DE69433267T2

DE69433267T2 - Digital synchronisierter diversity-funkempfänger

Info

Publication number: DE69433267T2
Application number: DE69433267T
Authority: DE
Inventors: Kiomars Anvari; Shaikh Ahmad BAHAI; Saman Behtash; Peter Winship
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 1993-12-29
Filing date: 1994-12-28
Publication date: 2004-07-22
Anticipated expiration: 2014-12-29
Also published as: EP0737380B1; KR100319335B1; DE69433267D1; EP0737380A4; CA2180258C; WO1995018486A1; JPH09507351A; CA2180258A1; EP0737380A1; AU1436895A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Kombinieren einer Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen, die von einem Empfänger erzeugt werden, der eine Vielzahl von RF-codierten digitalen Signalen empfängt, und insbesondere einen Empfänger zum Empfangen eines solchen drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signals in einem Mobiltelefonsystem.
Hintergrund der Erfindung
Die drahtlose Kommunikation ist auf dem Fachgebiet gut bekannt. Bisher ist eine Art von drahtloser Kommunikation als "zelluläre" Kommunikation bekannt, bei der jede stationäre Einheit Signale von mobilen Einheiten innerhalb ihres zugewiesenen geographischen Bereichs, der Zelle genannt wird, empfängt und zu diesen sendet. wenn sich mobile Einheiten von einer Zelle zu einer anderen bewegen, wird die Kommunikation von einer stationären Einheit in einer Zelle zu einer anderen stationären Einheit in einer anderen Zelle übertragen.
Bisher basiert die Mobilfunk-Kommunikation auf analog und hat an Popularität zugenommen. Als Ergebnis wurden jedoch die Luftwege zunehmend überfüllt und die Kapazität des Kommunikationssystems, neue Teilnehmer aufzunehmen, wird zunehmend zu einem Problem. Die digitale Mobilfunk-Kommunikation bietet eine Gelegenheit für eine Steigerung der Anzahl von Teilnehmern, die innerhalb des Mobilfunksystems arbeiten.
Eines der Probleme eines digitalen drahtlosen Kommunikationssystems ist die Nicht-Linearität des Kanals. Ein weiteres Problem ist die Entzerrung der digital codierten Signale. Wenn das digital codierte Signal von einer Einheit zu einer anderen über eine Vielzahl von Datenwegen übertragen wird, können die verschiedenen Signale, die an der anderen Einheit ankommen, eine zwischen digital codierten Signalen verteilte Verzögerung verursachen. Dies erzeugt eine Intersymbolinterferenz. Ein Entzerrer ist eine digitale Hardware/Software-Vorrichtung, die die Intersymbolinterferenz zwischen den digital codierten Signalen, die von einer Vielzahl von Signalwegen ankommen, korrigiert.
Im Stand der Technik ist eine Anzahl von Entzerrungsstrategien offenbart. Siehe beispielsweise "BER Performances Of Mobile Radio Equalizer Using RLS Algorithm In Selective Fading Environment" von Akihiro Higashi, Hiroshi Suzuki; "Bi-Directional Equalization Technique For TDMA Communication Systems Over Land Mobile Radio Channels" von Yow-Jong, Liu, Seite 1458–1462, Globecom '91; und "Development Of Japanese Adaptive Equalization Technology Toward High Bit Rate Data Transmission in Land Mobile Communications" von Seiichi Sampei, Seite 1512–1521 IEICE Transactions, Band E, 74, Nr. 6, Juni 1991.
In einer Fading- bzw. Schwundumgebung mit mehreren Wegen besteht das an einem Empfänger ankommende Signal aus mehreren Signalen, von denen jedes dem gesendeten Signal entspricht, das einem anderem Weg vom Sender zum Empfänger folgt. In einem zeitlich variierenden Kanal erzeugen die Mehrweg-Kombinationen des gesendeten Signals am Empfänger ein Signal, dessen Amplitude zeitlich variiert und aufgrund der destruktiven Kombination der empfangenen Signale einen Schwund erfährt. Für die digitale Übertragung führt der Mehrwegschwund des Kanals zu wesentlich größeren Mittelwerten der Bitfehlerrate (BER) im Vergleich zu einem Kanal ohne Schwund, der mit demselben mittleren Rauschabstand (SNR) arbeitet. Um einen gegebenen mittleren BER-Wert in einem Schwundkanal zu erzielen, ist folglich der erforderliche SNR-Wert wesentlich höher als der in einem Kanal ohne Schwund erforderliche.
In Umgebungen, in denen der modulierte Träger einem schnellen Mehrweg-Schwund ausgesetzt ist, können herkömmliche kontinuierliche Zeitsynchronisationsverfahren nicht zufriedenstellend durchgeführt werden. In Zeitbereichssystemen mit mehrfachem Zugriff, bei denen jedem Benutzer ein Zeitschlitz zugewiesen wird, muss der Empfänger seine Zeitsteuerung und Frequenzsynchronisation auf einer schlitzweisen Basis durchführen. Die Frequenzsynchronisation wird gewöhnlich durch Schaltungen zur automatischen Frequenzregelung erreicht, die einen gewissen innewohnenden Frequenzfehler aufweisen. Daher muss die Zeitsteuerungs-Wiederherstellungsschaltung oder der Zeitsteuerungs-Wiederherstellungsalgorithmus einer gewissen begrenzten Menge eines Frequenzfehlers ohne signifikante Verschlechterung der Leistung Rechnung tragen.
Um die Effekte des Schwunds zu verringern, d. h. die erforderlichen SNR-Werte für gegebene BER-Ziele zu verringern, wurde bisher die Signaldiversity am Empfänger betrachtet. Ein Empfänger wird mit zwei oder mehreren unabhängig mit Schwund versehenen Versionen desselben gesendeten Signals versorgt. Dadurch wird die Wahrscheinlichkeit, dass alle mit Schwund versehenen Signale gleichzeitig unter großen Dämpfungen leiden, verringert, was zu einer geringeren Erfassungsfehlerwahrscheinlichkeit führt.
Verschiedene Zeitsteuerungs-Wiederherstellungsverfahren wurden im Stand der Technik offenbart. Sie können in vier Kategorien klassifiziert werden. In der ersten Kategorie werden die Schwellenkreuzungen des empfangenen Basisbanddatensignals mit der Abtastphase verglichen. Eine Korrektur der Abtastphase wird infolge dieses Vergleichs eingeleitet. Der Hauptort der Kreuzungen wird abgeschätzt und der optimale Abtastmoment wird als auf halbem Wege zwischen diesen Kreuzungen angenommen. Das zweite Verfahren verwendet die Spektrallinie bei der Taktfrequenz oder einem Vielfachen dieser Frequenz. Diese Frequenz wird mit einem Schmalbandfilter ausgefiltert. Das dritte Verfahren ist das Abtastableitungssystem. Bei diesem Verfahren wird ein Phasendetektor der abgetasteten Ableitung, der ein Fehlersignal während jedem Symbolintervall erzeugt, das zur Zeitableitung des Signals zur Abtastzeit proportional ist, multipliziert mit der Signalpolarität zu diesem Zeitpunkt, verwendet. Das Abtastableitungs-Zeitsteuerungs-Wiederherstellungssystem versucht, die Abtastzeit so festzulegen, dass sie mit der Spitze des Signals zusammenfällt. Schließlich wird beim vierten Verfahren eine Reihe von Allpassfiltern als Zeitsteuerungsphasendetektor verwendet. Dieses Verfahren eignet sich für die Signale, deren Datenblockstruktur ein Synchronisationsfeld enthält.
