FI95524B - Nopea referenssitiedonkeruu ja vaihevirheen kompensointi datan radiolähetystä varten - Google Patents

Nopea referenssitiedonkeruu ja vaihevirheen kompensointi datan radiolähetystä varten Download PDF

Info

Publication number
FI95524B
FI95524B FI884940A FI884940A FI95524B FI 95524 B FI95524 B FI 95524B FI 884940 A FI884940 A FI 884940A FI 884940 A FI884940 A FI 884940A FI 95524 B FI95524 B FI 95524B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
signal
absolute value
data signal
intermediate data
output
Prior art date
Application number
FI884940A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI95524C (fi
FI884940A0 (fi
FI884940A (fi
Inventor
Gerald Paul Labedz
David Edward Borth
Original Assignee
Motorola Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Motorola Inc filed Critical Motorola Inc
Publication of FI884940A0 publication Critical patent/FI884940A0/fi
Publication of FI884940A publication Critical patent/FI884940A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI95524B publication Critical patent/FI95524B/fi
Publication of FI95524C publication Critical patent/FI95524C/fi

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/0035—Synchronisation arrangements detecting errors in frequency or phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2662—Arrangements for Wireless System Synchronisation
    • H04B7/2671—Arrangements for Wireless Time-Division Multiple Access [TDMA] System Synchronisation
    • H04B7/2678—Time synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/004—Synchronisation arrangements compensating for timing error of reception due to propagation delay
    • H04W56/005—Synchronisation arrangements compensating for timing error of reception due to propagation delay compensating for timing error by adjustment in the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)

