JP2001251271A - Ｏｆｄｍ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチパス遅延経路を経由する遅延信号が存
在し、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であって
もＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することがで
きるＯＦＤＭ受信機を提供する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信機１００内の副搬送波周波
数信号復調部２１にて、位相誤差の値を細分期間に分割
して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出
回路５と、各位相分割誤差値に対して重み付けを行う重
み関数を演算する重み関数回路６と、重み付けされた位
相分割誤差値に基づく位相誤差値を演算する演算回路８
と、誤り訂正手段５０から受信した誤り情報信号ＣＳに
基づいて位相誤差検出回路５、重み関数回路６及び演算
回路８のうちの少なくとも１個の回路の動作を制御する
ための制御信号ＩＳを出力する制御回路１１とを備え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）方式により伝送される変調信号を復調す
る受信機に関し、さらに詳細には、直交周波数分割多重
方式により伝送されるディジタル変調信号の１シンボル
期間中のガードインターバル期間とそれに対応する有効
シンボル期間の最後部に配置されたガードインターバル
転写期間との相関値に基づいて演算された位相誤差信号
を用いて、副搬送波周波数の基準信号を制御して副搬送
波周波数信号を同期検波することにより、副搬送波周波
数信号を復調する副搬送波周波数信号復調装置を有する
ＯＦＤＭ受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方
式により伝送される変調信号を復調する受信機につい
て、図を用いて説明する。

【０００３】図１４は、直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ）伝送方式の変調信号を受信するＯＦＤＭ受信機の構
成ブロック図である。

【０００４】図１４において、２００はＯＦＤＭ受信
機、４０はＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を受信する受信
アンテナ、３０は受信した変調信号を主搬送波の基準信
号を用いて１次復調し、副搬送波周波数信号ＢＳを出力
する主搬送波周波数信号復調部、２０は副搬送波周波数
信号ＢＳを副搬送波の基準信号を用いて２次復調し、復
調信号ＤＳを出力する副搬送波周波数信号復調部、５０
は復調信号ＤＳ中から誤りを検出すると共に復調信号Ｄ
Ｓ中の誤りを訂正して出力する誤り訂正手段、６０は誤
りが訂正された復調信号ＤＳに基づいて画像出力信号あ
るいは音声出力信号等の出力信号を生成する出力信号生
成部であり、受信アンテナ４０と主搬送波周波数信号復
調部３０、主搬送波周波数信号復調部３０と副搬送波周
波数信号復調部２０、副搬送波周波数信号復調部２０と
誤り訂正手段５０、誤り訂正手段５０と出力信号生成部
６０とが接続されている。

【０００５】また、副搬送波周波数信号復調部２０中に
おいて、２は乗算器、４は有効シンボル期間の遅延回
路、５は相関特性に基づいて位相誤差を検出して位相誤
差信号ＥＳを出力する位相誤差検出回路、９はゲイン調
整が可能であるループフィルタ、１０は数値制御により
周波数制御可能な発振回路であり、ＳＳはサンプル時刻
Ｎにおける位相誤差信号入力に対応して発振された数値
制御発振回路１０の出力信号であり、乗算器２にて副搬
送波周波数信号ＢＳと乗算される副搬送波周波数の基準
信号である。

【０００６】次に、図１４に示した従来のＯＦＤＭ受信
機の動作について説明する。

【０００７】ＯＦＤＭ受信機２００の受信アンテナ４０
がＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を受信すると、その変調
信号は主搬送波周波数信号復調部３０に入力されて主搬
送波周波数の基準信号ＳＳにより１次復調され、主搬送
波周波数信号復調部３０から副搬送波周波数信号ＢＳが
出力される。この副搬送波周波数信号ＢＳは、副搬送波
周波数信号復調部２０に入力されて副搬送波周波数の基
準信号ＳＳにより2次復調され、副搬送波周波数信号復
調部２０から復調信号ＤＳが出力される。復調信号ＤＳ
は、誤り訂正手段５０にて復調信号ＤＳ中の誤りが検出
され、その誤りが訂正された復調信号ＤＳが出力信号生
成部６０に出力される。出力信号生成部６０では、誤り
が訂正された復調信号ＤＳに基づいて受信者に通知する
ための画像信号あるいは音声信号を生成する。

【０００８】また、主搬送波周波数信号復調部３０から
副搬送波周波数信号ＢＳが副搬送波周波数信号復調部２
０内の乗算器２に入力されるが、初期状態においては位
相誤差が修正されていない復調信号ＤＳが乗算器２から
出力される。この復調信号ＤＳと、この復調信号ＤＳを
有効シンボル期間遅延回路４によって有効シンボル期間
分だけ遅延させた信号とが位相誤差検出回路５に入力さ
れる。位相誤差検出回路５では、入力する２信号の相関
特性を検出して位相誤差信号ＥＳを出力する。位相誤差
信号ＥＳは、ループフィルタ９に入力され、ループフィ
ルタ９によって高域ノイズが除去された位相誤差信号が
数値制御発振回路１０に入力される。

【０００９】ここで、数値制御発振回路１０から出力さ
れる基準信号ＳＳは、任意のサンプル時刻Ｎにおけるル
ープフィルタ９の出力信号Δθ（Ｎ）に応じたｃｏｓθ
（Ｎ）及びｓｉｎθ（Ｎ）（θ（Ｎ）＝Δθ（Ｎ）＋Δ
θ（Ｎ＋１））である。

【００１０】この数値制御発振器１０から出力される基
準信号ＳＳは、位相誤差信号ＥＳが小さくなるように発
振制御されるので、副搬送波周波数信号ＢＳと基準信号
ＳＳとが乗算器２により乗算された復調信号ＤＳの位相
誤差は減少する。

【００１１】位相誤差信号ＥＳは、位相誤差検出回路５
において、復調信号ＤＳと、復調信号3をその信号中の
有効シンボル期間長相当分だけ遅延させた信号との間の
相関特性が検出され、その相関値に基づいて復調信号の
位相誤差を検出することにより生成されている。図１０
では、有効シンボル期間遅延回路４に入力した復調信号
ＤＳは、有効シンボル期間長相当分だけ遅延されて出力
される。位相誤差検出回路５では、復調信号ＤＳが遅延
された信号と、遅延されていない復調信号ＤＳとの間の
相関特性が検出され、その相関特性の値に基づいて位相
誤差信号ＥＳが生成されて出力される。位相誤差検出回
路５から出力された位相誤差信号ＥＳは、ループフィル
タ９にて位相誤差信号ＥＳの高調波成分等の高域雑音が
除去されて数値制御発振回路１０に出力される。

【００１２】このように、副搬送波周波数信号復調部２
０内では、同期検波が実施されている。同期検波の概略
的な動作は次のようになる。復調信号ＤＳに基づいて位
相誤差信号ＥＳが生成され、位相誤差信号ＥＳにより数
値制御発振回路１０から出力される副搬送波周波数の基
準信号ＳＳの発振周波数が制御される。副搬送波周波数
信号ＢＳと副搬送波周波数の基準信号ＳＳとは、乗算器
２にて乗算されて復調信号ＤＳが出力される。副搬送波
周波数信号ＢＳと副搬送波周波数の基準信号ＳＳとの位
相誤差が大きい場合には、位相誤差信号ＥＳの値も大き
くなる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１４
に示したような従来のＯＦＤＭ受信機２００中の副搬送
波周波数信号復調装置２０は、復調信号ＤＳとその復調
信号ＤＳを所定時間だけ遅延させた信号との相関特性に
基づいて位相誤差を求めているため、マルチパス伝送路
により遅延されて受信した復調信号（マルチパス遅延波
復調信号）が受信される場合には、送信機と受信機との
間を最短経路にて結んだ通常の伝送路により受信した復
調信号に対してマルチパス遅延波復調信号が加算され、
そのマルチパス遅延波復調信号の影響により位相誤差検
出回路５において求められる相関特性にも変化が生じ
る。

【００１４】具体的には、復調信号中のガードインター
バル転写期間と、マルチパス遅延波復調信号の有効シン
ボル期間におけるガードインターバル転写期間の直前部
分（非ガードインターバル転写期間）とは相関が無いの
で、復調信号中のガードインターバル転写期間における
最初からマルチパス遅延波の遅延時間に相当する期間が
終了するまでの間の相関は低くなる。また、有効シンボ
ル期間分だけ遅延されたガードインターバル期間である
遅延ガードインターバル期間と、マルチパス遅延波復調
信号を有効シンボル期間分だけさらに遅延されたマルチ
パス遅延波遅延復調信号中の有効シンボル期間における
ガードインターバル転写期間とは相関が無いので、相関
検出用に遅延された復調信号中の有効シンボル期間分だ
け遅延された遅延ガードインターバル期間における最初
からマルチパス遅延波の遅延時間に相当する期間が終了
するまでの間の相関は低くなる。その結果、検出する位
相誤差の精度が劣化してしまう。

【００１５】位相誤差の精度が劣化すると、副搬送波周
波数信号復調装置２０におけるガードインターバル期間
中の同期が充分にとれなくなり、復調が不十分になるこ
とから、受信の安定性が劣化する。特にマルチパス伝送
路の状態が変化して遅延波の遅延時間が変動する場合等
には、受信の安定性が大幅に劣化する。

【００１６】本発明は上述した如き従来の問題を解決す
るためになされたものであって、マルチパス遅延経路を
経由する遅延波が存在する場合においても、検出する位
相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が
変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を
安定受信することができるＯＦＤＭ受信機を提供するこ
とを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
め、請求項１に記載した本発明のＯＦＤＭ受信機は、直
交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式により伝送され
る変調信号を１次復調することにより副搬送周波数信号
を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該副搬送波周
波数信号を同期検波することにより2次復調して復調信
号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、該復調信号
中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂正手段の出
力から出力信号を生成する出力信号生成部とからなるＯ
ＦＤＭ受信機であって、前記副搬送波周波数信号復調部
は、前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基
準信号を乗積することにより復調信号を出力する第１の
乗算器と、前記乗算器の出力を１シンボル期間中の有効
シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル
期間遅延回路と、前記乗算器の出力と前記有効シンボル
期間遅延回路の出力信号との相関特性を検出し、該相関
特性の値に基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出
し、該第１の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整
数且つ前記１シンボル期間のガードインターバル期間中
に用いられるクロック信号のパルス総数よりも小さい
数）の細分期間に分割して第1の位相分割誤差値として
出力する位相誤差検出回路と、前記位相誤差検出回路か
ら出力される細分期間毎に分割された複数の位相分割誤
差値に対してそれぞれマルチパス遅延波の影響に応じた
重み付けを行うための複数の重み関数を前記位相分割誤
差値に基づいて演算する重み関数回路と、前記位相誤差
検出回路から細分出力された前記第1の位相分割誤差値
にそれぞれ前記重み関数回路から出力された対応する重
み関数を乗算することにより重み付けされた複数の第2
の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器と、前記複数
の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式により第2の位
相誤差値を演算する演算回路と、前記第2の位相誤差値
から高域雑音を除去して出力するループフィルタと、前
記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波数
の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出力
する数値制御発振回路と、前記位相誤差検出回路にて第
１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、前
記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記演算回
路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2の位相
分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも
１つをパラメータとすると共に、前記副搬送波周波数信
号復調部の特性変化を通知する情報としての前記誤り訂
正手段から受信する誤り情報信号が最小になるように、
前記パラメータを適応的に制御する制御回路とを備える
ことを特徴とする。

