KR100473302B1 - 샘플 신호에서의 변동하는 ｄ.ｃ. 옵셋의 보상 방법 및 장치 - Google Patents

샘플 신호에서의 변동하는 ｄ.ｃ. 옵셋의 보상 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

직접 변환 수신기의 샘플된 신호들에서 원치않는 d.c. 옵셋을 감지하고, 추정하며, 보상하기 위한 방법과 장치를 설명하고 있다. 이러한 방법과 장치를 변동하는 d.c. 옵셋, 램프 및 스탭에 대응하여 사용할 수 있어서 강한 간섭 신호로 인한 성능 저하를 겪지 않는 현대 셀룰라 통신 시스템용 직접 변환 수신기를 구현할 수 있다.

Description

샘플 신호에서의 변동하는 Ｄ.Ｃ. 옵셋의 보상 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR COMPENSATING FOR A VARYING D.C. OFFSET IN A SAMPLED SIGNAL}
본 발명은 휴대용 이동 전화, 무선 전화기, 페이저 등과 같은 통신 시스템을 위한 직접 변환 수신기(direct conversion receiver)에 관한 것이다.
동기 수신기(homodyne receiver)라고도 불리우는 직접 변환 수신기를 이용해, 무선 신호와 같은 통신 신호의 복조 및 아날로그/디지탈 변환이 실행된다. 수신기의 국부 발진기의 주파수를 수신된 캐리어 신호 주파수와 동일하게 해서, 그 신호들을 복조하고 직접 기저 대역으로 주파수 변환시킨다. 직접 변환 수신기는 중간 주파수(intermediate frequency; IF) 단계를 거치지 않기 때문에, 많은 필터들을 생략하거나 간단히 할 수 있다. 사실, 디지탈 로직(digital logic)을 가지고도 모든 필터링과 신호 처리를 행할수 있어서, 이는 대응되는 아날로그 처리에 비해 하드웨어 비용과 설계의 복잡성을 줄일 수 있다.
직접 변환은 1950년대 단측파대(single-sideband) 무선 수신기를 위해 도입되었으나, 이런 기술이 단지 상기의 시스템에 한정되는 것은 아니다. 직접 변환은 많은 다른 변조 기법에서 사용될 수 있으며, 특히 최소 편이 변조(minimum shift keying; MSK)및 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation; QAM)와 같은 오늘날의 직교 변조 기법(quadrature amplitude scheme)에 아주 적합하다.
직접 변환, 또는 동기 수신기의 여러 실시예는 린드 퀴뷔스트의 미국 특허 제5530929호 및 덴트의 미국 특허 제5241702호에서 설명되어 있고, 린드퀴뷔스트 등의 미국 특허 출원 제08/401127호 및 린드퀴뷔스트 등의 미국 특허 출원 제08/365037호에서 제시되었다. 이런 문서들은 본 명세서에 참조된다.
종래의 직접 변환 무선 송신기의 작동을 도 1을 참조하여 이하에서 설명하겠다. 중심 주파수 fc와 대역폭 BWrf를 가지는 무선 주파수(radio frequency; RF) 신호는 안테나(10)에 의해 수신되어, 대역 통과 필터(bandpass filter)에 의해 필터링된다. 대역 통과 필터에 의한 필터링된 신호는 증폭기(30)에 의해 증폭되는데, 이는 바람직하게 낮은 잡음을 가져서 수신기의 전체 잡음 지수(total noise figure)를 향상시킨다. 증폭기(30)에서 나온 증폭되고 필터링된 신호는 평형 혼합기(balanced mixer; 40, 50)에 의해 동상 채널(in-phase channel; I channel)과 직교상 채널(quadrature phase channel; Q channel)에 기저 대역으로 하향 변환 된다. 혼합기는 국부 발진기(60), 적합한 분주기(divider),및 이상기(phase shifter; 70)에 의해 발생된 정현파 신호로부터 생성된, 사인(I)과 코사인(Q) 성분들 각각에 의해 구동된다. 직접 변환 원리에 따르면, LO 신호 역시 주파수 fc를 가진다.
