KR100319335B1 - 무선송신된전자기신호를수신하는전기통신수신기,이수신기가발생하는복소기저대신호를처리하는방법및상기수신기와함께사용되는다이버시티조합기 - Google Patents

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쥴리 와이. 마-스피놀라
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Abstract

RF 신호를 수신하는 디지털 수신기(10)는 통상적인 RF 대 중간 주파수(IF)변환기(14)를 갖는다. 그러나, IF 신호는 진폭(20)상의 제한으로 증폭된다. 게다가, 수신 신호 세기 강도(RSSI) 신호는 발생된다(28). RSSI 신호는 변조된 IF 신호의 엔벨로프 정보를 포함한다. 위상 정보를 포함하는 IF 진폭 제한된 신호는 그때 디지털화되고, 복소 기저대 신호는 발생된다(68). 복소 기저대 신호는 그때 RSSI 신호로 조합되어, 복소 기저대 신호 내의 변조된 IF 신호의 진폭 정보를 복원한다. 복원된 복소 기저대 신호는 인터심볼 간섭을 제거하도록 통상적인 동등화기(70)로 등화될 수 있다. 통상적인 심볼 검출기(80)는 이런 신호 스트립 내의 심볼을 검출한다.

Description

무선 송신된 전자기 신호를 수신하는 전기 통신 수신기, 이 수신기가 발생하는 복소 기저대 신호를 처리하는 방법 및 상기 수신기와 함께 사용되는 다이버시티조합기
본 발명은 다수의 RF 인코드된 디지탈 신호를 수신하는 수신기에 의해 발생된 다수의 복소(complex) 기저대 신호를 조합하는 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히 셀룰라(cellular) 전화 시스템 내에서 그런 무선(wireless) 전송된 전자기 신호를 수신하는 수신기에 관한 것이다.
발명의 배경
무선 통신에 대해서는 본 기술에 공지되어 있다. 지금까지, 한 형태의 무선통신은 "셀룰라" 통신으로 공지되어 있으며, 각 고정(stationary) 유니트는 셀이라 칭하는 할당된 지리적 영역 내에서 신호를 수신하여 이동 유니트로 전송한다. 이동 유니트가 한 셀에서 다른 셀로 이동될 때에, 한 셀 내의 한 고정 유니트로부터 다른 셀 내의 다른 고정 유니트로 통신이 전달된다.
지금까지, 셀룰라 통신은 아날로그 방식이어서 대중적으로 인기가 높았다.
그러나, 결과로서, 방송 채널이 점차 혼잡하게 되고, 신규 가입자에게 취할 통신시스템의 용량은 점차 문제가 되었다. 디지탈 셀룰라 통신은 셀룰라 시스템 내에서 동작하도록 가입자 수의 증가시킬 기회를 제공한다.
디지탈 무선 통신 시스템의 한 문제점은 채널의 비선형성이다. 다른 문제점은 디지탈 인코드된 신호의 동등화(equalizing)에 있다. 디지탈 인코드된 신호가 다양한 데이타 경로를 통해 한 유니트로부터 다른 유니트로 전송될 시에, 다른 유니트에서 도달한 다수 신호는 디지탈 인코드된 신호 사이에서 지연 확산(delay spread)을 유발시킬 수 있다. 이는 인터 심볼 간섭을 발생시킨다. 동등화기는 다수의 신호 경로로부터 도달한 디지탈 인코드된 신호간의 인터 심볼 간섭을 교정하는 디지탈 하드웨어/소프트웨어 장치이다.
종래 기술에서, 많은 등화 방법이 기술되어 있다. 예를 들면, Globecom' 91, 페이지 1458 페이지 1462, 아끼히로 히가시, 히로시 스즈끼에 의한 "선택적 페이딩 환경에서 RLS 알고리즘을 이용한 이동식 무선 동등화기의 BER 수행"과, 1991년 6월, 볼륨 E, 74, 넘버 6, 페이지 1512 내지 1521 IEICE 트랜잭션, 세이이찌 삼페이에 의한 "지상 이동 통신에서 상위 비트율 데이타 전송으로 일본국 적응 등화 기술의 개발"을 참조하면 된다.
다수 경로 페이딩 환경(environment)에서, 수신기에서 도달한 신호는 다수의 신호로 구성되며, 그의 각 신호는 전송기로부터 수신기로 별개의 경로에 뒤따른 전송된 신호에 대응한다. 시간 변화 채널에서, 수신기에서 전송된 신호의 다수 경로 조합부는 진폭이 시간에 따라 변하고, 수신된 신호의 파괴적 전압(destructive combining)으로 페이딩을 겪는 신호를 발생시킨다. 디지탈 전송을 위해, 채널의 다수 경로 페이딩은 사실상 동일 평균 신호 대 노이즈비(SNR)로 동작하는 페이드되지 않은(non-faded) 채널과 비교될 시에 비교 에러율(BER)의 큰 평균값을 유발시킨다.그래서, 페이딩 채널 내에서 소정의 평균 BER 값을 성취하기 위하여, 요구된 SNR 값은 사실상 페이드되지 않은 채널에서 요구된 것보다 높다.
변조된 반송파가 빠른 다수 경로 페이딩을 당하는 환경에서, 통상적인 연속시간 동기 기술은 만족하게 수행될 수 없다. 각 사용자가 한 시간 슬롯 할당되는 시간 도메인(domain) 다수 억세스 시스템에서, 수신기는 한 슬롯씩 기초(2 slot by slot basis)에서 타이밍 및 주파수 동기를 수행해야 한다. 주파수 동기는 통상적으로 약간의 고유 주파수 에러를 가진 자동 주파수 제어 회로에 의해 성취된다. 그래서, 타이밍 복원 회로 또는 알고리즘은 성능의 상당한 저하 없이 약간의 제한된 양의 주파수 에러를 수용해야 한다.
지금까지, 페이딩의 결과를 줄이기 위해, 즉 소정의 BER 타겟에 대한 요구된 SNR 값을 줄이기 위하여, 수신기에서의 신호 다이버시티가 고려되었다. 수신기는 동일 전송된 신호의 각기 페이드된 2 이상의 버전으로 제공된다. 그렇게 행함으로써, 모든 페이드된 신호가 동시에 크게 감쇠되는 가능성은 줄어들어 저 검출 에러가능성을 유발시킨다.