Description

1 95524
Nopea referenssi-tiedonkeruu ja vaihevirheen kompensointi datan radiolähetystä varten
Tuma keksintö kohdistuu yleisesti monivaiheiseen 5 datan lähetykseen ja erityisesti aikajaksoisiin CTDMA)-radiojärjestelmiin, jotka käyttävät monivaiheista modulointia, jossa nopea vaiheen tiedonkeruu on tärkeää. Tämä keksintö liittyy US-patenttihakemuksiin (CE 00398 H) "Vaihekoherentti TDMA-kvadraattivastaanotin monitiehäipymän 10 kanavia varten" ja (CE 0027 R) "TDMA-radiojärjestelmä, joka käyttää BPSK-synkronointia QPSK-signaaleille, joihin kohdistuu satunnaista vaihevaihtelua ja monitiehäipymistä", molemmat David E. Borthin ym jättämiä samana päivänä kuin kyseinen keksintö ja jotka sisältävät asiaan liittyvää ai-15 neistoa.
Aikajakoisessa (TDMA)-radiojärjestelmässä tai yleisesti missä tahansa tietoliikennejärjestelmässä, jossa on tärkeätä nopea tiedonkeruu ja suuri datansiirtonopeus, tarvitaan vastaanotin vastaanottamaan lyhyitä datapurskei-20 ta yhdestä tai useammasta lähettimestä, kukin purske omassa aikavälissään. Jokaista aikaväliä varten koherenttia demodu-laattoria käyttävän vastaanottimen täytyy nopeasti hankkia vaihereferenssi tulkitakseen tuossa aikavälissä lähetetyn .·, datan. Yleensä jokainen lähetin lähettää tiedonkeruusek- 25 venssin (johdanto) edeltäen aikavälin dataa tässä tarkoituksessa. Kun käytetään koherentteja ilmaisutekniikoita, vastaanotin tavallisesti generoi uudelleen lähetetyn kantoaallon vaiheen jonkin tyyppisestä kantoaallon regenerointi-piiristä.
.·. 30 Yksi yleinen monivaiheisen datan modulointitekniik-
• I
ka on kvadraattivaiheavainnus (QPSK), jossa puolet lähettävästä datasta moduloidaan kantoaallolla, jonka vaihe on 0° (ja 180°) (I-kanava) ja puolet lähetetään kvadraa-tilla kantoaallolla (Q-kanava), jonka vaihe on 90° (ja 270°). 35 Tämä signaali voi lähettää radiokanavaa pitkin, jonka vai- 2 95524 hesiirtymä on satunnaista ja vaihtelee paljon. Vastaanotettaessa täytyy perustaa referenssi I- ja Q-kanavien identifioimiseksi niin, että data voidaan kunnolla regeneroida. Aikaisemmat tekniikat I- ja Q-kanavien vaiheiden 5 selvittämiseksi ovat käyttäneet tiedonkeruusekvenssejä, jotka yleensä olivat erilaisia tai toisistaan riippumattomia I- ja Q-kanavilla. Ennestään tunnettua on myös, että vastaanottimen paikallisoskillaattorin vaihetta voidaan muuttaa radiokanavan reitin aiheuttaman vaiheensiir-10 ron korjaamiseksi. Kuitenkin tarkastellessa suurinopeuksis- ta TDMA-tietoliikennettä muuttuvalla radiokanavalla on toivottavaa käyttää nopeampaa tiedonkeruumenetelmää.
Sen tähden tämän keksinnön yhtenä tarkoituksena on esittää synkronisointimenetelmä ja laite, joka tarjoaa 15 nopean vaiheen tiedonkeruun.
Lisäksi kyseisen keksinnön tarkoituksena on lähettää synkronisointijohdanto vain yhdessä kvadraattimodu-loinnin kanavista.
Lisäksi kyseisen keksinnön tarkoituksena on rat-20 kaista I- ja Q-kanavien vaiheet ilman että tarvitsee korjata paikallisen referenssioskillaattorin vaihetta.
Siten nämä ja muut päämäärät saavutetaan kyseisessä keksinnössä, joka käsittää digitaalisen radiovastaanottimen, joka demoduloi aikajakoista kvadraattisignaalia.
: : 25 Vastaanottaessa käytetään oskillaattorin generoimaa re- ferenssisignaalia kvadraattimoduloidun datasignaalin erottamiseksi ensimmäisiksi ja toisiksi välisignaaleiksi. Etukäteen määritelty synkronisointisignaali ilmaistaan vastaanottimella ja sitä käytetään referenssisignaalin 30 ja ensimmäisten ja toisten välisignaalien välisen vaihe-eron • ( ; laskemisessa ja poistamisessa.
Piirustuksissa kuvio 1 esittää lohkokaaviona datan lähetysjär-jestelmää, joka käyttää kvadraattista digitaalilähetystä 35 ja vastaanottoa,
• t V
II
3 95524 kuviot 2A ja 2B esittävät yhdessä lohkokaaviona TDMA-vastaanotinta, joka voi vastaanottaa QPSK-signaaleja.
kuvio 3 on lohkokaavio TDMA-vastaanottimesta, joka käyttää edullisesti kyseistä keksintöä radiokanavassa syn-5 tyvän vaihevirheen kompensoimiseksi, kuvio 4 esittää aikakaaviota, joka kuvaa korrelaation -ilmaisusignaalien ja korjaavien signaalien suhdetta kuvion 3 vastaanottimessa, kuvioissa 5A ja 5B esitetään virtauskaaviona mene-10 telmää, jota käytetään edullisessa suoritusmuodossa to teuttamaan kuvion 3 vastaanottimen korrelaatiota, itseisarvon pitoa, päätöksiä ja ajoitusta ja algebrallisia funktioita, ja kuviossa 6 on kuvion 5A korrelaatiofunktiossa 15 käytetty rekisterikartta.
Kuviossa 1 esitetään radiotaajuusjärjestelmä, joka siirtää datasignaalin lähettimestä 101 vastaanottimeen 103. Edullisessa suoritusmuodossa käytetään kvadraattivai-heavainnusta (QPSK) lisäämään kanavan läpimenoa, vaikka 20 ekvivalentisti voidaan käyttää jotain toista monidimen- sionaalista signalointia. Kyseissä keksinnössä käytetään lisäksi hyvin tunnettua aikajakotekniikkaa (TDMA) rajoitetun kanavaresurssin jakamiseksi suuren lähettäjä-joukon kesken. Jokaisella käyttäjällä on käytettävissään : ' 25 lyhyt ajanjakso (aikaväli), jonka aikana viesti voidaan lähettää käyttäjälle tai vastaanottaa käyttäjältä. Sellaisen TDMA-tekniikan edut muihin tekniikoihin (kuten taajuusjakoinen TDMA) nähden ovat: a) mitään duplekseria ei tarvita kaksisuuntaisessa tiedon- . 30 siirrossa, « * . b) voidaan käyttää eri datasiirtonopeuksia useita vierek käisiä aikavälejä käyttämällä, c) voidaan käyttää yhteistä radiotaajuista tehovahvistin-ta useiden kanavien vahvistamiseksi millä tahansa teho-35 tasolla ilman FDMA:han liittyviä häviöitä tai keskeismodu-laatiovääristymää ja 95524 d) muita "kanavia" (aikavälejä) on mahdollista keilata ilman että erillisiä vastaanottimia tarvitaan.
Kyseistä keksintöä voidaan käyttää digitaalisessa radiojärjestelmässä, joka käyttää TDMA-sanoman lähettämis-5 tä suhteellisen suurella datan siirtonopeudella (200 kbps-2 Mbps) tai yleisemmin, kun kanavan ominaisuuksien muutosnopeudet ovat hitaampia kuin aikavälin kesto. Radiokanavaan (merkitään h(t):llä) kaupunki-, esikaupunki- ja maaseutuympäristöjä varten kohdistuu etenemisviivettä, 10 joka on verrannollinen vastaanottimen 103 ja lähettimen 101 väliseen etäisyyteen. Radiosignaalien heijastukset aiheuttavat kanavaan h(t) lisää satunnaista ja vaihtelevaa etenemisviivettä. Kokonaisviive ilmenee lähetetyn signaalin x(t) ja vastaanotetun signaalin välisenä vaiheviiveenä.
