JP4019958B2 - 通信システム、その送信機及び受信機 - Google Patents
通信システム、その送信機及び受信機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば衛星通信システム等に適用されるPSK-FM信号を用いた通信システム、その送信機及び受信機の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
PSK-FM信号は、送信データをＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調して生成されたＰＳＫ変調信号を、更にＦＭ（Frequency Modulation）変調を行うことにより生成される。ＰＳＫおよびＦＭの変復調は周知技術である（例えば、下記非特許文献１参照。）。
【０００３】
図７は、従来のPSK-FM信号を用いた通信システムの構成図である。図において１０は送信機、１１はＰＳＫ変調手段、１２はＦＭ変調手段、１５は受信機、１６はＦＭ復調手段、１７はＰＳＫ復調手段である。
【０００４】
次に上記従来のPSK-FM信号を用いた通信システムの動作について説明する。図７において、送信データは送信機１０内のＰＳＫ変調手段１１によってＰＳＫ変調処理され、サブキャリア周波数fsのＰＳＫ変調信号が生成される。ここでi番目（iは整数）の送信データの値をai、１ビットの長さをTbとすると、ＰＳＫ変調手段１１から出力されるＰＳＫ変調信号の任意の時刻tにおける値v(t)は下記式１で与えられる。
【数１】
【０００５】
ＰＳＫ変調信号は、ＦＭ変調手段１２０によりＦＭ変調処理され、PSK-FM信号である送信信号が生成される。ここで、キャリア周波数をfc、ＦＭの最大周波数偏移をF、同じく変調指数をβとすると、任意の時刻tにおける送信信号の値s(t)は下記式２で与えられる。
【数２】
【０００６】
一方、受信機１５において、受信信号はＦＭ復調手段１６によってＦＭ復調処理される。ここで、ＦＭ復調手段１６としては、入力信号の瞬時周波数に比例した値を出力する周波数弁別器が一般に適用される。ＦＭ復調手段１６として周波数弁別器を採用した場合には、PSK-FM信号である受信信号s(t)を入力すると、その出力であるＦＭ復調済み信号w(t)は下記式３で与えられる。
【数３】
【０００７】
ここでＦＭ復調手段１６から出力されるＦＭ復調済み信号w(t)は、前記ＰＳＫ変調信号v(t)（式１）に比例した信号となるため、これをＰＳＫ復調手段１７により復調処理して復調データを得る。
【０００８】
【非特許文献１】
現代の通信回線理論（Ｓ．スタイン／Ｊ．Ｊ．ジョーンズ共著、森北出版、1970年10月20日第1版発行、ＦＭ変調についてP171〜182、ＰＳＫ変調についてP248〜252）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のPSK-FM信号を用いた通信システムは上記の通り構成されているため、ＦＭ変調方式が本質的に有する「スレッショルド効果」により、変調指数βを大きくした場合にビット誤り率特性が著しく劣化するという課題があった。
【００１０】
ここで上記「スレッショルド効果」とは、ＦＭ変調信号を復調処理する場合に、そのＣＮ比があるスレッショルド値を下回ると復調出力信号のＳＮ比が急激に低下する現象である。例えば、変調指数が大きい場合、ＣＮ比が１０〜１３ｄＢ程度でスレッショルド効果が確認される（上記非特許文献１、P180〜182参照。）。
【００１１】
すなわち、従来のPSK-FM信号を用いた通信システムでは、信号電力を一定にして変調指数βを大きくすると、最大周波数偏移Fも大きくなって信号の帯域幅が拡大するため、雑音電力が増大してＣＮ比が低下する。その結果、上記スレッショルド効果によりＦＭ復調手段１６から出力されるＰＳＫ変調信号のＳＮ比が大きく低下し、ビット誤り率特性が著しく劣化する。
【００１２】
具体例として、ビット誤り率特性の指標となる信号エネルギー対雑音電力密度比が１０ｄＢあり、単純なＰＳＫ変調信号であればビット誤り率が１０-5以下となるような場合について検討する。この場合において、例えば送信データのデータ速度が２ｋｂｉｔ／秒、サブキャリア周波数が１６ｋＨｚ、変調指数が２５であったとすると、最大周波数偏移は４００ｋＨｚとなり、送信データの帯域幅（２ｋＨｚ）に対して変調処理後のPSK-FM信号の帯域幅は２００倍に拡大する。そのため、PSK-FM信号のＣＮ比は信号エネルギー対雑音電力密度比の２３ｄＢ低い値、すなわち−１３ｄＢ（＝ビット誤り率特性の指標となる信号エネルギー対雑音電力密度比（１０ｄＢ）−PSK-FM信号の帯域幅拡大に伴う雑音電力増大（２３ｄＢ））となり、前述のスレッショルド効果が発生する限界値である１０〜１３ｄＢをはるかに下回るため、スレッショルド効果の影響によってビット誤り率特性が大きく劣化するといった課題があった。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、変調指数が大きい場合でもビット誤り率特性の劣化を抑圧させることが可能なPSK-FM信号を用いた通信システムを提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し目的を達成するために、本発明に係る通信システムは、送信データ速度のＮ／２倍（但し、Ｎは１以上の整数）のサブキャリア周波数で、前記送信データをＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段とを有し、PSK-FM信号を送信する送信機と、PSK-FM信号を直交検波処理して複素ベースバンド信号に変換する直交検波手段と、前記複素ベースバンド信号と、前記サブキャリア周波数に応じて決定される所定の参照用拡散信号との相関信号を算出する複素相関演算手段と、前記相関信号に基づいて同期検波処理を行い復調データを再生する同期検波手段とを有する受信機と、から構成される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本実施の形態１の通信システムの構成図である。図１において、１０は送信データをPSK-FM変調処理して送信する送信機、１１ａはＰＳＫ変調手段、１２はＦＭ変調手段、２０はPSK-FM変調処理された受信信号を復調処理する受信機、２１、２２は複素ベースバンド信号と所定の参照用拡散信号との相関値を算出する複素相関演算手段としての相関演算手段、２３、２６はラッチ手段、２４はフィルタ手段、２５はリミタ手段、２７は乗算手段、２８は積分放電手段、２９は所定の演算処理後の相関信号にもとづいて復調データを再生する同期検波手段、３０は受信信号を検波処理して複素ベースバンド信号を出力する直交検波手段、４０は相関信号に基づいて受信信号の符号タイミングを検出する初期捕捉手段、５０はサブキャリア周波数に同期した位相調整済みのサンプリングクロック信号を生成するＤＬＬ（Delay-Lock Loop）手段である。
【００１６】
本実施の形態１の通信システムの動作を構成図１に従って説明する。まず送信機１０において、送信データはＰＳＫ変調手段１１ａによってＰＳＫ変調され、サブキャリア周波数fsのＰＳＫ変調信号に変換される。
【００１７】
ここで、本実施例におけるＰＳＫ変調手段１１ａにおいて、ＰＳＫ変調処理のサブキャリア周波数fsは送信データ速度のＮ／２倍（Ｎは１以上の整数）である点で、前記従来の通信システムにおけるＰＳＫ変調手段１１と相違する。即ち、１ビットの長さをTbとすると、本実施の形態１におけるＰＳＫ変調手段１１ａは
fsTb ＝ N/2 ・・・ 式４
なる関係が成立する。
【００１８】
ここでi番目（iは整数）の送信データの値をaiとすると、時刻tにおけるＰＳＫ変調信号v(t)は下記式５で与えられる。
【数４】
【００１９】
