JPH022725A - ディジタル無線受信機及び該ディジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復調方法 - Google Patents

ディジタル無線受信機及び該ディジタル無線受信機における復調器及び該復調器の復調方法

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JPH022725A
JPH022725A JP63305901A JP30590188A JPH022725A JP H022725 A JPH022725 A JP H022725A JP 63305901 A JP63305901 A JP 63305901A JP 30590188 A JP30590188 A JP 30590188A JP H022725 A JPH022725 A JP H022725A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、−数的には多相データ伝送に、さらに詳しく
云えば、速やかな位相捕捉が重要な多相変調を使用して
いる時分割多重アクセス（Ｔｉｍｅ　　Ｄｉｖｉｓｉｏ
ｎ　　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　　Ａｃｃｅｓｓ　　、ＴＤＭ
Ａ）無線方式に関する。このｔ　　　ＴＤＭＡ　　Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ　　　Ｒｅｃｅｉｙｅｒ　　　ｆｏｒ
　　　Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　　　Ｆａｄｉｎｇ　　Ｃｈ
ａｎｎｅｌｓＪ　　（フルチパスフェーｉｏ　　Ｓｙｓ
ｔｅｍ　　Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ　　ＢＰＳＫ　　　５ｙ
ｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ　　　ｆｏｒＱＰＳＫ　　
Ｓ’ｉｇｎａｌｓ　　５ｕｂｊｅｃｔ　　ｔｏＲａｎｄ
ｏｍ　　　Ｐｈａｓｅ　　　Ｖａｒｉａｔｉ。
ｎａｎｄ　　Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ　　ＦａｄｉｎｇＪ（
ランダムな位相変化およびマルチパスフェーデングを受
けるＱＰＳＫ信号に対して２相ＰＳＫ同期を用いるＴＤ
ＭＡ無線システム）に関するものであり、これ等はいづ
れも、［）ａｖｉｄ　　Ｅ、Ｂｏｒｔｈおよびその他、
によって、本発明と同日に出願されたものであり、そし
て関連する事項を含んでいる。
時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線方式、あるいは、
速かな捕捉および高いデータ速度が重要な考察事項であ
るような、通信システム一般においては、受信機は一個
あるいは、それ以上の送信機よりの短いデータのバース
トを、それぞれ、それ自身のタイムスロットにおいて受
信することが要求される。各タイムスロットに対して、
同期復調器を使用する受信機は、そのタイムスロットに
おいて、伝送されたデータを適正にデコードするために
、速かに位相基準を捕捉しなければならない。普通は、
各送信機は、この目的に対して、タイムスロットデータ
に先立って捕捉シーケンス（前置部）を送出する。同期
検波技術が使用されているときは、受信機は、通常、あ
る形式の、キャリア再生回路より伝送されたキャリア位
相を再生する。
普通の多位相データ変調技術の一つに直角位相変１ｌｌ
（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　　ｐｈａｓｅ　　５ｈｉｆｔ
　　ｋｅｙｉｎｇ、ＱＰＳＫ）があり、これにおいては
、伝送すべきデータの半分は、０＠　（および１８０°
）位相値を持つキャリア（チャンネルＩ）で変調され、
半分は９０６　（および２７０°）の直角位相キャリア
（チャネルＱ）で伝送される。この信号は、位相がラン
ダムにそして甚だしく種々にシフトする無線チャネルを
経て伝送されるであろう。受信すると、データを適正に
回復させたためにＩおよびＱチャネルを見分けるための
基準を設定しなければならない。■およびＱチャネルの
位相を識別する従前の技術は、−数的にはＩおよびＱチ
ャネルにおいて異るあるいは独立の捕捉シーケンスを利
用した。無線チャネルパスによって生起された位相の変
移を修正するために、受信機の局部発振器の位相を変化
させることもまた知られている。しかし、変化する無線
チャネルを経由する高速度ＴＤＭＡ通信を考慮する時は
、更に高速度の捕捉方法が望ましい。
発明の要約 従って、本発明の一つの目的は、速やかな位相補１足が
