p(a_k＝alr，e⁽ⁱ⁾)，K∈S条件DP由I a＝d_k，否则由0被系统地代替。

对使用的相位调制储存器和剩余的符号编码结构的计数一般不太系统。例如通过Bahl算法和SOVA算法，从发射机使用的代码和调制栅开始，确定条件DP p(a_k＝a/r，e⁽ⁱ⁾)的同时，间接地完成这种计数。

在调制没有储存器编码、或是简易码如重复码的具体情况下，符号没编码结构可直接并入上述方程式中。

在部分或全部编码，因其复杂而未被估算机计数的情况，上述作法同样有效。系列联接码是一个典型例子，其内部码经常在信道估算中单独计数。编码储存器的调制是另一个典型例子，在估算过程中，只有调制储存器被计数。

EM算法收敛信道估算值大部分受到这种算法使用的起始条件的限制。如果这些起始条件选择的不正确，EM算法就会收敛与归纳p(elr)条件DP的本机最大值相应的e的e估算。

获得这些起始条件的最佳方式当然是使用接收机能完全识别的同步符号。同样考虑到消除二重性的其它技术。

发射的数据序列中的同步符号置位的选择不仅决定着信道估算的质量，而且同样关系到最大值化的最佳估算p(elr)的EM算法顺利收敛。发射的数据序列中同步符号的统一分配，不仅有益于信道估算，而且同样有利于更好地稳定甚至加速EM算法收敛。

为了接收机中数据序列同步顺利进行，有时要集中同步符号，或分配在数据序列的很窄范围内。在这种情况下，EM算法表现出严重影响信道估算质量的不稳定性。

本发明的优点之一是在考虑到发射的数据序列信息符号的部分或全部编码结构的同时，可使这种算法具有稳定性。在数据序列中交错的代码字符简易码如重复码的使用，有利于低价完成这种稳定任务。

8、本发明数据解调及解码记注由

表示e的再估算第I项e^(I)。基于这种估算和基于匹配滤波器输出端样值的矢量r，可设计解码机或估算机(510)以便使提供的标准最小化。特别是能使编码调制符号或信息数据出错率最小化。

作为实施例，使符号出错率最小化的最优估算机或解码机(510)应为提供的信息符号a_k，

找到使条件DP p(a_k＝a/r，e)最大化的符号

             a∈A

这种估算机可对使用的相位调制储存器或发射的符号编码结构计数。尤其是通过Viterbi算法，Bahl算法或SOVA算法完成这种计数。后两种算法便于在接收机要求解码数据信任值的情况下使用。这是一种具体情况，即使用系列联接码的通信系统或外部解码机要根据内部码加权输出需要，改善其性能。

在调制没有储存器、符号没有编码或是简易码如重复码的具体情况下，编码结构可直接并入上述方式中。

在部分或全部编码因其复杂性而不被解码机识别的情况下，这种办法同样有效。系列连接编码是一个典型例子，其内部码与外部码经常是分别进行解码。在这种具体情况下，内部码结构可系统地产生，并且外部解码机加权输出价格低兼。

Claims (12)

1、一种利用传输信道中数据序列内部出现的明显变化向至少一个接收机发送的具有预定数量的顺序符号的连续数据序列式数字信号、其特征是上述数据序列至少包括用于上述信道估算、分配在传输信号源有效表示符号上的两种不同的基准块。

其中每个基准块，至少由接收机识别和/或鉴别的一个基准符号构成。

2、根据权利要求1所述的信号其特征在于：上述基准符号包括接收机事先天识别、固定的显式基准符号。

3、根据权利要求1和2中任一项所述的数字信号其特征在于：上述基准符号包括在上述数据序列中预定位置的有效符号之间，由预定编码产生的关联所定义的隐含基准符号。

4、根据权利要求3所述的信号其特征在于，上述隐含基准符号按照重复码与有效符号重发相一致。

5、根据权利要求1至4中任一项所述的数字信号其特征在于，上述基准块均分在上述数据序列中。

6、具有预定数量顺序符号的连续数据序列式数字信号传输信道的估算方法，

其中每个数据序列至少包括用于上述信道估算，分配在传输信号源有效表示符号上的两种不同的基准块，

其中每个基准块至少由接收机识别和/或鉴别的一个基准符号构成，

其特征在于，对于每个数据序列，使用具有以下步骤的最大值估算算法：

—上述显式基准符号的选择和确定；

—使用上述显式基准符号，获得上述传输信道首次估算(421)；

—根据上述传输信道的首次估算，进行上述有效符号的首次估算(431)；

如有必要，至少迭代以下步骤：

—根据上述有效符号(尤其包括隐含基准符号)的首次估算确定第二次估算(422)(更准确)上述传输信道。

—根据上述传输信道第二次估算，进行上述有效符号的第二次估算(432)。

7、根据权利要求6所述的方法其特征是，有效符号第二次估算(432)阶段与传输信道第二次估算(422)的确定阶段合并，在传输信道估算的计算中直接使用有效符号估算。

8、具有顺序符号预定数量的连续数据序列式数字信号的传输信道的估算方法，

其中每个数据序列至少包括用于上述信道估算，分配在传输信号源的有效表示符号上的两种不同的基准块，

其中每个基准块，至少由接收机识别的一个基准符号构成，

其特征是包括以预定基本函数(55)组合形式的一个估算写入阶段，其带宽长等于或高于上述信号多普勒功率谱的宽度。

9、根据权利要求8所述的方法其特征在于：上述基本函数受离散扁球形序列限制(SSAD)。

10、根据权利要求8和9中任意一项所述的方法其特征在于，尤其根据多普勒功率谱，包括一个适合基本函数特点的预适匹阶段(56)。

11、具有预定数量顺序符号的连续数据序列式数字信号传输信道估算装置，

其中每个数据序列至少包括用于上述信道估算、分配在传输信号源有效表示符号上的两种不同的基准块，

其中每个基准块，至少由上述接收机识别的一个基准符号组成，

其特征是最大值估算算法的使用设备包括：

—在上述每个数据序列中出现的基准符号选择和确定设备；

—为获得上述传输信道首次估算，上述基准符号分析设备；

—根据上述传输信道的首次估算，有效符号估算的首批设备；

—根据上述有效符号的首次估算，上述传输信道第二次更精确估算的确定设备；

—根据上述传输信道第二次估算，有效符号测定的第二批设备，

如需要，可再接通传输信道第二次估算的确定设备，第二批估算设备。

12、具有预定数量的连续数据序列式数字信号传输信道的估算装置，

其中每个数据序列至少包括用于上述信道估算、分配在传输信号源有效表示符号中的两种不同基准块，

其中每个基准块，至少由上述接收机识别的一个基准符号组成，

其特征是包括一个预定基本函数组合形式的写入设备，其带宽高于或等于上述信号多普勒功率谱的宽度。

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