CN1650591A - 载波再现装置 - Google Patents

Abstract

提供一种载波再现装置，能够用简单的计算来检测调制信号的相位误差，能够减小电路规模，能够改善频率捕获特性以及相位抖动特性。该载波再现装置包括：码元估计部，估计发送的码元；相位误差检测部件，根据估计出的码元和接收信号来生成归一化过的相位误差；环路滤波器，对相位误差进行滤波；以及数控振荡部，由环路滤波器来控制。

Description

载波再现装置

技术领域

本发明涉及用于对多进制正交调幅(QAM)信号、多进制相移键控(PSK)信号等数字调制信号进行解调的情况下的载波再现装置。

背景技术

近年来，影像日益数字化，各国在卫星、CATV(有线电视)、地面波等广播媒体中分别开始了数字广播。作为其传输方式，选择了适合各信道的特征的方式。例如，卫星广播采用了4PSK或8PSK等多进制相移键控，CATV采用了64QAM或256QAM等多进制正交调幅。

许多文献介绍了这种数字调制信号的解调系统，以“多贺、石川、小松，：‘QPSK解调系统的研究’”((日本)电视学会技术报告，vol.15，No.46，CE’91-42(1991.08))为其一例，来说明现有的载波再现装置。

图30是现有的载波再现装置的结构的方框图。在图30中，现有例的载波再现装置包括调制信号输入端子5010、复数乘法部5011、计算反正切的反正切计算部5030、环路滤波器5013、数控振荡部5014、以及解调信号输出端子5015。

在图30中，粗线并且带“/2”所示的信号线表示用复数来表现的信号的信号线。

以下简单说明上述现有例的载波再现电路的工作。

在图30中，接收到的数字调制信号由前级暂时进行了正交检波，输入到调制信号输入端子5010。但是，在由前级进行正交检波时，用于进行正交检波的载波未必始终是正确的频率和正确的相位。因此，输入到调制信号输入端子5010的信号残留频率及相位的偏移。输入到调制信号输入端子5010的信号被输入到复数乘法部5011的一个输入端子。数控振荡部5014输出由相互正交的2个振荡信号组成的复数振荡信号，它被输入到复数乘法部5011的另一个输入端子。

复数乘法部5011通过对数控振荡部5014的输出和输入到调制信号输入端子5010的信号进行复数乘法，来除去输入到输入端子5010的信号的频率及相位偏移，经解调信号输出端子5015来输出解调信号。

另一方面，复数乘法部5011输出的解调信号Si和Sq被输入到反正切计算部(Tan^-1)5030。反正切计算部(Tan^-1)5030根据Si及Sq的值来计算反正切，检测供给到调制信号输入端子5010的数字调制信号的载波信号和数控振荡部5014的输出信号之间的相位误差。反正切计算部5030的输出被输入到环路滤波器5013，除去相位误差的高频分量。这样，环路滤波器5013的输出作为对数控振荡部5014的控制信号而被输入到数控振荡部5014。由环路滤波器5013的输出信号控制的数控振荡部5014的输出信号被供给到复数乘法部5011。

在以上说明中，如式(1)和式(2)所示，例示了数控振荡部5014的输出是与输入到调制信号输入端子5010的信号的载波信号成共轭关系(即没有频率偏移及相位偏移)的信号的情况。因此，在处于式(1)和式(2)的关系时，反正切计算部(Tan^-1)5030检测出相位误差零。如果在式(1)和式(2)之间存在相位差，则反正切计算部(Tan^-1)5030输出与该相位误差对应的信号。

这样构成的锁相环构成负反馈控制环，所以数控振荡部5014再现出与接收到的数字调制信号相位同步的载波。此外，该再现出的载波与输入到调制信号输入端子5010的信号的载波信号成共轭关系(即没有频率偏移及相位偏移)，没有频率误差及相位误差，所以能够得到正确的解调信号。