15 Kyseinen keksintö pyrkii ratkaisemaan vaiheviivee- seen liittyvää ongelmaa ja kompensoimaan tätä virhettä datan ilmaisimessa aikavälin aikana. Tämä aikaansaadaan lähettämällä tiedonkeruun synkronisointisekvenssi aikavälin aikana (edullisesti aikavälin alussa) binäärisenä vaihe-20 avainnussignaalina (BPSK) etukäteen määritellyllä vaiheella aikavälin QPSK-dataan nähden. Edullisessa suoritusmuodossa tiedonkeruun synkronisointisekvenssi lähetetään vain kvadraattimoduloidun kanavan I-vektorissa. Lähettäminen kvadraattimoduloidun kanavan Q-verktorissa olisi • · 25 ollut yhtä tehokasta.
Kuvioissa 2A ja 2B esitetään TDMA-vastaanottimen lohkokaavio, jota vastaanotinta käyttää elvyttämään TDMA-kvadraattivaiheavainnusdataa ja jota vastaanotinta selitetään kyseisen siirronsaajan US-patenttihakemuksessa nro 30 009 973 "TDMA kommunikaatiojärjestelmä adaptiivisella taa- juuskorjauksella" jätettynä helmikuun 2. 1987 David E. Borth'in puolesta, johon tässä viitataan.
A/D muuntimien 209 ja 211 digitaaliset ulostulosignaalit viedään vaiheen (I) aikavälin korrelaattoriin 35 213 ja kvadraatti-(Q) korrelaattoriin 215, sekä niiden
II
5 95524 signaalipuskureihin 217 ja 219. I-korrelaatori suorittaa korrelaatiofunktion sisäänmenosignaalin kaikkien vastaanotettujen bittien ja etukäteen tallennetun synkronisoin-tisaman (I synkronisointisana), joka vastaa vaiheen aika-5 välin synkronisointisanaa, välillä.
I-korrelaattorin 213 ulostulo on digitaalinen bittivirta, joka edustaa vastaanotetun datan näyte-näytteeltä tapahtuvaa korrelaatiota tallennetun synkroni-sointisanan toistojen kanssa aikaväliä varten. Korrelaatio-10 funktiolla on huippuarvo, kun I-synkronisointisana esiin tyy vastaanotetussa näytedatassa. Samalla tavalla Q-korre-laattori 215 suorittaa korrelaatiofunktion etukäteen tallennetun, muistista 221 saatavan kvadraatti Q-synkronisointi-sanan ja näytekvadraatti (Q) sisäänmenon välillä.
15 Korrelaattorien 213 ja 215 ulostulot viedään ne toiseen potenssiin korottaviin lohkoihin 223 ja 225. Neli-öivän lohkon ulostulosignaalit edustavat erillisten I- ja Q-korrelaatio-operaatioiden toiseen potenssiin korotettuja arvoja. Neliöidyt lohkoulostulot viedään sitten summaus-20 lohkoon 227. I- ja Q-korrelaatiosignaalit summataan yhteen muodostamaan neliöidyn verhokäyräsignaalin, joka edustaa korrelaatiosignaalien neliöiden summaa. Korrelaatiosig-naalin neliöity verhokäyrä tekee vaiheen epävarmuuden eksplisiittisen määrittämisen tarpeettomaksi. Täten mää- • · • 25 rittämättä mitään epävarmuutta summauslohkosta 227 saatava suuriamplitudinen signaali edustaa tietyn aikavälin mahdollista alkukohtaa.
Summauslohkon 227 ulostulo viedään sitten aikavälin ilmaisimeen 229, jossa summattua korrelaatiosig-30 naalia verrataan etukäteen määriteltyyn kynnysarvoon.
.·. Tämä kynnysarvo edustaa pienintä sallittua korrelaatioarvoa, joka edustaisi ilmaistua aikaväliä. Jos summattu ulostulo on suurempi kuin kynnysarvo, generoidaan aikavälin ilmai-susignaali ja viedään järjestelmän ajoitusohjaimeen 231.
35 Ajoitusohjain 231 toimii vaihelukittuna silmukkana 6 95524 (PLL) käyttäen stabiilia ajoitusreferenssiä aikavälin signaalin tekemiseksi kelvolliseksi ja aikaansaadakseen kelvolliseksi tehdyn ilmaisusignaalin ulostulon. Kelvolliseksi tehty aikavälin ilmaisusignaali viedään sitten JA-5 porttiin 233 bittikelloulostulon myötä. Yhdistetty aikavälin ilmaisu-/bittikellosignaali viedään sitten I- ja Q-signaalin puskureihin 217 ja 219. Datasignaalit ajoitetaan signaalipuskureihin 217 ja 219 yhdistettyä ilmaisu-/bitti-kellosignaalia käyttäen.
10 Kuvioissa 2A ja 2B esitetyssä toteutuksessa käy tetään tavanomaista kantataajuuskaistan synkronista, takaisinkytkettyä, päätöksentekevää taajuuskorjainta (DFE) 234 datasignaalin regeneroimiseksi. DFE:hen 234 kuuluu pohjimmiltaan kaksi osaa: myötäsuuntaan kytketty lineaarinen poi-15 kittaissuodatin 235 ja takaisinkytketty lineaarinen poikit-taissuodatin 237. Myötäsuuntaan kytketty suodatin 235 yrittää minimoida symbolien keskinäishäiriöstä (ISI) johtuvaa neliökeskiarvovirhettä (MSE), kun taas takaisinkytketty suodatin 237 yrittää poistaa aiemmin ilmaistuista symboleista 20 johtuvaa ISI:ä.
Päätöksentekevää takaisinkytkettyä taajuuskorjainta 234 käytetään ainakin yhtenä aikavälinä kompensoimaan ajallisesti vaihtelevan monitieprofiilin vaikutuksia. Adaptaatioon kuuluu vastaanotetun synkronisointisanan, joka on 25 talletettu vastaanottimeen, välisten MSE-erojen minimoi mista. Korjattu ja kvadratisoitu kompleksidata ulostulo kvadratisijoijasta 238 viedään kanavointilaitteeseen 239 2:1 multipleksoimiseksi yhdessä datakellon ja ulostulon kanssa.
30 Palataan kuvioon 1, QPSK-kommunikointijärjestel mässä lähetetty signaali x(t) voidaan esittää: x(t)-a(t)cosfa>ct+b(t)sinuct (1) missä a(t) ja b(t) ovat samanvaiheisia kvadraatti-infor-35 maatiosignaaleja ja co on QPSK-signaalin kantoaaltokulma- taajuus yksikkönä rad/s.
li 7 95524
Vastaanottimen 103 sisäänmenoon kohdistuu kanavan impulssivaste ja se saadaan yhtälöstä: y(t)=x(t)*h(t).
Vastaanotetulla QPSK-lähetyksellä y(t) on paikal-5 lisoskillaattorin 105 referenssitaajuuteen cos ( t) näh-den vaihe-ero . Kun käytetään edullisen suoritusmuodon datasiirtonopeutta, vaihe-ero V*" on oleellisesti vakio TDMA-aikavälin ajan. (Vaikka kuviossa antenni on yhdistetty sekoittimiin 107 ja 111 tarvitaan todennäköisesti 10 lisää signaalin käsittelyä suuritaajuuksisille radiosignaaleille. Jos käytetään muunnosta alaspäin välitaajuuteen, paikallisoskillaattorin ulostulotaajuus voi olla erilaista). Täten, y(t)-a(t)coe(»c(t)+7)+b(t)*ln(«c(t)+7). (2)
Sekoittimien 107 ja 111 ulostulot syötetään ali-päästösuodattimiin 109 ja 113, joista suodatetut signaalit viedään vuorostaan nopeaan A/D-muunnospiiriin 114. Analogiset välitaajuussignaalit viedään seuraavaksi digitaa-20 limuodossa signaalin käsittelyyn 115 ja datasignaalin rege-nerointiin 117.
Keksinnön edullisessa suoritusmuodossa, kuten kuvion 3 lohkokaaviossa esitetään, A/D-muunnin 114 toteutetaan kahdella tavanomaisella 4-bitin A/D-muuntimella 309 .·. 25 ja 311. Nämä A/D-muuntimet toimivat nopeudella neljä näy tettä bittiväliä kohti ja ne kumpikin tuottavat lukusek-venssin, jotka esittävät suodatettujen, kompensoimattomien kvadraattisignaalien aaltomuotoja.
A/D-muuntimen 309 ulostulon lukusekvenssi LPI(t) 30 näytteenottonopeudellaan voidaan yksinkertaistaa ja esit- V tää yhtälöllä: LPI(t)-(l/2)a(t)cos7+(l/2)b(t)sin7 (3) ja A/D-muuntimen 311 ulostulossa ulostulon lukusekvenssi 35 LPQ(t) voidaan esittää yhtälöllä: LPQ(t)—(l/2)a(t)sin7+(l/2)b(t)co*7· (4) 8 95524
