KR100970219B1 - 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치와 그장치에서의 디지털 신호 처리 장치 및 그 방법 - Google Patents

가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치와 그장치에서의 디지털 신호 처리 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신 장치와 그 장치에서의 디지털 신호 처리 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 이 디지털 신호 처리 장치의 가중 순환 지연부는 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 특정 가중치를 부여하여 합성한다. 채널 추정부는 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성한다. 심볼 검출부는 가중 순환 지연부에서 순환지연된 후 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 채널 추정부에서 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출한다. 에러 보정부는 심볼 검출부에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구한다. 본 발명에 따르면, OFDM 신호를 수신할 때 주어진 특성을 가진 무선채널을 이미 통과한 무선신호를 수신하여 신호 처리를 통해 신호가 실제 통과한 무선채널보다 더 좁은 코히어런스 대역폭을 가진 채널을 통과한 것에 해당하는 효과를 신호에 주는 동시에 최대 전력을 가진 신호를 복원함으로써 통신 두절을 방지할 수 있다.
Figure R1020030043633
안테나 다이버시티, 직교주파수분할다중화, OFDM, 순환지연, 합성, 채널 추정, 가중치, 코히어런스 대역폭, coherence bandwidth

Description

가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치와 그 장치에서의 디지털 신호 처리 장치 및 그 방법{ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING RECEIVING APPARATUS USING WEIGHT VALUE, AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING APPARATUS AND METHOD THEREOF}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치의 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 디지털 신호 처리기의 상세 블록도이다.
본 발명은 직교주파수분할다중호(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM, 이하 OFDM이라고 함) 수신 장치에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치와 그 장치에서의 디지털 신호 처리 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
일반적으로 OFDM 신호는 여러 개의 캐리어, 즉 서브캐리어(subcarrier)들을 사용하며 각 서브캐리어가 서로 다른 변조 방식을 사용하는 기술로서, 주어진 무선채널의 특성을 최대한 이용할 때 최대의 효과를 얻을 수 있는 변조 방식이다.
그런데, 모든 무선 통신은 무선채널의 영향을 피할 수 없다. 특히 OFDM 신호처럼 넓은 대역을 이용하는 통신인 경우 주파수 선택 다중경로 페이딩을 겪게 된다. 이 때 무선 채널 특성의 지연확산(delay spread)과 코히어런스 대역폭(coherence bandwidth) 사이에는 반비례의 관계가 있다. 만약 무선채널의 코히어런스 대역폭이 커서 신호가 점유하는 대역 전체보다 더 넓다면, 어느 순간 신호 대역 전체가 깊은 무선 채널의 골에 빠져 통신이 끊기는 상황이 벌어질 수 있다.
이를 좀 더 상세히 살펴보면 다음과 같다. 우선 광대역 무선채널을 사용하면서 인터리빙(interleaving)과 서브캐리어간 에러보정코드를 사용하면 OFDM 시스템의 주파수선택 다중경로 페이딩 무선채널에서 주파수 다이버시티(diversity)를 최대한 이용할 수 있다. 특히 OFDM 신호의 대역폭이 무선채널의 코히어런스 대역폭보다 클때는 더더욱 그렇다. 그런데, 무선채널의 특성이 시간과 장소에 따라 변하므로, 어느 순간에 무선채널의 지연확산이 작아짐으로써 코히어런스 대역폭이 증가될 수 있고, 이것은 OFDM 신호의 전 대역에 영향을 미쳐 통신이 끊기게 만들 수도 있다는 문제점이 발생한다.
상기한 바와 같이, 만약 무선 채널의 코히어런스 대역폭이 커서 신호가 점유하는 대역 전체보다 더 넓다면, 어느 순간 신호 대역 전체가 깊은 무선채널의 골에 빠져 통신이 끊기는 상황이 벌어질 수 있지만, 반대로 무선채널의 코히어런스 대역폭이 신호 대역보다 좁으면, 전체 신호가 깊은 골에 빠지지 않게 되며, 신호의 일 부 대역만 영향을 받게 된다. 따라서, 지연확산에 의한 신호의 왜곡은 예상할 수 있지만, 신호 전체 대역이 임계치 이하로 들어와서 통신이 끊기는 상황은 발생하지 않게 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 상기한 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, OFDM 신호를 수신할 때 주어진 특성을 가진 무선채널을 이미 통과한 무선신호를 수신하여 신호처리를 통해 신호가 실제 통과한 무선채널보다 더 좁은 코히어런스 대역폭을 가진 채널을 통과한 것에 해당하는 효과를 신호에 주되, 가중치를 사용하여 최종 신호의 전력을 최대화하여 줌으로써 통신 두절을 방지할 수 있도록 한 OFDM 수신 장치와 이 장치에서의 디지털 신호 처리 장치 및 그 방법을 제공하는 데 있다.