다수의 타이밍 복원 기술은 종래 기술에 공지되어 있다. 상기 복원 기술은 4개의 범주로 분류될 수 있다. 제 1 범주에서, 수신된 기저대 데이타 신호의 임계교차점(threshold crossings)은 샘플링 위상과 비교된다. 샘플링 위상의 교정 시점은 이런 비교의 결과로써 개시된다. 교차점의 주 위치는 추정되고, 최적 샘플링 순간은 이들 교차점 사이의 중간에 취해진다. 제 2 기술은 클록 주파수 또는 다수의 이런 주파수에서 분광 라인을 이용한다. 이런 주파수는 협대역 필터로 필터 아웃된다. 제 3기술은 샘플 유도 시스템이다. 이런 기술에서, 그때에 신호 극성만큼 증배된 샘플링 시간에 신호를 유도하는 시간에 비례하는 각 심볼 구간 동안 에러 신호를 발생시키는 샘플된-유도 위상 검출기가 이용된다. 샘플링 유도 타이밍 복원 시스템은 신호의 피크와 일치할 샘플링 시간을 설정한다. 최종적으로, 제 4 기술에서, 모든 통과 필터의 뱅크는 타이밍 위상 검출기로서 이용된다. 이런 기술은 프레임 구조가 동기 필드를 포함하는 신호에 적당하다.
고속 다중 경로 페이딩은 디지탈 지상 이동 무선 전송 시스템의 평균 BER 성능을 매우 저하시킨다. 전송기 파워 및 동일 채널 재사용 거리 양자를 과도히 증가시키지 않고 신뢰도가 매우 높은 디지탈 데이타 전송을 성취하기 위하여, 다이버시티 수신을 이용하는 것이 공지되어 있다.
다이버시티 기술은 동일 정보를 운반하지만, 관련되지 않은 다중 경로 페이딩을 가진 다이버시티 브랜치(branch)라 명명하는 많은 신호 전송 경로와, 수신된 신호를 신뢰가능하게 디코드될 수 있는 신호로 조합할 회로를 필요로 한다. 지상 이동 무선 전파 특성에 따라, 다이버시티 브랜치를 구성할 많은 방법이 있다. 일반적으로, 이들은 아래의 5 범주로 분류된다. 즉 (1)스페이스 (2)각도 (3)극성 (4)주파수, 및 (5)시간 다이버시티.
간단하고 경제적으로 구현될 수 있기 때문에 가장 널리 이용되어 온 스페이스 다이버시티는 단일 전송 안테나 및 많은 수신 안테나로 이루어진다. 인접한 수신 안테나 간의 스페이스는 각 다이버시티 브랜치 내에 나타나는 다중 경로 페이딩이 다른 브랜치의 것과 상관되지 않도록 선택된다.
발명의 요약
본 발명은 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 처리하는 방법에 관한 것으로, 상기 신호의 각각은 수신기에 의해 발생된 관련 RSSI 신호(RSSI1, RSSI2)를 갖는다. 수신기는 다수의 무선 전송된 전자기 신호를 수신하고, 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t)) 및 관련 RSSI 신호(RSSI1, RSSI2)를 발생시키는 관련 신호 처리 수단을 갖는다. 이런 방법은 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 각각을 서로 다르게 검출하여 아래 식에 따라 다수의 차분 신호(differential signal) RX1, RX2를 발생시킨다.
RX1(t)=S1(t) · S1 ★(t-T) 및
RX2(t)=S2(t)· S2 ★(t-T)
여기서 S1 ★는 Sx의 공액 복소수이고, T는 심볼 주기 지연 시간이다. 차분 신호(RX1(t), RX2(t))는 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))가 복원된, 관련 RSSI 신호(RSSI1, RSSI2)의 진폭 성분을 갖는 wl 여부에 따라 선택된 차분 디코드된 신호 R(t)를 형성하도록 조합된다.
선택된 차분 디코드된 신호 R(t)는 아래 식에 따라 다수의 변환된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 발생시키도록 변환된다.
D1(t)=R(t)·e-j2π fst
D2(t)=R(t)·e-j2π fst
각각의 변환된 신호 D1(t) 및 D2(t)는 아래 식으로 타이밍(τ) 및 주파수(fe) 에러 추정 신호를 발생시키도록 처리된다.
여기서 C1(t) 및 C-1(t)는 각각 D1(t) 및 D2(t)의 평균치이다.
전술한 방법을 성취하기 위한 전기 통신 수신기는 또한 기술된다.
상기 수신기는 무선 전송된 전자기 신호를 수신하여, 무선 주파수(RF) 신호로 변환하는 안테나를 포함한다. RF 신호는 진폭을 제한하고, 수신 신호 세기 강도(strength intensity)(RSSI) 신호를 발생시키기 위해 진폭을 가진 중간 주파수(IF) 신호로 변환된다. 대역 통과 수단은 진폭 제한된 IF 신호 및 RSSI 신호를 수신한다. 대역 통과 변환 수단은 진폭 제한된 IF 신호를 다수의 기저대 신호로 변환하는 수단을 포함한다. 다수의 기저대 신호의 각각은 다수의 디지탈화된 기저대 신호를 발생시키도록 샘플링율로 디지탈된다. 다수의 터지탈화된 기저대 신호는 식 S(t)=I(t)+jQ(t)에 따라 복소 신호 S(t)를 발생시키도록 조합되는데, 여기서,I2(t)+Q2(t)=상수이고, I, Q는 다수의 디지탈화된 기저대 신호이다. RSSI 신호는 디지탈화된 RSSI 신호를 발생시키도록 디지탈화된다. 디지탈화된 RSSI 신호는 복소 기저대 신호를 발생시키도록 복소 신호로 증배된다. 복소 기저대 신호는 인터 심볼 간섭을 제거함으로써 등화된다. 최종으로, 신호는 복소 기저대 신호에서 검출된다.
다른 실시예에서, 대역 통과 변환 수단은 제 1 샘플링율로 진폭 제한된 IF 신호를 디지탈화시킨다. 디지탈화된 IF 신호는 다수의 디지탈화된 기저대 신호로 변환되어, 전술된 바와 같이 복소 신호를 발생시키도록 조합된다. 그러나, RSSI 신호는 디지탈화된 RSSI 신호를 발생시키도록 제 1 샘플링율보다 낮은 제 2 샘플링 율로 디지탈화된다. 디지탈화된 RSSI 신호는 그때 인터심볼 간섭을 제거함으로써 등화된다. 심볼은 그때 복소 기저대 신호에서 검출된다.
최종으로, 무선 전송된 전자기 신호 내의 심볼 신호를 검출하는 방법은 또한 기술된다.
제 1 도는 단일 안테나를 가지고, 전송된 전자기 신호를 수신하며, 인터심볼 간섭을 제거하도록 동등화기를 이용한 무선 디지탈 수신기의 일 실시예의 블럭 레벨 다이어그램이다.
제 2 도는 전송된 전자기 신호를 수신할 다수의 서로 떨어진 안테나를 가지고, 플랫 페이딩(flat fading)을 제거하도록 처리된 신호를 조합하는 무선 디지탈 수신기의 다른 실시예의 블럭 레벨 다이어그램이다.
제 3 도는 진폭 제한된 IF 신호 및 RSSI 신호를 발생시키도록 제 1 및 제 2 도에 도시된 수신기 내에 이용될 수 있는 중간 주파수(IF) 진폭 제한된 증폭기의 블럭 레벨 다이어그램이다.
제 4 도는 제 1 및 2 도에 도시된 수신기 내에서 이용될 수 있는 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기의 일 실시예도이다.