혼합기(40, 50)는 증폭기(30)의 신호와 국부 발진기의 I 및 Q 성분들을 효과적으로 곱한다. 각각의 혼합기는 증폭되고 필터링된 수신 신호와 국부 발진기 신호 주파수의 합 및 차 주파수를 가지는 신호를 만들어 낸다. 차 (하향 변환된) 신호들은 주파수 0(d.c)의 주위에 겹쳐저서 d.c.로부터 1/2BWrf까지 확장된 스팩트럼을 가진다.
합 (상향 변환된) 신호들 뿐만 아니라, 인접한 RF 신호들에 기인하는 요소 신호들을 제거하는 저역 통과 필터(lowpass filter; 80, 90)가 혼합기에 의해 만들어진 I 및 Q 신호들을 필터링한다. 상기 저역 통과 필터(80, 90)는 잡음 대역폭을 정해서, 수신기의 전체 잡음 전력(total noise power)을 규정한다. I 및 Q 기저 대역 신호들은 주로 증폭기(100, 110)에 의해 증폭되고, 아날로그/디지탈 변환기(120, 122)를 거쳐 디지탈 신호 처리(digital signal processing; DSP) 장치(130)로 보내진다.
도 1에 도시된 구성을 사용하면, 직교하는 I와 Q 신호들의 디지탈 샘플을 다룰수 있게 DSP 장치(130)를 적절히 프로그래밍함으로써 거의 어떤 형태의 변조든지 다 검파할수 있다. 이러한 처리는 위상 변조, 진폭 변조, 주파수 변조, 또는 하이브리드(hybrid) 변조 기법을 포함할 수 있다. 하드 와이어 논리 회로(hard-wired logic circuitry), 또는 바람직하게는 사용자 주문형 집적 회로(application-specific integrated circuit; ASIC)같은 집적 디지탈 신호 프로세서(integrated digital signal processor)로서 DSP 장치(130)를 구현할 수도 있다. 물론, 요구된 기능을 수행하는데 최적이고, 속도나 또 다른 성능 지수가 프로그래밍 가능한 디지탈 신호 프로세서의 다양한 응용성보다 더 중요할 때 통상 선택하는 배열인 하드 와이어 논리 회로가 상기의 ASIC에 포함될 수도 있다.
전통적 직접 변환 수신기가 가지고 있는 주요한 문제점은 혼합기가, 예를 들어 RF 통신 채널과 동일하거나 근처에 있는 신호와 같은 간섭 신호(interferer)들의 2차 곱(second order product)을 만들어 낸다는 것이다. 이러한 2차 곱들의 하나의 성분은 기저 대역에 위치해서 원하는 기저 대역 신호와 간섭하여 성능을 저하시킨다. 어떤 상황하에서는, 이 문제가 오늘날의 시 분할 다중 접속(time division multiple access; TDMA) 디지탈 셀룰라 시스템용 고성능 직접 변환 수신기에서의 통신을 완전히 방해하기도 한다.
입력 신호 Vin에 대하여, 혼합기(mixer)와 같은 비선형 장치(nonlinear device)는 이론상 아래의 식으로 주어지는 출력 신호 Vout을 발생시킨다.
만약, 입력 신호가
와 같이 주어진 간섭 신호이고, Vm은 간섭 신호의 최대 진폭이며, ωc는 캐리어 수파수 fc에 대응한다면, 2차 곱 bVin 2는 다음식으로 주어진다.
이미 설명한 바로부터 우항의 제1 항은 예를 들어 혼합기(40,50)을 거친 후의, 기저 대역에서의 원하는 신호에 대한 왜곡임이 명확하다. 우항의 제2 항은 필터(80, 90)에 의해 제거 될 수 있는 전송 주파수의 두배 주위에 중심을 둔 상향 전환된 (합) 신호를 표현하고 있기 때문에, 무시 될 수 있다.
만약, 간섭 신호가 단지 하나의 전송자 fc 이거나 상수의 포락선(constant envelope)을 가진 주파수 혹은 위상 변조 신호라면, 상기의 왜곡은 d.c. 성분이다. 이러한 d.c. 옵셋(offset)은 미국 특허 제5241702호에서 설명한 방법 등의 여러 방법으로 제거될 수 있는데, 이러한 방법들은 상기 문헌에서 구체적으로 설명되어 있다.