상기한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 특징에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치는,
안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 특정 가중치를 부여하여 합성하는 가중 순환 지연부; 상기 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성하는 채널 추정부; 상기 가중 순환 지연부에서 순환지연된 후 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 상기 채널 추정부에서 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출하는 심볼 검출부; 및 상기 심볼 검출부에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구 하는 에러 보정부를 포함한다.
여기서, 상기 가중 순환 지연부는, 상기 OFDM 신호들의 심볼들을 이용하여 동기를 획득하는 동기부; 상기 동기부로부터의 신호에 따라 동기가 맞은 상태에서 상기 각 심볼들로부터 가드 시간들을 제거하는 가드 제거부; 상기 가드 제거부에서 가드 시간이 제거된 순수 심볼들을 순환적으로 지연시키는 심볼 순환 지연부; 상기 가드 제거부에서 직접 출력되는 심볼과 상기 심볼 순환 지연부에서 순환지연되어 출력되는 심볼들에 대해 상기 특정 가중치를 곱하여 출력하는 가중치부; 상기 가중치부에서 출력되는 심볼들을 합성하는 심볼 합성부; 및 상기 심볼 합성부에서 합성된 신호를 입력받아 각 서브캐리어(subcarrier)의 신호 컨스텔레이션(signal constellation)을 복원하는 고속 퓨리에 변환부를 포함한다.
또한, 상기 채널 추정부는, 상기 OFDM 신호들의 심볼들을 사용하여 각 경로마다의 무선채널 특성을 추정하는 각 경로 채널 추정부; 및 상기 각 경로 채널 추정부에서 추정된 신호를 합성하는 합성 채널 계산부를 포함한다.
여기서, 상기 특정 가중치는 상기 각 경로별로 고정되어 있는 것이 바람직하다.
또한, 상기 가중 순환 지연부는, 각 경로를 통하는 상기 OFDM 신호들의 심볼들의 전력을 검출하는 전력 검출부; 및 상기 전력 검출부에 의해 검출된 각 경로의 심볼 전력에 기초하여 상기 특정 가중치를 가변하여 상기 가중치부에 제공하는 가중치 제어부를 더 포함한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 방법은,
a) 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 특정 가중치를 부여하여 합성하는 단계; b) 상기 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성하는 단계; c) 상기 a) 단계에서 순환지연된 후 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 상기 b) 단계에서 상기 채널 추정부에 의해 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출하는 단계; 및 d) 상기 c) 단계에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구하는 단계를 포함한다.
여기서, 상기 a) 단계는, i) 상기 OFDM 신호들의 심볼들을 이용하여 동기를 획득하는 단계; ii) 상기 동기가 맞은 상태에서 상기 각 심볼들로부터 가드 시간들을 제거하는 단계; iii) 상기 가드 시간이 제거된 순수 심볼들을 순환적으로 지연시키는 단계; iv) 상기 ii) 단계에서 가드 시간이 제거된 일부 심볼과 상기 iii) 단계에서 순환지연되어 출력되는 심볼들에 대해 상기 특정 가중치를 곱하여 출력하는 단계; v) 상기 가중 처리되어 출력되는 심볼들을 합성하는 단계; 및 vi) 상기 합성된 신호를 입력받아 각 서브캐리어의 신호 컨스텔레이션을 복원하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 b) 단계는, 상기 OFDM 신호들의 심볼들을 사용하여 각 경로마다의 무선채널 특성을 추정하는 단계; 및 상기 추정된 무선 채널 특성을 합성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치는,
다이버시티를 이용하기 위하여 서로 충분히 이격되어 있는 다수의 안테나를 포함하는 안테나부; 상기 안테나부의 각 안테나를 통하여 수신된 고주파 신호들을 제1 국부 발진기로부터의 제1 발진 주파수에 따라 각각 중간주파수 신호로 하향 변환하는 다수의 하향 변환기를 포함하는 하향 변환부; 상기 하향 변환부에서 하향 변환된 신호들을 제2 국부 발진기로부터의 제2 발진 주파수에 따라 기저대역 신호인 I(In-phase) 신호와 Q(Quadrature) 신호로 각각 복조하는 다수의 IQ 복조기를 포함하는 IQ 복조부; 상기 IQ 복조부에서 복조된 기저대역 아날로그 IQ 신호들을 각각 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 다수의 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 아날로그-디지털 변환부; 상기 아날로그-디지털 변환부에서 변환된 디지털 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 특정 가중치를 부여하여 합성한 신호의 무선채널 특성에서, 상기 아날로그-디지털 변환부에서 변환된 디지털 신호들을 통해 각 경로의 무선채널을 추정하여 합성한 신호의 무선채널 특성을 제거한 후 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림으로 복구하여 출력하는 디지털 신호 처리부; 상기 제2 국부 발진기의 제2 발진 주파수를 보다 정확하게 수신된 신호의 중심 주파수에 맞추도록 하기 위하여, 상기 디지털 신호 처리부로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 상기 제2 국부 발진기로 아날로그 피드백 신호로 출력하는 디지털-아날로그 변환부를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 기록매체는,
가중치를 이용한 OFDM 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 방법에 있어서,
a) 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 특정 가중치를 부여하여 합성하는 기능; b) 상기 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 OFDM 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성하는 기능; c) 상기 a) 단계에서 순환지연된 후 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 상기 b) 단계에서 상기 채널 추정부에 의해 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출하는 기능; 및 d) 상기 c) 단계에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구하는 기능을 구현하기 위한 프로그램을 저장한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.
