JPS6336585B2 - - Google Patents
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- JPS6336585B2 JPS6336585B2 JP1780680A JP1780680A JPS6336585B2 JP S6336585 B2 JPS6336585 B2 JP S6336585B2 JP 1780680 A JP1780680 A JP 1780680A JP 1780680 A JP1780680 A JP 1780680A JP S6336585 B2 JPS6336585 B2 JP S6336585B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 15
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 13
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は搬送波帯を用いるデイジタル通信にお
いて、マルチパスフエーシング等に起因して生じ
る符号誤りの発生頻度を減少させるための送信ダ
イバーシテイ通信方式に関する。
いて、マルチパスフエーシング等に起因して生じ
る符号誤りの発生頻度を減少させるための送信ダ
イバーシテイ通信方式に関する。
デイジタル角度変調波の復調法として、受信信
号と、受信信号をデイジタルデータの繰り返し周
期だけ遅延させた信号を正弦位相比較により復調
する方法は遅延検波方式として公知であり、広く
用いられている。この方式により復調を行う場合
には特願昭54―023414の送信ダイバシテイ技術が
適用可能である。しかし、SOPC形式の無線通信
においては、周波数有効利用の観点から、占有帯
域幅を狭くし、また帯域外ふく射の抑圧を行う必
要があり、搬送波帯もしくは、ベースバンドにお
いて帯域制限を行う。このような帯域制限を行つ
た場合、符号間干渉により検波特性が劣化し、ダ
イバーシテイ効果が減少するという欠点があつ
た。
号と、受信信号をデイジタルデータの繰り返し周
期だけ遅延させた信号を正弦位相比較により復調
する方法は遅延検波方式として公知であり、広く
用いられている。この方式により復調を行う場合
には特願昭54―023414の送信ダイバシテイ技術が
適用可能である。しかし、SOPC形式の無線通信
においては、周波数有効利用の観点から、占有帯
域幅を狭くし、また帯域外ふく射の抑圧を行う必
要があり、搬送波帯もしくは、ベースバンドにお
いて帯域制限を行う。このような帯域制限を行つ
た場合、符号間干渉により検波特性が劣化し、ダ
イバーシテイ効果が減少するという欠点があつ
た。
また、逼迫した電波を前提とすると、送信ダイ
バシテイ通信のための所要帯域の拡大は最小限に
とどめねばならず、拡大率の小さい方式を実現す
ることが必要であつた。
バシテイ通信のための所要帯域の拡大は最小限に
とどめねばならず、拡大率の小さい方式を実現す
ることが必要であつた。
従つて本発明は従来の技術の上記欠点を改善す
ることを目的とし、その特徴は、搬送波帯デイジ
タル通信方式において、送信系では、デイジタル
信号を差動変換し、差動変換信号により主変調を
施こし、さらに相互に相補的関係を満足する波形
により付加的変調を施した複数の信号を同時に送
信し、受信系では、送信系より送信された複数の
信号を受信し、受信信号とデイジタルデータのく
り返し周期の２倍の時間遅延された信号との位相
比較による遅延検波復調を行なうごとき送信ダイ
バーシテイ通信方式にある。以下図面により実施
例を説明する。
ることを目的とし、その特徴は、搬送波帯デイジ
タル通信方式において、送信系では、デイジタル
信号を差動変換し、差動変換信号により主変調を
施こし、さらに相互に相補的関係を満足する波形
により付加的変調を施した複数の信号を同時に送
信し、受信系では、送信系より送信された複数の