제 5 도는 제 1 및 2 도에 도시된 수신기 내에 이용될 수 있는 대역 통과 대복소 저역 통과 변환기의 다른 실시예의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 6 도는 제 5 도에 도시된 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기의 실시예에 대한 회로의 서브-고조파 다운 변환부의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 7 도는 제 1 및 2 도에 도시된 수신기 내에 이용될 수 있는 심볼 검출기의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 8 도는 제 2 도에 도시된 수신기 내에서 이용된 다이버시티 조합기의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 9A 도는 제 8 도에 도시된 조합기의 다이버시티 및 비선형 함수 회로부의 일실시예의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 9B 도는 제 8 도에 도시된 조합기의 다이버시티 및 비선형 함수 회로부의 다른 실시예의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 10 도는 제 8 도에 도시된 다운 변환기의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 11 도는 제 8 도에 도시된 추정기의 상세 블럭 다이어그램이다.
제 12 도는 제 9A 또는 9B 도에 도시된 차분 검출기의 상세 블럭 다이어그램이다.
[도면의 상세한 설명]
제 1 도에서, 디지탈 수신기(10)의 일 실시예의 개략적 블럭 레벨 다이어그램이 도시된다. 이동 유니트 및 고정 유니트간의 무선 통신 시스템에서, 디지탈 수신기(10)는 이동 유니트의 일부 또는 정지 유니트의 일부일 수 있다. 특히, 본 분야의 통상적인 숙련자에 의해 알게 되듯이, 고정 유니트는 핸드 오프(hands off)와 같은 기능을 성취할 부가적인 유니트와, 같은 시간에 많은 원격 유니트를 처리할 능력을 구비한다. 양호한 실시예에서, 디지털 수신기(10)는 디지털 셀룰라 통신을 이루게 하도록 무선 주파수 대역 내의 무선 전자기 방사 신호를 수신한다.
제 1 도에 도시된 실시예에서의 디지털 수신기(10)는 RF(무선 주파수) 무선신호(13)를 수신하는 단일 안테나(12)를 포함한다. RF 신호(13)는 그때 RF 신호(13)를 중간 주파수(IF) 신호(16)로 변환시키는 RF 처리 유니트(14)에 의해 처리된다. RF 신호를 IF 신호(16)로 변환하는 RF 처리 유니트(14)는 본 기술에 공지되어있다.
IF 신호(16)는 진폭 제한되고 증폭된 IF 신호 RX(t)(36)를 발생시키는 증폭기(20)에 공급된다. 게다가, 증폭기(20)는 수신 신호 세기 강도(RSSI(t)) 신호(28)를 발생시키며, 상기 신호는 또한 수신된 신호의 엔벨로프(envelope)에 뒤따르기 때문에 시간에 따라 변한다.
진폭 제한된 RX(t) 신호(36) 및 RSSI 신호(28)는 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기(40)로 통과한다. 변환기(40)는 진폭 제한된 신호 RX(t) (36) 및 RSSI 신호(28)를 수신하여 복소 기저대 신호(68)로 변환시키는 역할을 한다.
복소 기저대 신호(68)는 동등화기(70)에 공급된다. 동등화기(70)는 채널이 지연 분산을 이를 시에 복소 기저대 신호(68)내의 인력심볼 간섭을 제거한다. 인터심볼 간섭이 제거된 후에 동등화기(70)의 출력 신호는 디지털 스트림 내의 수신된 심볼을 검출하는 심볼 검출기(80)에 공급된다.
제 2 도에서, 수신기(110)의 다른 실시예가 도시된다. 제 2 도에 도시된 수신기(110)는 스페이스 다이버시티 수신기이고, 제 1 도에 도시된 수신기와 거의 동일하다. 수신기(110)는 스페이스 다이버시티를 성취하도록 다수의 안테나(이 경우에는, 2개가 이용됨)를 갖는다. 서로 떨어진 다수의 안테나(12a 및 12b)는 RF 전송 신호를 동시에 검출하는 역할을 한다. 따라서, 두 수신된 RF 신호(12a 및 12b)를 처리하기 위한 두 신호 채널이 있다. 제 1 채널에서, 제 1 안테나(12a)는 무선 전송된 신호를 수신하여, 제 1 RF 신호(13a)로 변환시킨다. RF 처리 유니트(14a)는 제 1 RF 신호(13a)를 수신하여, 거기에 응답하여 제 1 IF1(t) 신호(16a)를 발생시킨다. 제 1 RF 처리 유니트(14a)는 제 1 도에 도시된 RF 처리 유니트(14)와 거의 동일하며, 본 기술에 공지되어 있다.
제 1 채널 내의 제 1 IF1(t) 신호(16a)는 진폭 제한되고 증폭된 IF 신호 RX1(t)(36a) 및 제 1 RSSI, 신호(28a)를 발생시키는 제 1 IF 증폭기(20a)에 공급된다. 제 1 증폭기(20a)는 제 1 도에 도시된 증폭기(20)와 거의 유사하다. 제 1 진폭 제한된 IF 신호 RX1(t)(36a) 및 제 1 RSSI, 신호(28a)는 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기(40a)에 공급된다. 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기(40a)는 제 1 복소 기저대 신호(68a)를 발생시킨다. 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기(40a)는 제 1 도에 도시된 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기(40)와 거의 동일하다.
제 2 채널에서, 제 2 안테나(12b)는 무선 주파수 스펙트럼 내의 같은 전자기 신호를 수신하여, 제 2 RF 신호(13b)로 변환시킨다. 제 2 RF 신호(13b)는 제 2 IF2(t) 신호(16b)를 발생시키도록 제 2 RF 처리 유니트(14b)에 공급된다.
제 2 채널 내의 제 2 IF 신호 IF2(t)(16b)는 제 2 진폭 제한된 증폭 IF 신호 RX2(t)(36b) 및 제 2 RSSI 신호 RSSI228b)를 발생시키는 제 2 IF 증폭기(20b)에 공급된다. 제 2 증폭기(20b)는 제 1 도에 도시된 증폭기(20)와 거의 유사하다. 제 2 진폭 제한된 IF 신호 RX2(t)(36b) 및 제 2 RSSI2신호(28b)는 대역 통과 대 복수 저역 통과 변환기(40b)의 제 2 채널에 공급된다. 대역 통과 대 복수 저역 통과 변환기(40b)는 제 2 복소 기저대 신호(68b)를 발생시킨다. 대역 통과 대 복수 저역 통과 변환기(40b)는 제 1 도에 도시된 대역 통과 대 복소 저역 통과 변환기(40)와 거의 동일하다.