Keksinnön edullisessa toteutuksessa tiedonkeruun synkronisointisekvenssi aT(t) jokaiselle aikavälille on tunnettu databittien sarja, joka on valittu siten, että sillä on hyvät autokorrelaatio-ominaisuudet kuten joil-5 lakin Barkerin sekvensseistä on. Kuvion 1 lähetin 101 lähettää tälle vastaanottimelle aikavälin alussa: x*(t)-»x(C)coswc(t). (5) Täten keksinnön yhdessä toteutuksessa aT(t) lähe-10 tetään yhdessä vaiheessa tai kvadraattisignaalin vektorissa (b(t) puuttuu). Vastaanotettu ja käsitelty lukusekvenssi LPI'(t) vastaa sen tähden yhtälöä (6).ja LPQ'(t) vastaa yhtälöä (7). Täten voidaan todeta, että tuntematon vaihe-ero 'f' on vastaanottimen käytettävissä synkronisointisek-15 venssin vastaanoton jälkeen. Ratkaistavana ongelmana on sitten vaihe-eron erottaminen ja kompensointi.
LPI'(t)-a/2)*T<t)coJ7 <€) 2Q LPQ'(t)-(l/2)aT(t)*in7
Kuvion 3 vastaanottimessa kumpikin kaksi korrelaat-toria 313 ja 315 voivat olla ohjelmoitavia, digitaalisen ulostulon omaavia korrelaattoreita kuten IMS A100, kaska-·. 25 dikytkentäisiä signaaliprosessoreja, joita on saatavissa yhtiöltä Inmos Corp., Colorado Sp-rings,Colorado. Toivottavaa on kuitenkin toteuttaa korrelaatiofunktio yhdessä päätöksenteon ja ajoituksen, itseisarvon pidon ja algebrallisten operaatioiden kanssa asiakaskohtaisessa digitaali-30 sessa signaaliprosessorissa, joka suorittaa signaalin V käsittelyfunktion 115. Kyseisessä TDMA-vastaanottimessa, kun on kyse tietyn aikavälin vastaanottamisesta, ennen aikaväliä päätöksenteko- ja ajoitusfunktio 318 käynnistää korrelaattoreiden 313 ja 315 toiminnan aikavälin tiedon-35 keruusekvenssin aT(t) normalisoiduilla paikallistoisinnoilla.
• l 9 95524 (Voidaan käyttää myös muita tapoja aT(t):n syöttämisessä, joihin kuuluu laitetekniikkakin, ilman että rajoitetaan keksinnön laajuutta). Kukin korrelaatori korreloi vastaavaa sisäänmenolukusekvenssiään paikallisiin toisintoihin 5 nähden ja tuottaa etumerkillisten digitaalisten korrelaa-tioarvojen jonon samalla nopeudella kuin A/D-näytteenotto-nopeus. Korrelaattorien ulostulot (^(t) ja C^it), jotka generoidaan tiedonkeruusekvenssin vastaanoton aikana, voivat olla kuviossa 4 esitetyn näköisiä. (Kuvion 4 ajoi-10 tuskaavio esittää korrelaattorin 313 ulostulon Cj(t), kor-relaattorin 315 ulostulon Cg(t), itseisarvon pidon 320 ulostulon Hjit), itseisarvon pidon 322 ulostulon Hg(t) ja TDMA-viestin yhden aikavälin välisiä suhteita). Nämä korrelaattorien 313 ja 315 ulostulot syöttävät itseis-15 arvon pitofunktioita 320 ja 322 ja päätöksenteko- ja ajoitusfunktioita 118, joka säätää huipun itseisarvon pi-totoimintoja funktioissa 320 ja 322.
Itseisarvon pitofunktiot 320 ja 322 voidaan toteuttaa käyttämällä mikroprosessia ja siihen liittyvää muistia 20 (kuten yhtiöltä Motorola Inc. saatavissa olevaa mikroprosessoria MC 68 HC 11) tai osaa asiakaskohtaisesta digitaalisesta signaaliprosessorista kuvioissa 5A ja 5B esitetyn prosessin suorittamiseksi.
Korrelaattorin 313 ulostulosignaali Cjtt) esite-25 tään kuviossa 4 ja se voidaan esittää yleisesti:
Ci(t,T)-/r(t)LPI(t-T)dt (8)
• CO
missä r(t) on synkronisointisekvenssi ja V on korrelaattorin 315 kutakin korrelaatiojaksoa vastaava inkrementoiva 30 näytteenottojakso. Kun r(t)=aT(t) ja kun LPI'(t)=(J)a - (t-V ) cos 'i9' , korrelaattorin 313 ulostulosignaali Cjit) saavuttaa suuren positiivisen tai negatiivisen arvon, kun inkrementoiva näytteenottojakso (T) aiheuttaa etukäteen määritellyn paikallisen synkronisointisekvenssin aT(t) ja 35 sisäänmenosignaalin LPI'(t) välille täydellisen korrelaation.
95524
Korrelaatiossa sen tähden: rs C1(t)-(1/2)cos7jax(t)aT(t-T)dt 0 ^ t, -(l/2)cos7/[aT(t)]2dt 0 -(1/2)Jcos7 (9) jossa J on autokorrelaatiofunktion huippuarvo.
10 Vastaavasti korrelaattorin 315 ulostulosignaali
Cg(t) esitetään kuviossa 4 ja se voidaan esittää yleisesti: tg CQ(t,T)-/r(t)LPQ(t-T)dt. (10) 0
Kun LPQ1 (t) =- (J) aT (t- V ) sin ύ*'', korrelaattorin 315 15 ulostulosignaali C^it) saavuttaa suuren positiivisen tai negatiivisen arvon, kun inkrementoiva näytteenottojakso ("V") aiheuttaa etukäteen määritellyn paikallisen s^n kroni-sointisekvenssin aT(t) ja sisäänmenosignaalin LPQ'(t) välin^ täydellisen korrelaation. Korrelaatiossa: 20
rS
Co(t)—(l/2)sin7jax(t)ax(t-T)dc y 0
tS
— (l/2)sin7.f[aT(c)]2dt 0 25 — (l/2)Jsin7. <11?
Korreellaatioulsotulot Cx(t) ja Cg(t) korrelaation kasvaessa saavat itseisarvon pitofunktiot (320 ja ,· 30 322) ottamaan korrelaatioulostulojen itseisarvon ja merkin.
Kun Cj(t) ja Cg(t) ovat korrelaatiossa saavuttaneet itseisarvonsa maksimin, niin juuri ne itseisarvot pidetään aikavälin lopunkin aikaa. Itseisarvon pitofunktioiden 320 ja 322 pitämät ulostulot on sitten esitetty kuviossa 4: 35 Hx(t)-(l/2)Jcos7 Hq(t)—(l/2)Jsin7.
(12) 3 (13)
II
. 95524 11
Seuraavaksi itseisarvon pitofunktiot palautetaan alkutilaan aikavälin jälkeen päätöksenteko- ja ajoitus-funktiolla 318.
Edullisessa suoritusmuodossa päätöksenteko- ja 5 ajoituspiiri 318 toteutetaan käyttämällä asiakaskohtaista, digitaalista signaaliprosessoria, vaikka voidaan käyttää tavanomaista mikroprosessoria (kuten yhtiöltä Motorola,
Inc. saatavissa olevaa MC 68020 mikroprosessoria) ja siihen liittyvää muistia ja ajoitusjakajia. Päätöksenteko-10 ja ajoitusfunktio 318 voi aiheuttaa korrelaattoreihin 313 ja 315 ennen haluttua aikaväliä kytkettävän etukäteen määritellyn synkronisointisekvenssin demoduloimiseen. TDMA-kehysajoituksen määrää datasignaalin regenerointipiiri 117, joka käyttää tavanomaista kehysalgoritmia vahvista-15 maan ja ylläpitämään aikavälin tiedonkeruuta. Korrelaatto-rit 313 ja 315 muodostavat kumpikin korrelaation tallennetun tiedonkeruusekvenssin ja viimeisten 32, vastaanotetun A/D-näytteen välille ja suorittavat jokaiselle uudelle näytteelle toisen täydellisen korrelaation.
20 Aikavälin loppuosassa itseisarvon pitopiirin 320 ulostulosignaali Hj(t) on kertojan 340 (joka edullisessa suoritusmuodossa on osa asiakaskohtaista, digitaalista signaaliprosessia, mutta voi olla tavanomainen neljän bitin kertoja) sisäänmeno, jossa kertojassa se kerrotaan 25 suodatetulla datalla LPI(t), jolloin tuotetaan ulostulo K(t), joka määritellään: K(t)-[(1/2)Jcos7][(1/2)a(t)ces7+(l/2)b(t)sini] -(l/4)Ja(t)cosa7+(l/4)Jb(t)sln7Cos7 . <14) : 30
Vastaavasti (t) on kertojan 344 (samanlainen 4 bitin kertoja) sisäänmeno, jossa kertojassa se kerrotaan suodatetulla datalla LPQ(t), jolloin tuotetaan ulostulo 35 L(t), joka määritellään: » 95524 L(t)- [(l/2)Jcos7][-(l/2)Ä(t)sinTf+(l/2)b(t)cos7] — (l/4)Ja(t)sin7COS7+(l/4)Jb(t)cos27 , (15) 5 Itseisarvon pitopiirin 322 pidetty ulostulosig naali Hglt) on kertojan 348 sisäänmeno, jossa kertojassa se kerrotaan LPI(t):llä, jolloin tuotetaan ulostulo M(t): M(t)-(-(l/2)Jsin7][<l/2)a(t)cos7+(l/2)b(t)sin7] 10 —(l/4)Ja(t)cos7sin7-(l/4)Jb(t)sln27, (16)