信号を受信し、受信信号とデイジタルデータのく
り返し周期の２倍の時間遅延された信号との位相
比較による遅延検波復調を行なうごとき送信ダイ
バーシテイ通信方式にある。以下図面により実施
例を説明する。
第１図は２ブランチ送信の場合に適用した場合
の本発明の実施例であつて、１はデイジタルルデ
ータ発生器、２は差動符号変換回路、３と４は送
信機、５と６は送信アンテナ、７はデイジタルデ
ータ信号、８は差動符号変換出力、９と１０は送
信出力、１１は送信系、１２は受信アンテナ、１
３は受信機、１４は２ビツト遅延検波器、１５は
識別判定器、１６はクロツク再生器、１７は受信
信号、１８は受信機出力、１９は２ビツト遅延検
波出力、２０は再生クロツク、２１は識別出力、
２２は受信系である。
の本発明の実施例であつて、１はデイジタルルデ
ータ発生器、２は差動符号変換回路、３と４は送
信機、５と６は送信アンテナ、７はデイジタルデ
ータ信号、８は差動符号変換出力、９と１０は送
信出力、１１は送信系、１２は受信アンテナ、１
３は受信機、１４は２ビツト遅延検波器、１５は
識別判定器、１６はクロツク再生器、１７は受信
信号、１８は受信機出力、１９は２ビツト遅延検
波出力、２０は再生クロツク、２１は識別出力、
２２は受信系である。
第２図Ａ，Ｂ及びＣは送信機の構成例である。
２３と２４はFM（又はPM）変調器、２５と２６
は搬送波発生器、２７と２８は搬送波信号、２９
と３０はFM（又はPM）変調器、３１と３２は付
加変調信号発生器、３３と３４はFM（又はPM）
変調出力、３５と３６は付加変調信号、３７と３
８はAM変調器である。
２３と２４はFM（又はPM）変調器、２５と２６
は搬送波発生器、２７と２８は搬送波信号、２９
と３０はFM（又はPM）変調器、３１と３２は付
加変調信号発生器、３３と３４はFM（又はPM）
変調出力、３５と３６は付加変調信号、３７と３
８はAM変調器である。
次に、実施例について信号の流れに従つてその
動作を説明する。送信系１１において、デイジタ
ルデータ発生器１の出力７は差動符号変換回路２
に入力される。差動符号変換の出力８は２分さ
れ、それぞれ送信機３および４に加えられる。送
信機３および４において所定の変調が行われその
出力９、および１０は送信アンテナ５および６か
ら同時に送信される。受信系２２については、受
信アンテナ１２により受信した受信信号１７は受
信機１３に入りその出力１８は２ビツト遅延検波
器１４に導かれる。１４は出力１９は２分され一
方はクロツク再生器に入力され、再生クロツク２
０を得る。２分された１９の一方は識別判定器に
導かれ再生クロツク２０に同期して識別判定し識
別出力２１を得る。
動作を説明する。送信系１１において、デイジタ
ルデータ発生器１の出力７は差動符号変換回路２
に入力される。差動符号変換の出力８は２分さ
れ、それぞれ送信機３および４に加えられる。送
信機３および４において所定の変調が行われその
出力９、および１０は送信アンテナ５および６か
ら同時に送信される。受信系２２については、受
信アンテナ１２により受信した受信信号１７は受
信機１３に入りその出力１８は２ビツト遅延検波
器１４に導かれる。１４は出力１９は２分され一
方はクロツク再生器に入力され、再生クロツク２
０を得る。２分された１９の一方は識別判定器に
導かれ再生クロツク２０に同期して識別判定し識
別出力２１を得る。
次に送信器３と４の第２図Ａ〜Ｃの構成例につ
いて説明する。
いて説明する。
構成例(A)：搬送波発生器２５と２６の出力である
互いに一定の周波数関係を有する搬送波信号２
７および２８はそれぞれFM（又はPM）変調器
２３および２４にそれぞれ導かれ、差動符号変
換出力８によりFM（又はPM）変調され、出力
９および１０を得る。なお、この構成例におけ
る付加変調とは中心周波数から、正と負の方向
に同じ量だけ搬送波周波数をシフトすることに
より相補的な信号関係を得ることにある。