제 1 복소 기저대 신호(68a) 및 제 2 복소 기저대 신호(68b)는 다이버시티 조합기(90)에 공급된다. 서로 떨어진 다수의 안테나가 스페이스 다이버시티를 성취하도록 다수의 RF 신호(12a 및 12b)를 수신하는 데에 이용되므로, 복소 기저대 신호(68a 및 68b)의 두 채널은 플랫 페이딩을 제거한 단일 출력 신호를 발생시키도록 다이버시티 조합기(90)에 의해 조합된다. 이런 신호는 그때 심볼 검출기(80)에 공급된다. 심볼 검출기(80)는 제 1 도에 도시된 심볼 검출기(80)와 거의 동일하다. 심볼 검출기(80)는 입력으로 공급된 디지털 신호로부터 심볼을 검출한다.
제 3 도에서, 수신기(10 또는 110)내에 이용된 IF 증폭기(20)의 블록 레벨 다이어그램이 도시된다. IF 제한 증폭기(20)는 IF 신호(16)를 수신하여, 제 1 대역 통과 필터(18)를 통해 공급한다. 제 1 대역 통과 필터(18)는 소정의 인터심볼 간섭을 최소화하도록 IF 신호에 매치(match) 필터링을 제공한다. 또한, 소정의 원치 않은 신호를 제거한 분리값도(selectivity)를 제공한다. 제 1 대역 통과 필터(18)는 제 1 IF 필터된 신호(19)를 발생시킨다.
제 1 IF 필터의 신호(19)는 거의 순시(instant) 자동 이득 제어 증폭기와 같이 작용하는 제한 증폭기(22)에 공급된다. 증폭기(22)는 제 1 IF 필터된 신호(19)의 소정의 진폭 요동을 제거하여, 출력으로서의 증폭된 IF 신호(24)를 발생시킨다. 수학적으로, 증폭된 IF 신호 S2(t)(24)는 아래와 같은 식으로 제 1 필터된 IF 신호 S1(t)(19)에 관계된다.
따라서, 증폭된 IF 신호 S2(t)(24)는 입력 변조 IF 필터된 신호 S1(t)(19)에 따라 변하는 위상 및 일정한 크기를 가진 벡터 신호이다. 증폭된 IF 신호(24)는 스펙트럼 재성장 및 분산을 유발시킨다.
최종으로, 증폭된 IF 신호(24)는 대역 통과 필터(26)에 공급된다. 대역 통과필터(26)는 아래에 기술되는 바와 같이 제 4 도와 아날로그 대 디지털 변환기(48a 및 48b) 또는 제 5 도와 A/D 변환기(148 및 48)에 이용된 샘플 수에 따라 관리 가능한 대역폭 내에서 IF 신호(24)를 한정한다.
증폭기(22)는 또한 RSSI 측정 회로(30)에 공급되는 RSSI 신호(23)를 공급한다. RSSI 측정 회로(30)는 증폭기(22)에 공급된 IF 신호(19)의 엔벨로프에 비례하는 RSSI 신호(32)를 발생시킨다. RSSI 신호(32)는 그때 선형 대 로그 변환 회로(34)에 의해 로그 RSSI 신호(28)로 변환되어, (아래에 기술되는 바와 같이) RSSI 신호를 디지털화하는 데에 이용되는 아날로그 대 디지틸 변환기(58)의 동적 범위에 대한 요건을 줄인다. 로그 RSSI 신호(28)는 대수 포맷 내에서 IF 신호(19)의 엔벨로프 정보를 계속 유지한다. 대조적으로, 진폭 제한된 IF 증폭 신호(36)는 더 이상 어느 엔벨로프 정보를 갖지 않는다.
제 4 도에서, 대역 통과 대 복수 저역 통과 변환기(40)의 일 실시예가 도시된다. 제 4 도에 도시된 변환기(40)는 IF 신호(36)를 복소 기저대 신호(68)로 변환하는 데에 이용되는 직각 위상(quadrature) 복조기이다. 이것이 성취되는 방식은 아래와 같다. IF 신호(36)는 먼저 복조된다. 기준 IF 주파수에서의 반송파 신호는 발생기(42)에 의해 발생된다. 반송파 신호는 IF 신호(36)가 또한 제 1 복조된 IF 신호(41a)를 발생시키도록 IF 신호(36)를 복조하기 위해 공급되는 제 1 증배기(44a)에 공급된다. 제 1 IF 복조된 신호(41a)는 제 1 실 기저대 신호 1(t)(45a)를 발생시키도록 제 1 저역 통과 필터(46a)에 의해 필터된다. 기저대 신호 I(t)(45a)는 그때 디지털화된 I(t) 신호(47a)를 발생시키도록 제 1 아날로그 대디지털 디지타이저(48a)에 의해 디지틸화된다.
발생시키는 제 2 증배기(44b)에 공급되며, 상기 신호(41b)는 필터된 실 기저대 신호 Q(t)(45b)를 발생시키도록 저역 통과 필터(46b)에 의해 필터된다. 실 기저대Q(t) 신호(45b)는 그때 제 2 A/D 변환기(48b)에 의해 디지털화되고, 클록(60)으로 부터의 클록 신호에 기초하여 디지털화된 실 Q 신호(47b)를 발생시키도록 제 1 A/D 변환기(48a)에 대한 것과 같은 샘플링율로 샘플링한다. 실 I 및 Q 디지털화된 신호(47a 및 47b)는 n 비트를 가진 디지털 샘플 신호를 포함한다. 실 Q 디지털화된 신호(47b)는 그때 증배기(50)에 의해 허(imaginary) 벡터 j만큼 증배된다. 이런 신호는 그때 아래의 복소 기저대 신호 S4(t)(49)를 발생시키는 가산기(52)에 공급된다.
S4(t)=I(t)+jQ(t)I2+Q2(t)=상수
복소 신호(49)는 IF 신호(28)의 위상을 포함하지만, 소정의 진폭 정보를 캐리하지 않는다. 복소 신호(49)는 그때 주파수 차 추정 검출기(54)에 공급된다. 주파수 차 추정 검출기(54)는 D/A 변환기(56)에 의해 아날로그 신호로 변환되는 주파수 차 신호(51)를 발생시킨다. 차 주파수 신호(53)는 그때 자동 주파수 제어를 위해 이용된다.
RSSI 신호(28)는 제 1 및 2 A/D 변환기(48a 및 48b)에 각각 공급된 클록(60)으로부터의 율과 같은 샘플링율로 동작하는 제 3 A/D 변환기(58)에 공급된다. 제 1, 2 및 3 A/D 변환기(47a, 47b 및 58)는 각각 기대된 심볼율과 동일 내지 두배보다 크게 클록(60)으로부터 클록 신호에 의해 샘플된다. 제 3 A/D 변환기(58)의 출력인 n 비트로 이루어진 디지털화된 RSSI 신호(57)는 클록(60)을 조정하는데에 이용될 수 있다. 게다가, 디지털화된 로그 RSSI 신호(57)는 디지털화된 RSSI 신호(57)를 선형 디지털 RSSI 신호(59)로 되돌아 변환하는 로그 대 선형 변환기(62)에 공급된다. 선형 디지틸화된 RSSI 신호(59)는 그때 필요하다면 스케일되는(scaled) 디지털화된 RSSI 신호(61)를 발생시키는 스케일링 회로(54)에 의해 스케일된다. 스케일되는 디지털화된 RSSI 신호(61)는 복소 기저대 신호 S4(t)(49)가 또한 공급되어, 선형 복소 기저대 신호(68)를 형성하도록 아래 식으로 조합되는 증배기(66)에 공급된다.