간섭 신호가 소정의 방법으로 진폭 변조된 신호라면, 즉 Vm이 상수가 아니라면, 2차 곱들은 더 이상 단순히 상수의 d.c. 옵셋을 발생시키지 않는다. 상수가 아닌 옵셋은 실제 AM 신호의 사용으로 인해 그리고/혹은 하나의 캐리어 또는 주파수 혹은 위상 변조 신호의 온/오프(on/off) 스위칭의 사용으로 인해서, 모든 디지탈 통신 시스템에서 발생한다. 강한 무선 송신기에 의한 기저 대역에 유기된 d.c. 옵셋은 원하는 기저 대역 신호에 비해 매우 클 수도 있다. 많은 경우에 있어서, 간섭 송신기가 빠르게 온/오프 스위칭을 하기 때문에 d.c. 옵셋은 빠르게 변화한다. 이로 인해, 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 큰 스텝(step)이 발생하고, 이를 보상하기가 어렵다.
이동 통신에서 여러 사용자들이 무선 전송을 위해 동일한 주파수 대역을 사용한다. 시 분할 다중 접속 (TDMA) 통신 시스템, 예를 들어 무선 통신을 위한 글로벌 시스템(GSM) 규격에 따라 작동하는 시스템에서는, 상호 동기(mutual synchronization) 없이 기지국 송신기(base station transmitter)를 온/오프 스위칭할 수 있다. 기지국에서 이동국(mobile station)으로 전송될 때의 버스트(burst), 또는 타임 슬롯(time slot)의 중간에서 발생하는 또 다른 기지국으로부터의 큰 스텝은 그 이동국이 동기 수신기를 갖추고 있는 경우 연결 상태의 질을 심하게 손상시킨다. 이렇게 변동하는 d.c. 레벨은 감지되어 제거되어야 한다.
이동 전화, 또는 다른 실시간 적용들에서, 상기의 감지와 제거를 수행하는데 걸리는 시간 간격도 역시 중요하다. 지연을 야기하는 복잡한 후처리 방법(post-processing method)들은 어떤 것이라도 사용될 수 없다. 데이터 저장 용량(data storage capability)도 제한된다. 이런 것이 많은 휴대용 수신기에 전형적이다.
<발명의 요약>
본 발명의 목적은 직접 변환 수신기에서의 원하는 신호의 변동하는 d.c. 옵셋의 영향을 줄이는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 강한 간섭 신호로 인한 성능 저하를 겪지 않는 현대 셀룰라 통신 시스템용 직접 변환 수신기를 구현하는 것이다.
본 발명의 하나의 특징에 따르면, 가변 d.c. 레벨을 가진 기저 대역 신호의 현재 샘플을 보상하기 위한 장치를 직접 변환 수신기에 제공하고 있다. 상기 장치는 대역 신호의 샘플을 발생시키기 위한 수단, 기저 대역 신호의 샘플 평균값의 추정치를 생성하기 위한 수단, 현재 샘플에 기초하여 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지하기 위한 수단, 및 현재 샘플값과 추정치 사이의 차이를 알아내 d.c 레벨에서의 변동을 실질적으로 제거하는 보상된 샘플을 발생시키기 위한 수단을 포함하고 있다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 상기 장치의 감지 수단은 상한 값 및 하한 값을 결정하기 위한 수단, 및 기저 대역 신호의 현재 샘플값을 상한값 및 하한값과 비교하는 수단을 포함한다. 상한값 및 하한값은 기저 대역 신호의 샘플들중 최대값(maximal one)에 기초하고 있어서, 현재 샘플값이 상기의 상한값 및 하한값중 하나를 초과할때는 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지한다. 더욱이, d.c. 레벨에서의 변동이 감지되었는가에 대응하는 샘플의 수로부터 적응적으로(adaptively) 평균값의 추정치가 생성된다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 가변 d.c. 레벨을 가진 기저 대역 신호의 현재 샘플을 보상하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 기저 대역 신호의 샘플을 발생시키는 단계, 기저 대역 신호의 샘플들의 평균값의 추정치를 생성하는 단계, 현재의 샘플에 기초해 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지하는 단계, 및 현재의 샘플값과 추정치 사이의 차이를 알아내 d.c. 레벨에서의 변동을 실질적으로 제거하는 보상된 샘플을 발생시키는 단계를 포함하고 있다.