【００１８】請求項２の本発明は、請求項１に記載のＯ
ＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、誤り訂正
前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情
報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算
部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り
訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回
路であり、前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて
第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパ
ラメータとして、前記誤り率が最小になるように、前記
パラメータを適応的に制御することを特徴とする。

【００１９】請求項３の本発明は、請求項１に記載のＯ
ＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、前記誤り
情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメ
トリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを
有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を
復号するビタビ復号回路であり、前記制御回路は、前記
位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に
分割する分割数Ｎをパラメータとして、前記パスメトリ
ック値が最小になるように、前記パラメータを適応的に
制御することを特徴とする。

【００２０】請求項４の本発明は、請求項１に記載のＯ
ＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、誤り訂正
前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情
報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算
部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り
訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回
路であり、前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算
される重み関数をパラメータとして、前記誤り率が最小
になるように、前記パラメータを適応的に制御すること
を特徴とする。

【００２１】請求項５の本発明は、請求項１に記載のＯ
ＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、前記誤り
情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメ
トリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを
有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を
復号するビタビ復号回路であり、前記制御回路は、前記
重み関数回路にて演算される重み関数をパラメータとし
て、前記パスメトリック値が最小になるように、前記パ
ラメータを適応的に制御することを特徴とする。

【００２２】請求項６の本発明は、請求項１に記載のＯ
ＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、誤り訂正
前の復調信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情
報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率計算
部を有して、前記復調信号中に予め加えられている誤り
訂正符号を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回
路であり、前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2
の位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を
用いて演算される演算式をパラメータとして、前記誤り
率が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御
することを特徴とする。

【００２３】請求項７の本発明は、請求項１に記載のＯ
ＦＤＭ受信機において、前記誤り訂正手段は、前記誤り
情報信号としても用いられる各内部状態におけるパスメ
トリック値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを
有して、ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を
復号するビタビ復号回路であり、前記制御回路は、前記
演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2
の位相分割誤差値を用いて演算される演算式をパラメー
タとして、前記パスメトリック値が最小になるように、
前記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。

【００２４】請求項８の本発明は、請求項２、４、６の
何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記制御
回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値
を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路に
て演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の
位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用
いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメー
タとし、前記誤り率が最小になるように、前記パラメー
タを適応的に制御することを特徴とする。

【００２５】請求項９の本発明は、請求項３、５、７の
何れか１項に記載のＯＦＤＭ受信機において、前記制御
回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値
を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路に
て演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の
位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用
いて演算される演算式とから少なくとも２つをパラメー
タとし、前記パスメトリック値が最小になるように、前
記パラメータを適応的に制御することを特徴とする。

【００２６】請求項１０に記載した本発明のＯＦＤＭ受
信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式によ
り伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送
周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該
副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調
して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、
該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂
正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部と
からなるＯＦＤＭ受信機であって、前記副搬送波周波数
信号復調部は、前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波
周波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力
する第１の乗算器と、前記副搬送波周波数信号を１シン
ボル期間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力
する有効シンボル期間遅延回路と、前記副搬送波周波数
信号と前記有効シンボル期間遅延回路の出力信号との相
関特性を検出し、該相関特性の値に基づいて復調信号の
第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤差の値を所定
値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガー
ドインターバル期間中に用いられるクロック信号のパル
ス総数よりも小さい数）の細分期間に分割して第1の位
相分割誤差値として出力する位相誤差検出回路と、前記
位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割され
た複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチパス
遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重み
関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関数
回路と、前記位相誤差検出回路から細分出力された前記
第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から
出力された対応する重み関数を乗算することにより重み
付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の
乗算器と、前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて
演算式により第2の位相誤差値を演算する演算回路と、
前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力する
ループフィルタと、前記ループフィルタの出力に基づい
て前記副搬送波周波数の基準信号として用いられる発振
周波数を制御して出力する数値制御発振回路と、前記位
相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分
割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算される重
み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差値を得
るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算される
演算式とから少なくとも１つをパラメータとすると共
に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通知す
る情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り情報
信号が最小になるように、前記パラメータを適応的に制
御する制御回路とを備えることを特徴とする。

【００２７】請求項１０の発明では、副搬送周波数信号
が第１の乗算器に入力されて同期検波を実施するフィー
ドフォワード方式とした。

【００２８】請求項１１に記載した本発明のＯＦＤＭ受
信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式によ
り伝送される変調信号を１次復調することにより副搬送
周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部と、該
副搬送波周波数信号を同期検波することにより2次復調
して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調部と、
該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、誤り訂
正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生成部と
からなるＯＦＤＭ受信機であって、前記副搬送波周波数
信号復調部は、前記副搬送波周波数信号を１シンボル期
間中の有効シンボル期間長分だけ遅延させて出力する有
効シンボル期間遅延回路と、前記有効シンボル期間遅延
回路の出力に前記副搬送波周波数の基準信号を乗積する
ことにより復調信号を出力する第１の乗算器と、前記副
搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回路の出
力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づい
て復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤
差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボ
ル期間のガードインターバル期間中に用いられるなクロ
ック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分
割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検
出回路と、前記位相誤差検出回路から出力される細分期
間毎に分割された複数の位相分割誤差値に対してそれぞ
れにマルチパス遅延波の影響に応じた重み付けを行うた
めの複数の重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演
算する重み関数回路と、前記位相誤差検出回路から細分
出力された前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重
み関数回路から出力された対応する重み関数を乗算する
ことにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値
を出力する第2の乗算器と、前記複数の第2の位相分割誤
差値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算す
る演算回路と、前記第2の位相誤差値から高域雑音を除
去して出力するループフィルタと、前記ループフィルタ
の出力に基づいて前記副搬送波周波数の基準信号として
用いられる発振周波数を制御して出力する数値制御発振
回路と、前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値
を細分期間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路に
て演算される重み関数と、前記演算回路にて前記第2の
位相誤差値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用
いて演算される演算式とから少なくとも１つをパラメー
タとすると共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性
変化を通知する情報としての前記誤り訂正手段から受信
する誤り情報信号が最小になるように前記パラメータを
適応的に制御する制御回路とを備えることを特徴とす
る。

【００２９】請求項１１の発明では、有効シンボル期間
遅延回路によって有効シンボル期間分遅延させた副搬送
周波数信号が第１の乗算器に入力されて同期検波を実施
するフィードフォワード方式とした。

【００３０】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図示した実施の形
態に基づいて説明する。尚、図１〜図１３において、図
１４に示した従来の副搬送波周波数信号復調装置と同じ
機能の部分については同じ符号を付す。

【００３１】実施の形態１．図１は、本発明の実施の形
態１であるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図であ
る。

【００３２】図１のＯＦＤＭ受信機１００において、受
信アンテナ４０、主搬送波周波数信号復調部３０、誤り
訂正手段５０、出力信号生成部６０を有していることに
ついては、図１４に示した従来のＯＦＤＭ受信機２００
中の構成と同様である。しかし、本実施の形態１のＯＦ
ＤＭ受信機１００では、副搬送波周波数信号復調部２１
の構成及び動作と、誤り訂正手段５０中において処理さ
れた信号の１部を、副搬送波周波数信号復調部２１の特
性変化を通知する情報である誤り情報信号ＣＳとして副
搬送波周波数信号復調部２１に戻していることが従来の
ＯＦＤＭ受信機２００とは異なっている。

【００３３】まず、本実施の形態１のＯＦＤＭ受信機１
００の副搬送波周波数復調部２１の構成について説明す
る。

【００３４】副搬送波周波数復調部２１中において、２
は第１の乗算器、４は有効シンボル期間の遅延回路、５
は相関特性に基づいて第１の位相誤差を検出し、該第１
の位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記
１シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられ
るクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期
間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相
誤差検出回路、６は位相誤差検出回路５から出力される
細分期間毎に分割された複数の第1の位相分割誤差値に
対してそれぞれマルチパス遅延波の影響に応じた重み付
けを行うための複数の重み関数を位相分割誤差値に基づ
いて演算する重み関数回路、７は位相誤差検出回路５か
ら細分出力された第1の位相分割誤差値にそれぞれ重み
関数回路６から出力された対応する重み関数を乗算する
ことにより重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値
を出力する第2の乗算器、８は複数の第2の位相分割誤差
値に基づいて演算式により第2の位相誤差値を演算する
演算回路、９は第2の位相誤差値から高域雑音を除去し
て出力するためにゲイン調整が可能であるループフィル
タ、１０は数値制御により周波数制御可能な発振回路、
１１は位相誤差検出回路５の分割数Ｎと、重み関数回路
６の重み関数と、演算回路８の第2の位相誤差値の演算
式とから少なくとも１つをパラメータとして、誤り情報
信号ＣＳが最小になるように前記パラメータを適応的に
制御する制御回路、ＢＳは副搬送波周波数信号、ＤＳは
復調信号、ＳＳは数値制御発振回路１０から出力される
基準信号、ＥＳは演算回路８から出力される位相誤差信
号である。

【００３５】第１の乗算器２は、位相誤差Δθ（Ｎ）に
対応させて数値制御発振回路１０から出力される基準信
号ＳＳを副搬送波周波数信号ＢＳに乗ずることにより、
副搬送波周波数信号ＢＳの位相誤差を修正して復調信号
ＤＳを出力する。有効シンボル期間遅延回路４は、復調
信号ＤＳを有効シンボル期間分だけ遅延させて出力す
る。位相誤差検出回路５は、相関特性検出期間をいくつ
かの細分期間に分割し、各細分期間における第1の位相
分割誤差値を出力する。重み関数回路６は、第2の乗算
器７によって各細分期間の第1の位相分割誤差値に乗ず
るための重み関数を計算して出力する。第2の乗算器７
は、各細分期間の第1の位相分割誤差値に重み関数を乗
ずることにより、各位相誤差値に重み付けを行った第2
の位相分割誤差値を出力する。演算回路８は、各細分期
間ごとに重み付けられた第2の位相分割誤差値を演算式
を用いて演算することによって、最終的な第2の位相誤
差信号である位相誤差信号ＥＳを出力する。ループフィ
ルタ９は、例えば、周波数特性が異なると共にゲインを
可変できるフィルタを少なくとも１つ以上有しており、
各フィルタの出力を加算して出力する。数値制御発振回
路１０は、位相誤差信号に基づいて再生された副搬送波
周波数の信号である基準信号ＳＳを出力する。制御回路
１１は、位相誤差検出回路５における分割数Ｎ、重み関
数回路６における重み関数、及び、演算回路８における
第2の位相分割誤差値の演算式のうち、少なくとも１つ
をパラメータとして、誤り訂正手段５０から受信した誤
り情報信号ＣＳが最小になるように前記パラメータを適
応的に制御する。