S5(t)=S4(t) ×RSSI
전술되고, 제 4 도에 도시된 바와 같은 변환기(40)는 제 1 도에 도시된 수신기(10)내에서나, 제 2 도에 도시한 수신기(110)내의 각 채널 내에서 이용될 수 있다.
제 5 도에서, 제 1 도에 도시된 수신기(10)내에서나, 제 2 도에 도시된 수신기(110)의 두 채널중 각 채널 내에서 이용될 수 있는 변환기(140)의 다른 실시예가 도시된다. 제 5 도에 도시된 변환기(140)는 많은 동일 성분을 가진 제 4 도에 도시된 변환기(40)와 유사하다. 변환기(140)에 의해 수신된 IF 신호(36)는 제 1 A/D 변환기(148)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 그러나, 제 1 A/D 변환기(148)는 증배기(144)에 의해 증가된 클록(60)으로부터 클록 신호를 수신한다. 결과로서, A/D 변환기(148)에 공급된 클록 신호는 심볼율의 최소한 4배의 율로 IF 신호(36)를 샘플한다. 심볼율의 최소한 4배의 율은 IF 신호(36)의 주파수 및 대역폭에 따라 선택된다. 결과로서, 디지틸화된 IF 신호(141)는 고조파 다운 변환기(162)에 공급되며, 이는 제 6 도에 도시되고, 아래에 더욱 상세히 설명된다. 디지털 포맷 내의 디지털화된 IF 신호(141)는 각각 기저대 I 및 Q 신호(147a 및 147b)를 발생시키도록(제 4 도에서 아날로그 IF 신호의 경우에서와 같이 복조되기보다는) 다운 변환된다. 기저대 신호 I 및 Q(147a 및 147b)의 각각은 각각 데시메이터(decimator)(164a 및 147b)에 인가되며, 이는 심볼마다 샘플수를 감소시키는 데시메이션(decimation) 함수를 수행시킨다. 심볼마다 샘플수를 감소시킴으로써, 요구된 처리 파워가 감소된다. 심볼마다 샘플 수가 신호의 정확한 처리를 위해 요구된 최소일 경우에는 데시메이션의 요구되지 않는다. 제 2 데시메이터(164b)의 출력,
S4(t) = I(t)+jQ(t)I2(t)+Q2=상수
복소 기저대 신호(149)는 그때 증배기(166)에 공급된다.
복소 기저대 신호(149)는 또한 차 주파수 추정 검출기(54)에 공급되며, 상기 검출기(54)는 자동 주파수 제어를 위해 이용된 차 주파수(53)를 발생시키는 D/A 변환기(6)에 공급되는 출력 신호(51)를 발생시키며, 이들 모두는 제 4 도에 기술된 것과 유사하다.
RSSI 신호(28)는 클록(60)에 의해 세트된 샘플링율로 샘플되는 제 2 A/D 변환기(58)에 공급된다. 샘플링율은 심볼율의 두배보다 크며, 그래서 A/D변환기(148)의 샘플링율보다 느릴 수 있다. 제 2 A/D 변환기의 출력은 디지털화된 RSSI신호(57)이다. 제 4 도에 도시된 디지털화된 RSSI 신호(57)와 유사한 디지털화된 RSSI 신호(57)는 클록(60)을 제어하는 데에 이용될 수 있다. 게다가, 디지털화된 로그 RSSI 신호(57)는 로그 대 선형 변환기(62)에 의해 선형 포맷으로 되돌아 변환된다. 합성 선형 디지털화된 RSSI 신호(59)는 그때 다시 필요하다면 스케일러(64)에 공급된다. 최종으로, 스케일되는 선형 디지털화된 RSSI 신호(61)는 그때 출력 복소 기저대 신호(68)를 발생시키는 증배기(166)에 공급된다.
제 4도에 대한 설명과 유사하게도, 진폭 제한된 IF신호(36)가 복소 기저대 신호(68)를 재구성하도록 변조 신호의 위상만을 포함하고, 소정의 진폭 정보를 캐리하지 않으므로, RSSI 신호(28)내에 포함되는 변조 신호의 엔벨로프 정보는 복소 기저대 신호(68)의 엔벨로프 정보를 복원하는 데에 이용된다. 더욱이, 제 5 도에 도시된 변환기(140)의 실시예에 따라, 변환기(140)는 제 4 도에 도시된 변환기(140)보다 덜 복잡하다. 따라서, 통합에 더 적당하다. 게다가, 제 4 도에 도시된 변환기(40)의 실시예에 이용된 직각 복조기에 따른 고유의 몇몇 문제점을 제거한다. 최종으로, 이득 및 위상 불균형, DC 오프셋과 반송파 피드 수루(feed through)는 복조된 기저대 신호보다는 변조된 IF 신호(28)를 샘플링 및 디지털화함으로써 해소될 수 있는 다른 몇몇 문제점이다.
제 6 도에서, 변환기(140)내에 이용된 다운 변환기(162)의 한 실시예가 도시된다. 샘플된 디지털화된 IF 신호(141)는 동시에 제 1 증배기(144a) 및 제 2 증배기(144b)에 공급된다. 제 1 및 제 2 증배기(144a 및 144b)의 각각은 아래와 같이제공된 신호로 동작한다.
신호(145a) =신호(141)★cos(2π fsub ★t)
신호(145b) = 신호(141)★sin(2πsub ★t)
증배기(144a 및 144b)의 출력의 각각은 그때 기저대 신호 IndQ(l44a 및 144b)를 형성하도록 각각 저역 통과 필터(143a 및 143b)를 통해 통과된다.
제 1 도에 도시된 수신기(10)에 대해, 복소 기저대 신호(68)는 동등화기(70)에 의해 수신된다. 동등화기(70)는 통상적인 디자인이고, 본 기술에 공지되어 있으며, 소정의 인터심볼 간섭을 제거하는 역할을 하는데, 이때 채널은 지연 분산을 이루게 한다. 동등화기(70)는 채널을 추정하고 분산을 보상하도록 복소 기저대 신호(68)의 위상 정보 및 진폭 양자를 필요로 한다. 따라서, 복수 기저대 신호(68)는 제 4 및 5 도에 도시된 변환기(40 및 140)의 두 실시예가 가산기(52)(S4(t) = I(t)+JQ(t))의 출력과 RTSSI 신호(36)로부터의 진폭에 의해 위상 정보로 제공된다. 수신기(10 및 110)의 두 실시예에서, IF 제한 증폭기(20)의 출력은 그의 진폭 내의 리미트를 가진 IF 신호이며, 그에 의해 엔벨로프 정보를 제거한다. 그러나, 엔벨로프 정보는 RSSI 신호 내에 포함되고 디지틸화된 복소 기저대 신호 S4(t)(49 또는 149)가 RSSI 신호에 의해 증배될 시에 복원된다. 일단 동등화기(70)가 복소 기저대 신호(68)상에서 동작하면, 등화된 기저대 신호(72)는 그때 심볼 검출기(80)에 공급된다.
