JP3665617B2 - 復調回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信等に用いられる復調回路に関し、特に、受信信号のシンボルを再生するためのシンボル再生タイミングを取得する処理を行う回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の復調回路には、アナログ受信信号を符号化したディジタル受信信号（例えば「１」または「０」で示される符号列）からシンボル再生タイミングを取得するものがある。この場合、アナログ受信信号から、１シンボル時間内に複数含まれる時間間隔で閾値に対する振幅レベルの大小によって二値化された符号列が取得され、その符号列における符号の変化点（すなわち「０」→「１」または「１」→「０」）がシンボル変化点として検出される。より具体的には、例えばその符号列として、「１１１０００００」が取得されたときは、３番目と４番目の符号の間のタイミングがシンボル変化点として検出される。シンボル再生タイミングは、縦続するシンボル変化点の丁度中間のタイミングとして取得される。そして、この復調回路では、その時点で保持されているシンボル再生タイミングに基づくシンボル変化点と、検出されたシンボル変化点と、の偏差（または保持されているシンボル再生タイミングと検出されたシンボル変化点に基づくシンボル再生タイミングとの偏差）が取得され、その偏差分を補正するように、保持されているシンボル再生タイミングが変更されることで、より同期タイミング（すなわち、受信信号の「アイ」の開口中心となるタイミング；実際の受信信号のシンボル変化点の丁度中間となるタイミング）に近いシンボル再生タイミングが取得される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようにしてシンボル再生タイミングを取得する従来の処理では、受信信号に、本来のシンボル変化点以外で振幅レベル変動を伴うノイズが含まれている場合には、それをシンボル変化点として検出しないための平均化処理などの回路構成が必要となる。
【０００４】
また、受信装置が、ノイズ低減、帯域制限あるいは符号間干渉の抑制などのためにフィルタを備える場合には、受信信号の波形が鈍り、シンボル変化点において受信信号の振幅レベルが緩やかに変化するようになる。すなわち、この場合のシンボル変化点付近の受信信号の時間波形では、振幅レベルの変化に対する時間変化が大きくなる。上記符号化のための閾値と受信信号（の振幅レベルの平均値）の振幅レベルとはオフセットしている場合があるが、振幅レベル変化に対する時間変化が大きいと、このオフセットの分、シンボル変化点の検出精度が悪化してしまう。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるシンボル再生タイミング取得回路は、直交検波されたアナログ受信信号の振幅レベルを一シンボル時間内に複数回含まれる時間間隔でサンプリングし、その振幅レベルに応じて量子化した受信コードを取得する受信コード取得回路と、前記受信コードに含まれる参照コードを予め記憶する記憶部と、複数のタイミングで上記参照コードと上記受信コードとの相関値を取得する相関値取得回路と、上記相関値のピークを検出して上記参照コードが送信されたタイミングを検知するピーク検出器と、を含み、上記相関値のピークに基づいて受信信号のシンボル再生タイミングを取得する。
【０００６】
本発明にかかるシンボル再生タイミング取得回路では、上記受信コードと参照コードとの相関値、すなわち、受信コードの参照コードとの類似性に基づいてシンボル再生タイミングを取得するため、上記従来のシンボル再生タイミング取得回路で生じていたようなシンボル変化点の検出に起因する問題が抑制される。
【０００７】
また本発明にかかる復調回路は、上記シンボル再生タイミング取得回路と、上記アナログ受信信号の振幅レベルを上記シンボル再生タイミングでサンプリングし、その振幅レベルに応じて量子化したディジタル受信信号を取得するＡ／Ｄ変換回路と、を備える復調回路であって、上記シンボル再生タイミング取得回路は、上記Ａ／Ｄ変換回路より高いサンプリング周期と少なくとも１ビットの量子化分解能により受信コードを量子化して相関値のピーク検出によりシンボル再生タイミングを取得し、上記Ａ／Ｄ変換回路は、上記シンボル再生タイミング取得回路より高い量子化分解能で前記アナログ受信信号を量子化する。さらに、本発明にかかる受信装置は、上記アナログ受信信号から上記シンボル再生タイミングでサンプリングされたディジタル受信信号を復調処理して通信データを取得する。