Ein schneller Mehrweg-Schwund verschlechtert die mittlere BER-Leistung von digitalen Landmobilfunk-Übertragungssystemen stark. Um eine sehr zuverlässige digitale Datenübertragung zu erzielen, ohne sowohl die Senderleistung als auch den Cokanal-Doppelnutzungsabstand übermäßig zu erhöhen, ist es gut bekannt, einen Diversityempfang zu verwenden.
Ein Diversityverfahren erfordert eine Anzahl von Signalübertragungswegen, die Diversityzweige genannt werden, die alle dieselbe Information übertragen, aber unkorrelierte Mehrweg-Schwünde aufweisen, und eine Schaltung zum Kombinieren der empfangenen Signale zu einem, das zuverlässig decodiert werden kann. In Abhängigkeit von den Landmobilfunk-Ausbreitungseigenschaften gibt es eine Anzahl von Verfahren, um Diversityzweige zu konstruieren. Im Allgemeinen werden sie in die folgenden fünf Kategorien klassifiziert: (1) Raum-, (2) Winkel-, (3) Polarisations-, (4) Frequenz- und (5) Zeitdiversity.
Die Raumdiversity, die am umfangreichsten verwendet wurde, da sie einfach und wirtschaftlich implementiert werden kann, umfasst eine einzelne Sendeantenne und eine Anzahl von Empfangsantennen. Der Raum zwischen benachbarten Empfangsantennen wird so gewählt, dass ein Mehrweg-Schwund, der in jedem Diversityzweig erscheint, mit jenem des anderen Zweigs unkorreliert wird.
US-A-4 715 048 offenbart ein Diversityempfangssystem des Standes der Technik.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Verarbeiten einer Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)), wobei jedes der Signale ein zugehöriges RSSI-Signal (RSSI₁, RSSI₂) aufweist, das von einem Empfänger erzeugt wird. Der Empfänger empfängt eine Vielzahl von drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signalen und weist ein zugehöriges Signalverarbeitungsmittel zum Erzeugen der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) und der zugehörigen RSSI-Signale (RSSI₁, RSSI₂) auf . Das Verfahren umfasst das differentielle Erfassen von jedem der komplexen Basisbandsignale (S₁(t), S₂(t)), um eine Vielzahl von Differenzsignalen RX₁, RX₂ gemäß RXi(t) = S1(t)·S1*(t – T) und RX2(t) = S2(t)·S2*(t – T)zu erzeugen, wobei S_X* das konjugiert komplexe von S_X ist und T eine Symbolperiodenverzögerung ist. Die Differenzsignale (RX₁(t), RX₂(t)) werden kombiniert, um ein ausgewähltes decodiertes Differenzsignal R(t) zu erzeugen, in Abhängigkeit davon, ob die Amplitudenkomponenten der komplexen Basisbandsignale (S₁(t), S₂(t)) der zugehörigen RSSI-Signale (RSSI₁, RSSI₂) wiederhergestellt werden.
Das ausgewählte decodierte Differenzsignal R(t) wird umgewandelt, um eine Vielzahl von umgewandelten Signalen D₁(t) und D₂(t) zu erzeugen, gemäß: D1(t) = R (t)·e–j2πfst D2(t) = R(t)·e+j2πfst
Jedes der umgewandelten Signale D₁(t) und D₂(t) wird verarbeitet, um Fehlerabschätzungssignale der Zeitsteuerung (τ) und der Frequenz (f_e) zu erzeugen, durch:
wobei C₁(t) und C_–1(t) die Mittelwerte von D₁(t) bzw. D2(t) sind.
Ein Telekommunikationsempfänger zum Erzielen des vorangehenden Verfahrens wird auch offenbart.
Der Empfänger umfasst eine Antenne zum Empfangen des drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signals und zum Umwandeln desselben in ein Radiofrequenz- (RF) Signal. Das RF-Signal wird in ein Zwischenfrequenz- (IF) Signal mit einer Amplitude und zum Begrenzen der Amplitude und zum Erzeugen eines Empfangssignalstärke-Intensitäts- (RSSI) Signals umgewandelt. Ein Bandpass-Umwandlungsmittel empfängt das amplitudenbegrenzte IF-Signal und das RSSI-Signal. Das Bandpass-Umwandlungsmittel umfasst ein Mittel zum Umwandeln des amplitudenbegrenzten IF-Signals in eine Vielzahl von Basisbandsignalen. Jedes der Vielzahl von Basisbandsignalen wird mit einer Abtastrate digitalisiert, um eine Vielzahl von digitalisierten Basisbandsignalen zu erzeugen. Die Vielzahl von digitalisierten Basisbandsignalen wird kombiniert, um ein komplexes Signal S(t) gemäß S(t) = I(t) + jQ(t) zu erzeugen, wobei I²(t) + Q² (t) = konstant, wobei I, Q die Vielzahl von digitalisierten Basisbandsignalen sind. Das RSSI-Signal wird digitalisiert, um ein digitalisiertes RSSI-Signal zu erzeugen. Das digitalisierte RSSI-Signal wird mit dem komplexen Signal multipliziert, um ein komplexes Basisbandsignal zu erzeugen. Das komplexe Basisbandsignal wird durch Entfernen der Intersymbolinterferenz entzerrt. Schließlich werden die Signale im komplexen Basisbandsignal erfasst.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockebenendiagramm eines Ausführungsbeispiels eines drahtlosen digitalen Empfängers mit einer einzelnen Antenne, um das übertragene elektromagnetische Signal zu empfangen, und unter Verwendung eines Entzerrers, um die Intersymbolinterferenz zu beseitigen.
2 ist ein Blockebenendiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels eines drahtlosen digitalen Empfängers mit einer Vielzahl von beabstandeten Antennen, um das übertragene elektromagnetische Signale zu empfangen, welcher die verarbeiteten Signale kombiniert, um einen flachen Schwund zu beseitigen.
3 ist ein Blockebenendiagramm eines amplitudenbegrenzten Zwischenfrequenz- (IF) Verstärkers, der in den in 1 und 2 gezeigten Empfängern verwendet werden kann, um ein amplitudenbegrenztes IF-Signal und ein RSSI-Signal zu erzeugen.
4 ist ein Ausführungsbeispiel eines Wandlers von Bandpass zu komplexem Tiefpass, der in den in 1 und 2 gezeigten Empfängern verwendet werden kann.
5 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels eines Wandlers von Bandpass zu komplexem Tiefpass, der in den in 1 und 2 gezeigten Empfängern verwendet werden kann.
6 ist ein detailliertes Blockdiagramm des subharmonischen Abwärtsmischteils der Schaltung für das Ausführungsbeispiel des in 5 gezeigten Wandlers von Bandpass zu komplexem Tiefpass.
7 ist ein detailliertes Blockdiagramm des Symboldetektors, der in den in 1 und 2 gezeigten Empfängern verwendet werden kann.
