JP2001244848A - スペクトラム拡散通信受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信受信装置Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
Abstract
(57)【要約】
【課題】スペクトラム拡散通信受信装置において、回路
規模の増大を抑えつつ受信性能の向上を図る。 【解決手段】デジタルマッチドフィルタを用いて受信ス
ペクトラム拡散信号の同期捕捉を行うスペクトラム拡散
通信受信装置であって、前記デジタルマッチドフィルタ
の前段にオーバーサンプリング回路を設け、オーバーサ
ンプリングを行い、得られたデータを足し合わせて前記
デジタルマッチドフィルタに入力し、該デジタルマッチ
ドフィルタを、段数を増加させることなく、チップレー
トで動作させるようにしたことを特徴とするスペクトラ
ム拡散通信受信装置を提供することにより、前記課題を
解決する。
規模の増大を抑えつつ受信性能の向上を図る。 【解決手段】デジタルマッチドフィルタを用いて受信ス
ペクトラム拡散信号の同期捕捉を行うスペクトラム拡散
通信受信装置であって、前記デジタルマッチドフィルタ
の前段にオーバーサンプリング回路を設け、オーバーサ
ンプリングを行い、得られたデータを足し合わせて前記
デジタルマッチドフィルタに入力し、該デジタルマッチ
ドフィルタを、段数を増加させることなく、チップレー
トで動作させるようにしたことを特徴とするスペクトラ
ム拡散通信受信装置を提供することにより、前記課題を
解決する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信受信装置に関する。
通信受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、陸上移動通信にスペクトラム拡散
（Spread Spectrum)通信方式が利用されている。これ
は、送るべきデータ信号に、拡散符号を掛けて、データ
信号の持つ帯域を、より広い周波数帯域に信号を拡散し
て送信し、受信側では、送信側と同じ符号を用いて、再
び、もとのデータ信号の帯域に変換して、復調する方式
である。このとき、拡散符号としては、擬似雑音（Psue
do Noise; ＰＮ）系列が用いられる。送信側では、送る
べきデータ信号を狭帯域変調し、ＰＮ系列を用いて拡散
変調を行い、所定の伝送帯域に移して送信する。受信側
では、送信と同一のＰＮ系列と相関をとることにより相
関ピークを検出して、目的の信号に対して同期をとる。
（Spread Spectrum)通信方式が利用されている。これ
は、送るべきデータ信号に、拡散符号を掛けて、データ
信号の持つ帯域を、より広い周波数帯域に信号を拡散し
て送信し、受信側では、送信側と同じ符号を用いて、再
び、もとのデータ信号の帯域に変換して、復調する方式
である。このとき、拡散符号としては、擬似雑音（Psue
do Noise; ＰＮ）系列が用いられる。送信側では、送る
べきデータ信号を狭帯域変調し、ＰＮ系列を用いて拡散
変調を行い、所定の伝送帯域に移して送信する。受信側
では、送信と同一のＰＮ系列と相関をとることにより相
関ピークを検出して、目的の信号に対して同期をとる。
【０００３】同期とは、受信側の装置の動作タイミング
を送信側から送られてきた信号に合わせる操作であり、
送られてきた信号の拡散符号系列の発生タイミングと受
信機内で用意する拡散符号系列の発生タイミングを推定
し、受信機側の拡散符号発生のタイミングをそれに合わ
せることをいう。このような同期（同期捕捉）を行う方
法として、従来、スライディング相関器を用いる方法
と、マッチドフィルタを用いる方法とが知られている。
スライディング相関器を用いる方法は、受信機において
拡散符号系列を取り敢えず適当なタイミングで発生さ
せ、そのタイミングを少しずつずらしながら同期をとる
方法であり、同期をとるまでに多くの時間を必要とす
る。
を送信側から送られてきた信号に合わせる操作であり、
送られてきた信号の拡散符号系列の発生タイミングと受
信機内で用意する拡散符号系列の発生タイミングを推定
し、受信機側の拡散符号発生のタイミングをそれに合わ
せることをいう。このような同期（同期捕捉）を行う方
法として、従来、スライディング相関器を用いる方法
と、マッチドフィルタを用いる方法とが知られている。
スライディング相関器を用いる方法は、受信機において
拡散符号系列を取り敢えず適当なタイミングで発生さ
せ、そのタイミングを少しずつずらしながら同期をとる
方法であり、同期をとるまでに多くの時間を必要とす
る。
【０００４】これに対し、マッチドフィルタを用いる方
法は、マッチドフィルタを用いて相関値の検出を瞬時に
行う方法であり、短時間に同期をとることができる。マ