먼저, 본 발명의 실시예에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치에 대해 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치의 블록도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치는 안테나부(10), 하향 변환부(20), IQ 복조부(30), 아날로그-디지털 변 환부(40), 디지털 신호 처리기(Digital Signal Processor)(50), 국부 발진기(60, 70) 및 디지털-아날로그 변환기(Digital-to-Analog Converter:DAC, 이하 DAC라고 함)(80)를 포함한다.
안테나부(10)는 다이버시티를 이용하기 위하여 서로 충분히 이격되어 있는 M(M은 임의의 자연수)개의 안테나를 포함한다.
하향 변환부(20)는 안테나부(10)의 M개의 각 안테나를 통하여 수신된 고주파 신호들을 국부 발진기(60)로부터의 제1 발진 주파수에 따라 각각 중간주파수 신호로 하향 변환하는 M개의 하향 변환기를 포함한다.
IQ 복조부(30)는 하향 변환부(20)에서 하향 변환된 신호들을 국부 발진기(70)로부터의 제2 발진 주파수에 따라 기저대역 신호인 I(In-phase) 신호와 Q(Quadrature) 신호로 각각 복조하는 M개의 IQ 복조기를 포함한다.
아날로그-디지털 변환부(40)는 IQ 복조부(30)에서 복조된 기저대역 아날로그 IQ 신호들을 각각 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 M개의 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter:ADC, 이하 ADC라고 함)를 포함한다.
디지털 신호 처리기(50)는 아날로그-디지털 변환부(40)에서 변환된 디지털 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 가중치를 부여하여 합성한 신호의 무선채널 특성에서, 아날로그-디지털 변환부(40)에서 변환된 디지털 신호들을 통해 각 경로의 무선채널을 추정하여 합성한 신호의 무선채널 특성을 제거한 후 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림으로 복구하여 출력한다.
DAC(80)는 국부 발진기(70)의 제2 발진 주파수를 보다 정확하게 수신된 신호 의 중심 주파수에 맞추도록 하기 위하여, 디지털 신호 처리기(50)로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 국부 발진기(70)로 아날로그 피드백 신호로 출력한다.
이하, 본원 발명의 실시예에 따른 가중치를 이용한 OFDM 수신 장치의 동작에 대해 상세하게 설명한다.
먼저, OFDM 수신기에서 안테나 다이버시티를 이용하기 위하여 M개의 안테나(10)가 서로 충분히 공간적으로 거리를 두어 이격되어 있는 상황을 가정한다. 이때 충분히 공간을 두고 이격되어 있다는 것은 각 안테나에서 수신된 신호가 서로 독립적인 페이딩 채널을 지난 효과를 가질 수 있는 만큼의 거리를 두고 이격되어 있다는 것을 지칭한다. 이때 각 채널의 통계적 특성은 같다고 가정한다.
이와 같이 이격되어 있는 각 안테나(10)에서 수신된 신호들은 각각 경로를 통하여 저잡음증폭기, 대역통과필터, 국소발진기 등으로 구성된 M개의 하향변환기(20)를 통해 IF(Intermediate Frequency) 주파수 대역의 신호로 변환된다. 이 IF 신호는 M개의 IQ 복조기(30)를 거치면서 캐리어에 실려있는 복소성분인 기저대역 I(In-phase) 신호와 Q(Quadrature) 신호로 복조된다.