8 ist ein detailliertes Blockdiagramm des Diversitykombinators, der in dem in 2 gezeigten Empfänger verwendet wird.
9A ist ein detailliertes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Diversity- und nicht-linearen Funktionsschaltungsteils des in 8 gezeigten Kombinators.
9B ist ein detailliertes Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des Diversity- und nicht-linearen Funktionsschaltungsteils des in 8 gezeigten Kombinators.
10 ist ein detailliertes Blockdiagramm des in 8 gezeigten Empfangsumsetzers.
11 ist ein detailliertes Blockdiagramm des in 8 gezeigten Abschätzers.
12 ist ein detailliertes Blockdiagramm des in 9A oder 9B gezeigten Differenzdetektors.
Ausführliche Beschreibung der Zeichnungen
Mit Bezug auf 1 ist ein schematisches Blockebenendiagramm eines digitalen Empfängers 10 gezeigt. In einem drahtlosen Kommunikationssystem zwischen einer mobilen Einheit und einer stationären Einheit kann der digitale Empfänger 10 ein Teil einer mobilen Einheit oder ein Teil der stationären Einheit sein. Insbesondere, wie für übliche Fachleute zu erkennen ist, würde die stationäre Einheit zusätzliche Einheiten umfassen, um Funktionen wie z. B. Freihändigkeit und die Fähigkeit, viele entfernte Einheiten gleichzeitig zu verarbeiten, zu bewerkstelligen. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel empfängt der digitale Empfänger 10 drahtlose Signale von elektromagnetischer Strahlung im Radiofrequenzband, um eine digitale Mobiltelefonkommunikation durchzuführen.
Der digitale Empfänger 10 in dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst eine einzelne Antenne 12, die das drahtlose RF- (Radiofrequenz) Signal 13 empfängt. Das RF-Signal 13 wird dann durch eine RF-Verarbeitungseinheit 14 verarbeitet, die das RF-Signal 13 in ein Zwischenfrequenz- (IF) Signal 16 umwandelt. Die RF- Verarbeitungseinheit 14, die das RF-Signal in ein IF-Signal 16 umwandelt, ist auf dem Fachgebiet gut bekannt.
Das IF-Signal 16 wird zu einem Verstärker 20 geliefert, der ein amplitudenbegrenztes, verstärktes IF-Signal RX(t) 36 erzeugt. Außerdem erzeugt der Verstärker 20 ein Empfangssignalstärke-Intensitäts- (RSSI(t)) Signal 28, das sich auch mit der Zeit ändert, da es der Hüllkurve des empfangenen Signals folgt.
Das amplitudenbegrenzte Signal RX(t) 36 und das RSSI-Signal 28 werden zu einem Wandler 40 von Bandpass zu komplexem Tiefpass weitergeleitet. Der Wandler 40 dient zum Empfangen des amplitudenbegrenzten Signals RX(t) 36 und des RSSI-Signals 28 und zum Umwandeln derselben in ein komplexes Basisbandsignal 68.
Das komplexe Basisbandsignal 68 wird zu einem Entzerrer 70 geliefert. Der Entzerrer 70 entfernt die Intersymbolinterferenz im komplexen Basisbandsignal 68, wenn der Kanal eine Verzögerungsverteilung erfährt. Das Ausgangssignal des Entzerrers 70, nachdem die Intersymbolinterferenzen entfernt sind, wird dann zu einem Symboldetektor 80 zum Erfassen der empfangenen Symbole im digitalen Strom geliefert.
Mit Bezug auf 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Empfängers 110 gezeigt. Der in 2 gezeigte Empfänger 110 ist ein Raumdiversityempfänger und ist zu dem in 1 gezeigten Empfänger fast identisch. Der Empfänger 110 weist eine Vielzahl von Antennen (in diesem Fall werden zwei verwendet) auf, um eine Raumdiversity zu erzielen. Die Vielzahl von beabstandeten Antennen 12a und 12b dienen zum gleichzeitigen Erfassen des übertragenen RF-Signals. Somit gibt es zwei Signalkanäle für die Verarbeitung der zwei empfangenen RF-Signale 12a und 12b. Im ersten Kanal empfängt eine erste Antenne 12a das drahtlos übertragene Signal und wandelt es in ein erstes RF-Signal 13a um. Eine RF-Verarbeitungseinheit 14a empfängt das erste RF-Signal 13a und erzeugt als Reaktion ein erstes Signal IF₁(t) 16a. Die erste RF-Verarbeitungseinheit 14a ist zur in 1 gezeigten RF-Verarbeitungseinheit 14 im Wesentlichen identisch und ist auf dem Fachgebiet gut bekannt.
Das erste Signal IF₁(t) 16a im ersten Kanal wird zu einem ersten IF-Verstärker 20a geliefert, der ein amplitudenbegrenztes, verstärktes IF-Signal RX₁(t) 36a und ein erstes RSSI₁-Signal 28a erzeugt. Der erste Verstärker 20a ist zu dem in 1 gezeigten Verstärker 20 im Wesentlichen ähnlich. Das erste amplitudenbegrenzte IF-Signal RX₁(t) 36a und das erste RSSI₁-Signal 28a werden zu einem Wandler 40a von Bandpass zu komplexem Tiefpass geliefert. Der Wandler 40a von Bandpass zu komplexem Tiefpass erzeugt ein erstes komplexes Basisbandsignal 68a. Der Wandler 40a von Bandpass zu komplexem Tiefpass ist zu dem in 1 gezeigten Wandler 40 von Bandpass zu komplexem Tiefpass im Wesentlichen identisch.
Im zweiten Kanal empfängt die zweite Antenne 12b dasselbe elektromagnetische Signal im Radiofrequenzspektrum und wandelt es in ein zweites RF-Signal 13b um. Das zweite RF-Signal 13b wird zu einer zweiten RF-Verarbeitungseinheit 14b geliefert, um ein zweites Signal IF₂(t) 16b zu erzeugen.
Das zweite IF-Signal IF₂(t) 16b im zweiten Kanal wird zu einem zweiten IF-Verstärker 20b geliefert, der ein zweites amplitudenbegrenztes, verstärktes IF-Signal RX₂(t) 36b und ein zweites RSSI-Signal RSSI₂ 28b erzeugt. Der zweite Verstärker 20b ist zu dem in 1 gezeigten Verstärker 20 im Wesentlichen ähnlich. Das zweite amplitudenbegrenzte IF-Signal RX₂(t) 36b und das zweite RSSI₂-Signal 28b werden zu einem zweiten Kanal eines Wandlers 40b von Bandpass zu komplexem Tiefpass geliefert. Der Wandler 40b von Bandpass zu komplexem Tiefpass erzeugt ein zweites komplexes Basisbandsignal 68b. Der Wandler 40b von Bandpass zu komplexem Tiefpass ist zu dem in 1 gezeigten Wandler 40 von Bandpass zu komplexem Tiefpass im Wesentlichen identisch.