【００３６】次に、ＯＦＤＭ受信機１００では、誤り訂
正手段５０中において処理された信号の１部を誤り情報
信号ＣＳとして副搬送波周波数信号復調部２１に戻して
いることから、ＯＦＤＭ受信機１００の従来と異なる内
部動作について、主に、従来と構造が異なる副搬送波周
波数信号復調部２１に関係する動作について説明する。

【００３７】ＯＦＤＭ受信機１００がＯＦＤＭ伝送方式
の変調信号を受信すると、主搬送波周波数信号復調部３
０から副搬送波周波数信号ＢＳが副搬送波周波数信号復
調部２１内の第１の乗算器２に入力される。

【００３８】ここで、副搬送波周波数信号復調部２１内
では、同期検波が実施されており、同期検波の概略的な
動作としては図１４に示した従来の副搬送波周波数信号
変調部２０における動作と同様である。

【００３９】副搬送波周波数信号変調部２１の初期状態
においては位相誤差が修正されていない復調信号ＤＳが
第１の乗算器２から出力される。この復調信号ＤＳと、
復調信号ＤＳを有効シンボル期間遅延回路４によって有
効シンボル期間分だけ遅延させた信号とが位相誤差検出
回路５に入力される。位相誤差検出回路５では、入力す
る２信号の相関特性を検出して第1の位相誤差信号を生
成する。この第1の位相誤差信号ＥＳはガードインター
バル期間とそれに対応する有効シンボル期間最後部とを
同期させるように生成される。

【００４０】位相誤差検出回路５から出力される第1の
位相誤差信号は、相関特性検出期間を細分した期間毎に
分割された第1の位相分割誤差信号として出力される。
即ち、位相誤差検出回路５は、相関特性検出期間を１〜
Ｎの細分期間に分割し、細分期間毎に検出された相関値
に基づいて位相誤差（第1の位相分割誤差信号）を検出
し出力する。

【００４１】重み関数回路６は、位相誤差検出回路５の
各細分期間の出力値に基づいて各細分期間に対する重み
関数を計算する。例えば、相関の強い細分期間について
は重み関数を大きくし、相関の弱い細分期間、即ち、マ
ルチパス中の最短経路以外を経由した遅延波（マルチパ
ス遅延波）を復調した信号（マルチパス遅延波復調信
号）等の影響によって位相誤差検出精度が低くなった期
間については重み関数を小さくすることにより、マルチ
パス遅延波が復調信号に与える影響を抑えるようにす
る。

【００４２】重み関数回路６から出力された位相誤差検
出回路５の各出力に対応する各重み関数を、第2の乗算
器７によって位相誤差検出回路５の各出力と乗算し、細
分期間毎の位相誤差信号に対して重み付けを行う。演算
回路８は、全ての第2の乗算器７からの出力される信号
が入力され、各入力信号に基づいた演算を行うことによ
って、最終的な第2の位相誤差信号である位相誤差信号
ＥＳを出力する。

【００４３】演算回路８の出力即ち第2の位相誤差信号
である位相誤差信号ＥＳは、ゲイン調整可能であるルー
プフィルタ９に入力される。ループフィルタ９によって
高域ノイズが除去された位相誤差信号は、数値制御発振
回路１０に入力される。

【００４４】数値制御発振回路１０は、任意のサンプル
時刻Ｎにおけるループフィルタ９の出力信号Δθ（Ｎ）
に応じたｃｏｓθ（Ｎ）及びｓｉｎθ（Ｎ）（θ（Ｎ）
＝Δθ（Ｎ）＋Δθ（Ｎ＋１））、即ち、再生された副
搬送波周波数の信号である基準信号ＳＳを出力する。こ
の数値制御発振器１０から出力される基準信号ＳＳと副
搬送波周波数信号ＢＳとを第１の乗算器２により乗算す
ることにより位相誤差を修正した復調信号ＤＳを得る。

【００４５】ここで、上記した復調信号ＤＳが遅延され
た信号と、遅延されていない復調信号ＤＳとの間の相関
特性の検出方法について説明する。

【００４６】図２は、図１の位相誤差検出回路５に入力
する復調信号ＤＳ等を示したタイミングチャートであ
る。

【００４７】図２の（ａ）は、遅延されていない復調信
号ＤＳを示し、ＳＴ０、ＳＴ１、ＳＴ２は、伝送信号の
信号単位となる１シンボル期間を示している。シンボル
期間ＳＴ０（以下、ＳＴ０と記す）中には、ガードイン
ターバル期間ＧＩ０（以下、ＧＩ０と記す）と、有効シ
ンボル期間ＥＳ０（以下、ＥＳ０と記す）とを有してい
る。また、ＥＳ０中の最後部から前側に向けてＧＩ０に
相当する期間は、ガードインターバル転写期間ＲＧ０
（以下、ＲＧ０と記す）となっている。同様にして、シ
ンボル期間ＳＴ１、ＳＴ２中には、各々ガードインター
バル期間ＧＩ１、ＧＩ２（以下、ＧＩ１、ＧＩ２と記
す）と、有効シンボル期間ＥＳ１、ＥＳ２（以下、ＥＳ
１、ＥＳ２と記す）とを有しており、また、有効シンボ
ル期間ＥＳ１中の最後部から前側にかけては各々ガード
インターバル転写期間ＲＧ１（以下、ＲＧ１と記す）と
なっている。

【００４８】図２の（ｂ）は、相関特性検出用に復調信
号ＤＳが遅延された信号を示し、ＤＬ０、ＤＬ１、ＤＬ
２は、各々図２（ａ）のＥＳ０、ＥＳ１、ＥＳ２に相当
する期間である遅延期間を示している。ＤＧ０、ＤＧ１
は、各々図２（ａ）のＧＩ０、ＧＩ１が遅延期間ＤＬ
０、ＤＬ１だけ遅延された遅延ガードインターバル期間
である。

【００４９】上記したように、直交周波数分割多重方式
にて伝送される変調信号の信号単位であるＳＴ０〜ＳＴ
２は、ＧＩ０〜ＧＩ２とＥＳ０〜ＥＳ２とから構成され
る。ガードインターバル期間ＧＩ０〜ＧＩ２は、送信機
と受信機間の信号の同期を得るためと、マルチパスの遅
延信号により受信信号が干渉されることを防ぐために各
シンボル期間ＳＴ０〜ＳＴ２の先頭部分に設けられてい
る。また、有効シンボル期間ＥＳ０〜ＥＳ２は、実際に
復調される通信データが含まれる期間であり、その期間
中の最後の一部分ＲＧ０〜ＲＧ１がそのシンボル期間Ｓ
Ｔ０〜ＳＴ２中にて対応する各ガードインターバル期間
ＧＩ０〜ＧＩ２に複写される。

【００５０】図２（ａ）のＧＩ０、ＧＩ１中の復調信号
は、図２（ａ）のＲＧ０、ＲＧ１中の復調信号が転写さ
れたものであるので、ＧＩ０中の復調信号はＲＧ０中の
復調信号と同一内容であり、ＧＩ１中の復調信号はＲＧ
１中の復調信号と同一内容である。従って、ＧＩ０が遅
延期間ＤＬ０だけ遅延されたＤＧ０中の復調信号とＲＧ
０中の復調信号とは同一内容であり、ＧＩ１が遅延期間
ＤＬ１だけ遅延されたＤＧ１中の復調信号とＲＧ１中の
復調信号とは同一内容である。但し、ＤＧ０とＲＧ０、
或いは、ＤＧ１とＲＧ１は、同期しているとは限らな
い。

【００５１】そこで、図２（ｃ）に示したように、ＲＧ
０或いはＲＧ１と同一期間となるように相関特性検出期
間ＤＴ０、ＤＴ１（以下、ＤＴ０、ＤＴ１と記す）を設
け、ＤＴ０におけるＲＧ０中の復調信号の内容とＤＧ０
中の復調信号の内容との相関特性を検出し、ＤＴ１にお
けるＲＧ１中の復調信号の内容とＤＧ１中の復調信号の
内容との相関特性を検出する。検出した相関特性の値か
らＲＧ０中の復調信号とＤＧ０中の復調信号との位相の
ずれ量、即ち、位相誤差が検出できるので、位相誤差信
号を位相誤差検出回路５から出力する。

【００５２】このようにして、位相誤差は検出できる
が、これは数式的にも証明されている。例えば、Paul
H. Moose,"A Technique for Orthogonal Frequency Div
ision Multiplexing Frequency Offset Correction" I
ＥＥＥ TRAＮＳACTIOＮＳ OＮ COMMUＮICATIOＮＳ, VO
L. 42, ＮO. １0, OCTOBＥR １994には、従来の直交周
波数分割多重方式の変調信号が副搬送波周波数信号復調
装置により復調される原理が数式的に示されている。

【００５３】ここでは、位相誤差を周波数のオフセット
を用いて求めている。まず、周波数オフセットδfを含
むＯＦＤＭ信号の第iシンボルにおけるn番目のサンプル
をs_nとする。nがガードインターバル期間にある場合に
おいて、式（１）で表される自己相関特性関数R_Nを定義
する。

【００５４】

【数１】

【００５５】但し、Ｅ[x]はｘの期待値、x^*はxの複素共
役を表す。また、ＮはＦＦＴ（高速フーリエ変換）サイ
ズである。

【００５６】周波数オフセットが存在する場合、雑音を
無視するとs_n+Nは、s_nと周波数オフセットδfを用いて
次の式（２）のように表される。

【００５７】

【数２】

【００５８】式（２）を式（１）に代入すると、次の式
（３）が得られる。

【００５９】

【数３】

【００６０】ここで、期待値Ｅ[x]の計算をガードイン
ターバル期間ＧＩにおける時間平均で近似できると仮定
すると、式（１）は次の式（４）のように示される。

【００６１】

【数４】

【００６２】従って、式（４）で得られる複素データか
ら、その中の位相成分を抽出することによって、周波数
オフセットδfを次の式（５）に示すように推定するこ
とができる。