ッチドフィルタを用いる方法では、スペクトラム拡散信
号を受信する際、ロールオフフィルタ（ルートナイキス
トフィルタ（ＲＮＦ）等、一般にローパスフィルタ）を
通した受信信号をデジタルマッチドフィルタに直接接続
し、デジタルマッチドフィルタをチップレートで動作さ
せていた。
法は、マッチドフィルタを用いて相関値の検出を瞬時に
行う方法であり、短時間に同期をとることができる。マ
ッチドフィルタを用いる方法では、スペクトラム拡散信
号を受信する際、ロールオフフィルタ（ルートナイキス
トフィルタ（ＲＮＦ）等、一般にローパスフィルタ）を
通した受信信号をデジタルマッチドフィルタに直接接続
し、デジタルマッチドフィルタをチップレートで動作さ
せていた。
【０００５】図４に、従来のスペクトラム拡散通信受信
装置の要部の構成を示す。送信信号は、例えば、拡散率
（Spreading Factor) ＳＦ＝２５６で、拡散符号が掛け
られて拡散されており、チップレートは４ＭＨｚである
とする。図４に示すように、ルートナイキストフィルタ
９０を通した６ビット幅の受信信号が、デジタルマッチ
ドフィルタ９２に入力される。拡散率ＳＦ＝２５６の信
号がそのまま入力されるため、デジタルマッチドフィル
タ９２の段数は２５６段である。デジタルマッチドフィ
ルタ９２は、チップレート、すなわち１チップ毎に動作
する。
装置の要部の構成を示す。送信信号は、例えば、拡散率
（Spreading Factor) ＳＦ＝２５６で、拡散符号が掛け
られて拡散されており、チップレートは４ＭＨｚである
とする。図４に示すように、ルートナイキストフィルタ
９０を通した６ビット幅の受信信号が、デジタルマッチ
ドフィルタ９２に入力される。拡散率ＳＦ＝２５６の信
号がそのまま入力されるため、デジタルマッチドフィル
タ９２の段数は２５６段である。デジタルマッチドフィ
ルタ９２は、チップレート、すなわち１チップ毎に動作
する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の構成では、デジタルマッチドフィルタに入力する受
信信号をチップレートでサンプリングし、チップのある
１点のみを利用するので、チップの変化点をサンプリン
グしてしまった場合には、相関値が劣化し、正確なデー
タ再生が不可能となり、性能が劣化するという問題があ
った。また、同様の理由により、フェージングに弱く、
やはり性能が劣化するという問題がある。また、前記従
来のような構成のデジタルマッチドフィルタは、（入力
ビット数）×（拡散符号長）のタップ数のレジスタを必
要とし、回路規模が増大するという問題がある。
来の構成では、デジタルマッチドフィルタに入力する受
信信号をチップレートでサンプリングし、チップのある
１点のみを利用するので、チップの変化点をサンプリン
グしてしまった場合には、相関値が劣化し、正確なデー
タ再生が不可能となり、性能が劣化するという問題があ
った。また、同様の理由により、フェージングに弱く、
やはり性能が劣化するという問題がある。また、前記従
来のような構成のデジタルマッチドフィルタは、（入力
ビット数）×（拡散符号長）のタップ数のレジスタを必
要とし、回路規模が増大するという問題がある。
【０００７】本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされ
たものであり、回路規模の増大を抑えつつ、受信性能の
向上を図ることのできるスペクトラム拡散通信受信装置
を提供することを課題とする。
たものであり、回路規模の増大を抑えつつ、受信性能の
向上を図ることのできるスペクトラム拡散通信受信装置
を提供することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明は、デジタルマッチドフィルタを用いて受信
スペクトラム拡散信号の同期捕捉を行うスペクトラム拡
散通信受信装置であって、前記デジタルマッチドフィル
タの前段にオーバーサンプリング回路を設け、オーバー
サンプリングを行い、得られたデータを足し合わせて前
記デジタルマッチドフィルタに入力し、該デジタルマッ
チドフィルタを、段数を増加させることなく、チップレ
ートで動作させるようにしたことを特徴とするスペクト
ラム拡散通信受信装置を提供する。
に、本発明は、デジタルマッチドフィルタを用いて受信
スペクトラム拡散信号の同期捕捉を行うスペクトラム拡
散通信受信装置であって、前記デジタルマッチドフィル
タの前段にオーバーサンプリング回路を設け、オーバー
サンプリングを行い、得られたデータを足し合わせて前
記デジタルマッチドフィルタに入力し、該デジタルマッ
チドフィルタを、段数を増加させることなく、チップレ
ートで動作させるようにしたことを特徴とするスペクト
ラム拡散通信受信装置を提供する。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るスペクトラム