상기 방법에서, 감지 단계는 기저 대역 신호의 샘플들중에서 최대값에 기초해 상한값 및 하한값을 결정하고, 기저 대역 신호의 현재 샘플과 상한값 및 하한값을 비교하는 단계를 포함하고 있다. 현재 샘플이 한계값들중 하나를 초과할 때, 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지할 수 있다. 더욱이, d.c. 레벨에서의 변동을 감지했는가 여부에 대응하는 샘플의 수로부터 적응적으로 평균치의 추정치를 생성할 수 있다.
도 1은 직접 변환 수신기의 블록도.
도 2a, 2b는 직접 변환 수신기의 I와 Q 채널의 신호를 위한 타이밍 도.
도 3은 본 발명에 따른 기저 대역 신호의 샘플을 보상하는 방법에 대한 흐름도.
도 4는 본 발명에 따른 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서 변동을 감지하는 방법의 흐름도.
이하의 설명이 직교 채널(quadrature channel)을 가진 무선 수신기에 관한 것일지라도, 하나의 채널을 가진 유선 수신기(wire-line) 같은 다른 형태의 통신 수신기에서도 본 발명을 구체화시킬 수 있음을 고려해야 한다.
상기의 GSM에서 수신된 신호는 GMSK 기법을 사용하여 위상 변조되어, 이상적으로는 935 내지 960MHZ 수신 대역에서는 어떠한 AM 왜곡이 존재하지 않는다. 그럼에도 불구하고, 강한 위상 변조 간섭 신호 (수신 대역에서의 방해 신호)는 원하는 신호와 간섭을 일으키는 기저 대역의 d.c. 옵셋을 야기시킬 수 있다. 상기의 강한 간섭 신호를 온/오프 스위칭하는 것은 두 개의 서로 다른 d.c. 옵셋들 사이에 스탭 (즉. AM 왜곡의 경우임)을 야기시킬 수 있다. GSM에서 온/오프 스위칭 시간을 규정하고 있어서, 시간 영역에서의 AM 왜곡은 이미 알려져 있다 (거의 3비트 구간이 영향을 받음).
GSM 이동 수신기에 대해서는, 상기의 간섭 신호가 수신된 버스트 동안에 한번 온/오프 스위칭될 수 있다고 역시 알려져 있다. 그러므로 이동국에 서비스를 제공하는 교환기외의 각각의 GSM 교환기에 대해선, 어떠한 수신된 버스트 동안에 단지 하나의 d.c. 옵셋이 존재 할수 있다. 예를 들어, 스웨덴에서는 GSM 밴드에 3개의 사용자가 있고, 소정의 수신된 버스트 동안에 두 개의 d.c. 옵셋 스텝용의 전위가 있다. 본 발명은 그러한 다중 스텝도 다룰 수 있다.
도 2a와 2b에 도시된 바에 따르면, 기저 대역 I 및 Q 채널 신호들에 2차 곱을 발생시키는 간섭 신호는 이미 알려진 특성을 가지는 램프(ramp)[온/오프 스위칭으로 인한 것임]로써, 서로 다른 두 개의 d.c. 레벨을 연결하는 식으로 시간 영역에서 스스로를 드러낸다. 상기 도면에서, 이상 신호(ideal singal)는 2차 곱(second order product)을 가지지 않는 신호이지만, 전체 수신 신호(total received singal)는 이상 신호와 2차 곱을 합한 신호이다. 상기 도면에서 수평축의 시간 척도와 수직축의 진폭은 임의로 정한 것이다.