다음, 기저대역 I신호와 Q신호는 M개의 ADC(40)를 거쳐서 각각 비트 스트림(Bit Stream) 형태로 변환된다. 각 안테나(10)에서 수신된 신호들은 이와 같이 디지털 IQ 비트 스트림 형태로 디지털 신호 처리기(50)에 인가된다.
이러한 디지털 신호 처리기(50)의 주된 기능은 인가된 각 디지털 신호로부터 수신데이터 스트림을 복구하는 것으로, 복구된 수신데이터 스트림이 실제 통과한 무선채널의 코히어런스 대역폭보다 더 좁은 코히어런스 대역폭을 가진 채널을 통과한 것처럼 그 코히어런스 대역폭을 가상으로 줄여준다. 이 때, 디지털 신호 처리기(50)는 복구된 수신데이터 스트림의 전력이 최대가 될 수 있도록 각 경로에 가중치를 부여한다.
보다 구체적으로, 디지털 신호 처리기(50)는 M개의 ADC(40)에서 출력되는 비트 스트림을 순환지연시킨 후 각 경로마다 가중치를 부여하여 합성하고, 상기 비트 스트림을 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성한 후에, 두 합성 신호를 이용하여 무선 채널의 코히어런스 대역폭을 가상으로 줄여준다. 이 때, 각 경로마다 부여되는 가중치는 각 경로에 따라 고정되거나 또는 각 경로를 통해 입력되는 비트 스트림에 의해 검출된 전력에 따라 가변될 수 있다. 이와 같이 가중치가 가변되는 경우에는 M개의 ADC(40)에서 출력되는 각 경로의 비트 스트림의 전력을 검출하는 전력 검출 장치(도시되지 않음)와, 전력 검출 장치에 의해 검출된 각 비트 스트림의 전력에 기초하여 결정되는 가중치를 각 경로 상에서 순환지연된 신호들에 대해 부여하는 가중치 제어 장치가 더 필요하다.
한편, 디지털 신호 처리기(50)는 DAC(80)를 거쳐 국부 발진기(70)의 주파수를 보다 정확하게 수신된 신호의 중심 주파수에 맞추도록 아날로그 피드백 신호를 국부 발진기(70)로 출력할 수 있다.
이하, 본 발명의 실시예에 따른 디지털 신호 처리기(50)에 대해 상세하게 설명한다.
도 2는 도 1에 도시된 OFDM 수신 장치에서의 디지털 신호 처리기(50)의 블록 도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신 장치에서의 디지털 신호 처리기(50)는 가중 순환 지연부(100), 채널 추정부(200), 심볼 검출부(300) 및 에러 보정부(Forward Error Correction)(16)(400)를 포함한다.
가중 순환 지연부(100)는 안테나 다이버시티를 통하여 수신되어 ADC(40)에서 출력되는 IQ 비트 스트림들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 가중치를 부여하여 합성한다.
채널 추정부(200)는 ADC(40)에서 출력되는 IQ 비트 스트림들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성한다.
심볼 검출부(300)는 가중 순환 지연부(1000에서 순환지연 후 가중치 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 채널 추정부(200)에서 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출한다.
에러 보정부(400)는 심볼 검출부(300)에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 최종적으로 수신 데이터 스트림을 복구한다.
한편, 가중 순환 지연부(100)는 시간 또는 주파수 동기기(110), 가드 제거부(120), 심볼 순환 지연부(130), 가중치부(140), 심볼 합성기(150) 및 고속 퓨리에 변환기(Fast Fourier Transform:FFT, 이하 FFT라고 함)(160)를 포함한다.
시간 또는 주파수 동기기(110)는 ADC(40)로부터 디지털 IQ 비트 스트림을 입력받아서 한 개 또는 여러 개의 비트 스트림을 사용하여 시간 또는 주파수 동기를 획득한다.
가드 제거부(120)는 시간 또는 주파수 동기기(110)로부터의 신호에 따라 동기가 맞은 상태에서 ADC(40)로부터 출력되는 디지털 IQ 비트 스트림으로부터 가드 시간들을 제거하는 M개의 가드 제거기를 포함한다.
심볼 순환 지연부(130)는 이웃 경로의 순수 심볼(유효 심볼)들간에 서로 매개변수
Figure 112003023742397-pat00001
(i = 1, 2, …, M)만큼 차이가 나도록 가드 제거부(120)에서 가드 시간이 제거된 순수 심볼(유효 심볼)들을 매개변수
Figure 112003023742397-pat00002
만큼 순환적으로 지연시킨다.