【０００８】
Ａ／Ｄ変換回路における量子化と、シンボル再生タイミング取得回路における量子化は、同じ回路によって行うことができる。しかしながら、一つの回路にこれら両方の機能を持たせると、処理負荷が増大するとともに回路規模が増大してしまう。例えば、復調回路が、Ａ／Ｄ変換された後のディジタル受信信号の振幅レベルに基づいて所定の処理（例えばゲイン調整処理や位相回転処理等）を行うための信号処理回路を有する場合、このＡ／Ｄ変換回路の振幅レベルの量子化分解能は高くするのが望ましい。また一方、Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングレートはデータ処理のためには１シンボルあたり１回でよいが、シンボル再生タイミング取得のためのサンプリングレートはその精度向上のためには１シンボルあたり複数回設定する必要がある。このような場合にこれら両方の機能を一つの回路で実現しようとすると、高いサンプリングレートでかつ量子化分解能の高いＡ／Ｄ変換回路が必要となる。この場合、シンボル再生タイミングを取得するための処理負荷が高くなる。またＡ／Ｄ変換回路の回路規模が大きくなり、その分サイズおよび重量が大きなものとなるとともに、シンボル再生タイミング取得処理に時間がかかってしまう。
【０００９】
この点、本発明にかかる復調回路では、Ａ／Ｄ変換回路とシンボル再生タイミング取得回路とを別構成とし、それぞれ適切なサンプリングレートおよび量子化分解能を設定できるようにしたので、復調回路ひいてはこの復調回路を含む受信装置をよりコンパクトにかつより安価に構成することができ、またシンボル再生タイミングの取得をより迅速に行うことができる。
【００１０】
なお、Ａ／Ｄ変換された後のディジタル受信信号の振幅レベルに基づいて所定の処理を行う信号処理回路としては、上記Ａ／Ｄ変換回路によって取得されたディジタル受信信号の量子化レベルに基づいてアナログ受信信号の可変増幅器の増幅率を可変設定する増幅率制御回路を備えることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施形態にかかる復調回路１０のブロック図である。
【００１２】
図１の実施形態にかかる復調回路１０では、受信ＩＦ信号（シリアル構成のシンボル列を含むアナログ受信信号）は、可変増幅器１２においてその振幅レベルが調整された後、直交検波処理部１４においてＩ信号（同相成分）とＱ信号（直交成分）とに分波される。そしてＩ信号およびＱ信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６を経てＡ／Ｄ変換回路１８に入力されてディジタル信号に変換され、さらに復調器２０において復調されて復調データが取得される。
【００１３】
また、受信電力測定回路２２により、Ａ／Ｄ変換回路１８から出力されたＩ信号およびＱ信号に基づいて受信電力が取得される。そして増幅率制御回路２４は、この受信電力に基づいて可変増幅器１２の増幅率を制御し（いわゆるＡＧＣ[Automatic Gain Control]制御）、受信ＩＦ信号が所定の振幅レベル内に収まるように制御する。なお、図１において、交叉線付きの矢印は、Ｉ信号とＱ信号とが並列に伝送されていることを意味するものである。
【００１４】
また、ローパスフィルタ１６から出力されたＩ信号およびＱ信号はシンボル再生タイミング取得回路２６にも入力され、ここで、Ａ／Ｄ変換回路１８におけるサンプリングタイミングすなわちシンボル再生タイミングが取得される。なお、シンボル再生タイミングの取得は、例えば、シリアル伝送されるシンボル列群からなるバースト信号の１フレームのうち、伝送対象情報としての通信データのブロック（通信データブロック）の前に設定されるプリアンブルブロックに対して行われる。そして、通信データは、プリアンブルブロックから取得されたシンボル再生タイミングでサンプリングされたディジタル受信信号（の通信データブロック部）に基づいて復調される。