Ja H^lt) on kertojan 352 sisäänmeno, jossa kertojassa se kerrotaan LPQ(t):llä ulostulon N(t) tuottamiseksi: 15 N(t)-(-(l/2)Jsln7n-(l/2)a(t)sin7+(l/2)b(t)cos7] -(l/4)Ja(t)sin27-(l/<0Jb(t)sin7Cos7 . (17)
Ulostulot K(t) ja N(t) ovat tavanomaisen rinnak-kaissummaimen 360 sisäänmenoja, joka summain laskee K(t):n 20 ja N(t):n algebrallisesti yhteen. Termit sin^cos häviä vät ja neliölliset termit antavat ykkösen. Täten summaimen 364 ulostulo on: (1/4)Ja(t)=I-kanavan data (18)
Ulostulot L(t) ja M(t)-ovat tavanomaisen rinnaksi 25 kaissummaimen 364 sisäänmenoja, joka summain laskee ne algebrallisesti yhteen. Termit sin 'f cos^ häviävät ja neliölliset termit antavat ykkösen. Täten summaimen 364 ulostulo on: (1/4)Jb(t)=Q-kanavan data (19) 30 Niin kauan kuin pidetyt signaalit Hjtt) ja H^it) esittävät radiokanavan vaiheensiirron tarpeellista kompensaatiota, I-kanavan dataa ja Q-kanavan data regeneroidaan. TDMA-järjestelmässä, jossa halutun aikavälin kesto on lyhyt verrattuna radiokanavan vaiheen muutosnopeu-35 teen, H-^t) ja Hg(t) signaalit esittävät tarkasti tarpeel-
II
95524 13 lista kompensaatiota aikavälin aikana. Jokainen aikaväli saa ilmeisesti ainutlaatuiset Hutiin ja Hg(t) :n, jotka radiokanavaan syntynyt vaihevaihtelu määrittelee tiedon-keruusignaalissa, jokoa lähetetään jokaisen aikavälin 5 alussa.
Lisäksi, jos kaksivaiheinen tiedonkeruusekvenssi lähetetään muussa kuin I:n (tai Q:n) vaiheessa niin, niinkauan kuin sen vaihekulma Z tunnetaan, se voidaan kompensoida. Korrelaattorien 313 ja 315 ulostulot voivat 10 olla LPI(t):n ja PPQ(t):n viivästyneitä kopioita, jotka mahdollistavat ajanjakson korrelaation tapahtumisen ja datan kertojissa olon välissä kompensointivektorien CH^t) ja CH^it) tarkkaa laskentaa varten: CHi(t)-(l/2)Jcos(7-Z) CHq(t)—(l/2)Jsin(7-Z).
Kuvioissa 5A ja 5B on esitetty virtauskaavion muodossa korrelaattorien 313 ja 315; itseisarvon pito-20 funktioiden 320 ja 322; päätöksenteko- ja ajoitusfunktion 318; kertojien 340, 344, 348, 352; ja summaimien 360 ja 364 edullinen toteutus. Sellainen toteutus aikaansaadaan keksinnön edullisessa suoritusmuodossa asiakaskohtaisen, digitaalisen signaaliprosessorin ohjausohjelmalla. Pro-; ‘ 2 5 sessi käynnistetään TDMA-aikavälin lopussa, joka tavanomai sesti ilmaistaan data-signaalin regenerointipiirillä 117. Käynnistyksen alussa palautetaan itseisarvon pitojen 320 ja 322 arvot nolliksi ja korrelaattorit 313 ja 315 ladataan uudelleen synkronisointisekvenssin aT(t) paikallis-30 kopiolla.
;! Keskeytyksen jälkeen prosessissa otetaan näyt teitä A/D-muuntimien 309 ja 311 ulostuloista vaiheessa 501.
On syytä huomata, että analogia-digitaalimuunnos ja näytteenotto LPI(t):stä ja LPQ(t):stä merkitsee ajallisesti 35 vaihtelevien signaalien kvantisoimista, jota rajoittaa di gitaalisen esityksen numeerinen tarkkuus näytteenottoaika- 1« 95524 välin aikana. Kun signaaleja käsitellään digitaalisessa signaaliprosessorissa (tai muussa yleisessä prosessorissa) on tapana esittää ajasta riippuva signaalia signaalin i:ntenä näytteenä, jossa näytteellä on erityinen tark-5 kuus. Edullisessa suoritusmuodossa jokaista näytettä edustaa 8 bitin tavu ja: LPI(t)»LPI(i) LPQ(t)-LPQ(i)
Ci<t)-CI(i) Cq(t)-C(i) Ηχ(ί)-Ηχα) Hq(c)-H(1) 10 K(t)«K(i) L(t)-L(i) M(t)-M(i) N(t)-N(i) aT(t)-Ref(i).
Jokainen näyte LPI(i) ja LPQ(i) talletetaan 15 8 bitin tavuisina kuviossa 6 esitettyihin rekisterei hin. Kun otetaan uusi näyte, rekistereissä vanhin näyte siirretään ulos ja hävitetään. Viitataan taas kuvioihin 5A ja 5B, vanhimmat näytteet siirretään ulos kustakin datarekisteristä kohdassa 503, jokaista näytettä siirre-20 tään sisään kohdassa 507. Tämä on tehokas muutos T :ssä. Korrelaattoriulostulot Cjd) ja Cq(D asetetaan nollaksi (kohdassa 509) ennen kuin korrelaatiolaskemat suoritetaan kohdassa 511. (Laskelmat, jotka suoritetaan digitaalisessa signaaliprosessorissa, ovat samanlaisia kuin laskelmat, - - 25 jotka suoritettiin diskreetissä korrelaattorissa kuten IMS A 100 kaskaadisesti kytketyssä signaaliprosessorissa). Jokainen korrelaatiolaskelma suoritetaan kertomalla jrnnen rekisterin sisältö vastaavan j:nnen referenssirekisterin sisällöllä ja summaamalla tulot arvoista j=l arvoihin j=P.
30 Kuten aiemmin selitettiin Cj.(i):n ja C^ddn ulostulojen .· . huippuarvot esiintyvät korrelaatiossa.
Itseisarvon pitoprosessi toteutetaan vertaamalla Cjli):n itseisarvoa pidettyyn Hjti):n itseisarvoon kohdassa 513 ja jos vaiheen 513 testi on myönteinen, niin 35 Hjddn arvo asetetaan yhtä suureksi kuin Cj(i):n sen hetkinen i:s arvo (sekä itseisarvo että etumerkki) koh- li 15 95524 dassa 515. Vastaavanlainen testi siitä, onko 0^(ϊ):η itseisarvo suurempi kuin Hg(i):n itseisarvo, suoritetaan vaiheessa 517 ja jos {i)J on suurempi kuin £Hq (i.)J, niin Η^(ΐ):η arvo asetetaan yhtä suureksi kuin CQ<i):n 5 sen hetkinen i:s arvo.
I-data ja Q-data regeneroidaan ilman vaihevirhettä ja vaiheen 521 (I-dataa varten) ja vaiheen 523 (Q-dataa varten) algebrallisista laskelmista. Prosessi odottaa sitten seuraavaa keskeytystä.
10 Yhteenvedonomaisesti on esitetty ja selitetty vä lineitä nopean vaihereferenssin hankkimiseksi QPSK- ja muita monivaiheisia, moduloituja signaaleja varten radiojärjestelmässä. Tiedonkeruusekvenssi lähetetään monivaiheisen signaalin yhdessä vaiheessa jä vastaanotetaan 15 vastaanottimella sen jälkeen, kun se on ollut alttiina radiokanavaan syntyneelle ei-toivotulle satunnaiselle vai-hevaihtelulle. Vastaanottimessa vastaanotettu signaali erotetaan kvadraattisignaaleiksi (tai N-vaiheisiksi signaaleiksi sopivilla vaihekulmilla) ja viedään synkronisoin-20 tikorrelaattoreille, jotka tuottavat ulostulosignaalit, jotka liittyvät sisäänmenon kvadraattisignaalien ja synk-ronisointisekvenssin etukäteen määriteltyjen toisintojen väliseen parhaaseen korrelaatioon. Ulostulosignaaleja pidetään TDMA-aikavälin keston ajan ja kerrotaan vastaanote-: 25 tulla signaalilla ja sen kvadraattisignaalilla korjatun I- ja Q-kanavan datan aikaansaamiseksi. Vaikka keksinnön tiettyä suoritusmuotoa on esitetty ja selitetty, keksintö ei silti ymmärrettävästi rajoitu siihen vaan alan ammattimiesten tekemät muunnokset kuuluvat keksinnön alaan ja 30 laajuuteen. Niinpä keksinnön patenttivaatimusten katso- . ' taan kattavan kyseisen keksinnön kaikkine muunnoksineen.
< .