可能な同期方法および同期装置を提供することである。
本発明の別の目的は、同期用前置部を直角変調チャネル
の唯一方のみで伝送することである。
本発明の別の目的は、局部基準振器の位相の即時修正の
必要なしに、■およびＱチャネルを識別することにある
。
従って、これ等の目的および他の目的は、時分割直角位
相信号を復調するディジタル無線受信機を含む本発明に
よって達成される。受信機は直角変調されたデータ信号
を第１および第２の中間信号に分離するのに、発振器か
ら発生された基準信号を利用する。予め定められた同期
用信号は受信機において検出され、基準信号、および第
１および第２の中間信号との位相差の計算および除去に
用いられる。
発明の概要 本発明は、Ｔｔ）ＭＡ　　ＱＰＳＫ　　受信機に対する
迅速な位相捕捉および無線チャネルのランダムな位相誤
差の補償のための方法と装置が開示されている。ベクト
ルの一つで送信される既知の同軸用シーケンスを持つ直
角位相信号は、受信されたとき、このシーケンスの局部
的のレプリカ（複製）と相関がとられる。相関検出の出
力信号はＴＤＭＡのタイムスロットの期間中保持され、
受信された直角位相信号が乗算され、２対の積が生成酸
される。互に排他的の積の対（組）が集計されデータを
回復しランダムな位相誤差が補償される。
好ましい具体例の説明 以下、本発明の具体例を図面にもとづいて説明する。
第１図は、データ信号を送信機１０１より受信機１０１
より受信機１０３へ運ぶ無線周波数システムを示す。こ
の好ましい具体例においては、チャネルのスループット
を増すために直角位相変調（ＱＳＰＫ）−を、使用する
が、他の多次元信号（ｍｕｌｔｉ−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ
ａｌ　　ｓｉｇｎａｉｌｉｎｇ）も同様に使用し得る。
さらに、本発明においては、多数のユーザ間で、限られ
たチャネル・リソースを共用する、よく知られた時分割
多重アクセス（ＴＤＭＡ）を使用することができる。各
ユーザは短い時間（タイムスロット）が割当てられ、こ
の時間内にメツセージが他のユーザへ送信され、あるい
は他のユーザから受信される。このようなＴＤＭＡ）技
術の他の技術（周波数分割多重アクセス、ＦＤＭＡのよ
うな）に優る利点は、ａ）全二重通信に対して送受切換
装置が不要であること、ｂ）隣接するタイムスロットの
多重使用により可変データ速度伝送に適応し得ること、
Ｃ）どんな電力レベルにおいても、ＦＤＭＡに存在する
結合堝失または相互変調ひずみなしに、多重チャンネル
を増幅するのに共通の無線周波数電力増幅器を使用でき
ること、およびｄ）分離された受信機を要求することな
く他の“チャネル”　（タイムスロット）を走査する能
力を与え得ること、である。
本発明は、比較的早いデータ速度（２００キロビット／
秒から、２メガビット／秒の、さらに−船釣に云えば、
チャネル特性の変化の速さがタイムスロットのｍｍ時間
よりも遅いときの、ＴＤＭＡＳＴＤＭＡメツセージ伝送
を行なうディジクル無線システムに利用することができ
る。
部会、郊外および田園の環境における無線チャネル（ｈ
　（ｔ）で示す〕は、受信機の送信機からの距離に比例
した、伝播遅延を受ける。付加的の、ランダムな、変動
する伝播遅延が、無線信号の反射によりチャネルｈ　（
ｔｌに導入される。全遅延は、送信信号ｘ　（ｔｌと受
信信号Ｙ　（ｔｌとの間の位相誤差として現れる。
本発明は、データ検出器において１つのタイムスロット
期間中に、位相誤差を識別しかつこの誤差を補償するこ
とに向けられている。このことは、タイムスロット中に
おけるＱＰＳＫデータに関連して予め定められた位相を
もつ２位相変調信号（ｂｉｎａｒｙ　　ｐｈａｓｅ　　
５ｈｉｆｔ　　ｋｅｙｔｎｇ）として、同期捕捉シーケ
ンスをタイムスロット期間中に（タイムスロットの初め
が好ましい）伝送することによって達せられる。この好
ましい具体例においては、同期捕捉シーケンスは直角位
相変調チャネルの■ベクトルのみで送信される。直角位
相変調チャネルのＱベクトルで伝送することも同効であ
ろう。
第２Ａ図および第２Ｂ図は、ＱＰＳＫ信号の受信に使用
することが可能で、また、ＴＤＭＡの直角位相変調デー
タの回復をすることが可能なＴＤＭＡ受信機のブロック
図である。この受信機は、Ｄａｖｉｄ　　Ｅ、Ｂｏｒｔ
ｈによって１９８７年２月２日に出願された現在の譲受
人の米国特許出願第００９，９７３号“適合し得る等化
を有するＴＤＭＡ通信システム”にも記述され、参考資
料としてここに取入れる。ここでは、Ａ／Ｄ変換器２０
９および、２１１のディジタル信号出力は、それぞれ同
相（１）タイムスロット相関器２１３および直角位相（
Ｑ）相関器２１５に印加され、また、それぞれの信号バ
ッファ２１７，２１９に印加される。同相ＣＩ）相関器
２１３は、入力信号の受信した全ビットと同相タイムス