Das erste komplexe Basisbandsignal 68a und das zweite komplexe Basisbandsignal 68b werden zu einem Diversitykombinator 90 geliefert. Da eine Vielzahl von beabstandeten Antennen verwendet werden, um eine Vielzahl von RF-Signalen 12a und 12b zu empfangen, um eine Raumdiversity zu erzielen, werden die zwei Kanäle der komplexen Basisbandsignale 68a und 68b durch einen Diversitykombinator 90 kombiniert, um ein einzelnes Ausgangssignal zu erzeugen, das einen flachen Schwund beseitigt. Dieses Signal wird dann zum Symboldetektor 80 geliefert. Der Symboldetektor 80 ist zu dem in 1 gezeigten Symboldetektor 80 im Wesentlichen identisch. Der Symboldetektor 80 erfasst die Symbole von dem als Eingangssignal zu diesem gelieferten digitalen Signal.
Mit Bezug auf 3 ist ein Blockebenendiagramm des IF-Verstärkers 20 gezeigt, der im Empfänger 10 oder 110 verwendet wird. Der IF-Begrenzungsverstärker 20 empfängt das IF-Signal 16 und liefert es über ein erstes Bandpassfilter 18. Das erste Bandpassfilter 18 sieht eine Abgleichsfilterung für das IF-Signal 16 vor, um irgendeine Intersymbolinterferenz zu minimieren. Es sieht auch die Selektivität zum Zurückweisen von irgendeinem ungewollten Signal vor. Das erste Bandpassfilter 18 erzeugt ein erstes gefiltertes IF-Signal 19.
Das erste gefilterte IF-Signal 19 wird zu einem Begrenzungsverstärker 22 geliefert, der fast wie ein Sofortverstärker mit automatischer Verstärkungsregelung wirkt. Der Verstärker 22 entfernt jegliche Amplitudenschwankung im ersten gefilterten IF-Signal 19 und erzeugt ein verstärktes IF-Signal 24 als sein Ausgangssignal. Mathematisch steht das verstärkte IF-Signal S₂(t) 24 mit dem ersten gefilterten IF-Signal S₁(t) 19 in folgender Weise in Beziehung:
Somit ist das verstärkte IF-Signal S₂(t) 24 ein Vektorsignal mit einem konstanten Betrag und einer Phase, die sich gemäß dem modulierenden gefilterten IF-Eingangssignal S₁(t) 19 ändert. Das verstärkte IF-Signal 24 führt zu einem Spektrumnachwachsen und einer Spektrumsstreuung.
Schließlich wird das verstärkte IF-Signal 24 zu einem Bandpassfilter 26 geliefert. Das Bandpassfilter 26 begrenzt das IF-Signal 24 in eine handhabbare Bandbreite in Abhängigkeit von der Anzahl von Abtastwerten, die im Analog-Digital-Wandler 48a und 48b von 4 oder im A/D-Wandler 148 und 48 von 5 verwendet wird, wie nachstehend erläutert.
Der Verstärker 22 liefert auch ein RSSI-Signal 23, das zu einer RSSI-Messschaltung 30 geliefert wird. Die RSSI-Messschaltung 30 erzeugt ein RSSI-Signal 32, das zur Hüllkurve des IF-Signals 19, das zum Verstärker 22 geliefert wird, proportional ist. Das RSSI-Signal 32 wird dann durch eine Linear-Logarithmus-Umwandlungsschaltung 34 in ein Logarithmus-RSSI-Signal 28 umgewandelt, um die Anforderung für den dynamischen Bereich des Analog-Digital-Wandlers 58 zu verringern, welcher verwendet wird, um das RSSI-Signal (wie nachstehend erörtert) zu digitalisieren. Das Logarithmus-RSSI-Signal 28 hält weiterhin die Hüllkurveninformation des IF-Signals 19 aufrecht, aber im logarithmischen Format. Im Gegensatz dazu weist das amplitudenbegrenzte, verstärkte IF-Signal 36 keine Hüllkurveninformation mehr auf.
Mit Bezug auf 4 ist ein Ausführungsbeispiel des Wandlers 40 von Bandpass zu komplexem Tiefpass dargestellt. Der in 4 gezeigte Wandler 40 ist ein Quadraturdemodulator, der zum Umwandeln des IF-Signals 36 in ein komplexes Basisbandsignal 68 verwendet wird. Die Art und Weise, in der dies durchgeführt wird, ist folgendermaßen. Das IF-Signal 36 wird zuerst demoduliert. Ein Trägersignal mit der Bezugs-IF-Frequenz wird von einem Generator 42 erzeugt. Das Trägersignal wird zu einem ersten Multiplizierer 44a geliefert, zu dem auch das IF-Signal 36 geliefert wird, um das IF-Signal 36 zu demodulieren, um ein erstes demoduliertes IF-Signal 41a zu erzeugen. Das erste demodulierte IF-Signal 41a wird durch ein erstes Tiefpassfilter 46a gefiltert, um ein erstes reales Basisbandsignal I(t) 45a zu erzeugen. Das Basisbandsignal I(t) 45a wird dann durch einen ersten Analog-Digital-Digitalisierer 48a digitalisiert, um ein digitalisiertes Signal I(t) 47a zu erzeugen.
Das IF-Signal 36 wird auch zu einem zweiten Multiplizierer 44b geliefert. Die Phase des Trägersignals, das die Bezugs-IF-Frequenz vom Generator 42 erzeugt, wird durch den Phasenschieber 43 um 90° verschoben. Das phasenverschobene Trägersignal wird dann zum zweiten Multiplizierer 44b geliefert, der ein zweites demoduliertes IF-Signal 41b erzeugt, das durch ein Tiefpassfilter 46b gefiltert wird, um ein gefiltertes reales Basisbandsignal Q(t) 45b zu erzeugen. Das reale Basisbandsignal Q(t) 45b wird dann durch einen zweiten A/D-Wandler 48b digitalisiert, der mit derselben Abtastfrequenz wie jener für den ersten A/D-Wandler 48a auf der Basis eines Taktsignals vom Takt 60 abtastet, um ein digitalisiertes reales Q-Signal 47b zu erzeugen. Jedes der realen digitalisierten Signale I und Q 47a und 47b umfasst ein digitales Abtastsignal mit n Bits. Das reale digitalisierte Q-Signal 47b wird dann mit dem imaginären Vektor j durch den Multiplizierer 50 multipliziert. Das Signal wird dann zu einem Addierer 52 geliefert, der das komplexe Basisbandsignal S₄(t) 49 erzeugt, das: S4(t) = I(t) + jQ(t) I2(t) + Q2(t) = konstantist.
Das komplexe Signal 49 enthält die Phase des IF-Signals 28, aber trägt keine Amplitudeninformation. Das komplexe Signal 49 wird dann zu einem Frequenzdifferenz-Abschätzungsdetektor 54 geliefert. Der Frequenzdifferenz-Abschätzungsdetektor 54 erzeugt ein Frequenzdifferenzsignal 51, das dann durch einen D/A-Wandler 56 in ein analoges Signal umgewandelt wird. Das Differenzfrequenzsignal 53 wird dann zur automatischen Frequenzregelung verwendet.