互いに一定の周波数関係を有する搬送波信号２
７および２８はそれぞれFM（又はPM）変調器
２３および２４にそれぞれ導かれ、差動符号変
換出力８によりFM（又はPM）変調され、出力
９および１０を得る。なお、この構成例におけ
る付加変調とは中心周波数から、正と負の方向
に同じ量だけ搬送波周波数をシフトすることに
より相補的な信号関係を得ることにある。
構成例(B)：搬送波発生器２５および２６より同一
周波数の搬送波信号２７および２８はそれぞれ
FM（又はPM）変調器２３および２４にそれぞ
れ導かれ、差動符号変換出力８によりFM（又
はPM）変調され、出力３３および３４を得
る。３３および３４はFM（又はPM）変調器２
９および３０に導かれ、付加変調信号発生器３
１および３２から発生される互いに相補的関係
を有する出力３５および３６によりFM（又は
PM）変調され送信出力９および１０を得る。
周波数の搬送波信号２７および２８はそれぞれ
FM（又はPM）変調器２３および２４にそれぞ
れ導かれ、差動符号変換出力８によりFM（又
はPM）変調され、出力３３および３４を得
る。３３および３４はFM（又はPM）変調器２
９および３０に導かれ、付加変調信号発生器３
１および３２から発生される互いに相補的関係
を有する出力３５および３６によりFM（又は
PM）変調され送信出力９および１０を得る。
構成例(C)：搬送波発生器２５および２６より同一
周波数の搬送波信号２７および２８はそれぞれ
FM（又はPM）変調器２３および２４にそれぞ
れ導から、差動符号変換出力８によりFM（又
はPM）変調された出力３３および３４を得
る。３３および３４はAM変調器３７および３
８に導かれ、付加変調信号発生器３１および３
２より発生する互いに相補的関係を有する３５
および３６によりAM変調され、送信出力９お
よび１０を得る。
周波数の搬送波信号２７および２８はそれぞれ
FM（又はPM）変調器２３および２４にそれぞ
れ導から、差動符号変換出力８によりFM（又
はPM）変調された出力３３および３４を得
る。３３および３４はAM変調器３７および３
８に導かれ、付加変調信号発生器３１および３
２より発生する互いに相補的関係を有する３５
および３６によりAM変調され、送信出力９お
よび１０を得る。
本発明の動作を、簡単のためMSK信号を例に
とり２ブランチの送信系について説明する。
とり２ブランチの送信系について説明する。
２本の送信アンテナから送信されるMSK信号
S1（ｔ），S2（ｔ）は と表示できる。ただし、Re｛ ｝は｛ ｝の実数
部をとることを意味しまた、 Ai；局ｉの送信信号の振幅 ωi；局ｉの搬送波角周波数 n（ｔ）；瞬時位相推移 φi（ｔ）；局ｉの付加変調により付加される位相 ao；データ付号別のマーク、スペースに対応し
＋１，−１をとる変数でであり、関数ｇ（ｔ）
は、 ｇ（ｔ）＝１（０≦ｔ≦Ｔ）， ０（それ以外） …(2) である。Ｔはデータ付号例のくり返し周期であ
る。S1（ｔ），S2（ｔ）がレーレフエージングチヤ
ンネルとしてモデル化されるようなマルチパス性
伝搬路を経由して受信されたとき受信信号をそれ
ぞれγ1（ｔ）およびγ2（ｔ）とすると、 γi（ｔ）＝Re｛Ziexpj〔ωiｔ ＋n（ｔ）＋φi（ｔ）〕｝，（ｉ＝１，２）…(3
) と表示できる。Ziは複素ガウス変数であり、 Zi＝Riexpjθi （ｉ＝１，２） …(4) ただし、Riはレーレ分布則に従う包絡線、θiは一
様分布則に従う位相である（ここでフエージング
は準静的であると仮定している）。
S1（ｔ），S2（ｔ）は と表示できる。ただし、Re｛ ｝は｛ ｝の実数
部をとることを意味しまた、 Ai；局ｉの送信信号の振幅 ωi；局ｉの搬送波角周波数 n（ｔ）；瞬時位相推移 φi（ｔ）；局ｉの付加変調により付加される位相 ao；データ付号別のマーク、スペースに対応し
＋１，−１をとる変数でであり、関数ｇ（ｔ）
は、 ｇ（ｔ）＝１（０≦ｔ≦Ｔ）， ０（それ以外） …(2) である。Ｔはデータ付号例のくり返し周期であ