【００１５】
ここで、このシンボル再生タイミング取得回路２６のより詳細な構成および動作の例について説明する。Ｉ信号およびＱ信号（アナログ信号）は、比較器２８において所定の閾値に対する振幅レベルの大小によりそれぞれ二値化され、二つの受信コード（Ｉ受信コードおよびＱ受信コード）が取得される。そして、複素相関器３０において、複数のタイミングにおいて、これら受信コードと、記憶部３１に格納される参照コードとの複素相関が取得され、ピーク検出器３２により、複数のタイミングのうち、複素相関値が最大となるタイミング（すなわちシンボル再生タイミングまたはシンボル再生位相）が取得される。そして、発振器３７からのパルスを所定数カウントする毎にＡ／Ｄ変換回路１８のサンプリングクロックを発出する可変分周器３５は、このシンボル再生タイミングを示す情報に基づいてそのカウント数を変更し、サンプリングクロックの発出タイミングを変更する。こうして、Ａ／Ｄ変換回路１８はシンボル再生タイミング取得回路２６によって取得されたシンボル再生タイミングで、Ｉ信号およびＱ信号をサンプリングして、それぞれディジタルのＩ信号およびＱ信号に変換する。
【００１６】
ここで、比較器２８のサンプリングレートは、Ａ／Ｄ変換回路１８のサンプリングレートより高く、かつ比較器２８の量子化分解能は、Ａ／Ｄ変換回路１８の量子化分解能より低く設定されている。上述したように、これらを統合した場合には、Ａ／Ｄ変換回路１８ひいては復調回路１０が複雑化かつ大型化してしまうが、本実施形態では機能毎に分離した構成とすることで、それが抑制されるとともに、シンボル再生タイミング取得の迅速化が図られている。一例としては、Ａ／Ｄ変換回路１８のサンプリングレートが１シンボルあたり１回に設定されるのに対し、比較器２８のサンプリングレートは１シンボルあたり４回に設定され、またＡ／Ｄ変換回路１８の量子化分解能が８ビット（すなわち２５６階調）に設定されるのに対し、比較器２８の量子化分解能は１ビット（すなわち２階調）に設定される。なお、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路１８において１シンボルあたりの分解能を１ビットより高く設定するのは、受信電力に基づく振幅レベル制御（すなわちＡＧＣ制御）や受信信号における位相回転を補正するためであるが、多値変調方式として振幅変調方式（すなわちＱＡＭ等）を用いる場合（すなわち受信信号の振幅レベルに応じて多値データが設定される場合）などにおいても、このような構成が有効となる。また本実施形態では、受信コード取得回路として量子化分解能が１ビットの比較器２８を用いたが、これに替えてより高い量子化分解能の量子化回路を用いることも可能である。
【００１７】
複素相関器３０において算出される複素相関値（Cor(t)）は、所定のサンプリングタイミングtにおける受信コード（Rt(m)）を、
【数１】
Rt(m) = It(m) − j・Qt(m) ・・・ （１）
（ここに、Ｉ受信コード：It(m)、Ｑ受信コード：Qt(m)、ｊ：虚数、m = 1,2,・・・,M、M：参照コードのビット長［シフトレジスタの段数］）とし、また参照コード（Ref(m)）を、
【数２】
Ref(m) = Iref(m) ＋ j・Qref(m) ・・・ （２）
（ここに、Ｉ参照コード：Iref(m)、Ｑ参照コード：Qref(m)）とすると、
【数３】

となる。この複素相関値Cor(t)が、異なる複数のタイミングにおいて取得され、ピーク検出器３２において、その複素相関値Cor(t)が最大となるタイミングがシンボル再生タイミングとして取得される。なお、参照コードRef(m)は、受信コードとの自己相関が取れるよう、例えば、平均的な受信状態でアナログ受信信号から取得される受信コードまたはノイズの無い理想的な受信状態で取得される受信コード等として設定される。
【００１８】