【００６３】

【数５】

【００６４】この周波数オフセットδfの式（５）か
ら、位相誤差δθを次の式（６）に示すように求めるこ
とができる。

【００６５】

【数６】

【００６６】上記から、式（１）〜式（４）に示したよ
うに、ガードインターバル期間とそれに対応する有効シ
ンボル期間の最後部との相関特性を求め、式（５）〜式
（６）に示したようにその中から位相成分を抽出するこ
とにより、数式的にも復調信号の位相誤差を検出するこ
とができることがわかる。

【００６７】図２の（ｄ）〜（ｇ）は、上記のマルチパ
ス遅延波復調信号と通常の復調信号との関係を示すタイ
ミングチャートである。

【００６８】図２の（ｄ）はマルチパス遅延波復調信号
を示し、（ｅ）は（ａ）の復調信号とマルチパス遅延波
復調信号とを上下段に重ねて示し、（ｆ）は（ｃ）の相
関特性検出期間中の相関特性が変化した期間と相関特性
が変化しない期間を示し、（ｇ）は（ｂ）の相関検出用
に遅延された復調信号とマルチパス遅延波復調信号が遅
延された復調信号とを上下段に重ねて示している。

【００６９】図２の（ｄ）に示したマルチパス遅延波復
調信号中の各シンボル期間ＭＳ０〜ＭＳ２は、マルチパ
ス伝送路中の遅延経路（以下、マルチパス遅延経路と記
す）を経由するため、（ａ）に示した通常の復調信号中
の各シンボル期間ＳＴ０〜ＳＴ２に対して各々期間ｄｔ
分だけ遅延する。そのため、図２の（ｅ）の上段に示し
た通常経路を経由する復調信号中のＲＧ０に対し、図２
の（ｅ）の下段に示したマルチパス遅延経路を経由する
復調信号中のＭＥ０ｂ（上記ＲＧ０に対応するマルチパ
ス遅延波復調信号中の期間）も、期間ｄｔ分だけ遅延す
る。従って、復調信号中のＲＧ０の最初から期間ｄｔま
での間、即ち、図２の（ｆ）に示した相関特性変化期間
ＤＴ０ａについては、マルチパス遅延経路を経由する復
調信号中のＭＥ０ａ（有効シンボル期間ＥＳ０中の非Ｒ
Ｇ０部分に対応するマルチパス遅延波復調信号中の期
間）の影響を受ける。同様にして、図２の（ｆ）に示し
た相関特性変化期間ＤＴ０ｂについては、マルチパス遅
延経路を経由する復調信号中のＭＥ０ｂの影響を受け
る。ここで、ＲＧ０とＭＥ０ｂとは遅延関係にある同一
信号同士であるので相関を有しているが、ＲＧ０とＭＥ
０ａとは相関を有していない。

【００７０】一方、図２の（ｇ）の上段に示した通常経
路を経由する復調信号が相関検出用に遅延された信号中
のＤＧ０に対し、図２の（ｇ）の下段に示したマルチパ
ス遅延経路を経由する復調信号が相関検出用に遅延され
た信号中のＭＩ０（相関検出用に遅延されたマルチパス
遅延波復調信号中の上記ＤＧ０に対応する期間）も、期
間ｄｔ分だけ遅延する。従って、相関検出用に遅延され
た復調信号中のＤＧ０の最初から期間ｄｔまでの間、即
ち、図２の（ｆ）に示した相関特性変化期間ＤＴ０ａに
ついては、マルチパス遅延経路を経由する復調信号が相
関検出用に遅延された信号中のＭＤ０ｂ（有効シンボル
期間ＥＳ０中の非ＲＧ０部分に対応するマルチパス遅延
波復調信号中の期間）の影響を受ける。同様にして、図
２の（ｆ）に示した相関特性変化期間ＤＴ０ｂについて
は、マルチパス遅延経路を経由する復調信号が相関検出
用に遅延された信号中のＭＩ０の影響を受ける。ここ
で、ＤＧ０とＭＩ０とは遅延関係にある同一信号同士で
あるので相関を有しているが、ＤＧ０とＭＤ０ｂとは相
関を有していない。

【００７１】従って、ＲＧ０とＭＥ０ａとは相関が無い
ので、復調信号中のＲＧ０の最初から期間ｄｔまでの間
の相関は低くなり、ＤＧ０とＭＤ０ｂとは相関が無いの
で、復調信号が相関検出用に遅延された信号中のＤＧ０
の最初から期間ｄｔまでの間の相関は低くなり、その結
果、例えば、図１０に示した従来の副搬送波周波数信号
復調部２１では、検出する位相誤差の精度が劣化してし
まう。

【００７２】本実施の形態１では、図２におけるＲＧ０
の最初から期間ｄｔまでの間と、ＤＧ０の最初から期間
ｄｔまでの間とを検出して、その期間の重み付けを低く
することにより、最終的な位相誤差の精度が劣化しない
ようにしている。

【００７３】図３は、図２の（ｃ）、（ｅ）、（ｆ）、
（ｇ）の信号を時間軸を拡大して示すと共に、相関特性
検出期間を細分した細分期間を（ｈ）に示したタイミン
グチャートである。

【００７４】図３の（ｃ）、（ｅ）〜（ｇ）は、図２に
示した同番号の信号の時間軸を拡大して示した図であ
り、（ｈ）は、本実施の形態１の位相誤差検出回路５に
より相関特性検出期間を細分した細分期間を示してい
る。この細分期間は、微細に分割したほうが好ましい
が、相関を検出する能力はクロック信号の波長よりも細
かくはならないため、本実施の形態１では所定値Ｎ（Ｎ
は２以上の整数且つ前記１シンボル期間のガードインタ
ーバル期間中に用いられるクロック信号のパルス総数よ
りも小さい数）に分割した細分期間とした。

【００７５】このように、相関特性検出期間を細分する
ことにより、マルチパス遅延経路を経由した副搬送波周
波数信号の遅延する期間ｄｔを特定でき、従って、マル
チパス遅延経路を経由した副搬送波周波数信号が通常経
路を経由した副搬送波信号に加算されることにより、相
関が低下する期間である相関特性変化期間ＤＴ０ａを特
定することができる。

【００７６】本実施の形態１では、重み関数回路６によ
り、相関特性変化期間ＤＴ０ａに対する重み関数を低く
設定し、相関特性変化期間ＤＴ０ｂに対する重み関数を
高く設定する。すると、演算回路８において演算される
最終的な位相誤差信号中では、マルチパス遅延経路を経
由した副搬送波周波数信号の影響が少なくなる。

【００７７】また、ＯＦＤＭ受信機１００の誤り訂正手
段５０中において処理された信号の１部を副搬送波周波
数信号復調部２１に戻す誤り情報信号ＣＳは、誤り訂正
手段５０に入力した復調信号ＤＳ中の誤りの量を示す信
号であり、この情報信号ＣＳの増減を監視することによ
り副搬送波周波数信号復調部２１の特性変化を知ること
ができる情報である。言いかえれば、誤り情報信号ＣＳ
は、副搬送波周波数信号復調部２４の特性変化を通知す
る情報であると言える。誤り情報信号ＣＳを受信した制
御回路１１では、位相誤差検出回路５にて第１の位相誤
差の値を細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路
６にて演算される重み関数と、演算回路８にて第2の位
相誤差値を得るための第2の位相分割誤差値の演算式と
から少なくとも１つをパラメータとして、誤り訂正手段
５０から受信した誤り情報信号ＣＳが最小になるよう
に、パラメータを適応的に制御するための制御信号ＩＳ
を出力する。適応的にパラメータを制御することとは、
例えば、副搬送波周波数信号復調部２１の特性変化に適
応させてパラメータを制御することであり、これによ
り、マルチパス伝送路の状態が変化することから副搬送
波周波数信号復調部２１に入力する受信信号が変化する
場合でも、その変化に対応して復調できることになる。

【００７８】以上に説明したように、本実施の形態１に
係るＯＦＤＭ受信機１００は、副搬送波周波数信号復調
装置２１が、相関特性検出期間をいくつかの細分期間に
分割して細分期間毎に位相誤差を出力する位相誤差検出
回路５と、位相誤差値に重み付けをするための重み関数
を計算する重み関数回路６と、位相誤差検出回路５の出
力にそれぞれ対応する重み関数を乗算する第2の乗算器
７と、重み付けされた信号を演算する演算回路８と、誤
り訂正手段５０から受信した誤り情報信号ＣＳが最小に
なるように、第１の位相誤差の値を細分期間に分割する
分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数
と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るための第2の
位相分割誤差値の演算式とから少なくとも１つをパラメ
ータを適応的に制御する制御回路１１とを備えるように
したので、マルチパス遅延経路を経由する遅延信号が存
在する場合においても、副搬送波周波数信号の位相誤差
を最適に補正できる。そのため、マルチパス遅延信号に
よって相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、
検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送
路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の
変調信号を安定受信することができる。

【００７９】実施の形態２．図４は本発明の実施の形態
２であるＯＦＤＭ受信機１０３を示すブロック図であ
る。尚、以下の図４〜図１３においては、図１に示した
実施の形態１のＯＦＤＭ受信機２００と同じ機能の部分
については同じ符号を付し、重複する説明を省略する。

【００８０】図4に示したように、ＯＦＤＭ受信機１０
３中の誤り訂正手段５０は、誤り訂正回路７０から構成
される。誤り訂正回路７０は、送信側において予め付加
された誤り訂正符号により復調信号ＤＳ中の誤りを訂正
する誤り訂正部７１と、誤り訂正前の復調信号ＤＳと誤
り訂正後の復調信号を記憶する記憶部７２と、誤り訂正
前の復調信号ＤＳと誤り訂正後の復調信号とから前記誤
り情報信号としても用いられる誤り率を計算する誤り率
計算部７３とを有している。誤り率計算部７３で計算さ
れた誤り率ＣＳａは、従来のＯＦＤＭ受信機では出力信
号生成部６０に送出されるのみであったが、本実施の形
態２のＯＦＤＭ受信機１０３では、副搬送波周波数信号
復調部２４中の制御回路１１にも誤り率ＣＳａを送出す
るようにしている。この誤り率ＣＳａは、副搬送波周波
数信号復調部に戻されることにより副搬送波周波数信号
復調部の特性変化を通知する情報として利用することが
できる。誤り情報信号ＣＳａを受信した制御回路１１で
は、位相誤差検出回路５における第１の位相誤差の値を
細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータとして、誤り
率ＣＳａが最小となるように適応的に分割数Ｎを制御す
るための制御信号ＩＳａを出力する。