Das RSSI-Signal 28 wird zu einem dritten A/D-Wandler 58 geliefert, der mit derselben Abtastfrequenz arbeitet wie der Frequenz vom Takt 60, der zum ersten und zum zweiten A/D-Wandler 48a bzw. 48b geliefert wird. Der erste, der zweite und der dritte A/D-Wandler 47a, 47b bzw. 58 werden mit einem Taktsignal vom Takt 60 mit mehr als gleich zweimal der erwarteten Symbolfrequenz abgetastet. Das digitalisierte RSSI-Signal 57, das m Bits umfasst, welches das Ausgangssignal des dritten A/D-Wandlers 58 ist, kann verwendet werden, um den Takt 60 einzustellen. Außerdem wird das digitalisierte Logarithmus-RSSI-Signal 57 zu einem Logarithmus-Linear-Wandler 62 geliefert, der das digitalisierte RSSI-Signal 57 wieder in ein lineares digitales RSSI-Signal 59 umwandelt. Das lineare digitalisierte RSSI-Signal 59 wird dann durch eine Skalierschaltung 54, falls erforderlich, skaliert, die ein skaliertes digitalisiertes RSSI-Signal 61 erzeugt. Das skalierte digitalisierte RSSI-Signal 61 wird zu einem Multiplizierer 66 geliefert, zu dem auch das komplexe Basisbandsignal S₄(t) 49 geliefert wird, und wird in folgender Weise kombiniert: S5(t) = S4(t) × RSSIum das lineare komplexe Basisbandsignal 68 zu erzeugen.
Der vorstehend beschriebene und in 4 gezeigte Wandler 40 kann in dem in 1 gezeigten Empfänger 10 oder in jedem der Kanäle in dem Empfänger 110, den 2 zeigt, verwendet werden.
Mit Bezug auf 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Wandlers 140 gezeigt, der in dem in 1 gezeigten Empfänger 10 oder in jedem der zwei Kanäle des in 2 gezeigten Empfängers 110 verwendet werden kann. Der in 5 gezeigte Wandler 140 ist zu dem in 4 gezeigten Wandler 40 ähnlich und weist viele derselben Komponenten auf. Das vom Wandler 140 empfangene IF-Signal 36 wird durch einen ersten A/D-Wandler 148 in ein digitales Signal umgewandelt. Der erste A/D-Wandler 148 empfängt jedoch ein Taktsignal vom Takt 60, das durch einen Multiplizierer 144 erhöht wird. Das Ergebnis ist, dass das zum A/D-Wandler 148 gelieferte Taktsignal das IF-Signal 36 mit einer Frequenz von mindestens 4-mal der Symbolfrequenz abtastet. Die Frequenz von mindestens viermal der Symbolfrequenz wird in Abhängigkeit von der Bandbreite und der Frequenz des IF-Signals 36 gewählt. Das Ergebnis ist ein digitalisiertes IF-Signal 141, das zu einem subharmonischen Empfangsumsetzer 162 geliefert wird, der in 6 gezeigt ist und nachstehend genauer erläutert wird. Das digitalisierte IF-Signal 141 im digitalen Format wird abwärtsgemischt (anstatt demoduliert, wie im Fall eines analogen IF-Signals in 4), um die I- und Q-Basisbandsignale 147a bzw. 147b zu erzeugen. Jedes der Basisbandsignale I und Q 147a bzw. 147b wird an einen Dezimator 164a bzw. 164b angelegt, der die Funktion der Dezimierung durchführt, was die Anzahl von Abtastwerten pro Symbol senkt. Das Senken der Anzahl von Abtastwerten pro Symbol verringert die erforderliche Verarbeitungsleistung. Die Dezimierung ist nicht erforderlich, wenn die Anzahl von Abtastwerten pro Symbol das für eine korrekte Verarbeitung des Signals erforderliche Minimum ist. Das Ausgangssignal des zweiten Dezimators 164b, das reale Q-Basisbandsignal, wird durch den imaginären Vektor 50 in ein imaginäres Vektorsignal umgewandelt. Das resultierende Signal jQ(t) vom Vektor 50 wird zu einem Addierer 52 geliefert, zu dem auch das reale I-Basisbandsignal geliefert wurde. Das Ausgangssignal des Addierers 52 ist das komplexe Basisbandsignal S₄(t) 149, das folgendermaßen ist: S4(t) = I(t) + jQ(t) I2(t) + Q2(t) = konstant.
Das komplexe Basisbandsignal 149 wird dann zu einem Multiplizierer 166 geliefert.
Das komplexe Basisbandsignal 149 wird auch zu einem Differenzfrequenz-Abschätzungsdetektor 54 geliefert, der ein Ausgangssignal 51 erzeugt, das zu einem D/A-Wandler 56 geliefert wird, der die Differenzfrequenz 53 erzeugt, die zur automatischen Frequenzregelung verwendet wird, alles ähnlich zu dem in 4 beschriebenen.
Das RSSI-Signal 28 wird zu einem zweiten A/D-Wandler 58 geliefert, der mit einer Abtastfrequenz abgetastet wird, die durch den Takt 60 festgelegt wird. Die Abtastfrequenz ist größer als zweimal die Symbolfrequenz und kann daher langsamer sein als die Frequenz der Abtastung des A/D-Wandlers 148. Das Ausgangssignal des zweiten A/D-Wandlers ist ein digitalisiertes RSSI-Signal 57. Das digitalisierte RSSI-Signal 57 kann ähnlich dem in 4 gezeigten digitalisierten RSSI-Signal 57 verwendet werden, um den Takt 60 zu steuern. Außerdem wird das digitalisierte Logarithmus-RSSI-Signal 57 durch den Logarithmus-Linearwandler 62 wieder in ein lineares Format umgewandelt. Das resultierende lineare digitalisierte RSSI-Signal 59 wird dann, wieder falls erforderlich, zu einem Festwertmultiplizierer 64 geliefert. Schließlich wird das skalierte, lineare, digitalisierte RSSI-Signal 61 dann zum Multiplizierer 166 geliefert, der das komplexe Ausgangsbasisbandsignal 68 erzeugt.
Da das amplitudenbegrenzte IF-Signal 36 nur die Phase des Modulationssignals enthält und keine Amplitudeninformation trägt, wird ähnlich zur Beschreibung für 4, um das komplexe Basisbandsignal 68 zu rekonstruieren, die Hüllkurveninformation des Modulationssignals, die im RSSI-Signal 28 enthalten ist, verwendet, um die Hüllkurveninformation des komplexen Basisbandsignals 68 wiederherzustellen. Bei dem in 5 gezeigten Ausführungsbeispiel des Wandlers 140 ist der Wandler 140 ferner weniger komplex als der in 4 gezeigte Wandler 40. Somit ist er für die Integration geeigneter. Außerdem beseitigt er einige der Probleme, die Quadraturdemodulatoren innewohnen, die in dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel des Wandlers 40 verwendet werden. Schließlich sind Verstärkungs- und Phasenunsymmetrie, Gleichspannungsversatz und Trägerdurchführung einige der anderen Probleme, die durch Abtasten und Digitalisieren des modulierten IF-Signals 28 anstatt der demodulierten Basisbandsignale vermieden werden können.
Mit Bezug auf 6 ist ein Ausführungsbeispiel des Empfangsumsetzers 162 gezeigt, der im Wandler 140 verwendet wird. Das abgetastete digitalisierte IF-Signal 141 wird gleichzeitig zu einem ersten Multiplizierer 144a und einem zweiten Multiplizierer 144b geliefert. Jeder des ersten und des zweiten Multiplizierers 144a und 144b arbeitet mit dem Signal, das folgendermaßen vorgesehen wird: Signal 145a = Signal 11 * Cos(2πfsub*t) Signal 145b = Signal 141 * Sin(2πfsub*t)wobei f_sub die subharmonische Frequenz ist, t = nTs, wobei Ts die Abtastperiode ist und n durch die Periodizität von: fsub*nTs = 1; oder n = 1/(fsub*Ts)festgelegt ist.