る。S1（ｔ），S2（ｔ）がレーレフエージングチヤ
ンネルとしてモデル化されるようなマルチパス性
伝搬路を経由して受信されたとき受信信号をそれ
ぞれγ1（ｔ）およびγ2（ｔ）とすると、 γi（ｔ）＝Re｛Ziexpj〔ωiｔ ＋n（ｔ）＋φi（ｔ）〕｝，（ｉ＝１，２）…(3
) と表示できる。Ziは複素ガウス変数であり、 Zi＝Riexpjθi （ｉ＝１，２） …(4) ただし、Riはレーレ分布則に従う包絡線、θiは一
様分布則に従う位相である（ここでフエージング
は準静的であると仮定している）。
式(3)の２つの信号は合成されることにより、遅
延検波器の入力γ（ｔ）は γ（ｔ）＝γ1（ｔ）＋γ2（ｔ）＝Re｛Z1expj〔ω1t
＋jn（ｔ）＋φ1（ｔ）〕 ＋Z2expj〔ω2t＋n（ｔ）＋φ2（ｔ）〕｝ ＝Re｛〔Z1expj〔ω1t＋φ1（ｔ）〕＋Z2expj〔ω2
t＋φ2（ｔ）〕〕 ・expjn（ｔ）｝＝Re｛Ｚ（ｔ）・expn（ｔ）
｝…(5) となる。ただし、Ｚ（ｔ）は次式で与えられる。
延検波器の入力γ（ｔ）は γ（ｔ）＝γ1（ｔ）＋γ2（ｔ）＝Re｛Z1expj〔ω1t
＋jn（ｔ）＋φ1（ｔ）〕 ＋Z2expj〔ω2t＋n（ｔ）＋φ2（ｔ）〕｝ ＝Re｛〔Z1expj〔ω1t＋φ1（ｔ）〕＋Z2expj〔ω2
t＋φ2（ｔ）〕〕 ・expjn（ｔ）｝＝Re｛Ｚ（ｔ）・expn（ｔ）
｝…(5) となる。ただし、Ｚ（ｔ）は次式で与えられる。
Ｚ（ｔ）＝Z1expj〔ω1t＋φ1（ｔ）〕＋Z2expj〔ω2t
＋φ2
（ｔ）〕 …(6) 受信機雑音が十分小さいものとすると遅延検波出
力ｖ（ｔ）は、 ｖ（ｔ）＝１／２Re｛Z*（ｔ）・Ｚ（ｔ−τ）・exp（
−ｊ〔n（ｔ）−n（ｔ−τ）〕）｝…(7) となる。上式中でZ*（ｔ）はＺ（ｔ）の共役複素
数であり、τは遅延線による遅延時間である。
＋φ2
（ｔ）〕 …(6) 受信機雑音が十分小さいものとすると遅延検波出
力ｖ（ｔ）は、 ｖ（ｔ）＝１／２Re｛Z*（ｔ）・Ｚ（ｔ−τ）・exp（
−ｊ〔n（ｔ）−n（ｔ−τ）〕）｝…(7) となる。上式中でZ*（ｔ）はＺ（ｔ）の共役複素
数であり、τは遅延線による遅延時間である。
２ビツト遅延検波ではτ＝2Tとなるから、検
波出力ｖ（ｔ）は次式のように表わされる。
波出力ｖ（ｔ）は次式のように表わされる。
ｖ（ｔ）＝１／２Re｛Z*（ｔ）・Ｚ（ｔ−2t）exp−ｊ
〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕｝ ＝１／２Re｛〔｜Z1｜2exp−ｊ〔φ1（ｔ）−φ1（ｔ
−2T）＋2ω1T〕 ＋｜Z2｜2exp−ｊ〔φ2（ｔ）−φ2（ｔ−2T）＋2ω2
T〕 ＋Z* 1Z2exp−ｊ〔ω1t−ω2t＋2ω2T＋φ1（ｔ）−φ
2（ｔ−2T）〕 ＋Z1Z* 2exp−ｊ〔ω2t−ω1t＋2ω1T＋φ2（ｔ）−φ
1（ｔ−2T）〕〕exp（−ｊ〔（n（ｔ）−n（ｔ−2T
）〕）｝
…(8) 第２図で示した実施例について、送信機の構成
法についてｖ（ｔ）を計算する。
〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕｝ ＝１／２Re｛〔｜Z1｜2exp−ｊ〔φ1（ｔ）−φ1（ｔ
−2T）＋2ω1T〕 ＋｜Z2｜2exp−ｊ〔φ2（ｔ）−φ2（ｔ−2T）＋2ω2
T〕 ＋Z* 1Z2exp−ｊ〔ω1t−ω2t＋2ω2T＋φ1（ｔ）−φ
2（ｔ−2T）〕 ＋Z1Z* 2exp−ｊ〔ω2t−ω1t＋2ω1T＋φ2（ｔ）−φ
1（ｔ−2T）〕〕exp（−ｊ〔（n（ｔ）−n（ｔ−2T
）〕）｝
…(8) 第２図で示した実施例について、送信機の構成
法についてｖ（ｔ）を計算する。
(A)の方法
φ1（ｔ）＝φ1（ｔ−2T），
φ2（ｔ）＝φ2（ｔ−2T）
ω1＝ω0＋△ω，
ω2＝ω0−△ω …(9)
に設定するただしω0は中心受信周波数である。