【００８１】本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１０３の
誤り訂正手段５０を構成する誤り訂正回路７０の動作に
ついて説明する。誤り訂正前の復調信号ＤＳが訂正回路
７０に入力されると、その復調信号ＤＳは誤り訂正部７
１と、記憶部７２に入力される。誤り訂正部７１では、
送信側において復調信号ＤＳ中に付加されている誤り訂
正符号に基づいて復調信号ＤＳ中の誤りを検出すると共
にその誤りを訂正して出力する。一方、記憶部７２に入
力した誤り訂正前の復調信号ＤＳはそのまま記憶され
る。次に、誤り訂正部７１にて誤りが訂正された復調信
号も記憶部７２に記憶される。記憶部７２に記憶された
誤り訂正前の復調信号ＤＳと誤り訂正後の復調信号と
は、双方とも誤り率計算部７３に送出され、誤り率計算
部７３にて誤り率ＣＳａが計算される。計算された誤り
率ＣＳａは、出力信号生成部６０に出力されると共に、
副搬送波周波数信号復調部２４中の制御回路１１にも出
力される。

【００８２】次に、本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１
０３の副搬送波周波数復調部２４の動作を説明する。

【００８３】本実施の形態２のＯＦＤＭ受信機１０３の
副搬送波周波数信号変調部２４が、初期状態において位
相誤差が修正されていない復調信号ＤＳを乗算器２から
出力してから、位相誤差検出回路５により細分された位
相誤差信号を出力するまでの動作は実施の形態１と同様
である。

【００８４】誤り率ＣＳａを受信した制御回路１１で
は、誤り率ＣＳａに基づいて、その誤り率ＣＳａが最小
となるように、位相誤差検出回路５における第１の位相
誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータと
して制御するための制御信号ＩＳａを出力する。また、
誤り率ＣＳａが入力されるまでの間の初期状態では、制
御信号ＩＳａは所定の処理になるように固定される。位
相誤差検出回路５の分割数Ｎを制御する場合の初期状態
の制御信号は、例えば、分割数Ｎが所定値になるように
固定される。以下の回路の動作は、実施の形態１と同様
である。

【００８５】このように誤り率ＣＳａが最小となるよう
に制御回路１１から出力される制御信号ＩＳａを制御す
ることにより、例えば、マルチパス遅延波の伝搬状態が
変化しても、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号に
よって相関が弱くなった細分期間の影響を抑えることが
できる。

【００８６】以上説明したように、本実施の形態２に係
るＯＦＤＭ受信機１０３は、誤り訂正手段５０が誤り訂
正回路７０であるように構成され、誤り情報信号を誤り
率ＣＳａとし、位相誤差検出回路５の分割数Ｎをパラメ
ータとして誤り率ＣＳａに基づいて制御回路１１により
制御するようにしたので、マルチパス遅延経路を経由す
る遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延信
号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることがで
き、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス
伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方
式の変調信号を安定受信することができる。

【００８７】実施の形態３．図５は本発明の実施の形態
３であるＯＦＤＭ受信機１０４を示すブロック図であ
る。

【００８８】図５に示した本実施の形態３と、図４に示
した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態３で
は、ＯＦＤＭ受信機１０４中の誤り訂正手段５０がビタ
ビ復号回路８０になっている点と、副搬送波周波数信号
復調部２５中の制御回路１１に入力する誤り訂正手段５
０からの信号が、ビタビ復号回路８０から出力されたパ
スメトリック値ＣＳｂになっている点である。

【００８９】ビタビ復号回路８０は、受信系列と各ブラ
ンチとの間のメトリック値を計算するブランチメトリッ
ク計算部８１と、生き残りパスを選択して生き残りパス
のパスメトリック値を計算するＡＣＳ（アダー・コンパ
レータ・セレクタ）部８２と、各内部状態での前記誤り
情報信号としても用いられるパスメトリック値をそれぞ
れ記憶するパスメトリックメモリ８３と、選択したパス
の推定出力を記憶するパスメモリ８４と、最尤のパスメ
トリック値のアドレスを検出する最尤パス検出部８５
と、最尤パス検出部８５にて検出された内部状態に対応
するパスをパスメモリ８４から読み出してデータを復元
し、誤り訂正後のデータとして出力する最尤復号部８６
とを有している。また、上記のＡＣＳ部８２の生き残り
パスを選択する計算とは、パスメトリックメモリ８３か
ら同一状態に遷移する一対の内部状態についてのパスメ
トリック値を読み込み、ブランチメトリック値との加算
を行うことにより、新たなブランチが追加された一対の
パスのパスメトリック値を算出し、算出された一対のパ
スメトリック値の内の小さい方を生き残りパスとして選
択する計算である。

【００９０】ビタビ復号回路８０の動作について説明す
る。誤り訂正前の復調信号ＤＳがビタビ復号回路８０に
入力すると、その復調信号ＤＳはブランチメトリック計
算部８１に入力される。ブランチメトリック計算部８１
では、ブランチに対応する状態遷移が行われた時に生成
されるべき既知の符号と実際に入力された符合との距離
（ハミング距離等）であるブランチメトリック値を計算
する。計算されたブランチメトリック値はＡＣＳ部８２
に読み込まれる。ＡＣＳ部８２では、ブランチメトリッ
ク値と共に一対の状態についてのパスメトリック値をパ
スメトリックメモリ８３から読み込み、ＡＣＳ計算を行
う。ＡＣＳ部８２の計算結果は、パスメトリックメモリ
８３とパスメモリ８４に書きこまれる。最尤パス検出部
８５では、パスメトリックメモリ８３から出力されるパ
スメトリック値から最尤のパスメトリック値のアドレス
を検出して最尤復号部８６に出力する。最尤復号部８６
では、最尤パス検出部８５にて検出された最尤のパスメ
トリック値に対応するパスをパスメモリ８４から読み出
してデータを復元し、誤り訂正後のデータとして出力信
号生成部６０に出力する。パスメトリックメモリ８３か
ら出力されるパスメトリック値ＣＳｂは、ＡＣＳ部８２
及び最尤パス検出部８５に出力されると共に、副搬送波
周波数信号復調部２５の制御回路１１にも出力される。

【００９１】パスメトリックメモリ８３から出力された
パスメトリック値ＣＳｂは、従来のＯＦＤＭ受信機では
ＡＣＳ部８２に送出されるのみであったが、本実施の形
態３のＯＦＤＭ受信機１０４では、副搬送波周波数信号
復調部２５中の制御回路１１にもパスメトリック値ＣＳ
ｂを送出するようにした。パスメトリック値ＣＳｂを受
信した制御回路１１では、そのパスメトリック値ＣＳｂ
が最小となるように、位相誤差検出回路５における第１
の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメ
ータとして制御するための制御信号ＩＳｂを出力する。
また、パスメトリック値ＣＳｂが入力されるまでの間の
初期状態では、制御信号ＩＳｂは所定の処理になるよう
に固定される。位相誤差検出回路５の分割数Ｎを制御す
る場合の初期状態の制御信号は、例えば、分割数Ｎが所
定値になるように固定される。以下の回路の動作は、実
施の形態１と同様である。

【００９２】このようにパスメトリック値ＣＳｂが最小
となるように制御回路１１から出力される制御信号ＩＳ
ｂを制御することにより、例えば、マルチパス遅延波の
伝搬状態が変化しても、マルチパス遅延経路を経由した
遅延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を抑
えることができる。

【００９３】以上説明したように、本実施の形態３に係
るＯＦＤＭ受信機１０４は、誤り訂正手段５０がビタビ
復号回路８０であるように構成され、誤り情報信号をパ
スメトリック値ＣＳｂとし、位相誤差検出回路５の分割
数Ｎをパラメータとしてパスメトリック値ＣＳｂに基づ
いて制御回路１１により制御するようにしたので、マル
チパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合におい
ても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間
の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の
劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合で
あってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信するこ
とができる。

【００９４】実施の形態４．図６は本発明の実施の形態
４のＯＦＤＭ受信機１０５を示すブロック図である。

【００９５】図６に示した本実施の形態４と、図４に示
した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態４で
は、副搬送波周波数信号復調部２６中の制御回路１１か
ら出力する信号が重み検出回路６に入力されている点で
ある。

【００９６】また、本実施の形態４のＯＦＤＭ受信機１
０５の副搬送波周波数復調部２６と実施の形態２の副搬
送波周波数復調部２４との主な動作の相違点は、実施の
形態２の副搬送波周波数復調部２４では位相誤差検出回
路５を制御するために制御回路１１から出力される制御
信号ＩＳａが、実施の形態４の副搬送波周波数復調部２
６では制御信号ＩＳｃに変更されているのみであり、他
は、図４に示した実施の形態２について上記した動作と
同様となる。具体的には、図４に示した実施の形態２に
対する本実施の形態４の動作上の変更点は、制御回路１
１の制御内容であって、制御回路１１から出力される制
御信号ＩＳｃにより、誤り率ＣＳａが最小となるように
重み関数回路６にて演算される重み関数がパラメータと
して制御されるのみとなる。従って、本実施の形態４で
も、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相
関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることが
できる。

【００９７】以上説明したように、本実施の形態４に係
るＯＦＤＭ受信機１０５は、副搬送波周波数復調部２４
が、誤り訂正回路７０から誤り率ＣＳａを誤り信号とし
て得ると共に、制御回路１１により重み関数回路６にお
ける重み関数を誤り率ＣＳａが最小となるように制御す
るので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在す
る場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が
弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相
誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変
化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安
定受信することができる。

【００９８】実施の形態５．図７は本発明の実施の形態
５であるＯＦＤＭ受信機１０６を示すブロック図であ
る。

【００９９】図７に示した本実施の形態５と、図６に示
した実施の形態４との主な相違点は、本実施の形態５で
は、副搬送波周波数信号復調部２７中の制御回路１１に
入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復号回
路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂになって
いる点である。また、ビタビ復号回路８０については、
図5に示した実施の形態３により既に説明している。

【０１００】従って、本実施の形態５のＯＦＤＭ受信機
１０６中の副搬送波周波数復調部２７の動作が図６に示
した実施の形態４と相違する点についても、図６に示し
た実施の形態４における誤り率ＣＳａが本実施の形態５
ではパスメトリック値ＣＳｂに変更される点のみで、他
は、図６に示した実施の形態４について上記した動作と
同様となる。具体的には、図６に示した実施の形態４に
対する図7の本実施の形態５の動作上の変更点は、制御
回路１１の制御内容であり、制御回路１１から出力され
る制御信号ＩＳｄにより、パスメトリック値ＣＳｂが最
小となるように重み関数回路６にて演算される重み関数
をパラメータとして制御回路１１により制御するのみと
なる。従って、本実施の形態５でも、マルチパス遅延経
路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期
間の影響を最小限に抑えることができる。