가중치부(140)는 가드 제거부(120)에서 직접 출력되는 경로1에 대한 심볼과 심볼 순환 지연부(130)에서 순환지연된 심볼들에 대해 가중치 {
Figure 112003023742397-pat00003
}(i = 1, 2, …, M)를 곱하여 출력한다. 이 때, 가중치 {
Figure 112003023742397-pat00004
}는 각 경로에 따라 특정되어 고정되거나 또는 각 경로를 통해 입력되는 비트 스트림에 의해 검출된 전력, 예를 들어 ADC(40)에서 출력되어 가드 제어부(120)로 입력되는 각 경로의 비트 스트림의 전력에 따라 가변될 수 있다. 이와 같이 가중치 {
Figure 112003023742397-pat00005
}가 가변되는 경우에는 M개의 ADC(40)에서 출력되는 각 경로의 비트 스트림의 전력을 검출하는 전력 검출 장치(도시되지 않음)와, 전력 검출 장치에 의해 검출된 각 비트 스트림의 전력에 기초하여 가중치 {
Figure 112003023742397-pat00006
}를 결정하여 가중치부(130)에 제공하는 가중치 제어부(도시되지 않음)가 필요하다.
심볼 합성기(150)는 가중치부(140)에서 출력되는 심볼들을 합성하고, 고속 퓨리에 변환기(160)는 심볼 합성기(150)에서 합성된 신호를 입력받아서 각 서브캐리어의 신호 컨스텔레이션(signal constellation)을 복원하여 심볼 검출부(300)로 출력한다.
한편, 채널 추정부(200)는 경로 채널 추정기(210) 및 합성 채널 계산기(220)를 포함하며, 경로 채널 추정기(210)는 각 경로마다 채널을 추정하고, 합성 채널 계산기(220)는 경로 채널 추정기(210)에서 추정된 신호를 합성하여 심볼 검출부(300)로 출력한다.
이하, 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신 장치에서의 디지털 신호 처리기(50)의 동작 방법에 대하여 상세하게 설명한다.
먼저, 디지털 신호 처리기(50)로 ADC(40)에 의해 디지털 변환된 IQ 비트 스트림이 입력된다. 그러면, 가중 순환 지연부(100)의 시간 또는 주파수 동기기(110)에서 한 개 또는 여러 개의 비트 스트림을 사용하여 시간 또는 주파수 동기를 획득한다. 이 때, 시간 또는 주파수 동기를 획득하는 상세 기술은 공지된 기존 기술을 이용한다.
그리고, 각 가드 제거부(120)는 시간 또는 주파수 동기기(110)에 의해 동기가 맞은 상태에서 각 비트 스트림으로부터 가드 시간들을 제거한다. 이렇게 가드 시간을 제거하게 되어 얻은 비트 스트림에는 순수 심볼(유효 심볼)만 들어 있게 된다. 이제 가드 시간이 제거된 각 비트 스트림의 OFDM 신호의 유효한 심볼들을 심볼 순환 지연부(130)가 매개변수
Figure 112003023742397-pat00007
(i = 1, 2, …, M)만큼 순환적으로 지연시킨다. 여기서
Figure 112003023742397-pat00008
는 구현의 편의성을 위해 샘플링 주기 T의 정수배로
Figure 112003023742397-pat00009
로 나타낼 수 있다.
심볼 순환 지연부(130)에서 각 경로의 신호를 순환지연시켜 출력되는 심볼들은 가중치부(140)를 거치게 된다. 가중치부(140)의 가중치{
Figure 112003023742397-pat00010
} 들은 고정되어 있거나 아니면 가변이 가능하다. 가중치부(140)의 각 가중치{
Figure 112003023742397-pat00011
}는 최종 합성된 신호의 전력을 최대화하는 방향으로 정해주는 것이 바람직하다.
한편, 가중치부(140)에서 가중치{
Figure 112003023742397-pat00012
}가 부여된 후에, 심볼 합성기(150)에서 심볼을 합성할 때는, 우선 각 경로마다 한 심볼의 NFFT 개의 샘플로 나누어서 처리를 한다. 즉 한 개의 심볼은 NFFT 개의 샘플로 이루어져 있다고 가정한다. i번째 경로는 첫 샘플이 아닌 ni 번째 샘플부터 디지털 신호 처리기(50)에 들어가며, 앞의 ni-1 개의 샘플은 뒤쪽에 가서 붙음으로서 결국 NFFT 개의 샘플안에서 순환시켜서 n i 번째 샘플로 시작하는 즉 첫 번째 경로에 대해서 각각
Figure 112003023742397-pat00013
시간만큼 순환지연되어 가중치가 부여된 심볼들의 출력 신호를 만들 수 있다.