Claims (10)

16 95524
1. Digitaalinen radiovastaanotin, joka demoduloi aika-jakoista, monivaiheista, moduloitua datasignaalia, jossa 5 monivaiheisen, moduloidun datasignaalin ensimmäinen osa varataan etukäteen määritellylle synkronisointisignaalille ja monivaiheisen, moduloidun datasignaalin toinen osa varataan viestille, joka radiovastaanotin käsittää välineet (105, 107, 109, 111, 113, 114), joihin sisältyy referenssisignaalin 10 generaattori, jolla on kiinteät kvadraattivaiheet datasignaalin demodulaation aikana, monivaiheisen, moduloidun datasignaalin erottamiseksi ensimmäisiksi ja toisiksi välidatasig-naaleiksi, molempiin välidatasignaaleihin kuuluu etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin osa ja viestiosa, t u n -15 n e t t u siitä, että siihen kuuluu: välineet (313, 315, 318) etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin ilmaisemiseksi ensimmäisistä ja toisista välida-tasignaaleista; ja Välineet (318, 320, 322, 340, 344, 348, 352, 360, 364), jotka 20 ovat vastaanottavaisia mainituille ilmaisuvälineille referenssisignaalin generaattorin ulostulon ja monivaiheisen, moduloidun datasignaalin välisen vaihe-eron laskemiseksi ja jotka poistavat lasketun vaihe-eron ensimmäisistä ja toisista välidatasignaalin osista. „25
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen digitaalinen ra diovastaanotin, tunnettu siitä, että mainittuihin ilmaisuvälineihin lisäksi kuuluu: ensimmäiset välineet (313) ensimmäisestä välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korre-30 laation suorittamiseksi paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja ensimmäisen korrelaatiosig-naaliulostulon tuottamiseksi; toiset välineet (315) toisesta välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaation 35 suorittamiseksi paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja toisen korrelaatiosignaaliulos-tulon tuottamiseksi; ja II 17 95524 välineet (320, 322) ensimmäisen korrelaatiosignaaliulostulon huipun etumerkillä varustetun itseisarvon pitämiseksi ja ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin tuottamiseksi ja toisen korrelaatiosignaaliulostulon huipun etumerkillä varus-5 tetun itseisarvon pitämiseksi ja toisen pidetyn itseisarvosignaalin tuottamiseksi.
3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen digitaalinen radiovastaanotin, tunnettu siitä, että välineisiin vaihe-eron laskemiseksi ja lasketun vaihe-eron poistamiseksi 10 kuuluu: ensimmäiset välineet (340) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin kertomiseksi ensimmäisellä välidatasignaalilla; toiset välineet (352) toisen pidetyn itseisarvosignaalin kertomiseksi toisella välidatasignaalilla; 15 välineet (360) ensimmäisiltä kertomisvälineiltä saadun ulostulon ja toisilta kertomisvälineiltä saadun ulostulon summaamiseksi; kolmannet välineet (344) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin kertomiseksi toisella välidatasignaalilla; 20 neljännet välineet (348) toisen pidetyn itseisarvosignaalin kertomiseksi ensimmäisellä välidatasignaalilla; ja välineet (364) kolmansilta kertomisvälineiltä saadun ulostulon ja neljänsiltä kertomisvälineiltä saadun ulostulon erotuksen summaamiseksi. ‘25
4. Digitaalinen radiovastaanotin, joka demoduloi aika- jakoista, monivaiheista, moduloitua datasignaalia, jossa ensimmäinen osa varataan etukäteen määritellylle synk-ronisointisignaalille ja monivaiheisen, moduloidun datasig-naalin toinen osa varataan viestille, vastaanottimeen kuuluu: ' \ 30 välineet (105, 107, 109, 111, 113, 114), joihin sisältyy referenssisignaalin generaattori, jolla on kiinteät kvadraat-tivaiheet datasignaalin demodulaation aikana, monivaiheisen, moduloidun datasignaalin erottamiseksi ensimmäisiksi ja toisiksi välidatasignaaleiksi, molempiin välidatasignaaleihin 35 kuuluu etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin osa ja viestiosa; ja välineet (115) ensimmäisten ja toisten välidatasignaalien 18 95524 käsittelemiseksi, tunnettu siitä, että mainittuihin käsittelyvälineisiin kuuluu: (a) ensimmäiset välineet (313) ensimmäisestä välidatasignaa-lista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin 5 korrelaation suorittamiseksi paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja ensimmäisen korrelaa-tioulostulosignaalin tuottamiseksi; (b) toiset välineet (315) toisesta välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaation 10 järjestämiseksi paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja toisen korrelaatioulostulosig-naalin tuottamiseksi; (c) välineet (320, 322) ensimmäisen korrelaatiosignaalin ulostulohuipun etumerkillä varustetun itseisarvon pitämiseksi 15 ja ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin tuottamiseksi ja toisen korrelaatiosignaalin ulostulohuipun etumerkillä varustetun itseisarvon pitämiseksi ja toisen pidetyn itseisarvosignaalin tuottamiseksi; (d) välineet (318, 320, 322, 340, 344, 348, 352) referens-20 sisignaalin generaattorin ulostulon ja monivaiheisen, moduloidun datasignaalin välisen vaihe-eron laskemiseksi; ja (e) välineet (360, 364) lasketun vaihe-eron poistamiseksi ensimmäisistä ja toisista välidatasignaalin viestiosista.
5. Patenttivaatimuksen 4 mukainen digitaalinen ra-• 25 diovastaanotin, tunnettu siitä, että mainittuihin välineisiin vaihe-eron laskemiseksi ja välineisiin lasketun vaihe-eron poistamiseksi kuuluu: ensimmäiset välineet (340) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin kertomiseksi ensimmäisellä välidatasignaalilla; - 30 toiset välineet (352) toisen pidetyn itseisarvosignaalin - * kertomiseksi toisella välidatasignaalilla; välineet (360) ensimmäisiltä kertomisvälineiltä saadun ulostulon ja toisilta kertomisvälineiltä saadun ulostulon summaamiseksi; 35 kolmannet välineet (344) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin kertomiseksi toisella välidatasignaalilla; neljännet välineet (348) toisen pidetyn itseisarvosignaalin II 19 95524 kertomiseksi ensimmäisellä välidatasignaalilla; ja välineet (364) kolmansilta kertomisvälineiltä saadun ulostulon ja neljänsiltä kertomisvälineiltä saadun ulostulon erotuksen summaamiseksi.
6. Digitaalisen radiovastaanottimen demodulaattori, joka vastaanotin vastaanottaa TDMA-, kvadraattivaiheavainnuk-sella (QPSK-) moduloitua datasignaalin aikaväliä, QPSK-modu-loidussa datasignaalin aikavälillä on QPSK-moduloidun datasignaalin aikavälin ensimmäinen osa varattuna etukäteen 10 määriteltyä synkronisointisignaalia varten ja QPSK-moduloidun datasignaalin aikavälin toinen osa varattuna viestiä varten, vastaanottimella on referenssisignaali QPSK-moduloidun datasignaalin aikavälin erottamiseksi kvadraateiksi, ensimmäisiksi ja toisiksi välidatasignaaleiksi, jokaiseen välida-15 tasignaaliin kuuluu etukäteen määritelty synkronisointisig- naalin osa ja viestiosa, tunnettu siitä, että demo-dulaattoriin kuuluu: ensimmäiset välineet (313) ensimmäisestä välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korre-20 laation suorittamiseksi paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja ensimmäisen korrelaatio-ulostulon tuottamiseksi; toiset välineet (315) toisesta välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaation 25 suorittamiseksi paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja toisen korrelaatiosignaaliulos-tulon tuottamiseksi; välineet (320) ensimmäisen korrelaatiosignaaliulostulon huipun etumerkillä varustetun itseisarvon pitämiseksi yhden . 30 TDMA-aikavälin keston ajan ja ensimmäisen pidetyn itseisar- . : vosignaalin tuottamiseksi; välineet (322) toisen korrelaatiosignaaliulostulon huipun etumerkillä varustetun itseisarvon pitämiseksi yhden TDMA-aikavälin keston ajan ja toisen pidetyn itseisarvosignaalin 35 tuottamiseksi; ensimmäiset välineet (340) ensimmäisen pidetyn itseisarvosig naalin ja ensimmäisen välidatasignaalin kertomiseksi; 20 95524 toiset välineet (352) toisen pidetyn itseisarvosignaalin ja toisen välidatasignaalin kertomiseksi; välineet (360) ensimmäisiltä kertomisvälineiltä saadun ulostulon ja toisilta kertomisvälineiltä saadun ulostulon summaa-5 miseksi; kolmannet välineet (344) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin ja toisen välidatasignaalin kertomiseksi; neljännet välineet (348) toisen pidetyn itseisarvosignaalin ja ensimmäisen välidatasignaalin kertomiseksi; ja 10 välineet (364) kolmansilta kertomisvälineiltä saadun ulostulon ja neljänsiltä kertomisvälineiltä saadun ulostulon erotuksen summaamiseksi. t
7. Demodulaatiomenetelmä digitaalisessa radiovastaanot- timessa, joka vastaanottaa aikajakoista, monivaiheista, modu- 15 loitua datasignaalia, jonka monivaiheisen, moduloidun da- tasignaalin ensimmäinen osa varataan etukäteen määritellylle synkronisointisignaalille ja monivaiheisen, moduloidun da-tasignaalin toinen osa varataan viestille, jossa menetelmässä erotetaan (105, 107, 109, 111, 113, 114) monivaiheinen, modu-20 loitu datasignaali ensimmäisiksi ja toisiksi välidatasignaa-leiksi referenssisignaalilla, jolla on kiinteät kvadraatti-vaiheet datasignaalin demodulaation aikana, jokaiseen välida-tasignaaliin kuuluu etukäteen määritelty synkronisointisig-naalin osa ja viestiosa, tunnettu siitä, että mene-< 25 telmään kuuluvat vaiheet; ilmaistaan (313, 315, 318) etukäteen määritelty synkronisoin-tisignaali ensimmäisistä ja toisista välidatasignaaleista; lasketaan (318, 320, 322, 340, 344, 348, 352) vasteena etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin ilmaisulle referens-30 sisignaalin ja monivaiheisen, moduloidun datasignaalin väli-. : nen vaihe-ero; ja poistetaan (360, 364) laskettu vaihe-ero ensimmäisen ja toisen välidatasignaalin viestiosista.
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen menetelmä, t u n -35 n e t t u siitä, että mainittuun ilmaisuvaiheeseen kuuluu vaiheet; suoritetaan ensimmäisestä välidatasignaalista saadun etukä- II 21 95524 teen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaatio (313) paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja tuotetaan ensimmäisen korrelaatiosignaalin ulostulo; 5 suoritetaan toisesta välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaatio (315) paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja tuotetaan toinen korrelaatiosignaalin ulostulo; ja pidetään (320, 322) ensimmäisen korrelaatiosignaaliulostulon 10 etumerkillä varustettua itseisarvoa ja tuotetaan ensimmäinen pidetty itseisarvosignaali ja pidetään toisen korrelaatiosignaaliulostulon etumerkillä varustettua itseisarvoa ja tuotetaan toinen pidetty itseisarvosignaali.
9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen menetelmä, t u n -15 n e t t u siitä, että vaiheisiin vaihe-eron laskemiseksi ja lasketun vaihe-eron poistamiseksi kuuluu vaiheet: kerrotaan (340) ensimmäinen pidetty itseisarvosignaali ensimmäisellä välidatasignaalilla; kerrotaan (352) toinen pidetty itseisarvosignaali toisella 20 välidatasignaalilla; summataan (360) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin ja ensimmäisen välidatasignaalin tulo ja toisen pidetyn itseisarvosignaalin ja toisen välidatasignaalin tulo; kerrotaan (344) ensimmäinen pidetty itseisarvosignaali toi-25 sella välidatasignaalilla; kerrotaan (348) toinen pidetty itseisarvosignaali ensimmäisellä välidatasignaalilla; ja summataan (364) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin ja toisen välidatasignaalin tulon ja toisen pidetyn itseisar-• 30 vosignaalin ja ensimmäisen välidatasignaalin tulon erotus.
10. Demodulointimenetelmä digitaalisessa radiovas-taanottimessa, joka vastaanottaa TDMA-kvadraattivaiheavain-nuksella (QPSK)-moduloidun datasignaalin aikaväliä, jonka QPSK-moduloidun datasignaalin aikavälin ensimmäinen osa vara- 35 taan etukäteen määritellyille synkronisointisignaalille ja QPSK-moduloidun datasignaalin aikavälin toinen osa varataan viestille, vastaanottimessa järjestetään referenssisignaali 22 95524 QPSK-moduloidun datasignaalin aikavälin erottamiseksi ensimmäisiksi ja toisiksi kvadraattivälidatasignaaleiksi, jokaiseen välidatasignaaliin kuuluu etukäteen määritelty synk-ronisointisignaalin osa ja viestiosa, demodulaatiomenetelmä 5 on tunnettu siitä, että siihen kuuluu vaiheet: suoritetaan ensimmäisestä välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaatio (313) paikallisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja tuotetaan ensimmäinen korrelaatiosignaalin ulostulo lo; suoritetaan toisesta välidatasignaalista saadun etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin korrelaatio (315) paikal lisen etukäteen määritellyn synkronisointisignaalin kanssa ja tuotetaan toinen korrelaatiosignaalin ulostulo; ja 15 pidetään (320) ensimmäisen korrelaatiosignaalin ulostulon huipun itseisarvoa yhden TDMA-aikavälin keston ajan ja tuotetaan ensimmäinen pidetty itseisarvosignaali; pidetään (322) toisen korrelaatiosignaalin ulostulon huipun itseisarvoa yhden TDMA-aikavälin keston ajan ja tuotetaan 20 toinen pidetty itseisarvosignaali; kerrotaan (340) ensimmäinen pidetty itseisarvosignaali ensimmäisellä välidatasignaalilla; kerrotaan (352) toinen pidetty itseisarvosignaali toisella välidatasignaalilla; * 25 summataan (360) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin ja ensimmäisen välidatasignaalin tulo ja toisen pidetyn itseisarvosignaalin ja toisen välidatasignaalin tulo; kerrotaan (344) ensimmäinen pidetty itseisarvosignaali toisella välidatasignaalilla; • 30 kerrotaan (348) toinen pidetty itseisarvosignaali ensimmäi- : sellä välidatasignaalilla; ja summataan (364) ensimmäisen pidetyn itseisarvosignaalin ja toisen välidatasignaalin tulon ja toisen pidetyn itseisarvosignaalin ja ensimmäisen välidatasignaalin tulon erotus. tl· II 35 95524 23 PatentJcrav
FI884940A 1987-12-04 1988-10-26 Nopea referenssitiedonkeruu ja vaihevirheen kompensointi datan radiolähetystä varten FI95524C (fi)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/128,975 US4847869A (en) 1987-12-04 1987-12-04 Rapid reference acquisition and phase error compensation for radio transmission of data
US12897587 1987-12-04