複素相関器３０は、例えば図２のように構成される。比較器２８で量子化（本実施形態では１ビット符号化）された受信コード（Ｉ受信コードおよびＱ受信コード；受信信号の符号成分＋１→０，−１→１とする）は順次、シフトレジスタ３４に入力される。そして、ＥＸＯＲ（Exclusive or：排他的論理和）回路３８により、受信コードを構成する各データ（すなわち各フリップフロップ３６に格納されているデータ）と、それぞれ対応する参照コードの各データとの排他的論理和が、インバータ４０、加算器４２、二乗器４４および加算器４６等を経て、上記式（３）の複素相関値Cor(t)が取得される。なお、図２において、交叉線付きの矢印は、パラレルデータであることを示す。また、この例では、受信コードおよび参照コードを１ビット符号に設定したため、上記ＥＸＯＲ回路３８が使用できるが、受信コードおよび参照コードの量子化ビット数が１ビットより大きい場合は、ＥＸＯＲ回路３８に替えて乗算器が用いられる。
【００１９】
ここで、図３を参照して、相関値の算出例を説明する。図３は、図２に示した複素相関器３０において、Ｉ受信コード（It(t)、t=t1,t2[=t1+Δt],t3[=t1+2Δt]、Δt：参照コードの隣接ビット間の時間間隔すなわち受信コードのサンプリング周期）とＩ参照コード（Iref）との相関値（CorI(t);t=t1,t2,t3、図２の加算器４２ａの出力）の算出例を示したものである。図３の例では、比較器２８のサンプリングレートを１シンボルあたり４サンプルとし、参照コードとしては、４サンプル（４ビット）ずつ閾値より高い振幅レベル（＋１）および低い振幅レベル（−１）が反復したものが準備されている。また参照コード（およびそれに対応する受信コード）のコード長は１２ビットとしている。図３では、ビット毎のＥＸＯＲの結果は、受信コードと参照コードとが一致する場合は「０」一致しない場合は「１」となり、相関値CorI(t)は、コード内の「０」の数（合計値）として取得される。図３の例では、t=t2の場合が相関値が最も高くなっていることがわかる。すなわちこの例では、t=t2の場合のt=ti（すなわち、受信コードの１シンボル内の中央位置）がシンボル再生タイミングとして取得されることになる。
【００２０】
次に、本発明の別の実施形態について図４を参照して説明する。図４の実施形態にかかる復調回路５０は、図１の実施形態にかかる復調回路１０と同じまたは同様の構成要素を有している。このため、これらの間で同様の構成要素については両図で同じ符号を付すとともに、重複する部分についての詳細な説明を省略する。
【００２１】
図４の実施形態では、Ａ／Ｄ変換回路１８のサンプリングタイミングは固定され、その後段（すなわちＡ／Ｄ変換回路１８と復調器２０との間）に設けた補間器５２において、シンボル再生タイミング（またはそれに対応するタイミング）のデータを補間算出することで、同期したディジタル受信信号が取得される。このため、補間器５２には、Ａ／Ｄ変換回路１８において隣接するタイミングでサンプリングされ量子化された複数の振幅レベル（量子化レベル；例えば８ビットデータ）がそのタイミングに対応付けて格納されており、ピーク検出器３２で取得されたシンボル再生タイミング（またはそれに対応するタイミング、すなわち受信信号のアイ[eye]の開口中心となるタイミング）と、Ａ／Ｄ変換回路１８によって振幅レベルの取得されたタイミングと、に基づいて、公知の内挿（または外挿）手法によって、格納された振幅レベルからシンボル再生タイミング（またはそれに対応するタイミング）における振幅レベルが算出される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１８におけるサンプリングタイミングは固定されるため、図１の実施形態の可変分周器３５に替えて固定分周する分周器５６が設けられる。
【００２２】