그리고, 심볼 합성기(150)는 서로 순환지연 관계를 가진 M개의 다른 안테나 경로로부터의 심볼들을 더하게 된다. 즉, 심볼 합성기(150)는 여러 심볼들을 순차적으로 더하게 되는데, 이 때 더하는 심볼들은 다른 심볼이 아니라 어느 특정 심볼의 순환지연된 신볼들을 의미한다. 도 2에서는 경로1의 심볼에 대해서 나머지 경로의 심볼들이 순환지연 관계를 가지고 있는 것으로 나타내고 있다.
다음, 심볼 합성기(150)의 출력 신호는 FFT(160)를 거친다. FFT(160)에서 신호는 정합 필터(Matched Filter)를 통과하여 각 OFDM 서브캐리어의 신호 컨스텔 레이션을 복원하게 된다.
한편, 채널 추정부(200)의 각 경로 채널 추정기(210)는 원래 송신되었던 데이터를 추출하기 위해서 각 서브캐리어의 위상 기준을 정하기 위한 채널 추정을 각 경로마다 수행한다. 이렇게 각 경로마다 채널 추정한 것을 합성 채널 계산기(220)에서 합성하여 수신한 신호에서 빼줌으로서 OFDM 송신기에서 보냈을 신호를 추정하는 것이다. 이와 같이 본 발명의 실시예에서의 채널 추정은 각 안테나의 경로에서 행해지게 된다. 즉, 각 경로에서 추정된 채널 모델을 이용하여 각 경로의 채널 특성을 추정한 후에 각 경로의 채널 특성을 합성하여 전체 채널 특성을 계산한다. 이 때, 사용되는 수식은 아래의 [수학식 1]과 같다.
[수학식 1]
Figure 112003023742397-pat00014
상기 [수학식 1]은 채널 전달함수(Transfer function)를 수식으로 나타낸 것인데, 매개변수 l은 OFDM 심볼을 나타내고, k는 각각의 서브캐리어, Hi는 i번째 안테나에서 추정된 채널 추정값이다.
상기와 같은 채널 전달함수를 통해, 전체 체널 특성이 각 경로에서 추정된 채널 특성을 순환지연시켜서 더함으로써 얻을 수 있다는 것을 알 수 있다.
다른 방식으로는 심볼 검출부(300)에서 편차검출(differential detection) 방식을 이용할 수 있다. 이 때는 컨스텔레이션 상에서의 위상과 진폭의 변화를 검출한다. 이 때는 특별히 채널추정 과정이 필요치 않게 된다.
이제 마지막으로 데이터의 각 비트의 검출을 심볼검출기(300)에서 수행한 후에, 에러 보정부(400)를 거쳐 최종 수신된 비트 스트림을 얻는다.
상기한 바와 같이, 본 발명의 실시예에서는 실제의 무선채널에 관계없이 다이버시티 합성을 통해 코히어런스 대역폭이 줄어든 무선채널을 통과한 것처럼 해주는 동시에 최대 전력을 갖도록 한다. 이는 아래의 [수학식 2]의 코릴레이션(correlation)을 통해 알 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112003023742397-pat00015
여기서,
Figure 112003023742397-pat00016
는 서브캐리어간 주파수 간격이다.
그리고, 상기 [수학식 2]를 도출하기 위해서 각 경로에서 추정된 채널 모델의 통계적 특성이 같다고 가정하였다. 따라서,
Figure 112003023742397-pat00017
이다. 또한, 서로 다른 경로의 채널 전달함수는 통계적으로 독립이라고 가정하였고,
Figure 112003023742397-pat00018
일 때
Figure 112003023742397-pat00019
이라는 관계를 이용하였다. 상기 [수학식 2]에서 전체 채널의 코릴레이션이 줄어듬을 알 수 있다. 또한, m=0일 때보다 어떤 0이 아닌 m에 대해서도 코릴레이션값이 적음을 알 수 있다.
그리고, 각 경로의 무선 채널이 레일레이(Rayleigh) 특성을 보이면, 합성된 채널도 코릴레이션이 줄어든 레일레이 특성을 보인다. 각 경로의 무선 채널들이 라이신(Ricean) 특성을 보이면, 합성을 통해 케이-팩터(K-factor)가 줄어들게 되고, 이는 합성후에도 깊은 골이 남아 있다는 것을 의미한다. 이 때는 M개의 신호 중에서 가장 큰 신호를 사용함으로써 이 문제를 해결할 수 있다.