ＰＳＫ変調信号v(t)は、ＦＭ変調手段１２によりＦＭ変調処理されてPSK-FM信号である送信信号が生成される。ここで、キャリア周波数をfc、ＦＭの最大周波数偏移をF、同じく変調指数をβとすると、時刻tにおける送信信号s(t)は下記式６で与えられる。
【数５】
【００２０】
ここで、本実施の形態１では前述の式４に示す関係が成立するため下記式７が成立する。
【数６】
上記式７を、前述の単一ビットパルス関数h(t)を用いて書き改めると下記式８が得られる。
【数７】
【００２１】
ここで、下記式９ａ及び９ｂの通り関数uI(t)、uQ(t)を定義する。
【数８】
三角関数の周期性および対称性を考慮すると、上記関数uI(t)、uQ(t)に基づき下記式１０ａ、１０ｂが得られる。
【数９】
【００２２】
従って上記式８、１０ａ、１０ｂより、送信信号s(t)は下記式１１で表すことができる。
【数１０】
【００２３】
すなわち、送信信号s(t)の同相成分は、uI(t)を拡散符号とする直接拡散方式による符号周期1/(2fs)の無変調スペクトル拡散信号となっていることが明らかである。
【００２４】
また、周波数fsの矩形サブキャリアをＰＳＫ変調したＰＳＫ変調信号vR(t)は下記式１２の通りとなり、
【数１１】
上記送信信号s(t)（式１１）の直交成分は、上記ＰＳＫ変調信号vR(t)を拡散符号uQ(t)により直接拡散方式でスペクトル拡散した符号周期1/(2fs)のスペクトル拡散信号となっていることが明らかである。
【００２５】
以上の通り本実施の形態１では、ＰＳＫ変調手段１１ａのサブキャリア周波数fsを送信データ速度のＮ／２倍（Ｎは１以上の整数）とすることにより、送信機１０から出力される送信信号s(t)は、PSK-FM信号でありながら直接拡散方式のスペクトル拡散信号としての性質を有することになる。換言すれば、本実施の形態１のＦＭ変調による信号の広帯域化は直接拡散方式のスペクトル拡散による帯域拡大と等価である。
ここで、前述の式４より Tb＝N/(2fs) であるから、１ビットのデータには拡散符号uI(t)、uQ(t)がそれぞれＮ個含まれる。
【００２６】
送信信号s(t)が直接拡散方式のスペクトル拡散信号としての性質を有するため、受信機側では受信信号s(t)をスペクトル拡散通信の技術を適用して復調処理が可能であり、従来の受信機で必須であったＦＭ復調手段１６を用いなくても復調処理を行うことができる。
【００２７】
従って、ＦＭ復調を行う限りは不可避であったスレッショルド効果によるビット誤り率特性の劣化を回避することができる。すなわち、直接拡散方式のスペクトル拡散信号の復調処理は線形信号処理により行われ、ＦＭ復調に必要な周波数弁別器等による非線形処理は行われないため、低受信ＣＮ比の状況でもビット誤り率特性の劣化を生じることがない。
【００２８】
スペクトル拡散通信技術を適用した復調処理には、逆拡散（拡散符号との相関演算）や一次変調方式の復調（検波）の他、符号同期の初期捕捉および追跡やキャリア再生等が含まれる。
【００２９】
ここで上記式１１より、受信信号s(t)の同相成分は無変調スペクトル拡散信号であり、変調成分は受信信号s(t)の直交成分にのみ含まれる。従って、受信信号s(t)の直交成分のみにより復調データを得ることができる。
【００３０】
復調データの再生には、送信信号s(t)の直交成分とその拡散符号であるuQ(t)との相関演算（逆拡散）を用いる。
ここで、復調データの再生処理における相関演算結果も拡散符号長である1/(2fs)ごとに算出される。すなわち、この相関演算結果はＰＳＫ変調信号をサブキャリア周波数fsの２倍でオーバーサンプリングした信号となるので、これに対して一般的なＰＳＫ復調処理を施すことにより復調データが再生される。
【００３１】
一方、符号同期の初期捕捉および追跡やキャリア再生等を行うためには、変調成分除去操作が不要な無変調スペクトル拡散信号の方が有利であり、受信信号s(t)の同相成分とその拡散符号であるuI(t)との相関演算結果を用いることが望ましい。
【００３２】
前述のように、拡散符号uI(t)の符号長は1/(2fs)であるから、受信機２０において受信信号s(t)の同相成分にもとづいて符号同期の初期捕捉および追跡を行うことにより送受信機間でサブキャリアの同期も同時に確立することが可能である。
【００３３】
本実施の形態１の受信機２０は、以上の考え方に基づきPSK-FM信号である受信信号s(t)を復調処理する。以下、本実施の形態１の通信システムの構成図１に従い、受信機２０の動作について説明する。
【００３４】
受信器２０において、受信信号s(t)は直交検波手段３０に入力される。
図２は、直交検波手段３０の構成図である。図２において、３１はＡＤ変換手段、３３は準同期キャリア生成手段、３５は乗算手段、３７はフィルタ手段、３９はラッチ手段である。
【００３５】
直交検波手段３０において、受信信号s(t)はＡＤ変換手段３１に入力され、標本化定理を満足するようにキャリア周波数fcの２倍以上のサンプリング周波数で標本化および量子化され、デジタル受信信号として出力される。
【００３６】
一方、準同期キャリア生成手段３３は、受信信号s(t)と同一の周波数を有し位相差θを含む、複素キャリア信号を出力する。
【００３７】
次に乗算手段３５は、前記デジタル受信信号と複素キャリア信号とを入力して乗算処理する。
ここで、受信信号s(t)が上記式８で表され、受信信号s(t)と複素キャリア信号との間の位相差がθである場合、任意のサンプリング時刻tにおける乗算結果は下記式１３で与えられる。
【数１２】
【００３８】
フィルタ手段３７は乗算手段３５の出力信号に対してローパスフィルタリングを行うことにより、キャリア周波数の２倍の周波数成分を抑圧し、ベースバンド成分を通過させる。フィルタ手段３７によるフィルタリング処理後の出力信号は下記式１４の通りとなる。
【数１３】
【００３９】
ラッチ手段３９はフィルタ手段３７の出力信号を入力し、ＤＬＬ手段５０から出力されるサブキャリア周波数の２Ｋ倍（Ｋは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロック信号に従いラッチして、サンプリング速度を変換する。
時刻t＝k/(2Kfs)における、サンプリング速度変換後のデジタル受信信号（以下、「複素ベースバンド信号」と呼ぶ。）rkは下記式１５で与えられる。
【数１４】
【００４０】
第一の相関演算手段２１は、複素ベースバンド信号rkと前記受信信号の同相成分に関する参照用の拡散信号uI(t)との相関演算を行い、同相相関信号ckを算出する。
ここで、同相成分の拡散信号uI(t)および直交成分の拡散信号uQ(t)が互いに直交関係にあることを考慮すると、時刻t＝k/(2Kfs)における同相相関信号ckは下記式１６で与えられる。
【数１５】
【００４１】
式１６より明らかな通り、同相相関信号ckは同相拡散信号uI(t)の自己相関関数となる。このため、同相相関信号ckは周期1/(2fs)の周期関数となり、同相相関信号ckの電力は時刻t＝L/(2fs)＝LK/(2Kfs)において下記式１７で与えられる最大値Pmaxをとる。ただしLは整数である。
【数１６】
【００４２】
一方、第二の相関演算手段２２は、前記複素ベースバンド信号rkと前記受信信号の直交成分に関する参照用の拡散信号uQ(t)との相関演算を行い、直交相関信号CLを算出する。時刻t＝k/(2Kfs)における直交相関信号CLは下記式１８で与えられる。
【数１７】
式１８より明らかな通り、時刻t＝L/(2fs)における直交相関信号CLは、ＰＳＫ変調信号を(θ＋π/2)だけ位相回転して得られる信号を、サブキャリア周波数の２倍の周波数でサンプリングした信号となる。
【００４３】
次に初期捕捉手段４０は、前記相関演算手段２１から出力された同相相関信号ckに基づいて、符号タイミングの初期捕捉を行う。
【００４４】
初期捕捉手段４０の動作を構成図３に従って説明する。図３において、４２は加算手段、４４はメモリ手段、４６は相関電力算出手段、４８は最大値検出手段である。
【００４５】