如上所述，现有的载波再现电路中的相位误差检测由反正切计算部5030对复数乘法部5011的输出进行反正切计算来进行。参照图31来进一步详细说明其工作。

图31是用于说明现有的相位误差检测工作的输出信号矢量图。这里，假定接收的数字调制信号为4PSK的情况，并且为了简化说明，只用第一象限来进行说明。假定在输入到调制信号输入端子5010的数字调制信号和数控振荡部5014的输出信号之间存在相位误差Δθ的情况。复数乘法部5011输出的解调信号由○号5041来表示。如果再现出正确的载波，则不存在上述相位误差Δθ，所以复数乘法部5011输出的解调信号由4PSK的码元的本来的相位——●号5042来表示。●号5042所示的相位是(π/4+n·π)[弧度](n＝0，1，2，3)。但是，假定了存在相位误差Δθ的情况，所以从复数乘法部5011输出的信号存在于相位φ(φ＝π/4+Δθ)的位置。

通过根据复数乘法部5011输出的Si和Sq进行反正切计算来求相位φ，然后通过求该接收码元的相位φ和本来的4PSK的码元相位(π/4)之间的差分来算出该相位误差Δθ。

求接收码元的相位φ的反正切的计算一般有将对Si和Sq预先计算出的Tan-1(Sq/Si)的值保存在ROM等存储装置中、以Si和Sq为地址来读出的方法。或者，也使用着根据Si和Sq来计算二维矢量的旋转、求旋转的角度的Cordic算法。

然而，有下述课题。用ROM来计算反正切的方法需要庞大的ROM容量，所以电路规模增大。此外，用Cordic法求精度高的相位需要很多步骤，随着载波再现电路的环内延迟的增大，频率捕获范围变窄。