拡散通信受信装置について、添付の図面に示される好適
実施形態を基に、詳細に説明する。本実施形態は、デジ
タルマッチドフィルタの前段にオーバーサンプリング回
路を設け、Ｎ倍のオーバーサンプリングを行い、このビ
ット精度を落とさずに、デジタルマッチドフィルタへの
入力とし、デジタルマッチドフィルタをチップレートで
動作させるようにしたものである。これにより、たと
え、ある１点がチップの変化点を取ったとしても、他の
Ｎ−１点が正しい値を取っていれば、その影響が少な
く、相関値の劣化を抑えることができる。また、同様の
理由により、フェージング耐性を向上させることができ
る。
拡散通信受信装置について、添付の図面に示される好適
実施形態を基に、詳細に説明する。本実施形態は、デジ
タルマッチドフィルタの前段にオーバーサンプリング回
路を設け、Ｎ倍のオーバーサンプリングを行い、このビ
ット精度を落とさずに、デジタルマッチドフィルタへの
入力とし、デジタルマッチドフィルタをチップレートで
動作させるようにしたものである。これにより、たと
え、ある１点がチップの変化点を取ったとしても、他の
Ｎ−１点が正しい値を取っていれば、その影響が少な
く、相関値の劣化を抑えることができる。また、同様の
理由により、フェージング耐性を向上させることができ
る。
【００１０】図１は、本発明の第一実施形態に係るスペ
クトラム拡散通信受信装置の要部の構成を示すブロック
図である。図１において、符号１０は、ルートナイキス
トフィルタであり、１２は、オーバーサンプリング回路
であり、また、１４はデジタルマッチドフィルタであ
る。本実施形態の受信装置は、送信側から拡散されて伝
送されて来た信号を６ビット幅で受信する。また、送信
データに乗ぜられている拡散符号の各ビットに対応する
チップのチップレートは４ＭＨｚであり、拡散率ＳＦ
（Speading Factor)は２５６であるとする。
クトラム拡散通信受信装置の要部の構成を示すブロック
図である。図１において、符号１０は、ルートナイキス
トフィルタであり、１２は、オーバーサンプリング回路
であり、また、１４はデジタルマッチドフィルタであ
る。本実施形態の受信装置は、送信側から拡散されて伝
送されて来た信号を６ビット幅で受信する。また、送信
データに乗ぜられている拡散符号の各ビットに対応する
チップのチップレートは４ＭＨｚであり、拡散率ＳＦ
（Speading Factor)は２５６であるとする。
【００１１】ルートナイキストフィルタ１０は、いわゆ
る２乗余弦ロールオフ特性を有するもので、符号間干渉
を防止することができる。一般に、これは、ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）を用いるようにしてもよい。オーバー
サンプリング回路１２は、デジタルマッチドフィルタ１
４の前段に設けられており、本発明の特徴となるもので
ある。本第一実施形態では、オーバーサンプリング回路
１２は、６ビット幅の入力信号に対して、１／４チップ
毎にサンプリングを行い（１チップに対して４回サンプ
リングを行い）、結局４倍のオーバーサンプリングを行
うこととする。オーバーサンプリング回路１２は、４倍
のオーバーサンプリングを行うため、その出力は、ビッ
ト幅がlog2４＝２だけ増加して、６＋２＝８ビット幅と
なる。従って、その分、デジタルマッチドフィルタ１４
の回路規模が増大し、オーバーサンプリング回路１２も
増えることとなるが、これらは後述の比較例とくらべて
無視できる規模である。
る２乗余弦ロールオフ特性を有するもので、符号間干渉
を防止することができる。一般に、これは、ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）を用いるようにしてもよい。オーバー
サンプリング回路１２は、デジタルマッチドフィルタ１
４の前段に設けられており、本発明の特徴となるもので
ある。本第一実施形態では、オーバーサンプリング回路
１２は、６ビット幅の入力信号に対して、１／４チップ
毎にサンプリングを行い（１チップに対して４回サンプ
リングを行い）、結局４倍のオーバーサンプリングを行
うこととする。オーバーサンプリング回路１２は、４倍
のオーバーサンプリングを行うため、その出力は、ビッ
ト幅がlog2４＝２だけ増加して、６＋２＝８ビット幅と
なる。従って、その分、デジタルマッチドフィルタ１４
の回路規模が増大し、オーバーサンプリング回路１２も
増えることとなるが、これらは後述の比較例とくらべて
無視できる規模である。
【００１２】デジタルマッチドフィルタ１４は、拡散符
号を利用して、同期タイミング抽出を行うものである。
オーバーサンプリング回路１２から出力された受信スペ
クトラム拡散信号が、デジタルマッチドフィルタ１４に