ロット同期ワードに対応して予め設定された同期ワード
〔同相（１）同期ワード〕との間の相関関数を作成する
。
同相（１）相関器２１３の出力は、受信したデ−夕とタ
イムスロットに対する貯蔵された同期ワードのレプリカ
（複製）との標本毎の相関を表わすディジタルビットの
流れである。相関関数は同相（Ｉ）同期ワードが受信さ
れた標本データ中に位置しているときピークを示す。同
様に、直角位相（Ｑ）相関器２１５は予め貯蔵されてい
るメモＵ　２２１からの予め貯蔵されている直角位相同
期ワードと標本化された直角位相（Ｑ）人力との間の相
関関数を作成する。
相関器２１３および２１５の出力はそれぞれ２乗器２２
３および２２５に印加される。２乗器出力信号は、それ
ぞれ分離された同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）の相関
演算の２乗値を示す。これ等２乗器出力はそれから集計
器２２７に印加される。同相および直角位相の相関信号
は、集計され、相関信号の２乗和を現わす２乗エンベロ
ープ信号を形成する。相関信号の２乗エンベロープは位
相のあいまいを明白に決定することを不要とする。
このように、あいまいさを識別することなしに、集計器
２２７よりの振幅の大きい信号の出力は、特別なタイム
スロットに対しスタート位置を現す。
集計器２２７の出力は、それから、タイムスロット検出
器２２９に向けられ、集計された相関信号は予め設定さ
れた闇値と比較される。この闇値は、検出されたタイム
スロットを現わすであろうところの最少許容相関値を現
す。集計された出力が、闇値より大きければ、タイムス
ロット検出信号が発生し、システムのタイミング制御器
２３１に印加される。
タイミング制御器２３１は、タイムスロット検出信号を
有効とし有効な検出出力信号を送出するために、安定な
タイミングが基準を使用してフェースロック（Ｐ　Ｌ　
Ｌ）として機能する。有効なタイムスロット検出信号は
ピットクロック出力とともにアンドゲート２３３に印加
される。タイムスロット検出信号とビットクロック信号
との結合信号は、同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号
がバッファ２１７および２１９にそれぞれ向けられ、デ
ータ信号は、タイムスロット検出信号とピットクロック
信号との結合信号を使用して、クロックにより信号バッ
ファ２１７および２１９に入力される。
第２Ａ図および第２Ｂ図に示す手段においては、データ
信号の回復には、従来の、ベースバンド同期判定帰還等
化器（ＤＦＥ）２３４が使用される。
判定帰還等化（ＤＦＥ）２３４は基本的には、順方向線
計トランスバーサルフィルタ２３５と帰還用線形トラン
スバーサルフィルタ２３７の２つの部分から構成される
。順方向フィルタ２３５は符号量干渉（ｉｎｔｅｒｓｙ
ｍｂｏｌ　　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　　ｌ５Ｉ）に
よる平均２乗誤差（ＭＳＥ）を最少とし、また帰還用フ
ィルタ２３７は前取て検出された符号による符号間の干
渉（■ＳＩ）を除去しようとするものである。
判定帰還等、化器２３４の構成は、等化器同期ワードの
受信中に各タイムスロットにおいて少なくとも１回、時
間とともに変動する多重バスのプロフィル（ｐｒｏｆｉ
ｌｅ）の効果を補償するようになされる。これは、受信
機に貯えられる受信された同期ワード間の平均２乗誤差
（ＭＳＥ）の差を最少とすることにより行なわれる。量
子化回路２３８より出力する等化されかつ量子化された
複素データ出力は多重変換器２３９に印加され、データ
クロックと出力データとともに、出力データワードとし
て２：１多重変換される。
第１図に戻り説明する。ＱＰＳＫ通信システムにおいて
は、送信される信号Ｘ　（ｔ）は、Ｘ（ｔ）＝　ａ　（
ｔ）ｃｏｓ　　ω（ｔ　　＋　ｂ（ｔ）ｓｉｎ　ωｃｔ
　　　　　−（Ｌ）で表わされる。ここにａ　（ｔ）お
よびｂ　（ｔｌは同相および直角位相の情報信号で、ω
０はＱＰＳＫ信号のキャリア周波数をラジャン／秒で示
すものである。
受信機１０３に入力する信号は、チャネルのインパルス
応答の支配を受け、従って、 Ｙ　（ｔｌ冨Ｘ　（ｔ）　＊　ｈ　（ｔ）で与えられる
。
受信されたＱＰＳＫの伝送信号Ｙ　（ｔｌは、局部発振
器１０５のｃｏｓ　　（ωｃｔ）の基準周波数に関して
位相のずれγを有する。この好ましい具体例において使
用されるデータ速度では、この位相のずれγは１個のＴ
ＤＭＡタイムスロットの期間中は本質的に一定である。
（アンテナが混合器１０７および１１１に接続されて示
されているが、さらに高い周波数の無線信号に対しては
付加的の信号処理が要求されることとなろう。中間周波
数へ下方変換が用いられれば、局部発振器の出力は異る
ものとなる。） 従って、 Ｙ　（ｔ）　＝　ａ　（ｔｌｃｏｓ　（ωｃ　　（ｔ）