发明内容

载波再现装置包括：

数控振荡部件，输出复数振荡信号；

复数乘法部件，对输入的调制信号和数控振荡部件的输出进行复数乘法；

相位误差检测部件，根据复数乘法部件的输出，来检测调制信号和复数振荡信号之间的相位误差；以及

环路滤波器，对相位误差进行滤波来控制数控振荡部件；

用数控振荡部件来再现调制信号的载波；

其中，相位误差检测部件至少包括：码元估计部件，根据复数乘法部件的输出来估计码元。

附图说明

图1是本发明实施方式1的载波再现装置的结构的方框图。

图2是本发明实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a的一例详细结构的方框图。

图3是本发明实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a的一例详细结构的方框图。

图4是本发明实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a的一例详细结构的方框图。

图5是本发明实施方式1的载波再现装置中的环路滤波器13的详细结构的方框图。

图6是本发明实施方式2的载波再现装置的结构的方框图。

图7是本发明实施方式2的载波再现装置中的相位误差检测部12b的一例详细结构的方框图。

图8是本发明实施方式3的载波再现装置的结构的方框图。

图9是本发明实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c的一例详细结构的方框图。

图10是本发明实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c的一例详细结构的方框图。

图11是本发明实施方式5的载波再现装置的结构的方框图。

图12是本发明实施方式5的载波再现装置中的频率误差检测部16的一例详细结构的方框图。

图13是本发明实施方式5的载波再现装置中的频率误差检测部16a的一例详细结构的方框图。

图14是本发明实施方式5的载波再现装置中的环路滤波器13a的详细结构的方框图。

图15A及图15B是码元估计部101的工作的示意性说明图。

图16是相位误差检测部12a的工作的示意性说明图。

图17是有相位偏移的输入QAM信号的信号矢量图。

图18A、图18B及图18C是系数产生部109中的系数产生方法的图。

图19A、图19B及图19C是相位误差检测部12b的工作的示意性说明图。

图20A及图20B是由噪声或反射扩散了的解调信号的示意性说明图。

图21是频率误差检测部16的工作的示意性说明图。

图22是本发明实施方式3的载波再现装置中的相位误差判定部111的实施例1的详细结构的方框图。

图23A及图23B是相位误差判定部111的实施例1的工作的示意性说明图。

图24是本发明实施方式3的载波再现装置中的相位误差判定部111的实施例2的详细结构的方框图。

图25A、图25B及图25C是相位误差判定部111的实施例2的工作的示意性说明图。

图26是本发明实施方式4的载波再现装置的结构的方框图。

图27是本发明实施方式4的载波再现装置中的相位误差检测部12d的一例详细结构的方框图。

图28是本发明实施方式4的载波再现装置中的最外码元估计部130的一例详细结构的方框图。

图29是最外码元估计部130的工作的示意性说明图。

图30是现有的载波再现装置的结构的方框图。

图31是现有例的载波再现装置中的反正切计算部30的工作的示意性说明图。

具体实施方式

以下，用图1至图29来说明本发明的实施方式。

在以下说明中，实施方式1是本发明的基本载波再现装置。

实施方式2是对实施方式1进一步改善了接收多进制正交调幅信号(QAM)时的频率捕获特性以及相位抖动特性的载波再现装置。

实施方式3是对实施方式1及实施方式2在有噪声或反射干扰的接收状况下进一步改善了频率捕获特性以及相位抖动特性的载波再现装置。

实施方式4是对实施方式1、实施方式2及实施方式3在接收16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM等(即(2^2n)QAM，n＝2，3，4，5...)的情况下有噪声或反射干扰的接收状况下进一步改善了频率捕获特性以及相位抖动特性的载波再现装置。

实施方式5是对实施方式1、实施方式2、实施方式3及实施方式4进一步改善了频率捕获范围的载波再现装置。

(实施方式1)

图1是本发明实施方式1的载波再现装置的结构的方框图。

在图1中，包括调制信号输入端子10、复数乘法部11、相位误差检测部12a、环路滤波器13、数控振荡部14、以及解调信号输出端子15。

在图1中，粗线并且带“/2”所示的信号线表示用复数来表现的信号的信号线(以下，在各图中粗线带“/2”所示的信号线也同样)。

以下说明实施方式1的载波再现装置的概况。

图1举出了接收进行过多进制正交调幅或多进制相移键控的信号的情况的例子。接收到的数字调制信号由前级暂时进行了正交检波，输入到调制信号输入端子10。但是，在由前级进行正交检波时，用于进行正交检波的载波未必始终是正确的频率和正确的相位。因此，输入到调制信号输入端子10的信号残留频率及相位偏移。假设I(也称为同相)信号分量为Si，Q(也称为正交)信号分量为Sq，则该信号是可以用式(1)来表现的信号。

(Si+jSq)·exp(j(Δwt+Δθ))    (1)

Δw：频率偏移

Δθ：相位偏移

用式(1)来表现的信号被输入到调制信号输入端子10，被输入到复数乘法部11的一个输入端子。假设数控振荡部14输出与式(1)所示的信号的载波分量exp(j(Δwt+Δθ)成共轭关系的信号，则是用式(2)来表现的信号。

exp(-j(Δwt+Δθ))             (2)

即，数控振荡部14输出由相互正交的2个振荡信号组成的复数振荡信号，它被输入到复数乘法部11的另一个输入端子。

复数乘法部11通过对数控振荡部14的输出和输入到调制信号输入端子10的信号进行复数乘法，来执行式(3)所示的计算。

(Si+jSq)·exp(j(Δwt+Δθ)·exp(-j(Δwt+Δθ))＝(Si+jSq)    (3)

复数乘法部11除去输入到输入端子10的信号的频率及相位偏移，经解调信号输出端子15来输出解调信号(Si+jSq)。

另一方面，复数乘法部11输出的解调信号也被输入到相位误差检测部12a。相位误差检测部12a根据Si及Sq来检测接收到的数字调制信号的相位误差。相位误差检测部12a的输出被输入到环路滤波器13，除去相位误差的高频分量。这样，作为控制信号被输入到数控振荡部14。由环路滤波器13的输出信号控制的数控振荡部14的输出信号被供给到复数乘法部11。

在以上说明中，如式(1)和式(2)所示，例示了数控振荡部14的输出与输入到调制信号输入端子10的信号的载波信号成共轭关系(即没有频率偏移及相位偏移)的情况。因此，在处于式(1)和式(2)的关系时，相位误差检测部12a检测出相位误差零。如果在式(1)和式(2)之间存在相位差，则相位误差检测部12a检测出该相位误差。

这样构成的锁相环构成负反馈控制环，所以数控振荡部14再现出与接收到的数字调制信号相位同步的载波。该再现出的载波与输入到调制信号输入端子10的信号的载波信号成共轭关系(即没有频率偏移及相位偏移)，没有频率误差及相位误差，所以能够得到正确的解调信号。

图5是图1中的环路滤波器13的详细结构的方框图。环路滤波器13包括相位误差信号输入端子200、直接通路放大部201、积分通路放大器202、第一加法部203、1码元延迟部204、第二加法部205、以及控制信号输出端子206。