初期捕捉手段４０において加算手段４２は、同相相関信号ckと、メモリ手段４４に蓄積されたKサンプル（＝符号周期1/(2fs)）前の加算結果とを加算処理する。メモリ手段４４は、加算手段４２から出力された加算結果のKサンプル分（＝符号周期1/(2fs)）のデータを順次格納・出力する。
ここで、前述の通り同相相関信号ckは繰返し周期1/(2fs)の周期関数であるから、該同相相関信号ckは、加算手段４２及びメモリ手段４４の組合わせにより符号周期1/(2fs)で巡回積分演算されることにより、信号のＳＮ比が改善される。
【００４６】
相関値電力算出手段４６は、前記巡回積分演算済みの同相相関信号（以下、「巡回積分信号」と呼ぶ。）の電力値を出力する。ここで、前述の通り同相相関信号ckの電力は繰返し周期1/(2fs)ごとに最大値Pmaxをとるため、巡回積分信号の電力値も繰返し周期1/(2fs)で極大値を有する。最大値検出手段４８は、巡回積分信号の電力値の極大値が検出されるタイミングを特定し、そのタイミングを示す捕捉パルス信号を出力する。
【００４７】
従来の一般的な受信機におけるスペクトル拡散信号の初期捕捉処理では、相関信号の変調成分を除去するために電力を算出し、当該電力信号に対して巡回積分を行う必要がある。ここで、電力信号は信号振幅が二乗されるためＳＮ比の劣化を伴う。
【００４８】
一方、本実施の形態１の初期捕捉手段４０は、無変調の同相相関信号ckを巡回積分演算してＳＮ比を改善した後に、その電力値を算出してタイミング捕捉をおこなうため、従来の受信機におけるスペクトル拡散信号の初期捕捉処理と比較すると、精度の高い初期捕捉動作が可能である。
【００４９】
次にＤＬＬ手段５０は、前記同相相関信号ckと前記捕捉パルス信号とに基づいて、サブキャリア周波数2fsに同期したサブキャリアクロック信号を生成する。ＤＬＬ手段５０の動作を構成図４に従って説明する。図４において、５２はフィルタ手段、５４は数値制御発振手段、５６は分周手段、５８は遅延手段、６０は誤差信号生成手段である。
【００５０】
まず、前記初期捕捉手段４０から捕捉パルス信号が出力される以前の初期状態において、誤差信号生成手段６０、フィルタ手段５２、分周手段５６の出力はそれぞれ零である。数値制御発振手段５４は周波数2Kfsのサンプリングクロック信号を生成し、前記直交検波手段３０に対して出力される。当該サンプリングクロック信号は、実際の受信信号s(t)に対し位相誤差を含む。
【００５１】
一方、上述の通り初期捕捉手段４０によって初期捕捉動作が完了し捕捉パルス信号が出力されている初期捕捉完了状態において、遅延手段５８は分周手段５６が適切なタイミングで分周動作を行うように捕捉パルス信号に遅延を付加し、遅延捕捉パルス信号として出力する。ここで、遅延手段５８によって付加される遅延量は、分周手段５６の動作処理遅延時間に応じて適切な値が選択される。
【００５２】
分周手段５６は、前記遅延捕捉パルス信号によって得られるタイミングに基づいて、数値制御発振手段５４から出力された前記サンプリングクロック信号（周波数2Kfs）をK分周処理し、タイミングt＝L/(2fs)に立ち上がりを有する、位相調整済みの２倍サブキャリアクロック信号（周波数2fs）を生成する。
【００５３】
誤差信号生成手段６０は、実際の受信信号s(t)に対する前記サンプリングクロック信号のタイミング位相誤差に応じたタイミング誤差信号を出力する。
【００５４】
誤差信号生成手段６０の動作を構成図５に従って説明する。図５において、７０、７１は遅延手段、６２、７２はラッチ手段、６３、７３はフィルタ手段、６４は加算手段、７４は減算手段、６５、７５は実数部選択手段、６６、７６は虚数部選択手段、６７、７７は乗算手段、８０は第二の加算手段である。
【００５５】
第一のラッチ手段６２は、相関演算手段２１から出力された同相相関信号ckを入力し、タイミングt＝L/(2fs)に立ち上がりを有する２倍サブキャリアクロック信号に基づいて、タイミングt1＝(LK+1)/(2Kfs)における同相相関信号の値cLK+1をラッチ出力する。
第一のラッチ出力値cLK+1は第一のフィルタ手段６３によって雑音成分が除去される。
【００５６】
また、前記同相相関信号ckは、遅延時間がそれぞれ1/(2Kfs)である遅延手段７０、７１によって、合計2/(2Kfs)の遅延が付加された後、第二のラッチ手段７２に入力される。
第二のラッチ手段７２は、前記遅延付加後の同相相関信号ckを入力し、２倍サブキャリアクロック信号に基づいてラッチ出力する。ここで遅延手段７０、７１による遅延付加量が2/(2Kfs)であるため、第二のラッチ手段７２のラッチ出力値は、タイミングt2＝(LK-1)/(2Kfs)（＝t1−2/(2Kfs)）における同相相関信号の値cLK-1となる。
第二のラッチ出力値cLK-1はフィルタ手段７３によって雑音成分が除去される。
【００５７】
加算手段６４は、フィルタ手段６３、７３の出力信号を加算処理し、加算結果信号cLK+1+cLK-1を生成する。該加算結果信号cLK+1+cLK-1は、第一の実数部選択手段６５と第一の虚数部選択手段６６とによって実数部と虚数部とに分離される。
【００５８】
また、また減算手段７４は、フィルタ手段６３、７３の出力信号を減算処理し、減算結果信号cLK+1-cLK-1を生成する。該減算結果信号cLK+1-cLK-1は、第二の実数部選択手段７５と第二の虚数部選択手段７６とによって実数部と虚数部とに分離される。
【００５９】
次に第一の乗算手段６７は、加算結果信号cLK+1+cLK-1及び減算結果信号cLK+1-cLK-1の実数部を乗算処理して、実数部乗算信号eIを算出する。
また第二の乗算手段７７は、加算結果信号cLK+1+cLK-1及び減算結果信号cLK+1-cLK-1の虚数部を乗算処理して、虚数部乗算信号eQを算出する。
ここで、実数部乗算信号eI及び虚数部乗算信号eQは下記式１９で表される。
【数１８】
【００６０】
第二の加算手段８０は、実数部乗算信号eI及び虚数部乗算信号eQを加算処理し、下記式２０で表される誤差信号eを算出する。
【数１９】
【００６１】
前述の通り、同相相関信号ckは同相拡散信号uI(t)の自己相関関数であり、その電力はタイミングt=L/(2fs)= LK/(2Kfs)において極大値をとる。従って、当該タイミングの前後における同相相関信号cLK-1、cLK+1については、自己相関関数の対称性から|cLK-1|=|cLK+1|が成立する。
このため、前記サンプリングクロック信号にタイミング位相誤差がない場合は、上記誤差信号eは零となる。
【００６２】
しかし、前記サンプリングクロック信号にタイミング位相誤差τ（|τ|＜1/(2Kfs)）がある場合は、同相相関信号cLK-1、cLK+1はそれぞれタイミングt1=(LK+1)/(2Kfs)+τ，t2= (LK-1)/(2Kfs)+τにおける相関値となり、電力値が極大となるタイミングt= LK/(2Kfs)を中心とした対称な２点の相関値ではなくなるため、|cLK-1|≠|cLK+1|となる。
【００６３】
このとき、同相相関信号の振幅は極大値をとる時刻t= LK/(2Kfs)の近傍では上に凸の対称関数であることを考慮すると下記式２１が成立する。
【数２０】
【００６４】
従って、サンプリングクロック信号のタイミング位相が遅れている場合（τ＞0）には誤差信号e＜0となりサンプリングクロック信号のタイミング位相が進んでいる場合（τ＜0）には誤差信号e＞0となる。すなわち、上記誤差信号eはタイミング位相誤差τの大きさに応じて値が変化する、いわゆる時間弁別特性を有している。
【００６５】
以上の通り本実施の形態１の誤差信号生成手段６０では、同相相関信号ckが無変調であり信号帯域が狭いため、フィルタ手段６３、７３により雑音成分を除去することが可能であり、誤差信号eの精度を高めることが出る。
これに対し、従来のスペクトル拡散通信の受信機においても、拡散符号の同期追跡をおこなうＤＬＬ（ディレイロックループ）を用いて、相関信号から時間弁別特性を有する誤差信号を生成する構成が検討されているが、相関信号に変調成分が含まれることから信号帯域も広いため、誤差信号生成の過程でフィルタリング処理による雑音除去を行うことができず、誤差信号eの精度が低かった。