＋　７）＋　ｂ（ｔ）ｓｉｎω。
（１）＋γ） ・・・（２） 混合器１Ｏ−７はおよび１１１の出力は、低域を波器１
０９および１１３に与えられ、さらにそれぞれろ波され
た信号を高速Ａ／Ｄ変換部１１４に印加する。中間アナ
ログ信号ディジタル表示は信号処理部１１５およびデー
タ信号回復部１１７へ順次に印加される。
ここで、第３図のブロック図で示される本発明の好まし
い具体例を参照すると、Ａ／Ｄ変換部１１４は２個の、
従来の４ビツトＡ／Ｄ変換器３０９および３１１で実現
されている。これ等のＡ／Ｄ変換器は、ビット間隔につ
き４個の標本の速度で動作し、各々、ろ波された直角位
相の補償されていないデータ信号の波形を表わす数字の
列を生成する。
Ａ／Ｄ変換器３０９の出力において、標本化速度の出力
数字はシーケンスＬ　Ｐ　Ｉ　（ｔ）は簡単化され、次
のように表わされる。
ＬＰＩ（ｔ）＝（１／２）ａ（ｔ）ｃｏｓ７＋（１／２
）ｂ（ｔｌｓｉｎ７　　・・・（３）そしてＡ／Ｄ変換
器３１１の出力においては出力数字シーケンスＬＰＱ（
ｔ）は次の方程式で表わされる。
ＬＰロ　（ｔ）　＝　−（１／２）ａ　　（ｔ）ｓｉｎ
　ｒ　　＋　（１／２）ｂ（ｔ）ｃｏｓ　ｒ　　・”（
４）本発明の好ましい手段においては、各タイムスロッ
トに対する同期捕捉シーケンスａｔ（ｔ）は、バーカー
（Ｂａｒｋｅｒ）シーケンスのうちの１つのような、良
好な非同期的自己相関特性を持つものとして選択された
、既知のデータビットのシーリスである。第１図の送信
機１０１はタイムスロットの初めにおいて、この受信機
に対してＸ　′（ｔｌ　＝　ａ　ｒ　（ｔｌｃｏｓ　　
ωｃ　　（ｔ）・・・（５） を送信する。
従って、本発明の一つの手段においては、ａ、（ｔ）は
、直角位相信号の単一位相あるいはベクトルで送信され
る（　ｂ　（ｔ）はない）。従って、受信され、かつ、
処理された数字シーケンスＬＰＩ’（ｔ）は方程式（６
）に等しく、またＬ　Ｐ　Ｑ　’　（ｔ）は方程式（７
）に等しい。従って、この同期シーケンス受信後は未知
の位相変位γを送信機に使用することができる。
そうすると、解決すべき問題は、γも抽出し、これを補
償することである。
Ｌ　Ｐ　Ｉ　’　（ｔ）　＝　（１／２）ａｔ（ｔ）ｃ
ｏｓ　７　　　　　　　・・・（６）Ｌ　Ｐ　Ｑ　′ｆ
ｔｌ　＝　−（１／２）ａ　　ｔ（ｔｌｓｉｎ　ｒ　　
　　　　　　＝（７）第３図の受信機においては、２個
の相関器３１３および３１５は、それぞれ、コドラド州
、コロラド　スプリングス（Ｃｏｌｒａｄｏ　　Ｓｐｒ
ｉｎｇｓ、Ｃｏ１ｏｒａｄｏ）のＩｎｍｏｓ　　Ｃｏｒ
ｐ。
より入手可能なＦＭＳ　　Ａ１００Ｃａｓａｄｂｌｅ　
　Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ（従続信号プロ
セッサ）のようなプログラム可能なディジタル出力相関
器である。しかし、相関器機能は、判定とタイミング、
振幅保持及び代数的演算とともに信号処理機能１１５を
実行するカスタムディジタルプロセッサに実行させるこ
とが望ましい。
特別なタイムスロットをこのタイムスロットに先行して
受信を行なう現在のＴＤＭＡ受信機においては、判定お
よびタイミング機能部３１８が、タイムスロットの捕捉
シーケンスａｔ（ｔ）の正ｆｆｌ化された局部的のレプ
リカを以て相関器３１３および３１５を初期化する。（
本発明の範囲を限定することなく、ａＴ（ｔ）を入力す
るのにハードウェア技術を含む他の手段を使用すること
が可能である。
）各相関器は、それぞれに入力される数字シーケンスと
前記局部的レプリカとの相関を求め、アナログ／ディジ
タルの標本化速度と同一の速度で現われる符号付きのデ
ィジタル相関直角の列を生成する。捕捉シーケンスの受
信の間に発注する相関器の出力Ｃ＋（ｔ）およびＣｏ（
ｔ）は第４図に示す形を有する。（第４図に示すタイミ
ング図は、相関器３１３の出力Ｃ＋ｆＵ、相関器３１５
の出力Ｇｏ（ｔ）振幅保持機能部３２０の出力Ｈ＋（ｔ
ｌ、振幅保持機能部３２２の出力Ｈａｆｔ）およびＴＤ
ＭＡメツセージの１つのタイムスロットとの間の関係を
示す。
）これ等相関器３１３および３１５の出力は、振幅保持
機能部３２０および３２２における振幅のピークを保持
する動作を制御する判定およびタイミング機能部３１８
に与えられる。
振幅保持機能部３２０および３２２はマイクロプロセッ
サおよびこれと共同するメモリ　（モトローラ社より入
手可能のＭＣ６８ＨＣ１１マイクロプロセツサのような
）あるいは、第５Ａ図および第５Ｂ図に示す処理を実行
するカスタムディジタルシグナルプロセッサの一部を使
用して実現できる。
相関器３１３の信号出力Ｃ＋（ｔ）は第４図に示され、
そして一般的には次のように表わされる。
ここにγ（１）は同期シーケンス、Ｔは相関器３１３の
各相関サイクルに対応する標本化同期の増分である。設