相位误差检测部12a的输出被供给到相位误差信号输入端子200。环路滤波器13由相位误差信号输入端子200、直接通路207、积分通路208、第二加法部205、以及环路滤波器输出端子206构成。这样，直接通路207由直接通路放大部201构成。而积分通路208由积分通路放大部202、第一加法部203以及1码元延迟部204构成。

直接通路207只由放大倍数为α的直接通路放大器201构成，只实施按放大倍数α来放大经相位误差信号输入端子200输入的相位误差信号的处理。数控振荡部14是与输入的控制信号成正比来提前(或推后)其输出相位的形式的振荡部。因此，该直接通路207起相对于相位误差信号线性地提前(或推后)数控振荡部14的输出相位的作用。即，该直接通路是起在载波再现中校正相位误差的作用的通路。

另一方面，在积分通路208中，首先积分通路放大部202按放大倍数β来放大经相位误差信号输入端子200输入的相位误差信号。第一加法部203将积分通路放大部202的输出和1码元延迟部204的输出相加。然后，第一加法部203的输出被输入到1码元延迟部204。因此，第一加法部203和1码元延迟部204的环路具有所谓积分功能。这样，积分通路208按放大倍数β放大了经相位误差信号输入端子200输入的相位误差信号后，实施所谓积分处理。数控振荡部14是与输入的控制信号成正比来提前(或推后)其输出相位的形式的振荡部。因此，该积分通路208具有根据相位误差信号来控制数控振荡部14的输出频率的作用。即，该积分通路208是起校正载波再现中的频率误差的作用的通路。

由环路滤波器13的输出信号控制的数控振荡部14的输出信号被供给到复数乘法部11。

这样构成的锁相环构成负反馈控制环，所以数控振荡部5014再现出与接收到的数字调制信号相位同步的载波。该再现出的载波与输入到调制信号输入端子10的信号的载波信号成共轭关系，没有频率误差及相位误差，所以能够得到正确的解调信号。

接着，用图2来说明本发明实施方式1的载波再现装置的相位误差检测部12a的工作。

图2是图1的载波再现装置中的相位误差检测部12a的详细结构的方框图。在图2中，相位误差检测部12a包括解调信号输出端子100、码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、虚数选择部104、以及相位误差输出端子105。

如果图1中的数控振荡部14的输出与调制信号输入端子10上施加的信号的载波成共轭关系(即没有频率偏移及相位偏移)，则复数乘法部11输出正确的解调信号。如果数控振荡部14的输出信号的相位与调制信号输入端子10上施加的信号的载波的相位不成共轭关系(即有频率偏移及相位偏移的情况)，则复数乘法部11不能输出正确的解调信号。

复数乘法部11的输出经解调信号输入端子100分别被供给到码元估计部101和第二复数乘法部103。码元估计部101根据从解调信号输入端子100输入的解调信号来估计发送的码元，输出其估计结果。

结合图15A及图15B来详细说明该码元估计部101。图15A及图15B是码元估计部101的工作图，图15A示出4PSK的情况，图15B示出16QAM的情况。

图15A的轴150是I信号轴，轴151是Q信号轴。假定图1中的数控振荡部14的输出信号相位与经调制信号输入端子10输入的信号的载波的相位不成共轭关系(即有频率偏移及相位偏移)的情况，则即使发送了●号153所示的码元，从复数乘法部11输出的信号也成为○号152所示的码元。

另一方面，图15B的轴154是I信号轴，轴155是Q信号轴。假定图1中的数控振荡部14的输出信号相位与输入到调制信号输入端子10的信号的载波的相位不成共轭关系(即有频率偏移及相位偏移)的情况，则即使发送了●号157所示的码元，从复数乘法部11输出的信号也成为○号156所示的码元。

箭头158表示I信号轴方向(轴154方向)的最小码距d，箭头159表示Q信号轴方向(轴155方向)的最小码距d。

在输入的信号是图15A的○号152的码元的情况下，码元估计部101估计最近的●号153的码元是发送的码元，输出●号153的码元。在输入的信号是图15B的○号156的码元的情况下，码元估计部101估计最近的●号157的码元是发送的码元，输出●号157的码元。