入力されると、デジタルマッチドフィルタ１４は、この
入力信号と、内蔵している拡散符号パターンとの相関を
求めることによって、スペクトラム逆拡散を行う。そし
て、最大相関値を検出することにより、同期捕捉が行わ
れる。
号を利用して、同期タイミング抽出を行うものである。
オーバーサンプリング回路１２から出力された受信スペ
クトラム拡散信号が、デジタルマッチドフィルタ１４に
入力されると、デジタルマッチドフィルタ１４は、この
入力信号と、内蔵している拡散符号パターンとの相関を
求めることによって、スペクトラム逆拡散を行う。そし
て、最大相関値を検出することにより、同期捕捉が行わ
れる。
【００１３】上述したように４倍オーバーサンプリング
を行うことによりデータ量が４倍になっているが、この
各４個のデータは足し合わされて、まとめて１つにして
デジタルマッチドフィルタ１４に入力される。このよう
に、単に、足し合わせているのは、平均化後に８ビット
を６ビットにすると精度が劣化するからである。従っ
て、デジタルマッチドフィルタ１４の段数は、オーバー
サンプリングを行わない場合と同じであり、段数の増加
はない。そして、デジタルマッチドフィルタ１４をチッ
プレートで動作させる。
を行うことによりデータ量が４倍になっているが、この
各４個のデータは足し合わされて、まとめて１つにして
デジタルマッチドフィルタ１４に入力される。このよう
に、単に、足し合わせているのは、平均化後に８ビット
を６ビットにすると精度が劣化するからである。従っ
て、デジタルマッチドフィルタ１４の段数は、オーバー
サンプリングを行わない場合と同じであり、段数の増加
はない。そして、デジタルマッチドフィルタ１４をチッ
プレートで動作させる。
【００１４】これに対して、図４に示すような従来の、
オーバーサンプリングを行わない場合には、デジタルマ
ッチドフィルタへの入力は、６ビットで、デジタルマッ
チドフィルタの段数は２５６段で、１チップ毎の動作で
あった。本実施形態では、上述したように、入力信号の
ビット幅が６＋log2４＝８ビットであり、従来と比較す
ると、回路規模、消費電力ともに８／６＝１．３３・・
・倍となる。しかし、この程度の増加は、後述の比較例
とくらべて無視できるレベルである。
オーバーサンプリングを行わない場合には、デジタルマ
ッチドフィルタへの入力は、６ビットで、デジタルマッ
チドフィルタの段数は２５６段で、１チップ毎の動作で
あった。本実施形態では、上述したように、入力信号の
ビット幅が６＋log2４＝８ビットであり、従来と比較す
ると、回路規模、消費電力ともに８／６＝１．３３・・
・倍となる。しかし、この程度の増加は、後述の比較例
とくらべて無視できるレベルである。
【００１５】一方、比較例として、４倍オーバーサンプ
リングを行い、デジタルマッチドフィルタの段数を４倍
とし、２５６×４＝１０２４段として、入力信号が６ビ
ット幅で、１／４チップ毎の動作としたものを考える。
図２に、比較例の概略構成を示す。図２に示すように、
受信信号は、ルートナイキストフィルタ１１０を通過し
た後、オーバーサンプリング回路１１２で４倍オーバー
サンプリングされ、１０２４段の段数を持ち、１／４チ
ップ毎に動作するデジタルマッチドフィルタ１１４に入
力される。この比較例では、４倍オーバーサンプリング
して得られた４倍の量のデータを従来の４倍の段数を持
つデジタルマッチドフィルタ１１４で処理するようにし
ているため、非常に精度はよくなる。
リングを行い、デジタルマッチドフィルタの段数を４倍
とし、２５６×４＝１０２４段として、入力信号が６ビ
ット幅で、１／４チップ毎の動作としたものを考える。
図２に、比較例の概略構成を示す。図２に示すように、
受信信号は、ルートナイキストフィルタ１１０を通過し
た後、オーバーサンプリング回路１１２で４倍オーバー
サンプリングされ、１０２４段の段数を持ち、１／４チ
ップ毎に動作するデジタルマッチドフィルタ１１４に入
力される。この比較例では、４倍オーバーサンプリング
して得られた４倍の量のデータを従来の４倍の段数を持
つデジタルマッチドフィルタ１１４で処理するようにし
ているため、非常に精度はよくなる。
【００１６】しかし、この場合のデジタルマッチドフィ
ルタは、（入力ビット数）×（拡散符号長×４）だけの
タップのレジスタが必要となり、デジタルマッチドフィ
ルタの回路規模は４倍となり、回路規模が非常に大きく
なってしまうという欠点がある。また、このとき、デジ
タルマッチドフィルタは４ＭＨｚの４倍の１６ＭＨｚの
チップレートで動かさなければならず、消費電力は４の
自乗倍という大幅な増加が見込まれるという問題もあ
る。従って、本実施形態では、回路規模をそれほど大き
くすることなく、回路規模の増大を抑えるとともに、性
能の向上を図ることができる。また、同時に、消費電力