【００６６】
数値発振制御手段５４は、フィルタ手段５２によって雑音成分が除去された誤差信号eに基づいて、前記サンプリングクロック信号の位相を調整する。
具体的には、誤差信号eが負の場合には、サンプリングクロック信号のタイミング位相が遅れているので、数値発振制御手段５４はその出力であるサンプリングクロック信号の周波数を高めてタイミング位相を進ませる。
一方、誤差信号eが正の場合には、サンプリングクロック信号のタイミング位相が進んでいるので、サンプリングクロック信号の周波数を低くしてタイミング位相を遅らせる。
【００６７】
サンプリングクロック信号が上記の通り位相制御されているため、分周処理後の２倍サブキャリアクロック信号は同相相関信号ckの電力が極大となるタイミングt＝L/(2fs)に立ち上がりを有する。換言すれば、２倍サブキャリアクロック信号の立ち上がりが同相相関信号ckの電力が極大となるタイミングと一致するよう調整されることにより、２倍サブキャリアクロック信号とPSK-FM変調処理された実際の受信信号s(t)のサブキャリアとの間で位相同期が確立される。
【００６８】
図１においてラッチ手段２３は、前記２倍サブキャリアクロック信号に基づき、タイミングt＝L/(2fs)（＝LK/(2Kfs)）における同相相関信号ckの値をラッチし、キャリア成分信号XLとして出力する。
時刻t＝L/(2fs)におけるキャリア成分信号XLは、下記式２２で表される。
【数２１】
【００６９】
キャリア成分信号XLは、フィルタ手段２４によって雑音成分が除去された後に、リミタ手段２５によって信号振幅が１に正規化され、キャリア位相信号exp(jθ)として出力される。ここでθは、受信信号s(t)と、直交検波手段３０の準同期キャリア生成手段３３（図２参照）によって生成された複素キャリア信号との位相差である。
【００７０】
一方、ラッチ手段２６は前記相関演算手段２２によって算出された直交相関信号CLを入力し、前記２倍サブキャリアクロック信号に基づいてタイミングt＝L/(2fs)における直交相関信号CLの値をラッチし、受信ＰＳＫ変調信号YLとして出力する。
時刻t＝L/(2fs)における受信ＰＳＫ変調信号YLは、下記式２３で表される。
【数２２】
ここで、受信ＰＳＫ変調信号YLは、ＰＳＫ変調信号（式１２参照）を(θ＋π/2)だけ位相回転し、サブキャリア周波数の２倍の周波数で標本化処理した信号であることがわかる。
【００７１】
乗算手段２７は、受信ＰＳＫ変調信号YLに”＋１”及び”−１”を交互に乗算して、サブキャリア変調を復調したベースバンドＰＳＫ変調信号ZLを出力する。ここで、タイミングt＝L/(2fs)におけるベースバンドＰＳＫ変調信号ZLは下記式２４で表される。
【数２３】
【００７２】
積分放電手段２８は、時刻t＝N(i+1)/(2fs)＝(i+1)Tbにおいて、(Ni+1)/(2fs)≦t≦N(i+1)/(2fs)なる時間範囲に関するベースバンドＰＳＫ変調信号ZLを積分した値を順次算出し、整合データ信号μiとして出力する。ここで、時刻t＝ (i+1)Tbにおける整合データ信号μiは下記式２５で表される。
【数２４】
【００７３】
すなわち、整合データ信号μiは、送信データaiをＰＳＫ変調処理したＮ個のベースバンドＰＳＫ変調信号ZLを全て加算したものである。換言すれば、整合データ信号μiは、ベースバンドＰＳＫ変調信号ZLに対する整合フィルタである積分放電フィルタの出力であり、送信データaiにより変調された部分の全エネルギーを積分することでＳＮ比が最大化される。
【００７４】
同期検波手段２９は、整合データ信号μiと前記キャリア位相信号exp(jθ)の複素共役数とを乗算し、該乗算値の虚数部である判定信号Diの正負に応じ、受信データαiの値を判定して出力する。
具体的には、判定信号Diが下記式２６で与えられることに注目して、Di≧０の場合は送信データai＝１であったものと判定し、Di＜０の場合は送信データai＝−１であったものと判定する。
【数２５】
【００７５】
図６は、本実施の形態１及び従来の通信システムのビット誤り率特性を計算機シミュレーションにより比較した特性図である。ここで、送信データのデータ速度を２ｋｂｐｓ、サブキャリア周波数を１６ｋＨｚ、変調指数を２５、最大周波数偏を４００ｋＨｚとしている。
【００７６】
図６で明らかな通り、従来の通信システムではスレッショルド効果によりビット誤り率特性の大幅に劣化する「ＳＮ比：０ｄＢ以下」の条件下において、本実施の形態１の通信システムではスレッショルド効果の影響を受けずに、従来例と比較して８〜１１ｄＢ程度良好なビット誤り率特性を得ることができる。
【００７７】
以上のように、本実施の形態１の通信システムでは、受信信号の変調成分に対して線形の信号処理を行うため、従来PSK-FM変復調方式において不可避であったスレッショルド効果を回避することができ、変調指数が大きい場合におけるビット誤り率特性を大幅に改善することができる。
【００７８】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、送信機側においてＰＳＫ変調手段のサブキャリア周波数を送信データ速度のＮ／２倍（Ｎは１以上の整数）とすることにより、直接拡散方式のスペクトル拡散信号としての性質を有するPSK-FM信号を生成することができる。
【００７９】
また、受信機側ではPSK-FM信号をスペクトル拡散通信の技術を適用することで、ＦＭ復調手段を用いずに復調処理することができ、スレッショルド効果によるビット誤り率特性の劣化を回避してビット誤り率特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１の通信システムの構成図である。
【図２】 本発明の実施の形態１の直交検波手段の構成図である。
【図３】 本発明の実施の形態１の初期捕捉手段の構成図である。
【図４】 本発明の実施の形態１のＤＬＬ手段の構成図である。
【図５】 本発明の実施の形態１の誤差信号生成手段の構成図である。
【図６】 本発明の実施の形態１の通信システムのビット誤り特性を示した特性図である。
【図７】 従来のPSK-FM信号を用いた通信システムの構成図である。
【符号の説明】
１０ 送信機
１１、１１ａ ＰＳＫ変調手段
１２ ＦＭ変調手段
１６ ＦＭ復調手段
１７ ＰＳＫ復調手段
１５、２０ 受信機
２１、２２ 相関値演算手段
２３、２６、３９、６２、７２ ラッチ手段
２４、３７、５２、６３、７３ フィルタ手段
２５ リミタ手段
２７、３５、６７、７７ 乗算手段
２８ 積分放電手段
２９ 同期検波手段
３０ 直交検波手段
３１ ＡＤ変換手段
３３ 準同期キャリア生成手段
４０ 初期捕捉手段
４２、６４、８０ 加算手段
４４ メモリ手段
４６ 相関電力算出手段
４８ 最大値検出手段
５０ ＤＬＬ手段
５４ 数値制御発信手段
５６ 分周手段
５８、７０、７１ 遅延手段
６０ 誤差信号生成手段
６５、７５ 実数部選択手段
６６、７６ 虚数部選択手段
７４ 減算手段
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば衛星通信システム等に適用されるPSK-FM信号を用いた通信システム、その送信機及び受信機の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
PSK-FM信号は、送信データをＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調して生成されたＰＳＫ変調信号を、更にＦＭ（Frequency Modulation）変調を行うことにより生成される。ＰＳＫおよびＦＭの変復調は周知技術である（例えば、下記非特許文献１参照。）。
【０００３】
図７は、従来のPSK-FM信号を用いた通信システムの構成図である。図において１０は送信機、１１はＰＳＫ変調手段、１２はＦＭ変調手段、１５は受信機、１６はＦＭ復調手段、１７はＰＳＫ復調手段である。