計によりγ（ｔ）　＝　ａ　ｔ　（ｔ）であり、また、
ＬＰｌ　′（ｔ）＝　（１／２）ａｒ　　（ｔ−Ｔ）ｃ
ｏｓｒであるとき、標本化周期の増分（Ｔ）によって予
め定められた局部の同期シーケンスａｔ（ｔ）と入力信
号Ｌ　Ｐ　Ｉ　′（ｔｌとが相関状態に並ぶとき、相関
器３１３よりの信号出力Ｃ＋（ｔ）は、正又は負の大き
い値に達する。従って、相関状態においては、る。相関
状態においては ここにＪは自己相関のピーク値である。
同様に相関器３１５よりの信号出力Ｃｏ（ｔ）は第４図
に示され、そして一般的に次のように表わされる。
ＬＰＱ　′（ｔ）＝　−（１／２）　ａｒ　（ｔ−Ｔ）
ｓｉｎｙのとき、相関器３１５よりの出力Ｃ０（ｔ）は
、標本化周期の増分（Ｔ）により、予め定められた局部
的の同軸ジ−ケンスミ、（ｔ）と入力信号Ｌ　Ｐ　Ｑ　
′（ｔ）とが相関状態に並ぶとき正または負の大きい値
に達す相関器出力Ｃ＋（ｔ）およびＣｏ（ｔｌは、相関
の増分によって振幅保持機能部（それぞれ３２０および
３２２）に相関出力の振幅および符号を想定させる。
Ｃ＋（ｔ）およびＣｏ（ｔ）は、相関状態において最大
の振幅を得ているので、この振幅がタイムスロットの残
りの期間中保持される振幅となる。
振幅保持機能部３２０および３２２よりの保持された振
幅は第４図に示す通り Ｈ＋　　（ｔ）＝　　（１／　２）　　Ｊｃｏｓｒ　　
　　　　　　　−ａｌｅおよび Ｈｏ（ｔ）＝　　　（１／２）Ｊｓｉｎｒ　　　　　　
　　−α３である。
振幅保持機能部は、タイムスロットの後に引き続いて判
定およびタイミング機能部３１８によりリセットされる
。この好ましい具体例においては、判定およびタイミン
グ機能部３１８は、カスタムディジタル信号プロセッサ
を用いて実現されるが、普通のマイクロプロセッサ（モ
トローラ社から入手できるＭＣ６８０２０マイクロプロ
セツサのような）および共動するメモリおよびタイミン
グ分割器を使用することもできる。判定およびタイミン
グ機能部３１８は、復調を希望するタイムスロットに先
行して相関器３１３および３１５に予め定められた同期
シーケンスを結合させることができる。ＴＤＭＡＯフレ
ームのタイミングは、タイムスロット捕捉を確認しかつ
維持する普通のフレーミングアルゴリズムを使用して、
データ信号回復回路１１７によって決定される。相関器
３１３と３１５は、各々貯えられた捕捉シーケンスを最
後に受信された３２のＡ／Ｄ標本に対して相関させ、そ
して、各々の新しい標本に対しては、別の完全な相関を
実行する。
タイムスロットの残余の部分に対しては信号Ｈ１（１１
、すなわち、振幅保持機能部３２０で保持された出力、
は乗算器の３４０　（この好ましい具体例においてはカ
スタムディジタル信号プロセッサの部分であるが、普通
の４ビット乗算器でよい）に入力され、炉液されたデー
タＬ　Ｐ　Ｉ　（ｔ）と乗算され、次のように定義する
出力Ｋ　（ｔ）を生成する。
Ｋ（ｔ）＝　　（（１／２）Ｊｃｏｓｒ）　　（（１／
２）ａ（ｔ）ｃｏｓ”Ｔ＋　（１／２）ｂ（ｔ）ｓｉｎ
　ｒ　）＝　　（１／４）　　Ｊ　ａ（ｔ）ｃｏｓｙ＋
　（１／４）Ｊｂ　（ｔｌｓｉｎ”　ｒ　ｃｏｓ”ｒ　
−α０同様に、Ｈｔ（ｔ）は乗算器３４４（同様の４ビ
ツト×４ビツトの乗算器であろう。）に入力され、炉液
されたデータＬＰＱ（ｔ）で乗算され、下記のように定
義される出力Ｌ　（ｔ）を生成する。
Ｌ（ｔｌ＝　（（１／２）Ｊｃｏｓｒ）　　（−（１／
２）ａ　（ｔ）ｓｉｎγ＋　（１／２）ｂ（ｔ）ｃｏｓ
　ｒ　）＝（１／４）Ｊａ（ｔ）ｓｉｎγｃｏｓγ＋（
１／４）Ｊｂ（ｔ）ｃｏｓ”　ｒ　”−α９振幅保持機
能部３２２に保持された出力信号Ｈ０（１）は、乗算器
３４８に入力され、Ｌ　Ｐ　Ｉ　（ｔ）と乗算され、下
記の出力Ｍ　（ｔ）を生ずる。
Ｍ（ｔ）＝　（−（１／２）Ｊｓｉｎｒ）　　（（１／
２）　ａ（ｔ）ｃｏｓ　ｒ＋　（１／２）ｂ（ｔ）ｓｉ
ｎ　ｒ　）＝　−（１／４）　Ｊａ（ｔ）ｃｏｓγｓｉ
ｎγ−（１／４）Ｊｂ（ｔ）ｓｉｎ”γＱ［ｆｌそして
、Ｈｏ（ｔ）は乗算器３５２に入力され、ＬＰＱ（ｔ）
と乗算され、下記の出力Ｎ　（ｔ）を生ずる。
Ｎ（ｔｌ＝　　（−（１／２）Ｊｓｉｎｒ）　　（−（
１／２）ａ（ｔ）　ｓｉｎγ＋　（１／２）　ｂ（ｔ）
　ｔｃｏｓγ〕＝　（１／４）Ｊａ（ｔ）ｓｉｎ”γ−
（１／４）　Ｊａ（ｔｌｓｉｎ　ｒ　ｃｏｓ　ｒ　−Ｑ
７）出力Ｋ　（ｔ）およびＮ　（ｔ）は通常の並列加算
器３６０に入力され、代数的にＫ　（ｔ）　＋　Ｈ（ｉ
）が加算される。
ｓ　１ｎｒｃｏｓγの項は打ち消され、２乗の項は加算
されて１となる。従って、加算器３６０の出力は下記の
通りとなる。
（１／４）Ｊａ（ｔ）＝　１チヤネルデータ　　−ａｍ
出力Ｌ　（ｔ）およびＭ　（ｔ）は、通常の並列加算器
３６４に入力され、代数的にＬ　（ｔ）　−Ｍ　（ｔ）
が求められる。
５ｉｎｙｃｏｓγの項は打ち消され、２乗の項は加算さ