の増大をも抑制することができる。
ルタは、（入力ビット数）×（拡散符号長×４）だけの
タップのレジスタが必要となり、デジタルマッチドフィ
ルタの回路規模は４倍となり、回路規模が非常に大きく
なってしまうという欠点がある。また、このとき、デジ
タルマッチドフィルタは４ＭＨｚの４倍の１６ＭＨｚの
チップレートで動かさなければならず、消費電力は４の
自乗倍という大幅な増加が見込まれるという問題もあ
る。従って、本実施形態では、回路規模をそれほど大き
くすることなく、回路規模の増大を抑えるとともに、性
能の向上を図ることができる。また、同時に、消費電力
の増大をも抑制することができる。
【００１７】次に、本発明の第二実施形態について説明
する。図３は、第二実施形態に係るスペクトラム拡散通
信受信装置の要部の構成を示すブロック図である。図３
において、符号２０は、ルートナイキストフィルタ、２
２は、オーバーサンプリング回路であり、１４は、デジ
タルマッチドフィルタである。
する。図３は、第二実施形態に係るスペクトラム拡散通
信受信装置の要部の構成を示すブロック図である。図３
において、符号２０は、ルートナイキストフィルタ、２
２は、オーバーサンプリング回路であり、１４は、デジ
タルマッチドフィルタである。
【００１８】このように、本実施形態における装置構成
は、前述した第一実施形態と同様であるが、本実施形態
の受信装置は、送信側から送られてきた信号を８ビット
で受信する。また、受信信号は４ＭＨｚのチップレート
で、拡散率ＳＦ＝２５６とする。そして、オーバーサン
プリング回路２２は、８回のオーバーサンプリングを行
う。すなわち、１／８チップ毎にサンプリング（１チッ
プに対して８回のサンプリング）を行う。従って、オー
バーサンプリング回路２２は、８倍のオーバーサンプリ
ングを行うため、その出力は、ビット幅がlog2８＝３ビ
ットだけ増加して、８＋３＝１１ビットとなる。
は、前述した第一実施形態と同様であるが、本実施形態
の受信装置は、送信側から送られてきた信号を８ビット
で受信する。また、受信信号は４ＭＨｚのチップレート
で、拡散率ＳＦ＝２５６とする。そして、オーバーサン
プリング回路２２は、８回のオーバーサンプリングを行
う。すなわち、１／８チップ毎にサンプリング（１チッ
プに対して８回のサンプリング）を行う。従って、オー
バーサンプリング回路２２は、８倍のオーバーサンプリ
ングを行うため、その出力は、ビット幅がlog2８＝３ビ
ットだけ増加して、８＋３＝１１ビットとなる。
【００１９】また、デジタルマッチドフィルタ２４は、
段数２５６段で、１チップ毎に動作するものとし、８倍
オーバーサンプリングによって得られた８倍のデータ
は、各８個が足し合わされて、デジタルマッチドフィル
タ２４に入力されるものとする。従って、本実施形態に
おいても、デジタルマッチドフィルタ２４の段数は増加
しない。
段数２５６段で、１チップ毎に動作するものとし、８倍
オーバーサンプリングによって得られた８倍のデータ
は、各８個が足し合わされて、デジタルマッチドフィル
タ２４に入力されるものとする。従って、本実施形態に
おいても、デジタルマッチドフィルタ２４の段数は増加
しない。
【００２０】本実施形態も、オーバーサンプリングを行
わない、図４に示すものと同様の、従来の場合と比較す
ると、従来は、８ビットで受信された信号がそのまま、
２５６段で、１チップ毎に動作するデジタルマッチドフ
ィルタに入力される。本実施形態では、上述したよう
に、デジタルマッチドフィルタ２４への入力が８＋log2
８＝１１であり、従来と比較すると、回路規模、消費電
力ともに１１／８＝１．３７５倍となる。しかし、この
程度の増加は後述する比較例とくらべて無視できるレベ
ルである。
わない、図４に示すものと同様の、従来の場合と比較す
ると、従来は、８ビットで受信された信号がそのまま、
２５６段で、１チップ毎に動作するデジタルマッチドフ
ィルタに入力される。本実施形態では、上述したよう
に、デジタルマッチドフィルタ２４への入力が８＋log2
８＝１１であり、従来と比較すると、回路規模、消費電
力ともに１１／８＝１．３７５倍となる。しかし、この
程度の増加は後述する比較例とくらべて無視できるレベ
ルである。
【００２１】一方、比較例として、図２に示すものと同
様の構成において、８倍オーバーサンプリングを行い、
デジタルマッチドフィルタの段数を８倍とし、２５６×
８＝２０４８段として、入力８ビットで、１／８チップ
毎の動作としたものを考える。すると、精度は最もよく
なるが、この場合のデジタルマッチドフィルタは、（入
力ビット数）×（拡散符号長×８）だけのタップのレジ
スタが必要となり、デジタルマッチドフィルタの回路規
模は８倍となり、やはり回路規模が非常に大きくなって
しまう。また、このとき、消費電力は、８の自乗倍とい
う大幅な増加が見込まれる。