제 7 도에서, 심볼 검출기(80)의 한 실시예가 도시된다. 동등화기(70) 또는 다이버시티 조합기(90)로부터의 등화된 복소 기저대 신호(72)는 신호 e-J2π△F가 회로(88)로부터 공급되는 증배기(82)에 공급된다. 이런 증배로, 복소 기저대 신호(72)로부터의 소정의 주파수 오프셋이 제거된다. 결과로서 주파수 오프셋이 제거된 복소 기저대 신호(81)이다. 이런 신호(81)는 그때 주파수 차 신호(83) 또는 △f를 발생시키는 주파수 오프셋 추정 회로(86)에 공급된다. 주파수 차 신호(83) △f는 신호 e-J2π△F를 발생시키는 회로(88)에 공급된다. 게다가, 신호(81)는 코히어런트(coherent) 검출기(84)에 공급된다. 코히어런트 검출기(84)는 신호(81)내의 심볼을 코히어런트하게 검출한다. 심볼 검출기(80)의 출력의 결과는 데이터 심볼 또는 비트이다.
스페이스 다이버시티를 가진 수신기(110)에 대해, 대역 통과 변환기(40a 및 40b)의 출력인 두 복소 기저대 신호(68a 및 68b)는 다이버시티 조합기(90)에 공급된다. 다이버시티 조합기(80)는 플랫 페이딩을 극복하는 통상적인 디자인으로 구성되어 있다. 이는, 같은 이득, 포스트-검출 선택, 동-위상을 신호 대 노이즈 라디오 웨이팅 및 스위치 다이버시터와 다이버시티 조합하고, 그 없이 다이버시티 조합할 수 있다.
제 8 도에서, 수신기(110)와 이용될 수 있는 다이버시티 조합기(90)의 실시예가 도시된다. 다이버시티 조합기(90)는 다이버시티 및 비선형 함수 회로(92)를 포함하는데, 이는 제 9A 및 9B 도에서 상세히 도시되고, 아래에 기술되는 두 실시예중 하나일 수 있다.
제 9A 도에 도시된 실시예에서, 다이버시티 및 비선형 함수 회로(92)는 RSSI 신호에 의해 복원된 진폭 엔벨로프를 이미 가진 복소 기저대 신호(68a 및 68b)를 수신한다. 복소 기저대 신호(68a 및 68b)의 각각은 각각 차 신호(101a 및 101b)에 공급된다. 차 검출기(100a 및 100b)는 통상적인 디자인이고, 그런 한 실시예는 제 11 도에 도시된다. 각 차 검출기(100)는 복소 기저대 신호(68)(S(t))를 수신하여, 아래 식에 따른 차 신호(101)를 발생시킨다.
신호(101) = S(t)★S(t-T)★
여기서 T는 심볼 지연 시간이다. 차 신호(101a 및 101b)는 주로 두 신호(101a 및 101b)와 함께 가산하는 선형 조합기(104)에 공급된다. 조합기(104)의 출력은 조합된 복소 기저대 신호(105)이다.
제 9B 도에서, 다이버시티 및 비선형 함수 회로(192)의 다른 실시예가 도시된다. 회로(192)는 RSSI 신호에 의해 복원된 진폭 엔벨로프를 갖지 않은 복소 기저대 신호(49a 및 49b) 또는 (149a 및 149b)를 수신한다. 복소 기저대 신호(49a 및 49b) 또는 (149a 및 149b)의 각각은 각각 차 신호(101a 및 101b)를 발생시키도록 각각 차 검출기(100a 및 100b)에 공급된다. 차 검출기(100a 및 100b)는 통상적이 디자인이고, 그런 한 실시예는 제 12 도에 도시된다. 각 차 검출기(100)는 복소 기저대 신호를 수신하고, 신호(101) = S(t)S★(t-T)★에 따른 차 신호(101)를 발생시키는데 여기서 T는 심볼 지연 시간이다. 차 신호(101a 및 101b)는 조합기(104)에 공급된다. 조합기(104)의 출력은 조합된 복소 기저대 신호(105)이다.
복소 기저대 신호(49a 및 49b) 또는 (149a 및 149b)가 RSSI 신호에 의해 복원된 진폭 엔벨로프를 갖지 않으므로, RSSI 신호는 또한 회로(192)에 공급된다. 각 복소 기저대 신호(49a 및 49b) 또는 (149a 및 149b)와 각각 관련된 RSSI 신호(36a 및 36b)는 비교기(102)에 공급된다. 비교기(102)는 아래 중 하나로서 조합된 복소 신호(105)를 선택하도록 조합기(104)에 공급된 비교 신호(103)를 발생시킨다.
가능성 A. 채널 중 한 채널로부터의 복소 기저대 신호(101a)
가능성 B. 다른 채널로부터의 복소 기저대 신호(101b)
가능성 C. 복소 기저대 신호(101a 및 101b)의 합산
비교기(102)가 조합기(104)로부터 특정 신호를 선택하는 비교 신호(103)를 발생시키는 식은 아래와 같다:
RSSI1-RSSI2> 5dB일 경우에 신호(101a)를 선택함.
RSSI2-RSSI1> 5dB일 경우에 신호(101b)를 선택함.
┃ RSSI1-RSSI2┃＜ 5dB일 경우에 신호(101a + 101b)를 선택함.
회로(92)와 회로(192)의 어느 하나로부터의 조합된 복소 기저대 신호(105)는 그때 슬라이서(94)에 공급되며, 상기 슬라이서(94)는 그의 입력 신호의 위상에서 보며, 사분 구간을 설정하여, 데이터 신호(107)를 발생시킨다. 슬라이서(94)는 본 기술에서 공지되어 있다.
조합된 복소 기저대 신호(105)는 또한 제 10 도에 도시된 다운 변환기(96)에공급된다. 변환기(96)는 조합된 복소 기저대 신호(105)를 수신하여, 두 증배기(106a 및 101b)에 동시에 공급한다. 증배기(106a 및 106b)의 각각은 전술된 바와 같이 파라미터 fs 및 t를 가진 신호 e-j2π fst및 e+j2π fst로 각각 공급된다. 증배기(106a 및 106b)의 출력은 각각 신호(108a 및 108b)이다. 다운 변환기의 함수는 흥미 있는 성분을 DC 레벨로 복소 복조시킬 수 있다.