更に ２△ωT＝π＋2mπ（ｍ：０又は正の整数）， ω0T＝kπ （ｋ：正整数）
…(10) とすることにより ｖ（ｔ）＝−１／２〔R1 2＋R2 2＋2R1R2 cos（２△ωt
＋θ1−θ2）〕・cos〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕…(
11) となり、２△ωで変化する項はローパスフイルタ
により充分小さくすることができるから、ｔ＝
νT（ν；整数）においてはcos〔n（ｔ）−n（ｔ−
2T）〕の値は１もしくは−１をとることから ｖ（νT）＝｛±１／２（R1 2＋R2 2） …(12) となり、最大比合成のダイバーシテイ受信を行つ
た場合の検波出力に一致する。この方法を採る場
合、搬送波周波数の配置法は第３図に示す通りで
ある。（Ｔはデータ符号列のくり返し周期）。奇数
の局を設置する場合は(a)の配置法に従い、偶数の
局を設置する場合は(b)の配置法に従うものとす
る。これからわかるように、遅延時間をデータ付
号のくり返し周期に等しくとつた場合の2/3の伝
送帯域幅を用いて同等の改善効果を得ることがで
きる。
更に ２△ωT＝π＋2mπ（ｍ：０又は正の整数）， ω0T＝kπ （ｋ：正整数）
…(10) とすることにより ｖ（ｔ）＝−１／２〔R1 2＋R2 2＋2R1R2 cos（２△ωt
＋θ1−θ2）〕・cos〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕…(
11) となり、２△ωで変化する項はローパスフイルタ
により充分小さくすることができるから、ｔ＝
νT（ν；整数）においてはcos〔n（ｔ）−n（ｔ−
2T）〕の値は１もしくは−１をとることから ｖ（νT）＝｛±１／２（R1 2＋R2 2） …(12) となり、最大比合成のダイバーシテイ受信を行つ
た場合の検波出力に一致する。この方法を採る場
合、搬送波周波数の配置法は第３図に示す通りで
ある。（Ｔはデータ符号列のくり返し周期）。奇数
の局を設置する場合は(a)の配置法に従い、偶数の
局を設置する場合は(b)の配置法に従うものとす
る。これからわかるように、遅延時間をデータ付
号のくり返し周期に等しくとつた場合の2/3の伝
送帯域幅を用いて同等の改善効果を得ることがで
きる。
(B)の方法
ω1＝ω2＝ω0，
ω0T＝kπ …(13)
に設定する。このとき、検波出力ｖ（ｔ）は、
ｖ（ｔ）＝１／２Re｛〔R1 2exp−ｊ〔φ1（ｔ）−φ1
（ｔ−2T）〕 ＋R2 2exp−ｊ〔φ2（ｔ）＝φ2（ｔ−2T）〕 ＋R1R2exp−ｊ〔φ1（ｔ）−φ2（ｔ−2T）＋θ1−
θ2〕 ＋R1R2exp−ｊ〔φ2（ｔ）−φ1（ｔ−2T）＋θ2−
θ1〕〕 ・exp−ｊ〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕｝ …(14) となる。付加変調信号M1（ｔ），M2（ｔ）の例と
しては、 M1（ｔ）＝ej△〓t， M2（ｔ）＝e-j△〓t …(15) があげられる。△ωが(10)式を満すとすれば φ1（ｔ）＝△ωt， φ2（ｔ）＝−△ωt …(16) となり(A)と同じ形に帰着され、（12）式で示され
る検波出力を得る。以上付加変調信号の一例をあ
げたが一般的には exp｛−ｊ〔φ1（ｔ）−φ1 （ｔ−2T）〕｝＝±１， exp｛−ｊ〔φ2（ｔ）−φ2 （ｔ−2T）〕｝＝±１， exp｛−ｊ〔φ1（ｔ）−φ2 （ｔ−2T）＋θ1＋θ2〕｝ ＋exp｛−ｊ〔φ2（ｔ）−φ1 （ｔ−2T）＋θ2−θ1〕｝０｝…(17) （複号同順） をφ1（ｔ），φ2（ｔ）が満すような付加変調信号を
選べばよい。
（ｔ−2T）〕 ＋R2 2exp−ｊ〔φ2（ｔ）＝φ2（ｔ−2T）〕 ＋R1R2exp−ｊ〔φ1（ｔ）−φ2（ｔ−2T）＋θ1−
θ2〕 ＋R1R2exp−ｊ〔φ2（ｔ）−φ1（ｔ−2T）＋θ2−