様の構成において、８倍オーバーサンプリングを行い、
デジタルマッチドフィルタの段数を８倍とし、２５６×
８＝２０４８段として、入力８ビットで、１／８チップ
毎の動作としたものを考える。すると、精度は最もよく
なるが、この場合のデジタルマッチドフィルタは、（入
力ビット数）×（拡散符号長×８）だけのタップのレジ
スタが必要となり、デジタルマッチドフィルタの回路規
模は８倍となり、やはり回路規模が非常に大きくなって
しまう。また、このとき、消費電力は、８の自乗倍とい
う大幅な増加が見込まれる。
【００２２】従って、本実施形態は、これらの例と比べ
ても、回路規模をそれほど大きくすることなく、性能の
向上を達成することができる。また、同時に消費電力の
増大をも抑制することができる。以上、詳細に説明した
ように、これらの実施形態によれば、単純にＮ倍オーバ
ーサンプリングするとデジタルマッチドフィルタの段数
がＮ倍になってしまい、回路規模も消費電力も増大して
しまうので、Ｎ倍オーバーサンプリングしたものを、ま
とめて一つにして、デジタルマッチドフィルタに入力
し、デジタルマッチドフィルタをチップレートで動作さ
せるようにしたため、回路規模の増大を抑制しつつ、性
能を向上させることが可能となった。
ても、回路規模をそれほど大きくすることなく、性能の
向上を達成することができる。また、同時に消費電力の
増大をも抑制することができる。以上、詳細に説明した
ように、これらの実施形態によれば、単純にＮ倍オーバ
ーサンプリングするとデジタルマッチドフィルタの段数
がＮ倍になってしまい、回路規模も消費電力も増大して
しまうので、Ｎ倍オーバーサンプリングしたものを、ま
とめて一つにして、デジタルマッチドフィルタに入力
し、デジタルマッチドフィルタをチップレートで動作さ
せるようにしたため、回路規模の増大を抑制しつつ、性
能を向上させることが可能となった。
【００２３】以上、本発明のスペクトラム拡散通信受信
装置について詳細に説明したが、本発明は、以上の例に
は限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲におい
て、各種の改良や変更を行ってもよいのはもちろんであ
る。
装置について詳細に説明したが、本発明は、以上の例に
は限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲におい
て、各種の改良や変更を行ってもよいのはもちろんであ
る。
【００２４】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明によれば、回
路規模をそれほど大きくすることなく、性能の向上を達
成することができる。また、同時に消費電力の増大をも
抑制することができる。
路規模をそれほど大きくすることなく、性能の向上を達
成することができる。また、同時に消費電力の増大をも
抑制することができる。
【図１】 本発明の第一実施形態に係るスペクトラム拡
散通信受信装置の要部の構成を示すブロック図である。
散通信受信装置の要部の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第一実施形態に対する比較例の概略
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第二実施形態に係るスペクトラム拡
散通信受信装置の要部の構成を示すブロック図である。
散通信受信装置の要部の構成を示すブロック図である。
【図４】 従来のスペクトラム拡散通信受信装置の要部
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
１０、２０、９０、１１０ ルートナイキストフィルタ １２、２２、１１２ オーバーサンプリング回路 １４、２４、９２、１１４ デジタルマッチドフィルタ
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE33 5K047 AA16 CC01 GG27 HH15 HH21 HH45 JJ06 LL06 MM03 MM13 MM33
Claims (1)
- 【請求項１】デジタルマッチドフィルタを用いて受信ス
ペクトラム拡散信号の同期捕捉を行うスペクトラム拡散
通信受信装置であって、 前記デジタルマッチドフィルタの前段にオーバーサンプ
リング回路を設け、 オーバーサンプリングを行い、得られたデータを足し合
わせて前記デジタルマッチドフィルタに入力し、 該デジタルマッチドフィルタを、段数を増加させること
なく、チップレートで動作させるようにしたことを特徴
とするスペクトラム拡散通信受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000051011A JP2001244848A (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | スペクトラム拡散通信受信装置 |