这样，设估计并输出的值的I信号轴的值为Di，Q信号轴的值为Dq。因此，该输出用复数表现为(Dj+jDq)。

该码元估计部101的输出被输入到图2的复共轭部102，复共轭部102取用(Di+jDq)来表现的码元估计部101的输出的复共轭。即，复共轭部102反转码元估计部101的输出中的Q轴分量——Dq的符号来生成(Di-jDq)。复共轭部102的输出被输入到第二复数乘法部103。第二复数乘法部103对复共轭部102的输出(Di-jDq)和从解调信号输入端子100输入的解调信号(Si+jSq)进行复数乘法。因此，第二复数乘法部103输出用式(4)来表现的计算结果。

(Si·Di+Sq·Dq)+j(Sq·Di-Si·Dq)    (4)

第二复数乘法部103的输出被输入到虚部选择部104，虚部选择部104只选择式(4)的虚部——(Sq·Di-Si·Dq)，作为相位误差信号来输出。

接着，用图16来进一步说明上述相位误差检测部12a导出相位误差的原理。图16是相位误差检测部12a的工作的信号矢量图。这里，假定接收的数字调制信号为4PSK的情况，并且为了简化说明，只用第一象限来进行说明。

在图16中，轴150是I信号轴，轴151是Q信号轴。它们分别相当于图15A的轴150、151。此外，●号153和○号152分别相当于图15A的●号153和○号152。○号152是图1中的复数乘法部11的输出信号。假定从调制信号输入端子10输入的正交调制信号的载波和数控振荡部14的输出信号有相位误差Δθ的情况。因此，○号152相对于本来的码元——●号153有相位误差Δθ。即，图1中的复数乘法部11的输出可以如式(5)所示来表现。

A·exp(j(φ+Δθ))＝Si+jSq    (5)

A：振幅(假定不附带振幅方向的恶化)

φ：码元具有的固有相位

Δθ：相位误差

如上所述，图2中的码元估计部101将有4个点的本来的4PSK的码元中、离复数乘法部11输出的解调信号(图15A的○号152)最近的码元——第一象限的码元(图15A的●号153)估计为发送的码元并输出。码元估计部101的输出可以如式(6)所示来表现。

A·exp(j(φ))＝Di+jDq         (6)

该码元估计部101的输出由复共轭部102如式(7)所示取复共轭，输入到第二复数乘法部103。

A·exp(j(-φ))＝Di-jDq    (7)

第二复数乘法部103如式(8)所示，对复数乘法部11输出的解调信号和复共轭部102的输出进行复数乘法。

A²·exp(j(Δθ))＝(Si·Di+Sq·Dq)+j(Sq·Di-Si·Dq)    (8)

从式(8)可知，第二复数乘法部103的输出为相位项只有相位误差Δθ的信号。该第二复数乘法部103的输出在图16中用□号161来表示。(在图16中设A＝1)即，输入到相位误差检测部12a的复数乘法部11的输出通过上述第二复数乘法部103之前的计算，从本来的已调码元——以●号153为中心的矢量，移动到以I信号轴150的正的部分为中心的矢量。

然后，虚部选择部104只选择第二复数乘法部103的输出的虚部、即(Sq·Di-Si·Dq)，作为与相位误差Δθ对应的值。通过这样做，实现了相位误差的检测。

接着，图3示出图1中的相位误差检测部12a的另一结构。在图3中，解调信号输入端子100、码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、虚部选择部104、相位误差输出端子105分别与图2相同。因此，省略它们的详细说明。

复共轭部102取经解调信号输入端子100输入的解调信号的复共轭。第二复数乘法部103对码元估计部101的输出和复共轭部102的输出进行复数乘法。虚部选择部104只选择第二复数乘法部103的输出的虚部并输出。符号反转部106对虚部选择部104的输出进行符号反转，作为相位误差信号经相位误差输出端子105来输出。这样形成的相位误差检测输出与图2的情况同样，为(Sq·Di-Si·Dq)。

此外，图2及图3所示的相位误差检测部12a都输出从解调信号输入端子100输入的解调信号和其码元估计结果进行复数乘法的结果中的虚部——(Sq·Di-Si·Dq)。

图4示出执行与该处理等价的处理的另一结构。在图4中，解调信号输入端子100、码元估计部101、相位误差检测输出端子105分别与图2及图3相同。因此，省略它们的详细说明。