れるて１となる。従って、加算器３６４の出力は下記の
通りとなる。
（１／４）Ｊｂ（ｔｌ＝Ｑチャネルテータ　　−Ｑｌ保
持された信号ＨＩ（ｔ）およびＨａ（ｔ）が無線チャネ
ルの位相変移に対して必要な補償を表わしている限り、
■チャネルデータとＱチャネルデータは回復される。希
望されるタイムスロットの継続時間が、無線チャネルの
位相の変化の速さに比較して短いＴＤＭＡシステムにお
いては、信号Ｈ１（ｔ）およびＨａ（ｔ）は、タイムス
ロットの時間間隔の間の必要な補償を正確に表わすであ
ろう。各タイムスロットと、各タイムスロットの初めに
おいて伝送される捕捉信号の無線チャネルにおいて誘起
される位相変化により定まる独自のＨｌ（ｔ）およびＨ
９（１）を得ることは明らかであろう。
加えるに１．もしも２位相捕捉シーケンスがＩ　（また
はＱ）の位相と異る位相で伝送されても、その位相角２
が既知である限り、補償することはできる。相関器３１
３および３１５からの出力は、それぞれＬ　Ｐ　Ｉ　（
ｔ）およびＬＰＱ（ｔｌの遅延した写しくコピー）とし
、相関の生起とデータの乗算器への出現との間の時間に
よって下記に与えられる補償ベクトルＣＨＩ（ｔ）およ
びＣＨｏ　（ｔ）の精密な計算を行なわせることができ
る。
ＣＨＩ（ｔ）＝　　（１／　２）　　Ｊ　ｃ　ｏ　ｓ　
　＜ｒ　　　Ｚ）ＣＨｏ　　（ｔ）−（１／　２）　　
Ｊ　ｓ　　ｉ　ｎ　　（ｒ　　　Ｚ）さて、第５Ａ図お
よび第５図Ｂ図には、相関器３１３および３１５、振幅
保持機能部３２０および３２２、判定およびタイミング
機能部３１８、乗算器３４０．３４４．３４８および３
５２、ならびに加算器３６０および３６４、好ましい動
作をフローチャートの形で示している。好ましい具体例
のこのような動作は、カスタムディジタル信号プロセッ
サの制御プログラムにおいて実現されている。処理は、
データ信号回復回路１１７が通常のやり方でＴＤＭＡタ
イムスロットの終りを検出したときに初期化される。初
期化に当っては、最初に振幅保持機能部３２０および３
２２をＯにリセットし、相関器３１３および３１５同期
用シー／７−７スａＴ（ｔ）の局部的の写しくコピー）
を再ロードする。
割込みにより、この処理は、ステップ５０１において、
Ａ／Ｄ変換器３０９および３１１の出力をサンプリング
する。アナログ−ディジタル変換およびＬ　Ｐ　Ｉ　（
ｔ）とＬＰＱ（ｔ）のサンプリングは、１サンプリング
間隔の間のディジタル表示の数字的の精密度によって制
限される時間的に変動する信号のざらつき（ｇｒａｎｕ
ｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）をまねくことに注意しなければ
ならない。信号の処理をディジタル信号プロセッサ（ま
たは他の一般的のプロセッサ）において行なうとき、時
間領域信号を特別に精密度を有するｉ番目のサンプルと
して表すことは普通に行なわれている。この好ましい具
体例においては、各サンプルは８ビツトのバイトで表わ
され、次の通りである。
ＬＰＩ（ｔ）＝ＬＰＩ　　（１）　　　　　　　ＬＰＱ
（ｔ）＝ＬＰＧ　　（り３０貫（ｔ）”　　Ｃ＋　（ｉ
）　　　　　　　　　　　　　　　　Ｃｏ　　（ｔ）＝
　Ｃｏ　　（ｉ）Ｈｌ（ｔ）　＝　Ｈ＋　　（ｉ）　　
　　　　　Ｈａ　　（ｔｌ　＝Ｈｏ　　（１）Ｋ　（ｔ
）＝　Ｋ（ｉ）　　　；　ＲＩ　　　Ｌ（ｔ）ミＬ（１
）Ｍ（をン＝Ｍ（ｉ）Ｎ（ｔ）＝Ｎ（Ｊ）ａｔ　　＝Ｒ
ｅｆ（ｉ） 各サンプルＬ　Ｐ　Ｉ　（ｉｔおよびＬＰＱ（ｉ）は、
８ビツトのバイトとして、第６図に示すようにレジスタ
に貯えられる。各新しいサンプルが採取されると、レジ
スタ中の最も古いサンプルはシフトアウトして消失する
。再度第５Ａ図および第５Ｂ図を参照すると、最も古い
サンプルはステップ５０３において各データレジスタよ
りシフトアウトし、ステップ５０５において、他のサン
プルが１バイト分シフトし、ステップ５０７において、
ＬＰＱ（１）の最も新しいサンプルがシフトインする。
これがＴ（標本化周期の増分）における有効な変化であ
る。
相関器出力Ｃ＋（ｔ）およびＣｏ（１）はステップ５１
１において相関の計算が行われる前に、（ステップ５０
９において）Ｏにセットされる。（ディジタル信号プロ
セッサにおいて行なわれる計算は、■ＭＳ　　Ａ１００
のような縦続接続影信号プロセッサのような離散的相関
器において行われる計算と等価である。）相関を求める
各計算は、ｊ番目のレジスタの内容に、これに対応する
ｊ番目の基準レジスタの内容を乗算し、ｊ＝１からｊ＝
ｐまでの積の集計を行なうことである。先に説明したよ
うに、ＣａｍとＣｏ（１１の出力のピーク値は相関関係
にあるとき生起する。
振幅保持処理は、ステップ５１３に−おいて、Ｃ１（１
）の振幅を保持された振幅Ｈ１（１）と比較し、ステッ
プ５１３の試験が肯定的であれば、ステップ５１５にお