【０１０１】以上説明したように、本実施の形態に係る
ＯＦＤＭ受信機１０６は、副搬送波周波数復調部２７
が、ビタビ復号回路８０からパスメトリック値ＣＳｂを
誤り信号として得ると共に、制御回路１１により重み関
数回路６における重み関数をパスメトリック値ＣＳｂが
最小となるように制御するように構成したので、マルチ
パス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合において
も、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の
影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣
化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であ
ってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信すること
ができる。

【０１０２】実施の形態６．図８は本発明の実施の形態
６であるＯＦＤＭ受信機１０７を示すブロック図であ
る。

【０１０３】図８に示した本実施の形態６と、図４に示
した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態６で
は、副搬送波周波数信号復調部２８中の制御回路１１か
ら出力する信号が演算回路８に入力されている点であ
る。

【０１０４】また、本実施の形態６のＯＦＤＭ受信機１
０７の副搬送波周波数復調部２８と、図４に示した実施
の形態２の副搬送波周波数復調部２４との主な動作上の
相違点は、図４に示した実施の形態２における位相誤差
検出回路５を制御するために制御回路１１から出力され
る制御信号ＩＳａが、実施の形態６の副搬送波周波数復
調部２８では演算回路８を制御するために制御回路１１
から出力される制御信号ＩＳｅに変更されている点のみ
で、他は、図４に示した実施の形態２について上記した
動作と同様となる。具体的には、図４に示した実施の形
態２に対する本実施の形態６の動作上の変更点は、制御
回路１１の制御内容であって、制御回路１１から出力さ
れる制御信号ＩＳｅにより、誤り率ＣＳａが最小となる
ように演算回路８にて演算される演算式をパラメータと
して制御回路１１により制御するのみとなる。従って、
本実施の形態６でも、マルチパス遅延経路を経由した遅
延信号によって相関が弱くなった細分期間の影響を最小
限に抑えることができる。

【０１０５】以上説明したように、本実施の形態６に係
るＯＦＤＭ受信機１０７は、副搬送波周波数復調部２８
が、誤り訂正回路７０から誤り率ＣＳａを誤り信号とし
て得ると共に、制御回路１１により演算回路８にて演算
される演算式を誤り率ＣＳａが最小となるように制御す
るので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在す
る場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が
弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相
誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変
化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安
定受信することができる。

【０１０６】実施の形態７．図９は本発明の実施の形態
７であるＯＦＤＭ受信機１０８を示すブロック図であ
る。

【０１０７】図９に示した本実施の形態７と、図８に示
した実施の形態６との主な相違点は、本実施の形態７で
は、副搬送波周波数信号復調部２７中の制御回路１１に
入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復号回
路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂになって
いる点である。また、ビタビ復号回路８０については、
図5に示した実施の形態３により既に説明している。

【０１０８】従って、本実施の形態７のＯＦＤＭ受信機
１０８中の副搬送波周波数復調部２９の動作が図８に示
した実施の形態６と相違する点についても、図８に示し
た実施の形態６における誤り率ＣＳａがパスメトリック
値ＣＳｂに変更される点のみで、他は、図８に示した実
施の形態６について上記した動作と同様となる。具体的
には、図８に示した実施の形態６に対する図９の本実施
の形態７の動作上の変更点は、制御回路１１の制御内容
であり、制御回路１１から出力される制御信号ＩＳｆに
より、パスメトリック値ＣＳｂが最小となるように演算
回路８にて演算される演算式をパラメータとして制御回
路１１により制御するのみとなる。従って、本実施の形
態でも、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によっ
て相関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えるこ
とができる。

【０１０９】以上説明したように、本実施の形態に係る
ＯＦＤＭ受信機１０８は、副搬送波周波数復調部２９
が、ビタビ復号回路８０からパスメトリック値ＣＳｂを
誤り信号として得ると共に、制御回路１１により演算回
路８にて演算される演算式をパスメトリック値ＣＳｂが
最小となるように制御するように構成したので、マルチ
パス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合において
も、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の
影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣
化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であ
ってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信すること
ができる。

【０１１０】実施の形態８．図１０は本発明の実施の形
態８のＯＦＤＭ受信機１０１を示すブロック図である。

【０１１１】図１０に示した本実施の形態８と、図４に
示した実施の形態２との主な相違点は、本実施の形態８
では、副搬送波周波数信号復調部２２中の制御回路１１
から出力する信号ＩＳが、位相誤差検出回路５と、重み
関数回路６と、演算回路８とから少なくとも２つの回路
に入力するようにしている点と、各回路中の位相誤差検
出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する
分割数Ｎ、重み関数回路６にて演算される重み関数、演
算回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分
割誤差値を用いて演算される演算式中から信号ＩＳが入
力する回路のものをパラメータとして用いている点であ
る。

【０１１２】また、本実施の形態８のＯＦＤＭ受信機１
０１の副搬送波周波数復調部２２と、図４に示した実施
の形態２の副搬送波周波数復調部２４との主な動作上の
相違点は、制御回路１１の制御内容であって、図４に示
した実施の形態２における位相誤差検出回路５を制御す
るために制御回路１１から出力される制御信号ＩＳａ
が、位相誤差検出回路５と、重み関数回路６と、演算回
路８とから少なくとも２つの回路を制御するために制御
回路１１から出力される制御信号ＩＳに変更されている
ことから、制御するパラメータが複数になっている点
と、制御回路１１が、誤り率ＣＳａが最小になるよう
に、複数のパラメータを総合して適応的に制御する点で
ある。従って、本実施の形態６でも、マルチパス遅延経
路を経由した遅延信号によって相関が弱くなった細分期
間の影響を最小限に抑えることができ、また、その制御
をより細かいレベルで実施できる。

【０１１３】以上説明したように、本実施の形態８に係
るＯＦＤＭ受信機１０１は、副搬送波周波数復調部２２
が、誤り訂正回路７０から誤り率ＣＳａを誤り信号とし
て得ると共に、制御回路１１により、位相誤差検出回路
５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数
Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数と、演算
回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割
誤差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つ
をパラメータとし、誤り率ＣＳａが最小になるように、
複数のパラメータを総合して適応的に制御するので、マ
ルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合にお
いても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期
間の影響をより細かいレベルで抑えることができ、検出
する位相誤差の精度の劣化をより細かいレベルで抑え、
マルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦ
ＤＭ伝送方式の変調信号をより安定させて受信すること
ができる。

【０１１４】実施の形態９．図１１は本発明の実施の形
態９であるＯＦＤＭ受信機１０２を示すブロック図であ
る。

【０１１５】図１１に示した本実施の形態９と、図１０
に示した実施の形態８との主な相違点は、本実施の形態
９では、副搬送波周波数信号復調部２３中の制御回路１
１に入力する誤り訂正手段５０からの信号が、ビタビ復
号回路８０から出力されたパスメトリック値ＣＳｂにな
っている点である。また、ビタビ復号回路８０について
は、図5に示した実施の形態３により既に説明してい
る。

【０１１６】従って、本実施の形態９のＯＦＤＭ受信機
１０２中の副搬送波周波数復調部２３の動作が図１０に
示した実施の形態８と相違する点についても、図１０に
示した実施の形態８における誤り率ＣＳａがパスメトリ
ック値ＣＳｂに変更される点のみで、他は、図１０に示
した実施の形態８について上記した動作と同様となる。
具体的には、実施の形態８に対する本実施の形態７の動
作上の変更点は、制御回路１１の制御内容であり、制御
回路１１から出力される制御信号ＩＳにより、位相誤差
検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割す
る分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重み関数
と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るために第2の
位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少なく
とも２つをパラメータとして用い、パスメトリック値Ｃ
Ｓｂが最小となるように、複数のパラメータを総合して
適応的に制御するのみとなる。従って、本実施の形態で
も、マルチパス遅延経路を経由した遅延信号によって相
関が弱くなった細分期間の影響を最小限に抑えることが
でき、また、その制御をより細かいレベルで実施でき
る。

【０１１７】以上に説明したように、本実施の形態９に
係るＯＦＤＭ受信機１０２は、副搬送波周波数復調部２
３が、ビタビ復号回路８０からパスメトリック値ＣＳｂ
を誤り信号として得ると共に、制御回路１１により、位
相誤差検出回路５にて第１の位相誤差の値を細分期間に
分割する分割数Ｎと、重み関数回路６にて演算される重
み関数と、演算回路８にて第2の位相誤差値を得るため
に第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とか
ら少なくとも２つをパラメータとし、誤り率ＣＳａが最
小になるように、複数のパラメータを総合して適応的に
制御するように構成したので、マルチパス遅延経路を経
由する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅
延信号によって相関が弱くなる期間の影響をより細かい
レベルで抑えることができ、検出する位相誤差の精度の
劣化をより細かいレベルで抑え、マルチパス伝送路の状
態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信
号をより安定させて受信することができる。

【０１１８】実施の形態１０．図１２は本発明の実施の
形態１０であるＯＦＤＭ受信機１０９を示すブロック図
である。

【０１１９】図１２に示した本実施の形態１０と、図１
に示した実施の形態１との主な相違点は、本実施の形態
１０のＯＦＤＭ受信機１０９の副搬送波周波数信号復調
部９１では、副搬送波周波数信号ＢＳの位相誤差を修正
して復調信号ＤＳを出力する第１の乗算器２の配置を、
上記した実施の形態１とは異なる配置にしている。より
具体的には、実施の形態１では、数値制御発振回路１０
から出力される再生された副搬送波周波数の信号である
基準信号ＳＳをフィードバックするように第１の乗算器
２が配置されていたが、本実施の形態１０では、基準信
号ＳＳをフィードフォワードするように第１の乗算器２
が配置される。即ち、第１の乗算器２は、その出力が有
効シンボル期間遅延回路４と位相誤差検出回路５とに向
けては出力されず、復調信号ＤＳとして出力されるよう
に配置される。

【０１２０】以下、本実施の形態１０のＯＦＤＭ受信機
１０９の副搬送波周波数復調部９１の動作を説明する。

【０１２１】本実施の形態１０のＯＦＤＭ受信機１０９
の副搬送波周波数信号変調部９１に入力する副搬送波周
波数信号ＢＳは、直接に位相誤差検出回路５に入力され
ると共に、直接に有効シンボル期間遅延回路４にも入力
される。そして、有効シンボル期間遅延回路４によって
有効シンボル期間分遅延させた信号が位相誤差検出回路
５に入力される。位相誤差検出回路５にて実施される動
作に基づいて位相誤差信号ＥＳが生成されて、数値制御
発振器１０が基準信号ＳＳを出力し、基準信号ＳＳと副
搬送波周波数信号ＢＳとを第１の乗算器２により乗算す
ることにより位相誤差を修正した復調信号ＤＳを得ると
ころまでの動作は実施の形態１と同様である。