두 성분 신호(108a 및 108b)는 제 1 평균 신호(111a) 및 제 2 평균 신호(111b)를 발생시키는 신호 평균기(110a 및 110b)에 각각 공급된다. 제 1 평균 신호(111a)는 제 1 복소 신호(113)를 발생시키도록 복소 동작기(112)에 의해 복소 공액 신호로 변환된다. 제 1 복소 신호(113) 및 제 2 평균 신호(111b)는 제 1 증배된 신호(115a)를 발생시키는 증배기(114)에 공급된다. 제 1 증배된 신호(115)는 제 1 아크탄젠트 신호(117a)를 발생시키도록 마크탄젠트 동작기(116a)에 의해 동작된다. 제 1 아크탄젠트 신호(117a)는 제 2 증배기(118a)에 공급되며, 상기 증배기(118a)는 타이밍 에러 신호 τ (119a)를 발생시키도록 제 1 아크탄젠트 신호(117a)에를 곱한다. 타이밍 에러 신호 τ (119a)는 클록 발생기(60)에 의해 클록 신호 CLK의 샘플링 위상을 조정할 클록 발생기(60)에 공급된다.
제 1 평균 신호(111a) 및 제 2 평균 신호(111b)는 제 2 증배된 신호(115b)를 발생시키는 제 2 증배기(120)에 공급된다. 제 2 증배된 신호(115b)는 제 2 아크탄 젠트 신호(117b)를 발생시키도록 제 2 아크탄젠트 동작기(116b)에 의해 동작된다.제 2 아크탄젠트 신호(117b)는 항이 또한 공급되는 제 4 증배기(118b)에 공급된다. 제 4 증배기(118b)에 의한 동작의 결과로서, 주파수 에러 신호 fe(119b)가 발생된다. 주파수 에러 신호 fe(119b)는 (도시되지 않은) 디지털 대 아날로그 변환기에 의해 변환되어, 수신기(10)의 주파수를 조정하도록 AFC(자동 주파수 제어) 신호를 발생시킨다.
양호한 실시예에서, 전술한 기술은 적당한 소프트웨어를 실행하는 디지털 신호 프로세서에 의해 구현된다. 게다가, 수신기(10)는 아날로그 FM와 FSK, CPFSK 및 DPSK와 같은 디지털 변조 포맷 양자를 검출하는 데에 이용될 수 있다.

Claims (18)

  1. 다수의 무선 전송된 전자기 신호를 수신하는 수신기 및, 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 발생시키는 관련된 신호 처리 수단에 의해 발생된 상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 처리하는 방법에 있어서,
    아래 식에 따른 다수의 차 신호(RX1(t), RX2(t))를 발생시키도록 상기 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각을 서로 다르게 검출하는 단계로서,
    RX1(t)=S1(t) · S1 ★(t-T) 및,
    RX2(t)=S2(t) · S2 ★(t-T)
    여기서 Sx★은 Sx의 복소 공액이고, T는 심볼 지연 시간인 상기 검출 단계,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터의 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 단계,
    아래 식에 따른 다수의 변화된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 발생시키도록 상기 선택된 차 신호 R(t)를 변환하는 단계로서,
    D1(t)=R(t) · e-j2π fst
    D2(t)=R(t) · e-j2π fst
    여기서 fs는 고조파 주파수이고, t=nTs 이고, Ts는 샘플링 주기이며, n은 fs★nTs=1 또는 n=1(fs★Ts)의 주기성에 의해 결정되는, 상기 변환 단계와,
    아래 식에 의해 타이밍(τ) 및 주파수(fe) 에러 추정 신호를 발생시키도록 상기 변환된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 처리하는 단계로서,
    여기서 C1(t) 및 C-1(t)는 각각 D1(t) 및 D2(t)의 평균인, 상기 처리 단계를 포함하는 복소 기저대 신호 처리 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각은 상기 수신기의 상기 관련된 신호 처리 수단에 의해 발생된 관련된 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1, RSSI2)를 갖는 복소 기저대 신호 처리 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 발생 단계는,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각이, 진폭 제한된 신호인 경우에 아래 비교 단계에 의해 상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터 상기 차 신호 R(t)를 선택하는 단계로서,
    RSSI1-RSSI2> 제 1 dB 이면, R(t)=RX1(t)이고,
    RSSI2-RSSI1> 제 1dB 이면, R(t)=RX2(t)이며
    ┃RSSI1-RSSI2┃< 제 1 dB 이면, R(t)=(RX1(t)+RX2(t)인, 상기 선택 단계를 더 포함하는 복소 기저대 신호 처리 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 제 1 dB은 5인 복소 기저대 신호 처리 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 발생 단계는,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(f), S2(t))의 각각이, 관련된 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1,RSSI2)에 의해 복원된 진폭을 가질 경우에 R(t)=RX1(t)+RX2(t)에 따라 상기 차 신호 (RX1(t), RX2(t))를 선형적으로 조합함으로써 상기 차신호(RX1(t), RX2(t))로부터 상기 차 신호 R(t)를 선택하는 단계를 더 포함하는 복소 기저대 신호 처리 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 동시에 발생시키기 위해 다수의 서로 떨어진 안테나 수단 및 관련된 신호 처리 수단을 갖는 복소 기저대 신호 처리 방법.
  7. 다수의 무선 전송된 전자기 신호를 수신하고, 상기 다수의 무선 전송된 전자기 신호로부터 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 발생시키는, 관련된 신호 처리 수단을 가진 수신기를 이용하는 다이버시티 조합기에 있어서,
    아래 식에 따른 다수의 차 신호(RX1(t), RX2(t))를 발생시키도록 상기 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각을 서로 다르게 검출하는 수단으로서,
    RX1(t)=S1(t) · S1 ★(t-T) 및,
    RX2(t)=S2(t) · S2 ★(t-T)
    여기서 Sx★은 Sx의 복소 공액이고, T는 심볼 지연 시간인, 상기 검출 수단,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터의 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 수단,
    아래 식에 따른 다수의 변화된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 발생시키도록 상기 선택된 차 신호 R(t)를 변환하는 수단으로서,
    D1(t)=R(t) · e-i2π fst
    D2(t)=R(t) · e-2jπ fst
    여기서 fs는 고조파 주파수이고, t=nTs 이고, Ts는 샘플링 주기이며, n은 fs★nTs=1 또는 n=1(fs★Ts)의 주기성에 의해 결정되는, 상기 변환 수단과,
    아래 식에 의해 타이밍(τ) 및 주파수(fe) 에러 추정 신호를 발생시키도록 상기 변환된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 처리하는 수단으로서,
    여기서 C1(t) 및 C-1(t)는 각각 D1(t) 및 D2(t)의 평균인, 상기 처리 수단을 구비하는 다이버시티 조합기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 수신기의 상기 관련된 신호 처리 수단은 상기 다수의 복소 기저대 신호 (S1(t), S2(t))의 각각의 관련된 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1, RSSI2)를 발생시키는 수단을 더 포함하는 다이버시티 조합기.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터의 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 상기 발생 수단은,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각이 진폭 제한된 신호인 경우에 아래 식
    즉, RSSI1-RSSI2> 제 1 dB 이면, R(t)=RX1(t)이고,
    RSSI2-RSSI1> 제 1dB 이면, R(t)=RX2(t)이며
    ┃RSSI1-RSSI2┃ < 제 1 dB 이면, R(t)=(RX1(t)+RX2(t)에 따라, 상기 다수의 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1,RSSI2)를 비교하고, 상기 선택된 차 신호 R(t)를 선택하는 수단을 더 포함하는 다이버시티 조합기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 dB은 5인 다이버시티 조합기.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 상기 발생 수단은,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각이, 관련된 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1,RSSI2)에 의해 복원된 진폭을 가질 경우에 R(t)=RX1(t)+RX2(t)에 따라 상기 차 신호 (RX1(t),RX2(t))를 선형적으로 조합하는 수단을 더 포함하는 다이버시티 조합기.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 동시에 발생시키는 다수의 서로 떨어진 안테나 수단 및 관련된 신호 처리 수단을 갖는 다이버시티 조합기.