Jedes der Ausgangssignale der Multiplizierer 144a und 144b wird dann durch ein Tiefpassfilter 143a bzw. 143b geleitet, um die Basisbandsignale I und Q 147a bzw. 147b zu erzeugen.
Bezüglich des in 1 gezeigten Empfängers 10 wird das komplexe Basisbandsignal 68 von einem Entzerrer 70 empfangen. Der Entzerrer 70 weist eine herkömmliche Konstruktion auf und ist auf dem Fachgebiet gut bekannt und dient zum Entfernen von irgendeiner Intersymbolinterferenz, wenn der Kanal eine Verzögerungsverteilung erfährt. Der Entzerrer 70 benötigt sowohl die Amplituden- als auch die Phaseninformation des komplexen Basisbandsignals 68, um den Kanal abzuschätzen und die Verteilung zu kompensieren. Folglich wird das komplexe Basisbandsignal 68 mit der Phaseninformation durch das Ausgangssignal des Addierers 52 (S₄(t) = I(t) + jQ(t)) und durch die Amplitude vom RSSI-Signal 36 in beiden Ausführungsbeispielen des Wandlers 40 und 140, die in 4 und 5 gezeigt sind, versehen. In beiden Ausführungsbeispielen des Empfängers 10 und 110 ist das Ausgangssignal des IF-Begrenzungsverstärkers 20 ein IF-Signal mit einer Grenze in seiner Amplitude, wodurch die Hüllkurveninformation entfernt wird. Die Hüllkurveninformation ist jedoch im RSSI-Signal enthalten und wird wiederhergestellt, wenn das digitalisierte komplexe Basisbandsignal S₄(t) (49 oder 149) mit dem RSSI-Signal multipliziert wird. Sobald der Entzerrer 70 das komplexe Basisbandsignal 68 verarbeitet hat, dann wird das entzerrte Basisbandsignal 72 zu einem Symboldetektor 80 geliefert.
Mit Bezug auf 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines Symboldetektors 80 gezeigt. Das entzerrte komplexe Basisbandsignal 72 vom Entzerrer 70 oder vom Diversitykombinator 90 wird zu einem Multiplizierer 82 geliefert, zu dem ein Signal e^–j2πΔf von der Schaltung 88 geliefert wird. Die Multiplikation entfernt jeglichen Frequenzversatz aus dem komplexen Basisbandsignal 72. Das Ergebnis ist ein komplexes Basisbandsignal 81, dessen Frequenzversatz entfernt wurde. Dieses Signal 81 wird dann zu einer Frequenzversatz-Abschätzschaltung 86 geliefert, die ein Frequenzdifferenzsignal 83 oder Δf erzeugt. Das Frequenzdifferenzsignal 83 Δf wird zur Schaltung 88 geliefert, die das Signal e^–j2πΔ ^f erzeugt. Außerdem wird das Signal 81 zu einem kohärenten Detektor 84 geliefert. Der kohärente Detektor 84 erfasst die Symbole im Signal 81 kohärent. Das Ergebnis des Ausgangssignals des Symboldetektors 80 sind Datensymbole oder Bits.
Für den Empfänger 110 mit Raumdiversity werden die zwei komplexen Basisbandsignale 68a und 68b, die die Ausgangssignale der Bandpasswandler 40a und 40b sind, zu einem Diversitykombinator 90 geliefert. Der Diversitykombinator 90 kann eine herkömmliche Konstruktion aufweisen, die zum Beseitigen des flachen Schwunds dient. Dies kann die Diversitykombination von gleicher Verstärkung, Nacherfassungsauswahl, Cophasenabgleich mit und ohne Rauschabstandsgewichtung und Schaltdiversity sein.
Mit Bezug auf 8 ist ein Ausführungsbeispiel eines Diversitykombinators 90 gezeigt, der beim Empfänger 110 verwendet werden kann. Der Diversitykombinator 90 umfasst eine Diversity- und nicht-lineare Funktionsschaltung 92, die eine von zwei Ausführungsbeispielen sein kann, die in 9A und 9B genauer dargestellt sind und nachstehend erörtert werden.
In dem in 9A gezeigten Ausführungsbeispiel empfängt die Diversity- und nicht-lineare Funktionsschaltung 92 das komplexe Basisbandsignal 68a und 68b, deren Amplitudenhüllkurve bereits durch das RSSI-Signal wiederhergestellt wurde. Jedes der komplexen Basisbandsignale 68a und 68b wird zu einem Differenzdetektor 100a bzw. 100b geliefert, um ein Differenzsignal 101a bzw. 101b zu erzeugen. Die Differenzdetektoren 100a und 100b weisen eine herkömmliche Konstruktion auf und ein solches Ausführungsbeispiel ist in 11 gezeigt. Jeder Differenzdetektor 100 empfängt das komplexe Basisbandsignal 68 (S(t)) und erzeugt das Differenzsignal 101 gemäß Signal 101 = S(t) * S*(t – T)wobei T eine Symbolverzögerung ist. Die Differenzsignale 101a und 101b werden zu einem linearen Kombinator 104 geliefert, der nur die zwei Signale 101a und 101b miteinander addiert. Das Ausgangssignal des Kombinators 104 ist das kombinierte komplexe Basisbandsignal 105.
Mit Bezug auf 9B ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Diversity- und nicht-linearen Funktionsschaltung 192 gezeigt. Die Schaltung 192 empfängt das komplexe Basisbandsignal 49a und 49b oder 149a und 149b, Signale, deren Amplitudenhüllkurve nicht durch das RSSI-Signal wiederhergestellt wurde. Jedes der komplexen Basisbandsignale 49a und 49b oder 149a und 149b wird zu einem Differenzdetektor 100a bzw. 100b geliefert, um ein Differenzsignal 101a bzw. 101b zu erzeugen. Die Differenzdetektoren 100a und 100b weisen eine herkömmliche Konstruktion auf und ein solches Ausführungsbeispiel ist in 12 gezeigt. Jeder Differenzdetektor 100 empfängt das komplexe Basisbandsignal und erzeugt ein Differenzsignal 101 gemäß Signal 101 = S(t)*S^*(t – T), wobei T eine Symbolverzögerung ist. Die Differenzsignale 101a und 101b werden zu einem Kombinator 104 geliefert. Das Ausgangssignal des Kombinators 104 ist ein kombiniertes komplexes Basisbandsignal 105.
Da die Amplitudenhüllkurve der komplexen Basisbandsignale 49a und 49b oder 149a und 149b nicht durch das RSSI-Signal wiederhergestellt wurde, werden die RSSI-Signale auch zur Schaltung 192 geliefert. Die RSSI-Signale 36a und 36b, die jedem komplexen Basisbandsignal 49a und 49b bzw. 149a und 149b zugeordnet sind, werden zu einem Vergleicher 102 geliefert. Der Vergleicher 102 erzeugt ein Vergleichssignal 103, das zum Kombinator 104 geliefert wird, um das kombinierte komplexe Signal 105 als eines der folgenden auszuwählen:
Möglichkeit A. Komplexes Basisbandsignal 101a aus einem der Kanäle.