また図４の実施形態では、比較器２８の後段（すなわち比較器２８と複素相関器３０との間）に補間器５４が設けられ、ここで、受信コードの時間分解能（１シンボルあたりのビット長）を増大させる処理が行われる。受信コードの１シンボルあたりのビット長をほぼ２倍に増大した一例を図５に示すと、受信コードIt(t1)で隣接するビットの量子化レベルが「＋１」および「−１」の場合には、その間の追加ビットの量子化レベルを「０」とし、また隣接するビットの量子化レベルが同じ値の場合にはその間の追加ビットの量子化レベルもそれと同じ値とし、こうしてビット長の増大された受信コードIt'(t1)が取得される。このようにビット長を増大させることで、シンボル再生タイミングの検出精度が向上する。なお、この場合には、参照コードに対しても同様の処理によってビット長が増大されており、また複素相関器もそのビット長分のパラレルデータが処理できるように構成される。また図５の例では、複素相関器３０では、受信コードIt'(t1)とこれに対応する参照コードに対する複素相関値が取得されるが、受信コードIt'(t1)の各ビットは２ビットであるため、図２に示すＥＸＯＲ回路３８に替えて乗算器を備える。なお、ここではビット長を２倍にした例について示したが、それ以上に増大させてもよい。
【００２３】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、受信コードの参照コードとの類似性に基づいてシンボル再生タイミングを取得するため、従来のシンボル再生タイミング取得回路で生じていたようなシンボル変化点の検出に起因する問題が抑制される。
【００２４】
また、Ａ／Ｄ変換回路とシンボル再生タイミング取得回路とを別構成とし、それぞれ適切なサンプリングレートおよび量子化分解能を設定するようにしたので、復調回路をよりコンパクトにかつ安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態にかかる復調回路の構成図である。
【図２】 本発明の実施形態にかかる復調回路の複素相関器の構成図である。
【図３】 図２の複素相関器において、複数のタイミングで受信コードおよび参照コードから取得された相関値の一例を示す図である。
【図４】 本発明の別の実施形態にかかる復調回路の構成図である。
【図５】 図４の復調回路のシンボル再生タイミング取得回路において、比較器で取得された受信コードのビット長を増大させた例を示す図である。
【符号の説明】
１０，５０ 復調回路、１２ 可変増幅器、１４ 直交検波処理部、１６ ローパスフィルタ、１８ Ａ／Ｄ変換回路、２０ 復調器、２２ 受信電力測定回路、２４ 増幅率制御回路、２６ シンボル再生タイミング取得回路、２８ 比較器、３０ 複素相関器、３２ ピーク検出器、３４ シフトレジスタ、３５ 可変分周器、３８ ＥＸＯＲ回路、４０ インバータ、４２ 加算器、４２ａ 加算器、４４ 二乗器、４６ 加算器、５２ 補間器、５４ 補間器。

Claims (3)

1. 直交検波されたアナログ受信信号の振幅レベルを一シンボル時間内に複数回含まれる時間間隔でサンプリングし、その振幅レベルに応じて量子化した受信コードを取得する受信コード取得回路と、
   前記受信コードに含まれる参照コードを予め記憶する記憶部と、
   複数のタイミングで前記参照コードと前記受信コードとの相関値を取得する相関値取得回路と、
   前記相関値のピークを検出して前記参照コードが送信されたタイミングを検知するピーク検出器と、
   を含み、前記相関値のピークに基づいて受信信号のシンボル再生タイミングを取得するシンボル再生タイミング取得回路。
2. 請求項１に記載のシンボル再生タイミング取得回路と、
   前記アナログ受信信号の振幅レベルを前記シンボル再生タイミングでサンプリングし、その振幅レベルに応じて量子化したディジタル受信信号を取得するＡ／Ｄ変換回路と、
   を備える復調回路であって、
   前記シンボル再生タイミング取得回路は、
   前記Ａ／Ｄ変換回路より高いサンプリング周期と少なくとも１ビットの量子化分解能により受信コードを量子化して相関値のピーク検出によりシンボル再生タイミングを取得し、
   前記Ａ／Ｄ変換回路は、
   前記シンボル再生タイミング取得回路より高い量子化分解能で前記アナログ受信信号を量子化することを特徴とする復調回路。
3. 請求項１に記載のシンボル再生タイミング取得回路または請求項２に記載の復調回路を含む受信装置であって、
   前記アナログ受信信号から前記シンボル再生タイミングでサンプリングされたディジタル受信信号を復調処理して通信データを取得する受信装置。

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