상기한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 형태로 기록매체(씨디롬, 램, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며, 그 외의 다양한 변경이나 변형이 가능하다.
본 발명에 따르면, OFDM 신호를 수신할 때 주어진 특성을 가진 무선채널을 이미 통과한 무선신호를 수신하여 신호 처리를 통해 신호가 실제 통과한 무선채널보다 더 좁은 코히어런스 대역폭을 가진 채널을 통과한 것에 해당하는 효과를 신호에 줌으로써, 통신 두절을 방지할 수 있다.
또한, 각 안테나를 통하여 수신된 신호를 순환지연시켜 합성할 때 각 경로에 따라 고정되거나 가변되는 가중치를 부여함으로써 최대 전력을 가진 최종 신호를 복원할 수 있다.
또한, 실제의 무선채널에 관계없이 다이버시티 합성을 통해 코히어런스 대역폭이 줄어든 무선채널을 통과한 것처럼 해줌으로써 페이딩에 대한 성능을 개선시켜 주며, 계산상으로도 매우 효과적이어서 하드웨어의 규모다 복잡성을 크게 증가시키지 않는다.
또한, 종래 안테나 다이버시티를 이용한 OFDM 신호 수신 장치의 하드웨어 구조에 큰 변화없이 성능 개선을 가져올 수 있으므로, 현재 OFDM 신호를 이용하여 무선통신을 하고 있는 무선 랜 등의 액세스 포인트(Access Point) 장치나 송수신 카드 등에 구현될 수 있다.

Claims (11)

  1. 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치에 있어서,
    안테나 다이버시티를 통하여 수신된 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 특정 가중치를 부여하여 합성하는 가중 순환 지연부;
    상기 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 직교주파수분할다중화 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성하는 채널 추정부;
    상기 가중 순환 지연부에서 순환지연된 후 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 상기 채널 추정부에서 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출하는 심볼 검출부; 및
    상기 심볼 검출부에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구하는 에러 보정부
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 가중 순환 지연부가,
    상기 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들을 이용하여 동기를 획득하는 동 기부;
    상기 동기부로부터의 신호에 따라 동기가 맞은 상태에서 상기 각 심볼들로부터 가드 시간들을 제거하는 가드 제거부;
    상기 가드 제거부에서 가드 시간이 제거된 순수 심볼들을 순환적으로 지연시키는 심볼 순환 지연부;
    상기 가드 제거부에서 직접 출력되는 심볼과 상기 심볼 순환 지연부에서 순환지연되어 출력되는 심볼들에 대해 상기 특정 가중치를 곱하여 출력하는 가중치부;
    상기 가중치부에서 출력되는 심볼들을 합성하는 심볼 합성부; 및
    상기 심볼 합성부에서 합성된 신호를 입력받아 각 서브캐리어(subcarrier)의 신호 컨스텔레이션(signal constellation)을 복원하는 고속 퓨리에 변환부
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 채널 추정부가,
    상기 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들을 사용하여 각 경로마다의 무선채널 특성을 추정하는 각 경로 채널 추정부; 및
    상기 각 경로 채널 추정부에서 추정된 신호를 합성하는 합성 채널 계산부
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 특정 가중치는 상기 각 경로별로 고정되어 있는 것을 특징으로 하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 가중 순환 지연부가,
    각 경로를 통하는 상기 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들의 전력을 검출하는 전력 검출부; 및
    상기 전력 검출부에 의해 검출된 각 경로의 심볼 전력에 기초하여 상기 특정 가중치를 가변하여 상기 가중치부에 제공하는 가중치 제어부
    를 더 포함하는 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 장치.
  6. 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 방법에 있어서,
    a) 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 특정 가중치를 부여하여 합성하는 단계;
    b) 상기 안테나 다이버시티를 통하여 수신된 직교주파수분할다중화 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성하는 단계;
    c) 상기 a) 단계에서 순환지연된 후 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 상기 b) 단계에서 채널 추정부에 의해 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출하는 단계; 및
    d) 상기 c) 단계에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구하는 단계
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 a) 단계가,
    i) 상기 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들을 이용하여 동기를 획득하는 단계;
    ii) 상기 동기가 맞은 상태에서 상기 각 심볼들로부터 가드 시간들을 제거하는 단계;
    iii) 상기 가드 시간이 제거된 순수 심볼들을 순환적으로 지연시키는 단계;
    iv) 상기 ii) 단계에서 가드 시간이 제거된 일부 심볼과 상기 iii) 단계에서 순환지연되어 출력되는 심볼들에 대해 상기 특정 가중치를 곱하여 출력하는 단계;
    v) 상기 가중 처리되어 출력되는 심볼들을 합성하는 단계; 및
    vi) 상기 합성된 신호를 입력받아 각 서브캐리어의 신호 컨스텔레이션을 복 원하는 단계
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 방법.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 b) 단계가,
    상기 직교주파수분할다중화 신호들의 심볼들을 사용하여 각 경로마다의 무선채널 특성을 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 무선 채널 특성을 합성하는 단계
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치에서의 디지털 신호 처리 방법.