Publications (4)

Publication Number Publication Date
FI884940A0 FI884940A0 (fi) 1988-10-26
FI884940A FI884940A (fi) 1989-06-05
FI95524B true FI95524B (fi) 1995-10-31
FI95524C FI95524C (fi) 1996-02-12

Family

ID=22437884

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI884940A FI95524C (fi) 1987-12-04 1988-10-26 Nopea referenssitiedonkeruu ja vaihevirheen kompensointi datan radiolähetystä varten

Country Status (8)

Country Link
US (1) US4847869A (fi)
EP (1) EP0318684B1 (fi)
JP (1) JP2904493B2 (fi)
AT (1) ATE110503T1 (fi)
CA (1) CA1295755C (fi)
DE (1) DE3851208T2 (fi)
ES (1) ES2058207T3 (fi)
FI (1) FI95524C (fi)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2219469A (en) * 1988-06-02 1989-12-06 Philips Electronic Associated A decision feedback equaliser and a method of operating a decision feedback equaliser
FR2628916B1 (fr) * 1988-03-15 1990-06-29 Alcatel Thomson Faisceaux Dispositif de synchronisation en modulation de phase a quatre etats decalee
FR2633471B1 (fr) * 1988-06-28 1990-10-05 Trt Telecom Radio Electr Procede de demodulation coherente d'un signal module numeriquement en phase continue et a enveloppe constante
FR2650456A1 (fr) * 1989-07-28 1991-02-01 Trt Telecom Radio Electr Procede de synchronisation par correlation
IT1236978B (it) * 1989-12-22 1993-05-12 Italtel Spa Metodo e dispositivo per la sincronizzazione tra una stazione radio fissa ed una stazione mobile in un sistema radiomobile digitale
DE4013384A1 (de) * 1990-04-26 1991-10-31 Philips Patentverwaltung Empfaenger mit einer anordnung zur frequenzablagenschaetzung
US5150384A (en) * 1990-09-28 1992-09-22 Motorola, Inc. Carrier recovery method and apparatus having an adjustable response time determined by carrier signal parameters
US5148453A (en) * 1991-05-02 1992-09-15 The Institute For Space And Terrestrial Science Parallel sync detection
US5245611A (en) * 1991-05-31 1993-09-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for providing carrier frequency offset compensation in a tdma communication system
US5299235A (en) * 1991-09-10 1994-03-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Time synchronization of a receiver in a digital radio telephone system
DE4136147A1 (de) * 1991-11-02 1993-05-06 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart, De Synchronisationsverfahren fuer ein mobilfunktelefon
JP3100447B2 (ja) * 1992-01-10 2000-10-16 三菱電機株式会社 適応等化器および受信機
DE4201194A1 (de) * 1992-01-18 1993-07-22 Sel Alcatel Ag Verfahren und schaltungsanordnung zur offset-korrektur in einem tdma-funkempfaenger
JP2959286B2 (ja) * 1992-07-02 1999-10-06 株式会社村田製作所 Ｄｑｐｓｋ遅延検波回路
JP2522144B2 (ja) * 1993-01-14 1996-08-07 日本電気株式会社 位相曖昧度除去回路
US5463627A (en) * 1993-02-23 1995-10-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Frame synchronizing apparatus for quadrature modulation data communication radio receiver
EP0701745B1 (en) * 1993-06-04 1999-09-15 Rca Thomson Licensing Corporation Direct conversion tuner
FI96257C (fi) * 1994-04-13 1996-05-27 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä radiotaajuisen signaalin vaihevirheen määrittämiseksi, sekä vastaanotin
EP0855116A4 (en) * 1995-10-12 2000-04-26 Next Level Comm PREAMBLE FOR BURST MODE
US5732112A (en) * 1995-12-28 1998-03-24 Globespan Technologies, Inc. Channel training of multi-channel receiver system
US5946354A (en) * 1996-10-18 1999-08-31 International Business Machines Corporation Hard disk drive read channel with half speed timing
US5898684A (en) * 1996-12-19 1999-04-27 Stanford Telecommunications, Inc. TDMA burst receiver
GB2326066A (en) * 1997-06-04 1998-12-09 Northern Telecom Ltd A communication network using correlation of two signals arriving at a node
AU732620B2 (en) * 1997-06-17 2001-04-26 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Method, mobile station and base station for frequency synchronization for a mobile station in a radio communications system
US6563856B1 (en) * 1998-07-08 2003-05-13 Wireless Facilities, Inc. Frame synchronization and detection technique for a digital receiver
US6137844A (en) * 1998-02-02 2000-10-24 Oki Telecom, Inc. Digital filter for noise and error removal in transmitted analog signals
US6263035B1 (en) 1998-02-02 2001-07-17 Oki Telecom, Inc. System and method for adjusting a phase angle of a recovered data clock signal from a received data signal
US6256304B1 (en) * 1998-03-31 2001-07-03 Nokia Mobile Phones, Limited Mobile station using synchronization word order information for improved channel acquisition
US6075826A (en) * 1998-05-13 2000-06-13 Comsat Corporation Method and apparatus for obtaining initial carrier and symbol phase estimates for use in synchronizing transmitting data
JP3120792B2 (ja) * 1998-09-11 2000-12-25 日本電気株式会社 スペクトラム拡散通信方法及びスペクトラム拡散通信装置
US7505437B2 (en) * 2002-02-26 2009-03-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for enabling subscriber stations to process a synchronization channel in a spread spectrum communications system
US7139340B2 (en) * 2002-06-28 2006-11-21 Hitachi, Ltd. Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus
US7248625B2 (en) * 2002-09-05 2007-07-24 Silicon Storage Technology, Inc. Compensation of I-Q imbalance in digital transceivers
FR2855684B1 (fr) * 2003-05-26 2005-07-01 Commissariat Energie Atomique Recepteur de signal ultra large bande et procede de reception associe.
KR100594146B1 (ko) * 2004-02-11 2006-06-28 삼성전자주식회사 비동기 이동통신 시스템에서 초기 주파수 옵셋 추정 장치및 방법
US7916811B2 (en) * 2004-02-11 2011-03-29 General Instrument Corporation Method and apparatus for improved burst acquisition in a digital receiver
JP4925462B2 (ja) * 2007-03-19 2012-04-25 株式会社日立国際電気 受信機
US20090109955A1 (en) * 2007-10-31 2009-04-30 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for improved frame synchronization in a wireless communication network
US9008066B2 (en) * 2007-10-31 2015-04-14 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for signaling transmission characteristics in a wireless communication network
US10038586B2 (en) * 2016-11-30 2018-07-31 MMRFIC Technology Pvt. Ltd. Method and system for preamble detection in a baseband modulated digital communication system