Möglichkeit B. Komplexes Basisbandsignal 101b aus dem anderen Kanal.
Möglichkeit C. Die Summe des komplexen Basisbandsignals 101a und 101b.
Die Art und Weise, in der der Vergleicher 102 das Vergleichssignal 103 erzeugt, das das spezielle Signal vom Kombinator 104 auswählt, ist folgendermaßen:
Wenn RSSI₁ – RSSI₂ > 5 dB wähle Signal 101a
Wenn RSSI₂ – RSSI₁ > 5 dB wähle Signal 101b
Wenn |RSSI₁ – RSSI₂| < 5 dB wähle Signal 101a plus 101b
Das kombinierte komplexe Basisbandsignal 105 aus entweder der Schaltung 92 oder der Schaltung 192 wird dann zu einem Doppelbegrenzer 94 geliefert, der die Phase seines Eingangssignals betrachtet und feststellt, in welchem Quadranten sie sich befindet, um das Datensignal 107 zu erzeugen. Der Doppelbegrenzer 94 ist auf dem Fachgebiet gut bekannt.
Das kombinierte komplexe Basisbandsignal 105 wird auch zu einem Empfangsumsetzer 96 geliefert, der in 10 gezeigt ist. Der Umsetzer 96 empfängt das kombinierte komplexe Basisbandsignal 105 und liefert es gleichzeitig zu zwei Multiplizierern 106a und 106b. Jeder der Multiplizierer 106a und 106b wird mit dem Signal e^–j2πfst bzw. e^+j2πfst versorgt, wobei die Parameter fs und t alle wie vorher erörtert sind. Das Ausgangssignal der Multiplizierer 106a und 106b sind die Signale 108a bzw. 108b. Die Funktion des Empfangsumsetzers besteht darin, die interessierende Komponente auf einen Gleichspannungspegel komplex zu demodulieren.
Die zwei Komponentensignale 108a und 108b werden zu Signalmittelungseinheiten 110a bzw. 110b geliefert, die ein erstes Mittelwertsignal 111a und ein zweites Mittelwertsignal 111b erzeugen. Das erste Mittelwertsignal 111a wird durch den komplexen Operator 112 in ein konjugiert komplexes Signal umgewandelt, um ein erstes komplexes Signal 113 zu erzeugen. Das erste komplexe Signal 113 und das zweite Mittelwertsignal 111b werden zu einem Multiplizierer 114 geliefert, der ein erstes multipliziertes Signal 115a erzeugt. Das erste multiplizierte Signal 115 wird von dem Arcustangens-Operator 116a verarbeitet, um ein erstes Arcustangens-Signal 117a zu erzeugen. Das erste Arcustangens-Signal 117a wird zu einem zweiten Multiplizierer 118a geliefert, der das erste Arcustangens-Signal 117a mit dem Faktor T/4π multipliziert, um das Zeitsteuerungs-Fehlersignal τ 119a zu erzeugen. Das Zeitsteuerungs-Fehlersignal τ 119a wird zu einem Taktgenerator 60 geliefert, um die Abtastphase des Taktsignals CLK, das vom Taktgenerator 60 erzeugt wird, einzustellen.
Das erste Mittelwertsignal 111a und das zweite Mittelwertsignal 111b werden zu einem zweiten Multiplizierer 120 geliefert, der ein zweites multipliziertes Signal 115b erzeugt. Das zweite multiplizierte Signal 115b wird von einem zweiten Arcustangens-Operator 116b verarbeitet, um ein zweites Arcustanges-Signal 117b zu erzeugen. Das zweite Arcustangens-Signal 117b wird zu einem vierten Multiplizierer 118b geliefert, zu dem auch der Term 1/4πTgeliefert wird. Das Ergebnis der Operation durch den vierten Multiplizierer 118b ist das Frequenzfehlersignal f_e 119b. Das Frequenzfehlersignal f_e 119b wird durch einen Digital-Analog-Wandler (nicht dargestellt) umgewandelt, um ein AFC- (automatische Frequenzregelung) Signal zu erzeugen, um die Frequenz des Empfängers 10 einzustellen.
Im bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die vorangehende Beschreibung durch einen Digitalsignalprozessor implementiert, der eine geeignete Software ausführt. Außerdem kann der Empfänger 10 verwendet werden, um sowohl analoge FM- als auch digitale Modulationsformate wie z. B. FSK, CPFSK und DPSK zu erfassen.

Claims

Verfahren zum Verarbeiten einer Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)), die von einem Empfänger zum Empfangen einer Vielzahl von drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signalen und einem zugehörigen Signalverarbeitungsmittel zum Erzeugen der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) erzeugt werden, wobei das Verfahren umfasst: differentielles Erfassen von jedem der komplexen Basisbandsignale (S₁(t), S₂(t)), um eine Vielzahl von Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) gemäß RX1(t) = S1(t)·S1*(t – T) und RX2(t) = S2(t)·S2*(t – T)zu erzeugen, wobei S_X* das konjugiert komplexe von S_X ist und T eine Symbolverzögerung ist; Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)); Umwandeln des ausgewählten Differenzsignals R(t), um eine Vielzahl von umgewandelten Signalen D₁(t) und D₂(t) zu erzeugen, gemäß D1(t) = R(t)·e–2πfst D2(t) = R(t)·e+j2πfst wobei fs die subharmonische Frequenz ist, t = nTs, wobei Ts die Abtastperiode ist und n durch die Periodizität von: fs*nTs = 1; oder n = 1/(fs*Ts)festgelegt ist, Verarbeiten der umgewandelten Signale D₁(t) und D₂(t), um Fehlerabschätzungen der Zeitsteuerung (τ) und der Frequenz (fe) zu erzeugen, durch:
wobei C₁(t) und C_–1(t) die Mittelwerte von D₁(t) bzw. D₂(t) sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei jedes der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) ein zugehöriges Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signal (RSSI₁, RSSI₂) aufweist, das durch das zugehörige Signalverarbeitungsmittel des Empfängers erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Erzeugungsschritt ferner umfasst: Auswählen des Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) auf der Basis des Vergleichsschritts: wenn RSSI₁ – RSSI₂ > erstes dB R(t) = RX1(t) wenn RSSI₂ – RSSI₁ > erstes dB R(t) = RX2(t) wenn |RSSI₁ – RSSI₂| < erstes dB R(t) = RX1(t) + RX2(t)im Fall, dass jedes der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) ein amplitudenbegrenztes Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das erste dB 5 ist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Erzeugungsschritt ferner umfasst: Auswählen des Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) durch lineares Kombinieren der Differenzsignale (RX₁(t), RX₂(t)) gemäß R(t) = RX1(t) + RX2(t)im Fall, dass die Amplitude von jedem der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) durch sein zugehöriges Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signal (RSSI₁, RSSI₂) wiederhergestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Empfänger eine Vielzahl von beabstandeten Antennenmitteln und ein zugehöriges Signalverarbeitungsmittel zum gleichzeitigen Erzeugen der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t) , S₂(t)) aufweist.