샘플된 기저 대역 신호는 상수의 d.c. 레벨을 가지는 반면, 샘플들 xi의 크기는 평균값 Xmean 주위에서 변한다. 예를 들어, 도 2a, 2b 에 도시된 신호들로부터 추출될 샘플 값들은 거의 -1에서 +1 사이에서 변하고, 그 평균값은 시간구간 0에서 20 사이에서는 거의 0 이다. 이런 샘플된 신호를 보상하는 것은
xcompi = xi - Xmean
과 같이 표현되고 인덱스 값 i는 현재 샘플을 나타내는 보상된 샘플 xcompi를 발생시키는 것을 포함한다. 보상된 샘플을 발생시키기 위해 필요한 작용은 샘플/샘플 원리(sample-by-sample basis)에 기초해 A/D 변환기(120, 122)에 의해 만들어진 샘플된 I 및 Q채널 신호들을 사용하여 DSP 장치(130)에 의해 수행된다. 이런 작용들은 본 발명에 따른 수단들의 흐름도를 도시한 도 3및 도 4에 의해 설명된다. 보상된 I 및 Q 채널 신호들을 DSP 장치(130)에 의해 더 처리하여 원하는 정보 신호를 얻을 수 있다.
기저 대역 신호 샘플(도 3에서 블록 301임)을 사용하여, 샘플들의 평균값(도 3에서 블록 303임) Xmean를 추정하기 위해 여러 가지 다른 방법들을 사용할 수 있다. 예를 들어, 가장 최근에 수신한 샘플들의 미리 결정된 수 N의 평균치를 구성하여, 아래의 표현과 같이 변동하는(sliding) Xmean을 결정할 수 있다:
Xmean = N-1∑xi-n
여기서 n이 1에서부터 N까지 범위의 값에 대해 합산(summation)된다. TDMA 시스템에서는 실제 더 높은 정확도가 필요치 않는 등 기타 다른 실용적인 이유로 인해, 평균값을 구하는 샘플의 수는 대략 150 내지 170정도의 범위로 제한될 수 있다 (GSM형태의 통신 시스템에서의 각각 버스트는 대략 150 내지 170의 데이터 비트를 포함함). 그럼에도 불구하고, 많은 수의 비트를 처리하는 것이 바람직할 경우도 있다. 그 예로는, 주파수 보정 버스트(frequency correction burst)를 감독할 때이다. GSM에서는 51개 슬롯 의 각각의 프레임중 5개가 비변조 캐리어(unmodulated carrier)를 전송하기 위해 사용되고(주파수 보정 버스트; FCH), 이동국이 대략적인 타이밍(coarse timing)과 주파수 오차 추정(frequency error estimation)을 산출하기 위해서 협대역 필터(narrowband filter)를 사용하므로써 이를 감지할 수 있다. Xmean이 변동하는 평균이므로, 원칙적으로 처리되는 비트의 수는 제한이 없다.
상한값 및 하한값을 결정해서 이들값과 현재 샘플을 비교함으로써, d.c. 레벨에서의 변동을 감지할 수 있다 (단계 305).
d.c. 레벨에서의 변동을 감지하는 이러한 방법들은 도 4에서 설명되었고, 도 4에서 단계 401은 상한값 및 하한값을 결정하는 것을 도시하고, 단계 403은 현재의 샘플과 한계값들을 비교하는 것을 도시하고 있다. 현재 샘플값이 상한값보다 크거나 하한값보다 작을 경우, 그때는 d.c. 레벨에서의 변동이 추정된다 (단계 405). 다양한 방법들로, 예를 들자면 미리 정해진 시간 구간에서 가장 최근에 관찰된 최대값과 최소값을 상한값과 하한값들로 각각 결정하는 등의 방법으로 한계값들을 결정할 수 있다. 더욱이, 일반적으로 상기의 문헌에서 언급했고, 구체화했듯이 미국 특허 출원 제08/365037호에서 설명된 간섭 신호의 존재를 감지하는 여러 방법들중에 어떤 것이라도 사용할 수 있다.