【０００４】
次に上記従来のPSK-FM信号を用いた通信システムの動作について説明する。図７において、送信データは送信機１０内のＰＳＫ変調手段１１によってＰＳＫ変調処理され、サブキャリア周波数fsのＰＳＫ変調信号が生成される。ここでi番目（iは整数）の送信データの値をai、１ビットの長さをTbとすると、ＰＳＫ変調手段１１から出力されるＰＳＫ変調信号の任意の時刻tにおける値v(t)は下記式１で与えられる。
【数１】
ＰＳＫ変調信号は、ＦＭ変調手段１２０によりＦＭ変調処理され、PSK-FM信号である送信信号が生成される。ここで、キャリア周波数をfc、ＦＭの最大周波数偏移をF、同じく変調指数をβとすると、任意の時刻tにおける送信信号の値s(t)は下記式２で与えられる。
【数２】
一方、受信機１５において、受信信号はＦＭ復調手段１６によってＦＭ復調処理される。ここで、ＦＭ復調手段１６としては、入力信号の瞬時周波数に比例した値を出力する周波数弁別器が一般に適用される。ＦＭ復調手段１６として周波数弁別器を採用した場合には、PSK-FM信号である受信信号s(t)を入力すると、その出力であるＦＭ復調済み信号w(t)は下記式３で与えられる。
【数３】
ここでＦＭ復調手段１６から出力されるＦＭ復調済み信号w(t)は、前記ＰＳＫ変調信号v(t)（式１）に比例した信号となるため、これをＰＳＫ復調手段１７により復調処理して復調データを得る。
【０００８】
【非特許文献１】
現代の通信回線理論（Ｓ．スタイン／Ｊ．Ｊ．ジョーンズ共著、森北出版、1970年10月20日第1版発行、ＦＭ変調についてP171〜182、ＰＳＫ変調についてP248〜252）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のPSK-FM信号を用いた通信システムは上記の通り構成されているため、ＦＭ変調方式が本質的に有する「スレッショルド効果」により、変調指数βを大きくした場合にビット誤り率特性が著しく劣化するという課題があった。
【００１０】
ここで上記「スレッショルド効果」とは、ＦＭ変調信号を復調処理する場合に、そのＣＮ比があるスレッショルド値を下回ると復調出力信号のＳＮ比が急激に低下する現象である。例えば、変調指数が大きい場合、ＣＮ比が１０〜１３ｄＢ程度でスレッショルド効果が確認される（上記非特許文献１、P180〜182参照。）。
【００１１】
すなわち、従来のPSK-FM信号を用いた通信システムでは、信号電力を一定にして変調指数βを大きくすると、最大周波数偏移Fも大きくなって信号の帯域幅が拡大するため、雑音電力が増大してＣＮ比が低下する。その結果、上記スレッショルド効果によりＦＭ復調手段１６から出力されるＰＳＫ変調信号のＳＮ比が大きく低下し、ビット誤り率特性が著しく劣化する。
【００１２】
具体例として、ビット誤り率特性の指標となる信号エネルギー対雑音電力密度比が１０ｄＢあり、単純なＰＳＫ変調信号であればビット誤り率が１０-5以下となるような場合について検討する。この場合において、例えば送信データのデータ速度が２ｋｂｉｔ／秒、サブキャリア周波数が１６ｋＨｚ、変調指数が２５であったとすると、最大周波数偏移は４００ｋＨｚとなり、送信データの帯域幅（２ｋＨｚ）に対して変調処理後のPSK-FM信号の帯域幅は２００倍に拡大する。そのため、PSK-FM信号のＣＮ比は信号エネルギー対雑音電力密度比の２３ｄＢ低い値、すなわち−１３ｄＢ（＝ビット誤り率特性の指標となる信号エネルギー対雑音電力密度比（１０ｄＢ）−PSK-FM信号の帯域幅拡大に伴う雑音電力増大（２３ｄＢ））となり、前述のスレッショルド効果が発生する限界値である１０〜１３ｄＢをはるかに下回るため、スレッショルド効果の影響によってビット誤り率特性が大きく劣化するといった課題があった。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、変調指数が大きい場合でもビット誤り率特性の劣化を抑圧させることが可能なPSK-FM信号を用いた通信システムを提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し目的を達成するために、本発明に係る通信システムは、送信データ速度のＮ／２倍（但し、Ｎは１以上の整数）のサブキャリア周波数で、前記送信データをＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、ＰＳＫ変調信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段とを有し、PSK-FM信号を送信する送信機と、PSK-FM信号を直交検波処理して複素ベースバンド信号に変換する直交検波手段と、前記複素ベースバンド信号と、前記サブキャリア周波数に応じて決定される所定の参照用拡散信号との相関信号を算出する複素相関演算手段と、前記相関信号に基づいて同期検波処理を行い復調データを再生する同期検波手段とを有する受信機と、から構成される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本実施の形態１の通信システムの構成図である。図１において、１０は送信データをPSK-FM変調処理して送信する送信機、１１ａはＰＳＫ変調手段、１２はＦＭ変調手段、２０はPSK-FM変調処理された受信信号を復調処理する受信機、２１、２２は複素ベースバンド信号と所定の参照用拡散信号との相関値を算出する複素相関演算手段としての相関演算手段、２３、２６はラッチ手段、２４はフィルタ手段、２５はリミタ手段、２７は乗算手段、２８は積分放電手段、２９は所定の演算処理後の相関信号にもとづいて復調データを再生する同期検波手段、３０は受信信号を検波処理して複素ベースバンド信号を出力する直交検波手段、４０は相関信号に基づいて受信信号の符号タイミングを検出する初期捕捉手段、５０はサブキャリア周波数に同期した位相調整済みのサンプリングクロック信号を生成するＤＬＬ（Delay-Lock Loop）手段である。
【００１６】
本実施の形態１の通信システムの動作を構成図１に従って説明する。まず送信機１０において、送信データはＰＳＫ変調手段１１ａによってＰＳＫ変調され、サブキャリア周波数fsのＰＳＫ変調信号に変換される。
【００１７】
ここで、本実施例におけるＰＳＫ変調手段１１ａにおいて、ＰＳＫ変調処理のサブキャリア周波数fsは送信データ速度のＮ／２倍（Ｎは１以上の整数）である点で、前記従来の通信システムにおけるＰＳＫ変調手段１１と相違する。即ち、１ビットの長さをTbとすると、本実施の形態１におけるＰＳＫ変調手段１１ａは
fsTb ＝ N/2 ・・・ 式４
なる関係が成立する。
【００１８】
ここでi番目（iは整数）の送信データの値をaiとすると、時刻tにおけるＰＳＫ変調信号v(t)は下記式５で与えられる。
【数４】
ＰＳＫ変調信号v(t)は、ＦＭ変調手段１２によりＦＭ変調処理されてPSK-FM信号である送信信号が生成される。ここで、キャリア周波数をfc、ＦＭの最大周波数偏移をF、同じく変調指数をβとすると、時刻tにおける送信信号s(t)は下記式６で与えられる。
【数５】
ここで、本実施の形態１では前述の式４に示す関係が成立するため下記式７が成立する。
【数６】
【数７】
ここで、下記式９ａ及び９ｂの通り関数uI(t)、uQ(t)を定義する。
【数８】
【数９】
従って上記式８、１０ａ、１０ｂより、送信信号s(t)は下記式１１で表すことができる。
【数１０】
すなわち、送信信号s(t)の同相成分は、uI(t)を拡散符号とする直接拡散方式による符号周期1/(2fs)の無変調スペクトル拡散信号となっていることが明らかである。
【００２４】
また、周波数fsの矩形サブキャリアをＰＳＫ変調したＰＳＫ変調信号vR(t)は下記式１２の通りとなり、
【数１１】
【００２５】