Diversitykombinator zur Verwendung mit einem Empfänger zum Empfangen einer Vielzahl von drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signalen, wobei dem Empfänger ein Signalverarbeitungsmittel zum Erzeugen einer Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) aus der Vielzahl von drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signalen zugeordnet ist, wobei der Diversitykombinator umfasst: ein Mittel zum differentiellen Erfassen von jedem der komplexen Basisbandsignale (S₁(t), S₂(t)), um eine Vielzahl von Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) gemäß RX1(t) = S1(t)·Si*(t – T) und RX2(t) = S2(t)·S2*(t – T)zu erzeugen, wobei S_X* das konjugiert komplexe von S_X ist und T eine Symbolverzögerung ist; ein Mittel zum Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)); ein Mittel zum Umwandeln des ausgewählten Differenzsignals R(t), um eine Vielzahl von umgewandelten Signalen D₁(t) und D₂(t) zu erzeugen, gemäß D1(t) = R(t)e–j2πfst D2(t) = R(t)·e+j2πfst wobei fs die subharmonische Frequenz ist, t = nTs, wobei Ts die Abtastperiode ist und n durch die Periodizität von: fs*nTs = 1; oder n = 1/(fs*Ts)festgelegt ist, ein Mittel zum Verarbeiten der umgewandelten Signale D₁(t) und D₂(t), um Fehlerabschätzungssignale der Zeitsteuerung (τ) und der Frequenz (f_e) zu erzeugen, durch:
wobei C₁(t) und C_–1 (t) die Mittelwerte von D₁(t) bzw. D₂(t) sind.
Kombinator nach Anspruch 7, wobei das zugehörige Signalverarbeitungsmittel des Empfängers ferner ein Mittel zum Erzeugen eines zugehörigen Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signals (RSSI₁, RSSI₂) für jedes der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) umfasst.
Kombinator nach Anspruch 8, wobei das Mittel zum Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) ferner umfasst: ein Mittel zum Vergleichen der Vielzahl von Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signalen (RSSI₁, RSSI₂) und zum Auswählen des ausgewählten Differenzsignals R(t) gemäß: wenn RSSI₁ – RSSI₂ > erstes dB R(t) = RX1(t) wenn RSSI₂ – RSSI₁ > erstes dB R(t) = RX2(t) wenn |RSSI₁ – RSSI₂| < erstes dB R(t) = RX1(t) + RX2(t)im Fall, dass jedes der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) ein amplitudenbegrenztes Signal ist.
Kombinator nach Anspruch 9, wobei das erste dB 5 ist.
Kombinator nach Anspruch 8, wobei das Mittel zum Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) ferner umfasst: ein Mittel zum linearen Kombinieren der Differenzsignale (RX₁(t), RX₂(t)) gemäß R(t) = RX1(t) + RX2(t)im Fall, dass die Amplitude von jedem der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) durch sein zugehöriges Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signal (RSSI₁, RSSI₂) wiederhergestellt wird.
Kombinator nach Anspruch 7, wobei der Empfänger eine Vielzahl von beabstandeten Antennenmitteln und ein zugehöriges Signalverarbeitungsmittel zum gleichzeitigen Erzeugen der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S1 (t) , S2 (t)) aufweist.
Telekommunikationsempfänger zum Empfangen eines drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signals, wobei der Empfänger umfasst: ein Antennenmittel zum Empfangen der drahtlos übertragenen elektromagnetischen Signale und zum Umwandeln derselben in eine Vielzahl von Radiofrequenz- (RF) Signalen; ein Mittel zum Umwandeln der Vielzahl von RF-Signalen in eine Vielzahl von Zwischenfrequenz- (IF) Signalen jeweils mit einer Amplitude und zum Begrenzen der Amplitude von jedem IF-Signal und zum Erzeugen eines Empfangssignalstärke-Intensitäts- (RSSI) Signals, das jedem IF-Signal zugeordnet ist; ein Bandpass-Umwandlungsmittel zum Empfangen der Vielzahl von IF-Signalen und zum Erzeugen einer Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)), wobei eines jedem IF-Signal zugeordnet ist; ein Diversitykombinatormittel zum Empfangen der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)), wobei das Diversitykombinatormittel umfasst: ein Mittel zum differentiellen Erfassen von jedem der komplexen Basisbandsignale (S₁(t), S₂(t)), um eine Vielzahl von Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) gemäß RX1(t) = S1(t)·S1*(t – T) und RX2(t) = S2(t)·S2*(t – T)zu erzeugen, wobei S_X* das konjugiert komplexe von S_X ist und T eine Symbolverzögerung ist; ein Mittel zum Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)); ein Mittel zum Umwandeln des ausgewählten Differenzsignals R(t), um eine Vielzahl von umgewandelten Signalen D₁(t) und D₂(t) zu erzeugen, gemäß D1(t) = R(t)·e–j2πfst D2(t) = R(t)·e+j2πfst wobei fs die subharmonische Frequenz ist, t = nTs, wobei Ts die Abtastperiode ist und n durch die Periodizität von: fs*nTs = 1; oder n = 1/(fs*Ts)festgelegt ist, ein Mittel zum Verarbeiten der umgewandelten Signale D₁(t) und D₂(t), um Fehlerabschätzungen der Zeitsteuerung (τ) und der Frequenz (fe) zu erzeugen, durch:
wobei C₁(t) und C_–1(t) die Mittelwerte von D₁(t) bzw. D₂(t) sind; und ein Mittel zum Empfangen der Fehlerabschätzungssignale der Zeitsteuerung (τ) und der Frequenz (f_e) und zum Erfassen von Symbolen in dem ausgewählten Differenzsignal R(t).
Empfänger nach Anspruch 13, wobei das Bandpass-Umwandlungsmittel des Empfängers ferner ein Mittel zum Erzeugen eines zugehörigen Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signals (RSSI₁, RSSI₂) für jedes der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) umfasst.
Empfänger nach Anspruch 14, wobei das Mittel zum Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) ferner umfasst: ein Mittel zum Vergleichen der Vielzahl von Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signalen (RSSI₁, RSSI₂) und zum Auswählen des ausgewählten Differenzsignals R(t) gemäß wenn RSSI₁ – RSSI₂ > erstes dB R(t) = RX1(t) wenn RSSI₂ – RSSI₁ > erstes dB R(t) = RX2(t) wenn |RSSI₁ – RSSI₂| < erstes dB R(t) = Rx1(t) + RX2(t) im Fall, dass jedes der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) ein amplitudenbegrenztes Signal ist.
Kombinator nach Anspruch 15, wobei das erste dB 5 ist.
Kombinator nach Anspruch 14, wobei das Mittel zum Erzeugen eines ausgewählten Differenzsignals R(t) aus den Differenzsignalen (RX₁(t), RX₂(t)) ferner umfasst: ein Mittel zum linearen Kombinieren der Differenzsignale (RX₁(t), RX₂(t)) gemäß R(t) = RX1(t) + RX2(t)im Fall, dass die Amplitude von jedem der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) durch sein zugehöriges Empfangssignalstärke-Intensitäts-Signal (RSSI₁, RSSI₂) wiederhergestellt wird.
Kombinator nach Anspruch 13, wobei das Antennenmittel eine Vielzahl von beabstandeten Antennen und das Bandpass-Umwandlungsmittel zum gleichzeitigen Erzeugen der Vielzahl von komplexen Basisbandsignalen (S₁(t), S₂(t)) umfasst.