  9. 다이버시티를 이용하기 위하여 서로 충분히 이격되어 있는 다수의 안테나를 포함하는 안테나부;
    상기 안테나부의 각 안테나를 통하여 수신된 고주파 신호들을 제1 국부 발진기로부터의 제1 발진 주파수에 따라 각각 중간주파수 신호로 하향 변환하는 다수의 하향 변환기를 포함하는 하향 변환부;
    상기 하향 변환부에서 하향 변환된 신호들을 제2 국부 발진기로부터의 제2 발진 주파수에 따라 기저대역 신호인 I(In-phase) 신호와 Q(Quadrature) 신호로 각각 복조하는 다수의 IQ 복조기를 포함하는 IQ 복조부;
    상기 IQ 복조부에서 복조된 기저대역 아날로그 IQ 신호들을 각각 기저대역의 디지털 신호로 변환하는 다수의 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 아날로그-디지털 변환부;
    상기 아날로그-디지털 변환부에서 변환된 디지털 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 특정 가중치를 부여하여 합성한 신호의 무선채널 특성에서, 상기 아날로그-디지털 변환부에서 변환된 디지털 신호들을 통해 각 경로의 무선채널을 추정하여 합성한 신호의 무선채널 특성을 제거한 후 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림으로 복구하여 출력하는 디지털 신호 처리부; 및
    상기 제2 국부 발진기의 제2 발진 주파수를 보다 정확하게 수신된 신호의 중심 주파수에 맞추도록 하기 위하여, 상기 디지털 신호 처리부로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하여 상기 제2 국부 발진기로 아날로그 피드백 신호로 출력하는 디지털-아날로그 변환부
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 디지털 신호 처리부가,
    상기 아날로그-디지털 변환부에서 출력되는 신호들의 심볼들을 순환지연시킨 후 각 경로별로 상기 특정 가중치를 부여하여 합성하는 가중 순환 지연부;
    상기 아날로그-디지털 변환부에서 출력되는 신호들을 통해 각 경로마다 무선채널을 추정하여 합성하는 채널 추정부;
    상기 가중 순환 지연부에서 순환지연된 후 상기 특정 가중치가 부여되어 합성된 신호의 무선채널 특성에서 상기 채널 추정부에서 추정되어 합성된 신호의 무선채널 특성을 제거하여 수신 신호의 각 비트를 검출하는 심볼 검출부; 및
    상기 심볼 검출부에서 검출된 각 비트의 에러를 보정하여 수신 데이터 스트림을 복구하는 에러 보정부
    를 포함하는 가중치를 이용한 직교주파수분할다중화 수신 장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7567609B2 (en) * 2005-02-03 2009-07-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Space-time multiuser detector in mobile communication system and method thereof
KR100912500B1 (ko) 2007-03-08 2009-08-17 한국전자통신연구원 신호 전송 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001251271A (ja) 2000-03-06 2001-09-14 Mitsubishi Electric Corp Ｏｆｄｍ受信機
WO2002025857A1 (en) * 2000-09-22 2002-03-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Cyclic delay diversity for mitigating isi in ofdm systems
US20030012126A1 (en) 2000-11-27 2003-01-16 Hiroaki Sudo Ofdm communication apparatus and ofdm communication method
US20030090419A1 (en) 2001-11-12 2003-05-15 Makoto Tanaka Communication apparatus using OFDM technique

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001251271A (ja) 2000-03-06 2001-09-14 Mitsubishi Electric Corp Ｏｆｄｍ受信機
WO2002025857A1 (en) * 2000-09-22 2002-03-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Cyclic delay diversity for mitigating isi in ofdm systems
US20030012126A1 (en) 2000-11-27 2003-01-16 Hiroaki Sudo Ofdm communication apparatus and ofdm communication method
US20030090419A1 (en) 2001-11-12 2003-05-15 Makoto Tanaka Communication apparatus using OFDM technique

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101446267B1 (ko) 2012-08-29 2014-10-01 한밭대학교 산학협력단 스위치를 사용하여 공간 시간 블록 코드 기술을 적용한 오에프디엠 송수신 시스템

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