【０１２２】従って、本実施の形態１０でも、マルチパ
ス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなっ
た細分期間の影響を最小限に抑えることができ、さら
に、副搬送波周波数信号復調部９１内の同期検波回路を
フィードバック回路でなくフィードフォワード回路とす
ることにより、収束時間を短縮することができる。

【０１２３】以上説明したように、本実施の形態１０に
係るＯＦＤＭ受信機１０９は、副搬送波周波数復調部９
１の同期検波回路を、フィードフォワード回路としたの
で、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の
影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣
化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であ
ってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信すること
ができることに加えて、収束時間を短縮することができ
る。

【０１２４】実施の形態１１．図１３は本発明の実施の
形態１１であるＯＦＤＭ受信機１１０を示すブロック図
である。

【０１２５】図１３に示した本実施の形態１１と、図１
に示した実施の形態１との主な相違点は、本実施の形態
の副搬送波周波数信号復調部９２では、副搬送波周波数
信号ＢＳの位相誤差を修正して復調信号ＤＳを出力する
第１の乗算器２の配置を、上記した実施の形態１とは異
なる配置にしている。より具体的には、実施の形態１で
は、数値制御発振回路１０から出力される再生された副
搬送波周波数の信号である基準信号ＳＳをフィードバッ
クするように第１の乗算器２が配置されていたが、本実
施の形態１１では、基準信号ＳＳを有効シンボル期間遅
延回路４の後段にフィードフォワードするように第１の
乗算器２が配置される。即ち、第１の乗算器２は、有効
シンボル期間遅延回路４の出力が入力されるように配置
されると共に、その出力が有効シンボル期間遅延回路４
と位相誤差検出回路５とに向けては出力されず、復調信
号ＤＳとして出力されるように配置される。

【０１２６】以下、本実施の形態１１のＯＦＤＭ受信機
１１０の副搬送波周波数復調部９２の動作を説明する。

【０１２７】本実施の形態１１のＯＦＤＭ受信機１１０
の副搬送波周波数信号変調部９２に入力する副搬送波周
波数信号ＢＳは、直接に位相誤差検出回路５に入力され
ると共に、直接に有効シンボル期間遅延回路４にも入力
される。そして、有効シンボル期間遅延回路４によって
有効シンボル期間分遅延させた信号が位相誤差検出回路
５に入力されると共に、第１の乗算器２にも入力され
る。位相誤差検出回路５にて実施される動作に基づいて
位相誤差信号ＥＳが生成されて、数値制御発振器１０が
基準信号ＳＳを出力するところまでの動作は実施の形態
１と同様である。基準信号ＳＳと副搬送波周波数信号Ｂ
Ｓを有効シンボル期間分だけ遅延させた信号とを第１の
乗算器２により乗算することにより位相誤差を修正した
復調信号ＤＳを得る。

【０１２８】従って、本実施の形態１１でも、マルチパ
ス遅延経路を経由した遅延信号によって相関が弱くなっ
た細分期間の影響を最小限に抑えることができ、さら
に、副搬送波周波数信号復調部９２内の同期検波回路を
フィードバック回路でなくフィードフォワード回路とす
ることにより、収束時間を短縮することができる。

【０１２９】また、本実施の形態１１では、有効シンボ
ル期間遅延回路４によって、副搬送波周波数信号ＢＳを
有効シンボル期間分だけ遅延させた信号と、数値制御発
振器１０からの基準信号ＳＳが第１の乗算器２に入力さ
れることから、他の実施の形態のようにガードインター
バル期間に転写される前のガードインターバル転写期間
に対して位相誤差の補正を実施せず、遅延されてはいる
ものの実際のガードインターバル期間に対して位相誤差
補正を実施することができる。従って、本実施の形態１
１では、位相誤差の補正を、より精度良く実施すること
ができる。

【０１３０】以上説明したように、本実施の形態１１に
係るＯＦＤＭ受信機１１０は、副搬送波周波数復調部９
２の同期検波回路を、有効シンボル期間遅延回路４によ
って有効シンボル期間分遅延させた信号が第１の乗算器
２に入力されるフィードフォワード回路としたので、マ
ルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を
抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑
え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であっても
ＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができ
ることに加え、収束時間を短縮でき、位相誤差の補正を
より精度よく実施することができる。

【０１３１】なお、上記の各実施の形態のＯＦＤＭ受信
機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の受信機と
して記載したが、例えば、ディジタルテレビジョン受信
機等の復調部の一部回路として組み込むようにしてもよ
い。

【０１３２】また、本発明のＯＦＤＭ受信機は、上記の
各実施の形態中に説明したＯＦＤＭ受信機を構成する各
種回路の種類、接続状態、あるいは、副搬送波周波数復
調部に接続される主信号部の種類、制御方法等は前述し
た実施の形態中に説明したもの限られるものではない。

【０１３３】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、副搬送波周波
数信号復調装置中に、相関特性検出期間をいくつかの細
分期間に分割して細分期間毎に位相誤差を出力する位相
誤差検出回路と、位相誤差値に重み付けをするための重
み関数を計算する重み関数回路と、位相誤差検出回路の
出力にそれぞれ対応する重み関数を乗算する第2の乗算
器と、重み付けされた信号を演算する演算回路と、誤り
訂正手段から受信した誤り情報信号に基づいて位相誤差
検出回路、重み関数回路及び演算回路のうちの少なくと
も１個の回路の動作を制御するための制御信号を出力す
る制御回路とを備えるようにＯＦＤＭ受信機を構成した
ので、マルチパス遅延経路を経由する遅延信号が存在す
る場合においても、副搬送波周波数信号の位相誤差を最
適に補正できる。そのため、マルチパス遅延信号によっ
て相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出
する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の
状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調
信号を安定受信することができるという効果を奏する。

【０１３４】請求項２の発明によれば、誤り訂正回路か
ら誤り率を誤り信号として得ると共に、誤り率に基づい
て、誤り率が最小となるように細分期間の分割数Ｎの値
を制御回路により制御するように構成したので、マルチ
パス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合において
も、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の
影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣
化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であ
ってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信すること
ができるという効果を奏する。

【０１３５】請求項３の発明によれば、ビタビ復号回路
からパスメトリック値を誤り信号として得ると共に、パ
スメトリック値に基づいて、パスメトリック値が最小と
なるように細分期間の分割数Ｎの値を制御回路により制
御するように構成したので、マルチパス遅延経路を経由
する遅延波が存在する場合においても、マルチパス遅延
信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑えることが
でき、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパ
ス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送
方式の変調信号を安定受信することができるという効果
を奏する。

【０１３６】請求項４の発明によれば、誤り訂正回路か
ら誤り率を誤り信号として得ると共に、誤り率に基づい
て、誤り率が最小となるように重み関数回路における重
み関数を制御回路により制御するように構成したので、
マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する場合に
おいても、マルチパス遅延信号によって相関が弱くなる
期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤差の精
度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場
合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信す
ることができるという効果を奏する。

【０１３７】請求項５の発明によれば、ビタビ復号回路
からパスメトリック値を誤り信号として得ると共に、パ
スメトリック値に基づいて、パスメトリック値が最小と
なるように重み関数回路における重み関数を制御回路に
より制御するように構成したので、マルチパス遅延経路
を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパ
ス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を抑える
ことができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑え、マ
ルチパス伝送路の状態が変化する場合であってもＯＦＤ
Ｍ伝送方式の変調信号を安定受信することができるとい
う効果を奏する。

【０１３８】請求項６の発明によれば、誤り訂正回路か
ら誤り率を誤り信号として得ると共に、誤り率に基づい
て、誤り率が最小となるように演算回路にて演算される
位相誤差信号を制御回路により制御するように構成した
ので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在する
場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が弱
くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤
差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化
する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定
受信することができるという効果を奏する。

【０１３９】請求項７の発明によれば、ビタビ復号回路
からパスメトリック値を誤り信号として得ると共に、パ
スメトリック値に基づいて、パスメトリック値が最小と
なるように演算回路にて演算される位相誤差信号を制御
回路により制御するように構成したので、マルチパス遅
延経路を経由する遅延波が存在する場合においても、マ
ルチパス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響を
抑えることができ、検出する位相誤差の精度の劣化を抑
え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であっても
ＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定受信することができ
るという効果を奏する。

【０１４０】請求項８の発明によれば、誤り訂正手段が
誤り訂正回路であり、誤り情報信号を誤り率とし、誤り
率が最小になるように、制御回路により、位相誤差検出
回路にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割
数Ｎと、重み関数回路にて演算される重み関数と、演算
回路にて第2の位相誤差値を得るために第2の位相分割誤
差値を用いて演算される演算式とから少なくとも２つの
複数のパラメータを総合して適応的に制御するようにし
たので、マルチパス遅延経路を経由する遅延波が存在す
る場合においても、マルチパス遅延信号によって相関が
弱くなる期間の影響をより細かいレベルで抑えることが
でき、検出する位相誤差の精度の劣化をより細かいレベ
ルで抑え、マルチパス伝送路の状態が変化する場合であ
ってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号をより安定させて受
信することができるという効果を奏する。

【０１４１】請求項９の発明によれば、誤り訂正手段が
ビタビ復号回路であり、誤り情報信号をパスメトリック
値とし、パスメトリック値が最小になるように、制御回
路により、位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を
細分期間に分割する分割数Ｎと、重み関数回路にて演算
される重み関数と、演算回路にて第2の位相誤差値を得
るために第2の位相分割誤差値を用いて演算される演算
式とから少なくとも２つの複数のパラメータを総合して
適応的に制御するようにしたので、マルチパス遅延経路
を経由する遅延波が存在する場合においても、マルチパ
ス遅延信号によって相関が弱くなる期間の影響をより細
かいレベルで抑えることができ、検出する位相誤差の精
度の劣化をより細かいレベルで抑え、マルチパス伝送路
の状態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変
調信号をより安定させて受信することができるという効
果を奏する。

【０１４２】請求項１０の発明によれば、副搬送波周波
数復調部の同期検波回路を、同期検波回路をフィードフ
ォワード回路としたので、マルチパス遅延信号によって
相関が弱くなる期間の影響を抑えることができ、検出す
る位相誤差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状
態が変化する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信
号を安定受信することができることに加えて、収束時間
を短縮することができるという効果を奏する。

【０１４３】請求項１１の発明によれば、副搬送波周波
数復調部の同期検波回路を、同期検波回路を、有効シン
ボル期間遅延回路によって有効シンボル期間分遅延させ
た信号が第１の乗算器に入力されるフィードフォワード
回路としたので、マルチパス遅延信号によって相関が弱
くなる期間の影響を抑えることができ、検出する位相誤
差の精度の劣化を抑え、マルチパス伝送路の状態が変化
する場合であってもＯＦＤＭ伝送方式の変調信号を安定
受信することができることに加え、収束時間を短縮で
き、位相誤差の補正をより精度よく実施することができ
るという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 （ａ）〜（ｇ）は図１の位相誤差検出回路５
に入力する復調信号ＤＳ等を示したタイミングチャート
である。