θ1〕〕 ・exp−ｊ〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕｝ …(14) となる。付加変調信号M1（ｔ），M2（ｔ）の例と
しては、 M1（ｔ）＝ej△〓t， M2（ｔ）＝e-j△〓t …(15) があげられる。△ωが(10)式を満すとすれば φ1（ｔ）＝△ωt， φ2（ｔ）＝−△ωt …(16) となり(A)と同じ形に帰着され、（12）式で示され
る検波出力を得る。以上付加変調信号の一例をあ
げたが一般的には exp｛−ｊ〔φ1（ｔ）−φ1 （ｔ−2T）〕｝＝±１， exp｛−ｊ〔φ2（ｔ）−φ2 （ｔ−2T）〕｝＝±１， exp｛−ｊ〔φ1（ｔ）−φ2 （ｔ−2T）＋θ1＋θ2〕｝ ＋exp｛−ｊ〔φ2（ｔ）−φ1 （ｔ−2T）＋θ2−θ1〕｝０｝…(17) （複号同順） をφ1（ｔ），φ2（ｔ）が満すような付加変調信号を
選べばよい。
(C)の方法
ω1＝ω2＝ω0，
φ1（ｔ）＝φ2（ｔ）＝０，
ω0T＝kπ …(18)
に選定する。付加変調信号の一例として、
M1（ｔ）＝sin pt，
M2（ｔ）＝cos pt …(19)
があげられ、これにより振幅変調を付加的に行う
ものとすれば、(8)式のZ1，Z2の代わりにZ1sin
pt，Z2cos ptをそれぞれ代入すれば、Z*（ｔ）・Ｚ
（ｔ−2T）は Z*（ｔ）．Ｚ（ｔ−2T）＝１／２R1 2〔cos2pT−cos2p
（ｔ−Ｔ）〕＋１／２R2 2〔cos2pT＋cos2p（ｔ−Ｔ）〕
＋１／２R1R2〔sin2pT＋sin2p（ｔ−Ｔ）〕＋１／２R
1R2〔−sin2pT＋sin2p（ｔ−Ｔ）〕…(20) となり、 2pT＝mπ …(21) に選ぶことにより、 Z*（ｔ）．Ｚ（ｔ−2T）＝（−１）m１／２R1 2〔１−
cos2pT〕 ＋（−１）m１／２R2 2〔１＋cos2pT〕＋（−１）mR
1R2〔sin2pT〕…(22) 2pを角周波として時間変動する項をローパス
フイルタによつて除去できるので(22)式は Z*（ｔ）・Ｚ（ｔ−2T） ＝（−１）m１／２（R1 2＋R2 2） …(23) となり、情報項exp−ｊ〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕
の値とをあわせて考えれば、 ｖ（νT）＝±１／２（R1 2＋R2 2） …(24) が得られる。
ものとすれば、(8)式のZ1，Z2の代わりにZ1sin
pt，Z2cos ptをそれぞれ代入すれば、Z*（ｔ）・Ｚ
（ｔ−2T）は Z*（ｔ）．Ｚ（ｔ−2T）＝１／２R1 2〔cos2pT−cos2p
（ｔ−Ｔ）〕＋１／２R2 2〔cos2pT＋cos2p（ｔ−Ｔ）〕
＋１／２R1R2〔sin2pT＋sin2p（ｔ−Ｔ）〕＋１／２R
1R2〔−sin2pT＋sin2p（ｔ−Ｔ）〕…(20) となり、 2pT＝mπ …(21) に選ぶことにより、 Z*（ｔ）．Ｚ（ｔ−2T）＝（−１）m１／２R1 2〔１−
cos2pT〕 ＋（−１）m１／２R2 2〔１＋cos2pT〕＋（−１）mR
1R2〔sin2pT〕…(22) 2pを角周波として時間変動する項をローパス
フイルタによつて除去できるので(22)式は Z*（ｔ）・Ｚ（ｔ−2T） ＝（−１）m１／２（R1 2＋R2 2） …(23) となり、情報項exp−ｊ〔n（ｔ）−n（ｔ−2T）〕
の値とをあわせて考えれば、 ｖ（νT）＝±１／２（R1 2＋R2 2） …(24) が得られる。
なお、時刻ｔ＝νT（ν：整数）における検波出
力ｖ（νT）をデイジタル的に識別したときの出力
を送信側でのデータ信号と一致させるために上記
(A)〜(C)の各場合とも、送信側でデータ信号に１ビ
ツトの差動変換を施した信号を主変調信号としな
ければならない。
力ｖ（νT）をデイジタル的に識別したときの出力
を送信側でのデータ信号と一致させるために上記
(A)〜(C)の各場合とも、送信側でデータ信号に１ビ
ツトの差動変換を施した信号を主変調信号としな
ければならない。