以上の通り本実施の形態１では、ＰＳＫ変調手段１１ａのサブキャリア周波数fsを送信データ速度のＮ／２倍（Ｎは１以上の整数）とすることにより、送信機１０から出力される送信信号s(t)は、PSK-FM信号でありながら直接拡散方式のスペクトル拡散信号としての性質を有することになる。換言すれば、本実施の形態１のＦＭ変調による信号の広帯域化は直接拡散方式のスペクトル拡散による帯域拡大と等価である。
ここで、前述の式４より Tb＝N/(2fs) であるから、１ビットのデータには拡散符号uI(t)、uQ(t)がそれぞれＮ個含まれる。
【００２６】
送信信号s(t)が直接拡散方式のスペクトル拡散信号としての性質を有するため、受信機側では受信信号s(t)をスペクトル拡散通信の技術を適用して復調処理が可能であり、従来の受信機で必須であったＦＭ復調手段１６を用いなくても復調処理を行うことができる。
【００２７】
従って、ＦＭ復調を行う限りは不可避であったスレッショルド効果によるビット誤り率特性の劣化を回避することができる。すなわち、直接拡散方式のスペクトル拡散信号の復調処理は線形信号処理により行われ、ＦＭ復調に必要な周波数弁別器等による非線形処理は行われないため、低受信ＣＮ比の状況でもビット誤り率特性の劣化を生じることがない。
【００２８】
スペクトル拡散通信技術を適用した復調処理には、逆拡散（拡散符号との相関演算）や一次変調方式の復調（検波）の他、符号同期の初期捕捉および追跡やキャリア再生等が含まれる。
【００２９】
ここで上記式１１より、受信信号s(t)の同相成分は無変調スペクトル拡散信号であり、変調成分は受信信号s(t)の直交成分にのみ含まれる。従って、受信信号s(t)の直交成分のみにより復調データを得ることができる。
【００３０】
復調データの再生には、送信信号s(t)の直交成分とその拡散符号であるuQ(t)との相関演算（逆拡散）を用いる。
ここで、復調データの再生処理における相関演算結果も拡散符号長である1/(2fs)ごとに算出される。すなわち、この相関演算結果はＰＳＫ変調信号をサブキャリア周波数fsの２倍でオーバーサンプリングした信号となるので、これに対して一般的なＰＳＫ復調処理を施すことにより復調データが再生される。
【００３１】
一方、符号同期の初期捕捉および追跡やキャリア再生等を行うためには、変調成分除去操作が不要な無変調スペクトル拡散信号の方が有利であり、受信信号s(t)の同相成分とその拡散符号であるuI(t)との相関演算結果を用いることが望ましい。
【００３２】
前述のように、拡散符号uI(t)の符号長は1/(2fs)であるから、受信機２０において受信信号s(t)の同相成分にもとづいて符号同期の初期捕捉および追跡を行うことにより送受信機間でサブキャリアの同期も同時に確立することが可能である。
【００３３】
本実施の形態１の受信機２０は、以上の考え方に基づきPSK-FM信号である受信信号s(t)を復調処理する。以下、本実施の形態１の通信システムの構成図１に従い、受信機２０の動作について説明する。
【００３４】
受信器２０において、受信信号s(t)は直交検波手段３０に入力される。
図２は、直交検波手段３０の構成図である。図２において、３１はＡＤ変換手段、３３は準同期キャリア生成手段、３５は乗算手段、３７はフィルタ手段、３９はラッチ手段である。
【００３５】
直交検波手段３０において、受信信号s(t)はＡＤ変換手段３１に入力され、標本化定理を満足するようにキャリア周波数fcの２倍以上のサンプリング周波数で標本化および量子化され、デジタル受信信号として出力される。
【００３６】
一方、準同期キャリア生成手段３３は、受信信号s(t)と同一の周波数を有し位相差θを含む、複素キャリア信号を出力する。
【００３７】
次に乗算手段３５は、前記デジタル受信信号と複素キャリア信号とを入力して乗算処理する。
ここで、受信信号s(t)が上記式８で表され、受信信号s(t)と複素キャリア信号との間の位相差がθである場合、任意のサンプリング時刻tにおける乗算結果は下記式１３で与えられる。
【数１２】
フィルタ手段３７は乗算手段３５の出力信号に対してローパスフィルタリングを行うことにより、キャリア周波数の２倍の周波数成分を抑圧し、ベースバンド成分を通過させる。フィルタ手段３７によるフィルタリング処理後の出力信号は下記式１４の通りとなる。
【数１３】
ラッチ手段３９はフィルタ手段３７の出力信号を入力し、ＤＬＬ手段５０から出力されるサブキャリア周波数の２Ｋ倍（Ｋは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロック信号に従いラッチして、サンプリング速度を変換する。
時刻t＝k/(2Kfs)における、サンプリング速度変換後のデジタル受信信号（以下、「複素ベースバンド信号」と呼ぶ。）rkは下記式１５で与えられる。
【数１４】
第一の相関演算手段２１は、複素ベースバンド信号rkと前記受信信号の同相成分に関する参照用の拡散信号uI(t)との相関演算を行い、同相相関信号ckを算出する。
ここで、同相成分の拡散信号uI(t)および直交成分の拡散信号uQ(t)が互いに直交関係にあることを考慮すると、時刻t＝k/(2Kfs)における同相相関信号ckは下記式１６で与えられる。
【数１５】
式１６より明らかな通り、同相相関信号ckは同相拡散信号uI(t)の自己相関関数となる。このため、同相相関信号ckは周期1/(2fs)の周期関数となり、同相相関信号ckの電力は時刻t＝L/(2fs)＝LK/(2Kfs)において下記式１７で与えられる最大値Pmaxをとる。ただしLは整数である。
【数１６】
一方、第二の相関演算手段２２は、前記複素ベースバンド信号rkと前記受信信号の直交成分に関する参照用の拡散信号uQ(t)との相関演算を行い、直交相関信号CLを算出する。時刻t＝k/(2Kfs)における直交相関信号CLは下記式１８で与えられる。
【数１７】
【００４３】
次に初期捕捉手段４０は、前記相関演算手段２１から出力された同相相関信号ckに基づいて、符号タイミングの初期捕捉を行う。
【００４４】
初期捕捉手段４０の動作を構成図３に従って説明する。図３において、４２は加算手段、４４はメモリ手段、４６は相関電力算出手段、４８は最大値検出手段である。
【００４５】
初期捕捉手段４０において加算手段４２は、同相相関信号ckと、メモリ手段４４に蓄積されたKサンプル（＝符号周期1/(2fs)）前の加算結果とを加算処理する。メモリ手段４４は、加算手段４２から出力された加算結果のKサンプル分（＝符号周期1/(2fs)）のデータを順次格納・出力する。
ここで、前述の通り同相相関信号ckは繰返し周期1/(2fs)の周期関数であるから、該同相相関信号ckは、加算手段４２及びメモリ手段４４の組合わせにより符号周期1/(2fs)で巡回積分演算されることにより、信号のＳＮ比が改善される。
【００４６】
相関値電力算出手段４６は、前記巡回積分演算済みの同相相関信号（以下、「巡回積分信号」と呼ぶ。）の電力値を出力する。ここで、前述の通り同相相関信号ckの電力は繰返し周期1/(2fs)ごとに最大値Pmaxをとるため、巡回積分信号の電力値も繰返し周期1/(2fs)で極大値を有する。最大値検出手段４８は、巡回積分信号の電力値の極大値が検出されるタイミングを特定し、そのタイミングを示す捕捉パルス信号を出力する。
【００４７】
従来の一般的な受信機におけるスペクトル拡散信号の初期捕捉処理では、相関信号の変調成分を除去するために電力を算出し、当該電力信号に対して巡回積分を行う必要がある。ここで、電力信号は信号振幅が二乗されるためＳＮ比の劣化を伴う。
【００４８】
一方、本実施の形態１の初期捕捉手段４０は、無変調の同相相関信号ckを巡回積分演算してＳＮ比を改善した後に、その電力値を算出してタイミング捕捉をおこなうため、従来の受信機におけるスペクトル拡散信号の初期捕捉処理と比較すると、精度の高い初期捕捉動作が可能である。
【００４９】
次にＤＬＬ手段５０は、前記同相相関信号ckと前記捕捉パルス信号とに基づいて、サブキャリア周波数2fsに同期したサブキャリアクロック信号を生成する。ＤＬＬ手段５０の動作を構成図４に従って説明する。図４において、５２はフィルタ手段、５４は数値制御発振手段、５６は分周手段、５８は遅延手段、６０は誤差信号生成手段である。