통상적인 신호 처리에서, 즉 Xmean에서 큰 변동이 없는 경우에서는 많은 수의 샘플에 대해 평균값을 취하므로써, 고정밀의 평균값을 결정할 수 있다. 게다가, x의 상한값과 하한값을 적절히 결정한다면 모든 샘플들을 한계값 범위 내에 둘 수도 있다. 예를 들어, 실제 신호의 진폭 (이 경우에 있어서는 xcompi 임) 과 상기 진폭의 전형적이거나 예기될 수 있는 분산에 대한 정보에 기초해 x의 상한값 및 하한값을 선택할 수 있다.
x의 상한값과 하한값을 벗어나는 1이상의 샘플들을 발견한다면, 이를 통해 d.c. 레벨에서의 변동이 존재한다고 간주한다. 상기의 변동을 빠르게 추적하기 위해서, 현재 샘플에 더 큰 가중치(weighting factor)를 둠으로써 평균값을 적응적으로 결정한다 (블록 307). 매우 빠르게 추적하기 위해서는, 현재 샘플 값과 동일하게 평균값을 맞출 수 있다. 즉, 이는 그전의 평균값에 전혀 가중치를 주지 않는 경우이다. 변동이 지나갔을 때, 예를 들어 그 전의 평균값이 현재의 평균값으로 재설정되는 때, 원하는 고정밀에 도달될 때 까지 계속 더 큰 샘플수 N을 가지고 평균값 결정을 하게 된다. 어떠한 경우에서건, 현재의 샘플과 평균값 사이의 차이를 알아내므로써 상기의 식에 따라서, 기저 대역 신호의 보상된 샘플을 형성한다 (블록 309).
본 발명의 기법의 독특한 예에 따라서, Xmean이
Xmean(new) = Xmean(old)×(N-1)/N + xi/N
과 같은 식으로 표현된 변동하는 평균값으로 두고, Xmean(new)는 현재의 샘플 xi를 위해 결정된 Xmean의 평균값이며, Xmean(old)는 전의 샘플을 위해 결정된 Xmean의 평균값이고, N은 샘플의 수이다. (N-1)/N과 1/N 인자는 가중치 인자이다. 통상적 경우에 있어서, 즉 간섭 신호가 온/오프 스위칭을 하지 않을 경우에, d.c. 레벨은 일정한 것으로 간주되어 고정밀의 Xmean의 추정을 내기 위해서 큰 N 값을 사용한다. 예를 들어, N = 32 로 두면, 상기의 식은
Xmean(new) = Xmean(old)×31/32 + xi/32
와 같이 주어진다. 또한, 한계값 xmax 및 xmin이 상기의 전(previous) 샘플의 최대값의 두배에 기초한다면,
xmax = Xmean + 2×max│x - Xmean│
xmin = Xmean - 2×max│x - Xmean│
과 같이 나타낼수 있고, 샘플 값 x는 현재의 샘플 xi 로부터 그전 샘플들 xi-N 까지를 범위로 한다.
상기에서 언급한 대로, 상한값과 하한값을 벗어나는 1이상의 샘플들을 발견한다면, 이는 d.c. 레벨에서의 스탭을 의미하고, 그로 인해 스탭을 더 잘 따라가기 위해 N의 값을 줄이게 된다. 예를 들어, 아래에 주어진대로 N이 32에서 2로 감소할 수 있다.
Xmean(new) = Xmean(old)/2 + xi/2
현재의 샘플 xi가 상한값 및 하한값의 범위내로 돌아왔을 때, N의 값은 다시 증가된다. 한계값의 범위내로 되돌아온 제1 샘플에 대해서 N이 4로 정해지고, 한계값 범위내의 연속되는 제2 샘플에 대해서는 N이 8로 정해지며, 한계값 범위내의 연속되는 제3 샘플에 대해서는 N이 16으로 정해지고, 한계값 범위내의 연속되는 제4 샘플에 대해서는 N이 32로 복귀 된다.
경사가 급한 스탭 동안에 수신된 샘플은 저정밀로 복조되어질 것이다. 이동 통신과 같은 많은 적용에 있어서 이런 점은 아무런 문제가 되지 않는다. 로버스트 정보 코딩(robust information coding)과 오차 수정 방법(error correction methods)이 전반적인 통신 질의 손실없이 제한된 시간내에 비트 오차(bit error)들을 다룰 수 있기 때문이다. 최악의 경우에는, 실질적 기저 대역 신호와 보상된 신호 사이의 차이로 인해, 몇 개의 정보 기호들을 잃어 버릴수 있다. 그러나, 이 문제는 GSM와 DCS 1800 시스템과 같이 로버스트 채널 코딩(robust channel coding)과 인터리빙(interleaving)을 가지는 통신 시스템에서는 종종 무시될수 있다.