また、上記構成例(A)〜(C)の他に最近注目されて
いるデイジタル信号処理（DSP）技術を用いて
送信系を構成することも可能であり、さらに、こ
れ以外の構成方法も考えられる。
いるデイジタル信号処理（DSP）技術を用いて
送信系を構成することも可能であり、さらに、こ
れ以外の構成方法も考えられる。
最後に、前述した(A)の方法を採つた場合の誤り
率特性の実例を第４図に示す。図から明らかなよ
うに本送信ダイバーシテイ通信方式を用いること
により、大幅な誤り率の改善効果が得られる。な
お第４図でビツトレートは16kbps、フエージン
グピツチは50Hz、局１の搬送波周波数は69.996M
Hz、局２の搬送波周波数は70.004MHzであり、横
軸のEb／Noは１ビツト当りの信号電力（Eb）と
雑音電力密度（No）の比をしめす。上記説明は
主変調によりMSK信号が得られる場合を例にあ
げて行つたが、２相差動位相変調、多相差動位相
変調信号、GMSK信号を始めとして遅延検波方
式への適用が可能な他の一般のデイジタル角度変
調信号に対しても同様に適用できる。とくに、送
信ベースバンド帯域制限を行つたがMSKすなわ
ちGMSKにおいては特願昭54―081067に示した
ように２ビツト遅延検波方式は帯域制限に伴う符
号間干渉の影響を受けにくいため、良好なダイバ
ーシテイ効果が得られ、かつ周波数の有効利用が
図れるという利点がある。
率特性の実例を第４図に示す。図から明らかなよ
うに本送信ダイバーシテイ通信方式を用いること
により、大幅な誤り率の改善効果が得られる。な
お第４図でビツトレートは16kbps、フエージン
グピツチは50Hz、局１の搬送波周波数は69.996M
Hz、局２の搬送波周波数は70.004MHzであり、横
軸のEb／Noは１ビツト当りの信号電力（Eb）と
雑音電力密度（No）の比をしめす。上記説明は
主変調によりMSK信号が得られる場合を例にあ
げて行つたが、２相差動位相変調、多相差動位相
変調信号、GMSK信号を始めとして遅延検波方
式への適用が可能な他の一般のデイジタル角度変
調信号に対しても同様に適用できる。とくに、送
信ベースバンド帯域制限を行つたがMSKすなわ
ちGMSKにおいては特願昭54―081067に示した
ように２ビツト遅延検波方式は帯域制限に伴う符
号間干渉の影響を受けにくいため、良好なダイバ
ーシテイ効果が得られ、かつ周波数の有効利用が
図れるという利点がある。
また、本方式によれば、送信ダイバーシテイを
行うための伝送帯域幅の拡大を小さくすることが
可能となり、デイジタル移動通信に適した送信ダ
イバーシテイ通信方式を実現できる。
行うための伝送帯域幅の拡大を小さくすることが
可能となり、デイジタル移動通信に適した送信ダ
イバーシテイ通信方式を実現できる。
第１図は本発明通信方式の実施例、第２図Ａ，
Ｂ及びＣは本発明の通信方式の送信機の構成例、
第３図は本発明による通信方式の送信機の構成を
第２図Ａ又は第２図Ｂとしたときの搬送波周波数
の配置法を示す図、第４図は送信機構成を第２図
Ａとしたときの誤り率特性の測定例を示す。 １…デイジタルデータ発生器、２…差動符号変
換回路、３，４…送信機、５，６…送信アンテ
ナ、７…デイジタルデータ信号、８…差動符号変
換出力、９，１０…送信出力、１１…送信系、１
２…受信アンテナ、１３…受信機、１４…２ビツ
ト遅延検波器、１５…識別判定器、１６…クロツ
ク再生器、１７…受信信号、１８…受信機出力、
１９…２ビツト遅延検波出力、２０…再生クロツ
ク、２１…識別出力、２２…受信系、２３，２４
…FM（又はPM）変調器、２５，２６…搬送波発
生器、２７，２８…搬送波信号、２９，３０…
FM（又はPM）変調器、３１，３２…付加変調信
号発生器、３３，３４…FM（又はPM）変調出
力、３５，３６…付加変調信号、３７，３８…
AM変調器。
Ｂ及びＣは本発明の通信方式の送信機の構成例、
第３図は本発明による通信方式の送信機の構成を