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4122393A (en) * 1977-05-11 1978-10-24 Ncr Corporation Spread spectrum detector
DE3121146A1 (de) * 1981-05-27 1983-01-05 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Digitales funksystem
US4414675A (en) * 1981-08-05 1983-11-08 Motorola, Inc. MSK and OK-QPSK signal demodulator
JPS58114654A (ja) * 1981-12-28 1983-07-08 Fujitsu Ltd 基準搬送波再生回路
JPS58194450A (ja) * 1982-05-07 1983-11-12 Nec Corp 復調装置
DE3302828A1 (de) * 1983-01-28 1984-08-02 Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart Empfangsgeraet
US4672638A (en) * 1983-10-24 1987-06-09 Nec Corporation Multipath canceller for cancelling a distortion caused to a radio frequency pulse by multipath transmission
US4606051A (en) * 1983-11-10 1986-08-12 Universal Data Systems, Inc. QPSK demodulator with I and Q post-detection data correction
JPS60154758A (ja) * 1984-01-25 1985-08-14 Alps Electric Co Ltd Ｐｓｋ復調装置
US4614910A (en) * 1984-03-12 1986-09-30 Victor Company Of Japan, Ltd. Quarternary differential PSK demodulator
US4599732A (en) * 1984-04-17 1986-07-08 Harris Corporation Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format
US4707841A (en) * 1984-08-21 1987-11-17 University Of Toronto, Innovations Foundation Digital data receiver for preamble free data transmission
DE3432313A1 (de) * 1984-09-03 1986-03-13 Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg Schaltungsanordnung zum synchronisieren eines signals
FR2571566B1 (fr) * 1984-10-09 1987-01-23 Labo Electronique Physique Dispositif de reception de donnees numeriques comportant un dispositif de recuperation adaptative de rythme
DE3444449A1 (de) * 1984-12-06 1986-06-12 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Demodulator fuer digitale empfaenger
US4631486A (en) * 1985-04-01 1986-12-23 Harris Corporation M-phase PSK vector processor demodulator
US4669091A (en) * 1986-02-10 1987-05-26 Rca Corporation Adaptive multipath distortion equalizer
US4704582A (en) * 1986-10-07 1987-11-03 Motorola, Inc. Gated demodulator for shaped BPSK signals
SE457399B (sv) * 1987-04-23 1988-12-19 Ericsson Telefon Ab L M Anordning i en koherrent mobiltelefonmottagare foer reducering av bitfel

Also Published As

Publication number Publication date
JPH022725A (ja) 1990-01-08
ATE110503T1 (de) 1994-09-15
FI95524C (fi) 1996-02-12
ES2058207T3 (es) 1994-11-01
DE3851208D1 (de) 1994-09-29
DE3851208T2 (de) 1995-03-09
EP0318684A3 (en) 1990-08-29
CA1295755C (en) 1992-02-11
US4847869A (en) 1989-07-11
FI884940A0 (fi) 1988-10-26
EP0318684B1 (en) 1994-08-24
JP2904493B2 (ja) 1999-06-14
EP0318684A2 (en) 1989-06-07
FI884940A (fi) 1989-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FI95524B (fi) Nopea referenssitiedonkeruu ja vaihevirheen kompensointi datan radiolähetystä varten
EP0318685B1 (en) Phase coherent TDMA quadrature receiver for multipath fading channels
EP1332556B1 (en) Method for overusing frequencies to permit simultaneous transmission of signals from two or more users on the same frequency and time slot
US5376894A (en) Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator
US6925134B1 (en) System and method for signal synchronization in a communication system
EP0706273B1 (en) Method of and apparatus for demodulating a signal conveyed by multiple carriers
US5282228A (en) Timing and automatic frequency control of digital receiver using the cyclic properties of a non-linear operation
US6567480B1 (en) Method and apparatus for sampling timing adjustment and frequency offset compensation
US5809009A (en) Demodulator apparatus for digital radio communication receiver providing pseudo-coherent quadrature demodulation based on periodic estimation of frequency offset
CA1085003A (en) Carrier synchronization system for coherent phase demodulators
US5408504A (en) Symbol and frame synchronization in a TDMA system
EP0318686B1 (en) TDMA Radio system employing BPSK synchronisation for QPSK signals subject to random phase variation and multipath fading
EP1657846A2 (en) Clock timing recovery methods and circuits
WO2002071666A1 (en) Synchronizing clocks across a communication link
EP0639914A2 (en) MSK phase acquisition and tracking method
EP0558034B1 (en) Digital demodulator for pi/4 - QPSK signals
JPH04207244A (ja) 復調方式
US20020136336A1 (en) Reduced MIPS pulse shaping filter
JPH0556089A (ja) 受信装置
GB2333212A (en) Correcting a timing error in a sampled data system
JPH07177189A (ja) 位相変調信号のグループ復調装置
JP2003115829A (ja) タイミング同期方法

Legal Events

Date Code Title Description
FG Patent granted

Owner name: MOTOROLA, INC.

BB Publication of examined application
FG Patent granted

Owner name: MOTOROLA, INC.

MA Patent expired