| US09/793,492 US7023906B2 (en) | 2000-02-28 | 2001-02-27 | Receiver and receiving method in spread spectrum communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000051011A JP2001244848A (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | スペクトラム拡散通信受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001244848A true JP2001244848A (ja) | 2001-09-07 |
Family
ID=18572721
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000051011A Pending JP2001244848A (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | スペクトラム拡散通信受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7023906B2 (ja) |
| JP (1) | JP2001244848A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010011061A (ja) * | 2008-06-26 | 2010-01-14 | Nippon Soken Inc | 無線通信システム |
| KR102015680B1 (ko) * | 2011-10-27 | 2019-08-28 | 인텔 코포레이션 | 최대 가능도 비트-스트림 엔코딩을 이용한 직접 디지털 합성 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3305877B2 (ja) * | 1994-06-23 | 2002-07-24 | 株式会社東芝 | スペクトラム拡散無線通信システムおよびこのシステムで使用される無線通信装置 |
| JPH1141141A (ja) * | 1997-05-21 | 1999-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散信号受信方法及びスペクトル拡散信号受信装置 |
| FR2774831B1 (fr) * | 1998-02-11 | 2000-04-07 | Agence Spatiale Europeenne | Recepteur adaptatif de signaux pour systeme de communications a acces pultiples par repartition a codes |
| JP2000082973A (ja) * | 1998-09-04 | 2000-03-21 | Fujitsu Ltd | パスサーチ装置及び該装置を用いたｃｄｍａ受信機 |
| US6665277B1 (en) * | 1998-10-16 | 2003-12-16 | Texas Instruments Incorporated | Comma free codes for fast cell search using tertiary synchronization channel |
| US6345069B1 (en) * | 1998-10-16 | 2002-02-05 | Texas Instruments Incorporated | Simplified cell search scheme for first and second stage |
-
2000
- 2000-02-28 JP JP2000051011A patent/JP2001244848A/ja active Pending
-
2001
- 2001-02-27 US US09/793,492 patent/US7023906B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010030996A1 (en) | 2001-10-18 |
| US7023906B2 (en) | 2006-04-04 |
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|
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