  13. 무선 전송된 전자기 신호를 수신하는 전기 통신 수신기에 있어서,
    상기 무선 전송된 전자기 신호를 수신하여, 다수의 무선 주파수(RF) 신호로 변환하는 안테나 수단과,
    상기 다수의 RF신호를, 진폭을 가진 각각의 다수의 중간 주파수(IF) 신호로 변환하고, 각 IF 신호의 진폭을 제한하며, 각 IF신호와 관련된 수신 신호 세기 강도(RSSI) 신호를 발생시키는 수단과,
    상기 다수의 IF 신호를 수신하고, 하나의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))가 각 IF신호와 관련된 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 발생시키는 대역 통과 변환 수단 및,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 수신하는 다이버시티 조합 수단을 구비하며,
    상기 다이버시티 조합 수단은,
    아래 식에 따른 다수의 차 신호(RX1(t), RX2(t))를 발생시키도록 상기 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각을 서로 다르게 검출하는 수단으로서,
    RX1(t)=S1(t)·S1 ★(t-T) 및,
    RX2(t)=S2(t)·S2 ★(t-T)
    여기서 Sx★은 Sx의 복소 공역이고, T는 심볼 지연 시간인, 상기 검출 수단,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터의 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 수단과,
    아래 식에 따른 다수의 변화된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 발생시키도록 상기 선택된 차 신호 R(t)를 변환하는 수단으로서,
    D1(t)=R(t)·e-j2π fst
    D2(t)=R(t)·e+j2π fst
    여기서 fs는 고조파 주파수이고, t=nTs 이고, Ts는 샘플링 주기이며, n은 fs★nTs=1 또는 n=l/(fs★Ts)의 주기성에 의해 결정되는, 상기 변환 수단과,
    아래 식에 의해 타이밍(τ) 및 주파수(fe) 에러 추정 신호를 발생시키도록 상기 변환된 신호 D1(t) 및 D2(t)를 처리하는 수단으로서,
    여기서 C1(t) 및 C-1(t)는 각각 D1(t) 및 D2(t)의 평균인, 상기 처리 수단을 포함하는 무선 전송된 전자기 신호 수신용 전기 통신 수신기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 수신기의 상기 대역 통과 변환 수단은,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t)) 각각의 관련된 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1,RSSI2)를 발생시키는 수단을 더 포함하는 무선 전송된 전자기 신호 수신용 전기 통신 수신기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터의 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 상기 발생 수단은,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t)) 각각이 진폭 제한된 신호인 경우에 아래 식, 즉
    RSSI1-RSSI2> 제 1dB 이면, R(t)=RX1(t)이고,
    RSSI2-RSSI1> 제 1dB이면, R(t)=RX2(t)이며
    ┃RSSI1-RSSI2┃ < 제 1dB이면, R(t)=(RX1(t)+RX2(t)에 따라, 상기 다수의 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1,RSSI2)를 비교하고, 상기 선택된 차 신호 R(t)를 선택하는 수단을 더 포함하는 무선 전송된 전자기 신호 수신용 전기 통신 수신기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1dB은 5인 무선 전송된 전자기 신호 수신용 전기 통신 수신기.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 차 신호(RX1(t), RX2(t))로부터 선택된 차 신호 R(t)를 발생시키는 상기 발생 수단은,
    상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))의 각각이 관련된 수신 신호 세기-강도 신호(RSSI1,RSSI2)에 의해 복원된 진폭을 가질 경우에 R(t)=RX1(t)+RX2(t)에 따라 상기 차 신호 (RX1(t),RX2(t))를 선형적으로 조합하는 수단을 더 포함하는 무선 전송된 전자기 신호 수신용 전기 통신 수신기.
  18. 제 13 항에 있어서,
    상기 안테나 수단은 상기 다수의 복소 기저대 신호(S1(t), S2(t))를 동시에 발생시키기 위해 다수의 서로 떨어진 안테나 및 상기 대역 통과 변환 수단을 포함하는 무선 전송된 전자기 신호 수신용 전기 통신 수신기.
KR1019960703573A 1993-12-29 1994-12-28 무선송신된전자기신호를수신하는전기통신수신기,이수신기가발생하는복소기저대신호를처리하는방법및상기수신기와함께사용되는다이버시티조합기 KR100319335B1 (ko)

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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5982276A (en) * 1998-05-07 1999-11-09 Media Fusion Corp. Magnetic field based power transmission line communication method and system
JP3447618B2 (ja) 1999-06-16 2003-09-16 埼玉日本電気株式会社 デジタル携帯電話装置及びその音声再生方法
WO2006079181A1 (en) * 2005-01-31 2006-08-03 Genesys Design Pty Ltd Frequency estimation

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2023971B (en) * 1978-05-10 1982-04-21 Nippon Telegraph & Telephone Digital signal transmission system
FR2533095A1 (fr) * 1982-09-09 1984-03-16 Europ Agence Spatiale Procede et dispositif de demodulation d'une onde porteuse modulee en phase par une onde sous-porteuse qui est modulee en deplacement de phase par des signaux en bande de base
US4715048A (en) * 1986-05-02 1987-12-22 Canadian Patents And Development Limited Frequency offset diversity receiving system
US4873683A (en) * 1987-12-04 1989-10-10 Motorola, Inc. TDMA radio system employing BPSK synchronization for QPSK signals subject to random phase variation and multipath fading
US5109392A (en) * 1989-05-11 1992-04-28 Bell Telephone Laboratories, Inc. Diversity receiver arrangement for digital signals
US5128969A (en) * 1989-08-30 1992-07-07 Baghdady Elie J Method and apparatus for diversity reception
US5142534A (en) * 1990-10-17 1992-08-25 O'neill Communications, Inc. Wireless integrated voice-data communication system
JP2671595B2 (ja) * 1990-10-25 1997-10-29 日本電気株式会社 復調装置
US5214390A (en) * 1992-03-16 1993-05-25 Scientific-Atlanta, Inc. Method and apparatus for partial response demodulation

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