본 발명에 따른 상기 방법이 동기 무선 수신기의 기저 대역 d.c. 옵셋을 제거하는데 적합하긴 하지만, 제한은 있는 것은 아니다. 그러한 방법은 길이에 관계없이 일련의 샘플을 보정하는데 적합하고, 상기의 방법은 어떤 종류의 d.c. 옵셋, 즉 일정하거나 변동하는 옵셋도 다룰 수 있다. 상기의 방법은 d.c. 옵셋에서의 반복되는 램프, 또는 스탭도 역시 다룰 수 있다. 데이터의 후 처리의 필요성도 없어서, 이는 실시간 작동이 요구되는 이동 전화와 같은 적용분야들에는 중요하다. 신호 처리는 출력에 심각한 지연없이 연속해서 수행되고, 상기의 방법은 하드웨어적으로 예를 들어 작은 공간만을 요구하는 집적 회로 형태로 매우 효과적으로 구현될 수 있다. 큰 데이터 저장 유닛들도 필요없고, 복잡한 연산 처리도 필요없다.
본 발명이 그의 필수적 본질과 괴리됨없이 다른 형태로도 구현될 수 있음을 본 발명의 분야의 통상의 지식을 가진자는 이해할 것이다. 그러므로, 상기에서 설명한 실시예를 한정적 관점에서가 아니라, 예시적인 관점에서 고려해야 한다. 본 발명의 범위는 이하의 청구항에 의해 정의된다.

Claims (4)

  1. 직접 변환 수신기(direct-conversion receiver)에서 가변 d.c. 레벨을 가지는 기저 대역 신호(base band signal)의 현재 샘플을 보상하는 장치에 있어서,
    상기 기저 대역 신호의 샘플들을 발생시키는 수단,
    상기 샘플들의 평균값(mean value)의 추정치(estimate)를 생성하는 수단,
    현재 샘플에 기초해 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지하는(detecting) 수단, 및
    현재 샘플값과 추정치의 차이를 형성하여 보상된 샘플을 발생시킴으로써 결과적으로 d.c. 레벨에서의 변동을 실질적으로 제거하는 수단
    을 포함하는 장치.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 감지 수단은
    기저 대역 신호들중 최대값(maximal)에 기초해 상한값 및 하한값을 결정하는 수단, 및
    상기 현재 샘플이 상기 한계값들중 하나를 초과할때 상기 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지하도록 상기 현재 샘플값과 상기 상한값 및 하한값을 비교하는 수단
    을 포함하고,
    상기 추정치 생성 수단은
    샘플들의 수가 d.c. 레벨에서의 변동이 감지되었는가 여부에 대응하도록 기저 대역 신호의 상기 수 만큼의 샘플들의 평균값을 적응적으로(adaptively) 결정하는 수단
    을 포함하는 장치.
  3. 가변 d.c. 레벨을 가지는 기저 대역 신호의 현재 샘플을 보상하는 방법에 있어서,
    상기 기저 대역 신호의 샘플들을 발생시키는 단계,
    상기 샘플들의 평균값의 추정치를 생성하는 단계,
    상기 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지하는 단계, 및
    변동이 감지되는 경우 상기 현재 샘플과 상기 추정치 사이의 차이를 형성하여 보상된 샘플을 발생시킴으로써, 결과적으로 d.c. 레벨에서의 변동을 실질적으로 제거하는 단계
    를 포함하는 방법.
  4. 제3 항에 있어서, 상기 감지 단계는
    상기 기저 대역 신호의 샘플들중 최대값에 기초해 상한값 및 하한값을 결정하는 단계, 및
    상기 현재 샘플이 상기 한계값들중 하나를 초과할때 상기 기저 대역 신호의 d.c. 레벨에서의 변동을 감지하도록 상기 샘플값과 상기 상한값 및 하한값을 비교하는 단계
    를 포함하고,
    상기 추정치 생성 단계는
    샘플들의 수가 d.c. 레벨의 변동이 감지되었는가 여부에 대응하도록, 기저 대역 신호의 상기 수 만큼의 샘플들의 평균값을 적응적으로 결정하는 단계
    를 포함하는 방법.
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