いてＨ＋（ｉ）をＣａ（１）の現在のｉ番目の値（振幅
及び符号の両方）に等しいと置いて行なう。
Ｃｏ（ｉ）の振幅がＨａ（ｉ）の振幅を超えていること
のにおいでＨＱ（１）をＣｏ（１）の現在のｉ番目の値
に等しくする。
■データとＱデータは位相誤差Ｔなしで、ステップ５２
３　（Ｉデータに対して）およびステップ５２１（Ｑス
テップに対して）の代数的計算により回復される。そし
て処理は次の割込みを待つ。
総括すると、無線システムにおいて、ＱＰＳＫおよびそ
の他の多相変調信号に対する位相基準を迅速に捕捉する
手段が示され説明されている。捕捉シーケンスは多位相
信号のうちの一つの位相で送信され、無線チャネルによ
り導入される好ましいランダムな位相変化を受けた後に
受信機に受信される。受信機においては、受信された信
号は直角位相信号（又は適切な位相角のＮ−相位信号）
に分離され、直角位相人力信号と同期用シーケンスの予
め定めたレプリカとの間の最善の相関関係をもつ出力信
号を生成する同期用相関器に印加する。この出力信号は
、ＴＤＭＡの１タイムスロツトの期間保持され、受信し
た信号及びその直角位相信号と乗算され、修正された■
およびＱチャネルデータを得る。従って、本発明の特定
の具体例を示して説明したが、本発明の真の精神および
範囲に関係ない変形はこの種の技術に熟達した人達によ
って可能であるので、本発明は上記具体例に限られるも
のではないと理解されるべきである。
従って、本発明および上記変形は、全べて本発明の特許
請求の範囲に含まれるものとする。
【図面の簡単な説明】
第１図は直角位相ディジタル送信および受信を行なうデ
ータ伝送方式のブロック線図、第２Ａ図および第２Ｂ図
は、−緒にして、直角位相変１１（ＱＳＰＫ）信号を受
信する時分割ディジタル多元接’ｉｌｔ　（Ｔ　Ｄ　Ｍ
　Ａ　）受信機のブロック線図・ 第３図は、無線チャネルに誘起される位相誤差を補償す
るのに本発明を有利に使用することができる時分割ディ
ジタル多元接続（ＴＤＭＡ）送信機のブロック線図、 第４図は、第３図の受信機における、相関検知と修正信
号の関係を示すタイミング図、第５Ａ図および第５Ｂ図
は、本具体例において第３図の受信機の相関、振幅保持
、判定およびタイミング、および代数的機能を実現する
のに使用されている処理のフローチャート、 第６図は第５Ａ図の相関検知において使用されるレジス
タマツプである。 １０１・・・ＱＰＳＫ送信機 １０３・・・受信機 １０７．１１１：・・混合器 １０９．１１３・・・低域ろ波器 １１４・・・Ａ／Ｄ変換部 １１５・・・信号処理部 １１７・・・データ信号回復部 ２０９．２１１・・・Ａ／Ｄ変換器 ２１３．２１５・・・相関器 ２１７．２１９・・・信号バッファ ２２１・・・ＴＤＭＡ同期メモリ ２２３．２２５・・・２乗器 ２２７・・・集計器 ２２９・・・タイムスロット検出器 ２３１・・・タイミング制御器 ２３４・・・ベースバンド同期判定帰還等花器２３５・
・・Ｉｌｌ　方向）ランスバーサルフィルタ２３７・・
・帰還トランスバーサルフィルタ２３８・・・量子化回
路 ２３９・・・２：１多重変換部 ３０９．３１１・・・Ａ／Ｄ変換器 ３１３．３１５・・・相関器 ３１８・・・判定およびタイミング機能部３２０．３２
２・・・振幅保持機能部 ３４０．３４４，３４８．３５２・・・乗算器３６０．
３６４・・・並列加算器 特許出願人　モトローラ・インコーポレーテツド代理人
　弁理士　玉　蟲　久　五　部 １トーｏ、ＨＲ ＦＩＧ、６

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、予め定められた同期用信号用に予約された多相変調
    データ信号の第１の部分と、メッセージ用に予約された
    多相変調データ信号の第２の部分とを有する時分割多相
    変調されたデータ信号を復調するディジタル無線受信機
    であつて、下記の手段を有することを特徴とする受信機
    、 基準信号発生器を含み、多相変調された信号を、第１お
    よび第２のそれぞれ予め定められた同期用部分およびメ
    ッセージ部分を含む中間データ信号に分離する手段、 上記第１および第２の中間データ信号から予め定められ
    た同期用信号を検出する手段、および上記検出手段に応
    答して、上記基準信号発生器の出力と多相変調されたデ
    ータ信号との間の位相差を計算し、上記計算された位相
    差を上記第１および第２の中間データ信号部分から除去
    する手段。 ２、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の直角位相変調（
    ＱＰＳＫ）されたデータ信号タイムスロットを受信する
    ディジタル無線受信機における復調器であつて、上記直
    角位相変調（ｇｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅｓｈｉｆ
    ｔｋｅｙｉｎ ｇ、ＱＰＳＫ）されたデータ信号タイムスロットは上記
    直角位相変調されたデータ信号タイムスロットにおいて
    予め定められた同期用信号に対しれ て予約された第１の部分と上記直角位相変調されたデー
    タ信号タイムスロットにおいてメッセージに対して予約
    された第２の部分とを有し、上記受信機は直角変調され
    たデータ信号タイムスロットを直角位相第１および第２
    の中間データに分離する基準信号を有し、各中間データ
    信号は予め定められた同期用信号部分とメッセージ部分
    とを含み、下記の手段によつて特徴づけられる復調装置
    、上記の第１の中間データ信号よりの予め定められた同
    期用信号と上記の局部的の予め定められた同期用信号と
    の相関を求め、第１の相関出力信号を生成する第１の手
    段、 上記の第２の中間データ信号よりの定められた同期用信
    号を上記の局部的の予め定められた同期用信号との相関
    を求め、第２の相関出力信号を生成する第２の手段、 上記の第１の相関出力信号の最大の振幅値をＴＤＭＡの
    一つのタイムスロットの期間中保持し、第１の保持振幅
    信号を生成する手段、 上記の第２の相関出力信号の最大の振幅値をＴＤＭＡの
    一つのタイムスロットの期間中保持し第２の保持振幅信
    号を生成する手段、 上記第１の保持振幅信号に上記の第１の中間データ信号
    を乗算する第１の乗算手段、 上記第２の保持振幅信号に上記の第２の中間データ信号
    を乗算する第２の乗算手段、 上記第１の乗算手段の出力と上記第２の乗算手段の出力
    とを集計する手段、 上記第１の保持振幅信号に上記第２の中間データ信号振
    幅信号に上記第２の中間データ信号を乗算する第３の乗
    算手段、 上記第２の保持振幅信号に上記第１の中間データ信号を
    乗算する第４の乗算手段、および上記第３の乗算手段よ
    りの出力と上記第４の乗算手段よりの出力との差を集計
    する手段。３、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）の直角
    位相変調（ＱＰＳＫ）されたデータ信号タイムスロット
    を受信するディジタル無線受信機における復調方法であ
    つて、上記直角位相変調（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａ
    ｓｅｓｈｉｆｔｋｅｙｉ ｎｇＱＰＳＫ）されたデータ信号タイムスロットは上記
    直角位相変調されたデータ信号タイムスロットにおいて
    予め定められた同期用信号に対して予約された第１の部
    分と上記直角位相変調されたデータ信号タイムスロット
    においてメッセージに対して予約された第２の部分とを
    有し、上記受信機は直角変調されたデータ信号タイムス
    ロットを直角位相の第１および第２の中間データ信号に
    分離する基準信号を有し、各中間データ信号は予め定め
    られた同期用信号部分とメッセージ部分とを含み、下記
    のステップによつて特徴づけられる復調方法、 上記の第１の中間データ信号よりの予め定められた同期
    用信号と上記の局部的の予め定められた同期用信号との
    相関を求め、第１の相関出力信号を生成するステップ、 上記の第２の中間データ信号よりの予め定められた同期
    用信号を上記の局部的の予め定められた同期用信号との
    相関を求め、第２の相関出力信号を生成するステップ、 上記の第１の相関出力信号の最大の振幅値をＴＤＭＡの
    一つのタイムスロットの期間中保持し第一の保持振幅信
    号を生成するステップ、 上記の第２の相関出力信号の最大の振幅値をＴＤＭＡの
    一つのタイムスロットの期間中保持し第２の保持振幅信
    号を生成するステップ、 上記第１の保持振幅信号に上記の第１の中間データ信号
    を乗算するステップ、 上記第２の保持振幅信号に上記の第２の中間データ信号
    を乗算するステップ、 上記第１の保持振幅信号と上記第１の中間データ信号と
    の積と上記第２の保持振幅信号と上記第２の中間データ
    信号との積とを集計するステップ、上記第１の保持振幅
    信号に上記第２の中間データ信号を乗算するステップ、 上記第２の保持振幅信号に上記第１の中間データ信号を
    乗算するステップ、および 上記第１の保持振幅信号と上記の第２の中間データ信号
    との積と、上記第２の保持振幅信号と上記第１の中間デ
    ータ信号との積との差を集計するステップ。
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