【図３】 図２の（ｃ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）の信
号を時間軸を拡大して示すと共に、相関特性検出期間を
細分した細分期間を（ｈ）に示したタイミングチャート
である。

【図４】 本発明の実施の形態２である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図５】 本発明の実施の形態３である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図６】 本発明の実施の形態４である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図７】 本発明の実施の形態５である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図８】 本発明の実施の形態６である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図９】 本発明の実施の形態７である副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図１０】 本発明の実施の形態８である副搬送波周波
数信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図１１】 本発明の実施の形態９である副搬送波周波
数信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図１２】 本発明の実施の形態１０である副搬送波周
波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図１３】 本発明の実施の形態１１である副搬送波周
波数信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【図１４】 ＯＦＤＭ受信機中の従来の副搬送波周波数
信号復調装置の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２ 第１の乗算器、 ４ 有効シンボル期間の遅延回
路、 ５ 位相誤差検出回路 、６ 重み関数回路、
７ 第２の乗算器、 ８ 演算回路、 ９ ループフィ
ルタ、 １０ 数値制御発振回路、 １１ 制御回路、
２０〜２９、９１、９２ 副搬送波周波数信号復調
部、 ３０ 主搬送波周波数信号復調部、４０ 受信ア
ンテナ、 ５０ 誤り訂正手段、 ６０ 出力信号生成
部、 ７０誤り訂正回路、８０ ビタビ復号回路、 １
００〜１１０、２００ ＯＦＤＭ受信機、 ＢＳ 副搬
送波周波数信号、 ＣＳ 誤り情報信号、 ＤＳ 復調
信号、 ＳＳ 基準信号（ｃｏｓ信号及びｓｉｎ信
号）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J065 AA06 AB01 AC02 AD10 AE06 AG05 AH03 AH06 AH23 5K014 AA01 BA11 EA01 FA11 GA02 HA05 HA10 5K022 DD01 DD13 DD17 DD19 DD31 DD42 5K047 AA03 BB01 CC01 GG41 LL15 MM13 MM15 MM24 MM33 MM36 MM49

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方
   式により伝送される変調信号を１次復調することにより
   副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調部
   と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより2
   次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復調
   部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段と、
   誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信号生
   成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、 前記副搬送波周波数信号復調部は、 前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基準信
   号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算
   器と、 前記乗算器の出力を１シンボル期間中の有効シンボル期
   間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間遅延回
   路と、 前記乗算器の出力と前記有効シンボル期間遅延回路の出
   力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に基づい
   て復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の位相誤
   差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１シンボ
   ル期間のガードインターバル期間中に用いられるクロッ
   ク信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間に分割
   して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤差検出
   回路と、 前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割
   された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれマルチパ
   ス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の重
   み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み関
   数回路と、 前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位
   相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力され
   た対応する重み関数を乗算することにより重み付けされ
   た複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器
   と、 前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式によ
   り第2の位相誤差値を演算する演算回路と、 前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力する
   ループフィルタと、 前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波
   数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出
   力する数値制御発振回路と、 前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期
   間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算さ
   れる重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差
   値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算
   される演算式とから少なくとも１つをパラメータとする
   と共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通
   知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り
   情報信号が最小になるように、前記パラメータを適応的
   に制御する制御回路とを備えることを特徴とするＯＦＤ
   Ｍ受信機。
2. 【請求項２】 前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調
   信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号と
   しても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有し
   て、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号
   を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であ
   り、 前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相
   誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータと
   して、前記誤り率が最小になるように、前記パラメータ
   を適応的に制御することを特徴とする請求項１に記載の
   ＯＦＤＭ受信機。
3. 【請求項３】 前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号
   としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック
   値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、
   ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号する
   ビタビ復号回路であり、 前記制御回路は、前記位相誤差検出回路にて第１の位相
   誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎをパラメータと
   して、前記パスメトリック値が最小になるように、前記
   パラメータを適応的に制御することを特徴とする請求項
   １に記載のＯＦＤＭ受信機。
4. 【請求項４】 前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調
   信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号と
   しても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有し
   て、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号
   を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であ
   り、 前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算される重み
   関数をパラメータとして、前記誤り率が最小になるよう
   に、前記パラメータを適応的に制御することを特徴とす
   る請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
5. 【請求項５】 前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号
   としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック
   値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、
   ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号する
   ビタビ復号回路であり、 前記制御回路は、前記重み関数回路にて演算される重み
   関数をパラメータとして、前記パスメトリック値が最小
   になるように、前記パラメータを適応的に制御すること
   を特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
6. 【請求項６】 前記誤り訂正手段は、誤り訂正前の復調
   信号と誤り訂正後の復調信号とから前記誤り情報信号と
   しても用いられる誤り率を計算する誤り率計算部を有し
   て、前記復調信号中に予め加えられている誤り訂正符号
   を用いて復調信号の誤りを訂正する誤り訂正回路であ
   り、 前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2の位相誤差
   値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算
   される演算式をパラメータとして、前記誤り率が最小に
   なるように、前記パラメータを適応的に制御することを
   特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信機。
7. 【請求項７】 前記誤り訂正手段は、前記誤り情報信号
   としても用いられる各内部状態におけるパスメトリック
   値をそれぞれ記憶するパスメトリックメモリを有して、
   ビタビアルゴリズムに基づいて畳み込み符号を復号する
   ビタビ復号回路であり、 前記制御回路は、前記演算回路にて前記第2の位相誤差
   値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算
   される演算式をパラメータとして、前記パスメトリック
   値が最小になるように、前記パラメータを適応的に制御
   することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信
   機。
8. 【請求項８】 前記制御回路は、前記位相誤差検出回路
   にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎ
   と、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記
   演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2
   の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少な
   くとも２つをパラメータとし、前記誤り率が最小になる
   ように、前記パラメータを適応的に制御することを特徴
   とする請求項２、４、６の何れか１項に記載のＯＦＤＭ
   受信機。
9. 【請求項９】 前記制御回路は、前記位相誤差検出回路
   にて第１の位相誤差の値を細分期間に分割する分割数Ｎ
   と、前記重み関数回路にて演算される重み関数と、前記
   演算回路にて前記第2の位相誤差値を得るために前記第2
   の位相分割誤差値を用いて演算される演算式とから少な
   くとも２つをパラメータとし、前記パスメトリック値が
   最小になるように、前記パラメータを適応的に制御する
   ことを特徴とする請求項３、５、７の何れか１項に記載
   のＯＦＤＭ受信機。
10. 【請求項１０】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送
    方式により伝送される変調信号を１次復調することによ
    り副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調
    部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより
    2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復
    調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段
    と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信
    号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、 前記副搬送波周波数信号復調部は、 前記副搬送波周波数信号に前記副搬送波周波数の基準信
    号を乗積することにより復調信号を出力する第１の乗算
    器と、 前記副搬送波周波数信号を１シンボル期間中の有効シン
    ボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間
    遅延回路と、 前記副搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回
    路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に
    基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の
    位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１
    シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられる
    クロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期間
    に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相誤
    差検出回路と、 前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割
    された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチ
    パス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の
    重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み
    関数回路と、前記位相誤差検出回路から細分出力された
    前記第1の位相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路
    から出力された対応する重み関数を乗算することにより
    重み付けされた複数の第2の位相分割誤差値を出力する
    第2の乗算器と、 前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式によ
    り第2の位相誤差値を演算する演算回路と、 前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力する
    ループフィルタと、 前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波
    数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出
    力する数値制御発振回路と、 前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期
    間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算さ
    れる重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差
    値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算
    される演算式とから少なくとも１つをパラメータとする
    と共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通
    知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り
    情報信号が最小になるように、前記パラメータを適応的
    に制御する制御回路とを備えることを特徴とするＯＦＤ
    Ｍ受信機。
11. 【請求項１１】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送
    方式により伝送される変調信号を１次復調することによ
    り副搬送周波数信号を出力する主搬送波周波数信号復調
    部と、該副搬送波周波数信号を同期検波することにより
    2次復調して復調信号を出力する副搬送波周波数信号復
    調部と、該復調信号中の誤りを訂正する誤り訂正手段
    と、誤り訂正手段の出力から出力信号を生成する出力信
    号生成部とからなるＯＦＤＭ受信機であって、 前記副搬送波周波数信号復調部は、 前記副搬送波周波数信号を１シンボル期間中の有効シン
    ボル期間長分だけ遅延させて出力する有効シンボル期間
    遅延回路と、 前記有効シンボル期間遅延回路の出力に前記副搬送波周
    波数の基準信号を乗積することにより復調信号を出力す
    る第１の乗算器と、 前記副搬送波周波数信号と前記有効シンボル期間遅延回
    路の出力信号との相関特性を検出し、該相関特性の値に
    基づいて復調信号の第１の位相誤差を検出し、該第１の
    位相誤差の値を所定値Ｎ（Ｎは２以上の整数且つ前記１
    シンボル期間のガードインターバル期間中に用いられる
    なクロック信号のパルス総数よりも小さい数）の細分期
    間に分割して第1の位相分割誤差値として出力する位相
    誤差検出回路と、 前記位相誤差検出回路から出力される細分期間毎に分割
    された複数の位相分割誤差値に対してそれぞれにマルチ
    パス遅延波の影響に応じた重み付けを行うための複数の
    重み関数を前記位相分割誤差値に基づいて演算する重み
    関数回路と、 前記位相誤差検出回路から細分出力された前記第1の位
    相分割誤差値にそれぞれ前記重み関数回路から出力され
    た対応する重み関数を乗算することにより重み付けされ
    た複数の第2の位相分割誤差値を出力する第2の乗算器
    と、 前記複数の第2の位相分割誤差値に基づいて演算式によ
    り第2の位相誤差値を演算する演算回路と、 前記第2の位相誤差値から高域雑音を除去して出力する
    ループフィルタと、 前記ループフィルタの出力に基づいて前記副搬送波周波
    数の基準信号として用いられる発振周波数を制御して出
    力する数値制御発振回路と、 前記位相誤差検出回路にて第１の位相誤差の値を細分期
    間に分割する分割数Ｎと、前記重み関数回路にて演算さ
    れる重み関数と、前記演算回路にて前記第2の位相誤差
    値を得るために前記第2の位相分割誤差値を用いて演算
    される演算式とから少なくとも１つをパラメータとする
    と共に、前記副搬送波周波数信号復調部の特性変化を通
    知する情報としての前記誤り訂正手段から受信する誤り
    情報信号が最小になるように前記パラメータを適応的に
    制御する制御回路とを備えることを特徴とするＯＦＤＭ
    受信機。