第２図Ａ又は第２図Ｂとしたときの搬送波周波数
の配置法を示す図、第４図は送信機構成を第２図
Ａとしたときの誤り率特性の測定例を示す。 １…デイジタルデータ発生器、２…差動符号変
換回路、３，４…送信機、５，６…送信アンテ
ナ、７…デイジタルデータ信号、８…差動符号変
換出力、９，１０…送信出力、１１…送信系、１
２…受信アンテナ、１３…受信機、１４…２ビツ
ト遅延検波器、１５…識別判定器、１６…クロツ
ク再生器、１７…受信信号、１８…受信機出力、
１９…２ビツト遅延検波出力、２０…再生クロツ
ク、２１…識別出力、２２…受信系、２３，２４
…FM（又はPM）変調器、２５，２６…搬送波発
生器、２７，２８…搬送波信号、２９，３０…
FM（又はPM）変調器、３１，３２…付加変調信
号発生器、３３，３４…FM（又はPM）変調出
力、３５，３６…付加変調信号、３７，３８…
AM変調器。
Claims (1)
- １ 搬送波帯デイジタル通信方式において、送信
系では、デイジタル信号を差動変換し、差動変換
信号により主変調を施こし、さらに相互に相補的
関係を満足する波形により付加的変調を施した複
数の信号を同時に送信し、受信系では、送信系よ
り送信された複数の信号を受信し、受信信号とデ
イジタルデータのくり返し周期の２倍の時間遅延
された信号との位相比較による遅延検波復調を行
なうことを特徴とする、送信ダイバーシテイ通信
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1780680A JPS56115043A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Transmission diversity communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1780680A JPS56115043A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Transmission diversity communication system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56115043A JPS56115043A (en) | 1981-09-10 |
| JPS6336585B2 true JPS6336585B2 (ja) | 1988-07-20 |
Family
ID=11953963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1780680A Granted JPS56115043A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Transmission diversity communication system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56115043A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10239063A1 (de) * | 2002-08-26 | 2004-03-25 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Übertragen von Daten in einem Kommunikationssystem |
-
1980
- 1980-02-18 JP JP1780680A patent/JPS56115043A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56115043A (en) | 1981-09-10 |
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