【００５０】
まず、前記初期捕捉手段４０から捕捉パルス信号が出力される以前の初期状態において、誤差信号生成手段６０、フィルタ手段５２、分周手段５６の出力はそれぞれ零である。数値制御発振手段５４は周波数2Kfsのサンプリングクロック信号を生成し、前記直交検波手段３０に対して出力される。当該サンプリングクロック信号は、実際の受信信号s(t)に対し位相誤差を含む。
【００５１】
一方、上述の通り初期捕捉手段４０によって初期捕捉動作が完了し捕捉パルス信号が出力されている初期捕捉完了状態において、遅延手段５８は分周手段５６が適切なタイミングで分周動作を行うように捕捉パルス信号に遅延を付加し、遅延捕捉パルス信号として出力する。ここで、遅延手段５８によって付加される遅延量は、分周手段５６の動作処理遅延時間に応じて適切な値が選択される。
【００５２】
分周手段５６は、前記遅延捕捉パルス信号によって得られるタイミングに基づいて、数値制御発振手段５４から出力された前記サンプリングクロック信号（周波数2Kfs）をK分周処理し、タイミングt＝L/(2fs)に立ち上がりを有する、位相調整済みの２倍サブキャリアクロック信号（周波数2fs）を生成する。
【００５３】
誤差信号生成手段６０は、実際の受信信号s(t)に対する前記サンプリングクロック信号のタイミング位相誤差に応じたタイミング誤差信号を出力する。
【００５４】
誤差信号生成手段６０の動作を構成図５に従って説明する。図５において、７０、７１は遅延手段、６２、７２はラッチ手段、６３、７３はフィルタ手段、６４は加算手段、７４は減算手段、６５、７５は実数部選択手段、６６、７６は虚数部選択手段、６７、７７は乗算手段、８０は第二の加算手段である。
【００５５】
第一のラッチ手段６２は、相関演算手段２１から出力された同相相関信号ckを入力し、タイミングt＝L/(2fs)に立ち上がりを有する２倍サブキャリアクロック信号に基づいて、タイミングt1＝(LK+1)/(2Kfs)における同相相関信号の値cLK+1をラッチ出力する。
第一のラッチ出力値cLK+1は第一のフィルタ手段６３によって雑音成分が除去される。
【００５６】
また、前記同相相関信号ckは、遅延時間がそれぞれ1/(2Kfs)である遅延手段７０、７１によって、合計2/(2Kfs)の遅延が付加された後、第二のラッチ手段７２に入力される。
第二のラッチ手段７２は、前記遅延付加後の同相相関信号ckを入力し、２倍サブキャリアクロック信号に基づいてラッチ出力する。ここで遅延手段７０、７１による遅延付加量が2/(2Kfs)であるため、第二のラッチ手段７２のラッチ出力値は、タイミングt2＝(LK-1)/(2Kfs)（＝t1−2/(2Kfs)）における同相相関信号の値cLK-1となる。
第二のラッチ出力値cLK-1はフィルタ手段７３によって雑音成分が除去される。
【００５７】
加算手段６４は、フィルタ手段６３、７３の出力信号を加算処理し、加算結果信号cLK+1+cLK-1を生成する。該加算結果信号cLK+1+cLK-1は、第一の実数部選択手段６５と第一の虚数部選択手段６６とによって実数部と虚数部とに分離される。
【００５８】
また、また減算手段７４は、フィルタ手段６３、７３の出力信号を減算処理し、減算結果信号cLK+1-cLK-1を生成する。該減算結果信号cLK+1-cLK-1は、第二の実数部選択手段７５と第二の虚数部選択手段７６とによって実数部と虚数部とに分離される。
【００５９】
次に第一の乗算手段６７は、加算結果信号cLK+1+cLK-1及び減算結果信号cLK+1-cLK-1の実数部を乗算処理して、実数部乗算信号eIを算出する。
また第二の乗算手段７７は、加算結果信号cLK+1+cLK-1及び減算結果信号cLK+1-cLK-1の虚数部を乗算処理して、虚数部乗算信号eQを算出する。
ここで、実数部乗算信号eI及び虚数部乗算信号eQは下記式１９で表される。
【数１８】
第二の加算手段８０は、実数部乗算信号eI及び虚数部乗算信号eQを加算処理し、下記式２０で表される誤差信号eを算出する。
【数１９】
前述の通り、同相相関信号ckは同相拡散信号uI(t)の自己相関関数であり、その電力はタイミングt=L/(2fs)= LK/(2Kfs)において極大値をとる。従って、当該タイミングの前後における同相相関信号cLK-1、cLK+1については、自己相関関数の対称性から|cLK-1|=|cLK+1|が成立する。
このため、前記サンプリングクロック信号にタイミング位相誤差がない場合は、上記誤差信号eは零となる。
【００６２】
しかし、前記サンプリングクロック信号にタイミング位相誤差τ（|τ|＜1/(2Kfs)）がある場合は、同相相関信号cLK-1、cLK+1はそれぞれタイミングt1=(LK+1)/(2Kfs)+τ，t2= (LK-1)/(2Kfs)+τにおける相関値となり、電力値が極大となるタイミングt= LK/(2Kfs)を中心とした対称な２点の相関値ではなくなるため、|cLK-1|≠|cLK+1|となる。
【００６３】
このとき、同相相関信号の振幅は極大値をとる時刻t= LK/(2Kfs)の近傍では上に凸の対称関数であることを考慮すると下記式２１が成立する。
【数２０】
従って、サンプリングクロック信号のタイミング位相が遅れている場合（τ＞0）には誤差信号e＜0となりサンプリングクロック信号のタイミング位相が進んでいる場合（τ＜0）には誤差信号e＞0となる。すなわち、上記誤差信号eはタイミング位相誤差τの大きさに応じて値が変化する、いわゆる時間弁別特性を有している。
【００６５】
以上の通り本実施の形態１の誤差信号生成手段６０では、同相相関信号ckが無変調であり信号帯域が狭いため、フィルタ手段６３、７３により雑音成分を除去することが可能であり、誤差信号eの精度を高めることが出る。
これに対し、従来のスペクトル拡散通信の受信機においても、拡散符号の同期追跡をおこなうＤＬＬ（ディレイロックループ）を用いて、相関信号から時間弁別特性を有する誤差信号を生成する構成が検討されているが、相関信号に変調成分が含まれることから信号帯域も広いため、誤差信号生成の過程でフィルタリング処理による雑音除去を行うことができず、誤差信号eの精度が低かった。
【００６６】
数値発振制御手段５４は、フィルタ手段５２によって雑音成分が除去された誤差信号eに基づいて、前記サンプリングクロック信号の位相を調整する。
具体的には、誤差信号eが負の場合には、サンプリングクロック信号のタイミング位相が遅れているので、数値発振制御手段５４はその出力であるサンプリングクロック信号の周波数を高めてタイミング位相を進ませる。
一方、誤差信号eが正の場合には、サンプリングクロック信号のタイミング位相が進んでいるので、サンプリングクロック信号の周波数を低くしてタイミング位相を遅らせる。
【００６７】
サンプリングクロック信号が上記の通り位相制御されているため、分周処理後の２倍サブキャリアクロック信号は同相相関信号ckの電力が極大となるタイミングt＝L/(2fs)に立ち上がりを有する。換言すれば、２倍サブキャリアクロック信号の立ち上がりが同相相関信号ckの電力が極大となるタイミングと一致するよう調整されることにより、２倍サブキャリアクロック信号とPSK-FM変調処理された実際の受信信号s(t)のサブキャリアとの間で位相同期が確立される。
【００６８】
図１においてラッチ手段２３は、前記２倍サブキャリアクロック信号に基づき、タイミングt＝L/(2fs)（＝LK/(2Kfs)）における同相相関信号ckの値をラッチし、キャリア成分信号XLとして出力する。
時刻t＝L/(2fs)におけるキャリア成分信号XLは、下記式２２で表される。
【数２１】
キャリア成分信号XLは、フィルタ手段２４によって雑音成分が除去された後に、リミタ手段２５によって信号振幅が１に正規化され、キャリア位相信号exp(jθ)として出力される。ここでθは、受信信号s(t)と、直交検波手段３０の準同期キャリア生成手段３３（図２参照）によって生成された複素キャリア信号との位相差である。
【００７０】
一方、ラッチ手段２６は前記相関演算手段２２によって算出された直交相関信号CLを入力し、前記２倍サブキャリアクロック信号に基づいてタイミングt＝L/(2fs)における直交相関信号CLの値をラッチし、受信ＰＳＫ変調信号YLとして出力する。
時刻t＝L/(2fs)における受信ＰＳＫ変調信号YLは、下記式２３で表される。
【数２２】
【００７１】
乗算手段２７は、受信ＰＳＫ変調信号YLに”＋１”及び”−１”を交互に乗算して、サブキャリア変調を復調したベースバンドＰＳＫ変調信号ZLを出力する。ここで、タイミングt＝L/(2fs)におけるベースバンドＰＳＫ変調信号ZLは下記式２４で表される。
【数２３】
積分放電手段２８は、時刻t＝N(i+1)/(2fs)＝(i+1)Tbにおいて、(Ni+1)/(2fs)≦t≦N(i+1)/(2fs)なる時間範囲に関するベースバンドＰＳＫ変調信号ZLを積分した値を順次算出し、整合データ信号μiとして出力する。ここで、時刻t＝ (i+1)Tbにおける整合データ信号μiは下記式２５で表される。
【数２４】
すなわち、整合データ信号μiは、送信データaiをＰＳＫ変調処理したＮ個のベースバンドＰＳＫ変調信号ZLを全て加算したものである。換言すれば、整合データ信号μiは、ベースバンドＰＳＫ変調信号ZLに対する整合フィルタである積分放電フィルタの出力であり、送信データaiにより変調された部分の全エネルギーを積分することでＳＮ比が最大化される。
【００７４】
同期検波手段２９は、整合データ信号μiと前記キャリア位相信号exp(jθ)の複素共役数とを乗算し、該乗算値の虚数部である判定信号Diの正負に応じ、受信データαiの値を判定して出力する。
具体的には、判定信号Diが下記式２６で与えられることに注目して、Di≧０の場合は送信データai＝１であったものと判定し、Di＜０の場合は送信データai＝−１であったものと判定する。
【数２５】
図６は、本実施の形態１及び従来の通信システムのビット誤り率特性を計算機シミュレーションにより比較した特性図である。ここで、送信データのデータ速度を２ｋｂｐｓ、サブキャリア周波数を１６ｋＨｚ、変調指数を２５、最大周波数偏を４００ｋＨｚとしている。
【００７６】
図６で明らかな通り、従来の通信システムではスレッショルド効果によりビット誤り率特性の大幅に劣化する「ＳＮ比：０ｄＢ以下」の条件下において、本実施の形態１の通信システムではスレッショルド効果の影響を受けずに、従来例と比較して８〜１１ｄＢ程度良好なビット誤り率特性を得ることができる。
【００７７】
以上のように、本実施の形態１の通信システムでは、受信信号の変調成分に対して線形の信号処理を行うため、従来PSK-FM変復調方式において不可避であったスレッショルド効果を回避することができ、変調指数が大きい場合におけるビット誤り率特性を大幅に改善することができる。
【００７８】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、送信機側においてＰＳＫ変調手段のサブキャリア周波数を送信データ速度のＮ／２倍（Ｎは１以上の整数）とすることにより、直接拡散方式のスペクトル拡散信号としての性質を有するPSK-FM信号を生成することができる。
【００７９】
また、受信機側ではPSK-FM信号をスペクトル拡散通信の技術を適用することで、ＦＭ復調手段を用いずに復調処理することができ、スレッショルド効果によるビット誤り率特性の劣化を回避してビット誤り率特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１の通信システムの構成図である。
【図２】 本発明の実施の形態１の直交検波手段の構成図である。
【図３】 本発明の実施の形態１の初期捕捉手段の構成図である。
【図４】 本発明の実施の形態１のＤＬＬ手段の構成図である。
【図５】 本発明の実施の形態１の誤差信号生成手段の構成図である。
【図６】 本発明の実施の形態１の通信システムのビット誤り特性を示した特性図である。
【図７】 従来のPSK-FM信号を用いた通信システムの構成図である。
【符号の説明】
１０ 送信機
１１、１１ａ ＰＳＫ変調手段
１２ ＦＭ変調手段
１６ ＦＭ復調手段
１７ ＰＳＫ復調手段
１５、２０ 受信機
２１、２２ 相関値演算手段
２３、２６、３９、６２、７２ ラッチ手段
２４、３７、５２、６３、７３ フィルタ手段
２５ リミタ手段
２７、３５、６７、７７ 乗算手段
２８ 積分放電手段
２９ 同期検波手段
３０ 直交検波手段
３１ ＡＤ変換手段
３３ 準同期キャリア生成手段
４０ 初期捕捉手段
４２、６４、８０ 加算手段
４４ メモリ手段
４６ 相関電力算出手段
４８ 最大値検出手段
５０ ＤＬＬ手段
５４ 数値制御発信手段
５６ 分周手段
５８、７０、７１ 遅延手段
６０ 誤差信号生成手段
６５、７５ 実数部選択手段
６６、７６ 虚数部選択手段
７４ 減算手段
Claims (8)
- 送信データ速度のＮ／２倍（但し、Ｎは１以上の整数）のサブキャリア周波数で、前記送信データをＰＳＫ変調するＰＳＫ変調手段と、
ＰＳＫ変調信号をＦＭ変調するＦＭ変調手段とを備えたことを特徴とする送信機。 - 送信データ速度のＮ／２倍（但し、Ｎは１以上の整数）のサブキャリア周波数でＰＳＫ−ＦＭ変調された受信信号を入力し、直交検波処理して複素ベースバンド信号に変換する直交検波手段と、
前記複素ベースバンド信号と、前記サブキャリア周波数に応じて決定される所定の参照用拡散信号との相関信号を算出する複素相関演算手段と、
前記相関信号に基づいて同期検波処理を行い復調データを再生する同期検波手段とを備えたことを特徴とする受信機。 - 複素相関演算手段は、
複素ベースバンド信号と第一の参照用拡散信号との相関演算を行い、無変調の同相相関信号を算出する第一の相関演算手段と、
複素ベースバンド信号と第二の参照用拡散信号との相関演算を行い、変調成分を含む直交相関信号を算出する第二の相関演算手段とを有する構成とされ、
同期検波手段は、前記同相相関信号と直交相関信号とに基づいて同期検波処理を行い復調データを再生する構成とされたことを特徴とする、請求項２に記載の受信機。 - 同相相関信号に基づいて受信信号の符号タイミングを検出し捕捉パルス信号を生成する初期捕捉手段と、
サブキャリア周波数に同期したサンプリングクロック信号を生成し、前記同期信号と前記捕捉パルス信号とに基づいて該サンプリングクロック信号の位相を調整するＤＬＬ手段とを、更に備え、
複素相関演算手段は、前記サンプリングクロック信号に基づいて相関信号を算出する構成とされたことを特徴とする、請求項３に記載の受信機。 - 初期捕捉手段は、同相相関信号を所定の符号周期で所定回数に亘り巡回積分演算し、該演算結果に基づいて符号タイミングを検出し捕捉パルス信号を生成する構成とされたことを特徴とする、請求項４に記載の受信機。
- ＤＬＬ手段は、
同相相関信号に基づいてサンプリングクロック信号の位相誤差に応じた誤差信号を生成する誤差信号生成手段と、
サブキャリア周波数に同期したサンプリングクロック信号を生成するとともに、前記誤差信号に基づいて該サンプリングクロック信号の位相を調整する数値制御発振手段とを備える構成とされたことを特徴とする、請求項４又は５に記載受信機。 - 誤算信号生成手段は、
同相相関信号に所定の遅延を付加する遅延手段と、
前記同相相関信号(c1)と前記遅延付加済みの同相相関信号(c2)とに基づいて、下記式Ａに従い実数部乗算信号(eI)と虚数部乗算信号(eQ)とを算出する相関値乗算信号算出手段と、
前記実数部乗算信号(eI)と虚数部乗算信号(eQ)とを加算して誤差信号を生成する加算手段とを備えたことを特徴とする、請求項６に記載の受信機。 - 請求項１に記載の送信機と、請求項２ないし７の何れかに記載の受信機を備えたことを特徴とする通信システム。
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