码元估计部101对经由解调信号输入端子100输入的解调信号进行码元估计。乘法部122将码元估计部101输出的I信号分量(Di)、和经由解调信号输入端子100输入的解调信号的Q信号分量(Sq)相乘，输出(Di·Sq)。乘法部121将码元估计部101输出的Q信号分量(Dq)、和经由解调信号输入端子100输入的解调信号的I信号分量(Si)相乘，输出(Dq·Si)。减法部123将乘法部121的输出和乘法部122的输出相减，作为相位误差经相位误差检测输出端子105来输出。因此，从相位误差检测输出端子105输出的相位误差为(Sq·Di-Si·Dq)，能够与图2或图3同样来检测相位误差。

如上所述，根据本发明实施方式1的载波再现装置，能够用简单的计算来检测正交调制信号的相位误差，所以电路规模减小，并且能够防止随着环内延迟的增大而使频率捕获范围变窄。

此外，在上述说明中以4PSK为例进行了说明，当然即使是其他多进制相移键控(nPSK)或多进制正交调幅(nQAM)也能得到同样的效果。

(实施方式2)

本发明实施方式2的载波再现装置是在上述实施方式1的载波再现装置中进一步提高了接收多进制正交调幅信号(nQAM)时的频率捕获特性以及相位抖动特性。

以下，说明本发明实施方式2的载波再现装置。

图6是本发明实施方式2的载波再现装置的结构的方框图。在图6中，包括调制信号输入端子10、复数乘法部11、相位误差检测部12b、环路滤波器13、数控振荡部14、以及解调信号输出端子15。

如图6所示，实施方式2的载波再现装置是将上述实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a替换为相位误差检测部12b而构成的。

实施方式2的载波再现装置的其他结构与上述实施方式1的载波再现装置的结构相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

以下，用图7来说明与上述实施方式1的载波再现装置不同的相位误差检测部12b的工作。

在图7中，相位误差检测部12b包括解调信号输入端子100、码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、虚部选择部104、相位误差输出端子105、以及振幅归一化部107。

该相位误差检测部12b是在上述实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a中进一步添加了振幅归一化部107而构成的。其他结构与相位误差检测部12a相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

如用实施方式1的载波再现装置说明过的那样，第二复数乘法部103对经解调信号输入端子100输入的解调信号(Si+jSq)和复共轭部102的输出(Di-jDq)进行复数乘法。其输出信号用式(8)来表示。如该式(8)所示，第二复数乘法部103的输出是相位误差(Δθ)和振幅值的平方(A²)的函数。因此，在接收到振幅因码元而异的QAM的情况下，检测出的相位误差的增益因发送的码元而异。结合图17来说明其情形。

在图17中，轴154是I信号轴，轴155是Q信号轴。○号171至174是输入的码元，●号175至178是发送的本来的码元。在接收到振幅因码元而异的QAM的情况下，检测出的结果——相位误差的增益也是振幅值的平方(A²)的函数，所以检测出的相位误差的增益因发送的码元而异。因此，有时难以捕获频率。此外，即使能够捕获频率、确立相位同步，解调输出有时也产生大的相位抖动。因此，实施方式2的载波再现装置还包括振幅归一化部107。振幅归一化部107校正检测出的相位误差因码元的不同而产生的相位误差信号的增益变动。以下，说明振幅校正部107的工作。

在图7中，振幅校正部107由系数产生部109和乘法部108构成。系数产生部109以码元估计部101的输出为输入，产生与各已调码元的振幅相应的系数。

图18A、图18B及图18C示出了其系数产生方法的一例。这里，为了简化说明，假定接收的数字调制信号为16QAM的情况，并且只用第一象限来进行说明(并不限于16QAM。)。

在图18A中，I信号轴154、Q信号轴155、码元175～178与图17的I信号轴154、Q信号轴155、码元175～178相同。码元估计部101的估计结果为码元175～178中的某一个。各码元175～178的振幅值有3种。

以下，用(I信号分量，Q信号分量)来表现各码元的坐标。最外码元——码元178是(Di，Dq)＝(3，3)，将此情况下的振幅A3归一化为“1”。

码元176是(Di，Dq)＝(1，3)，码元177是(Di，Dq)＝(3，1)，其归一化过的振幅A2是

码元175是(Di，Dq)＝(1，1)，其归一化过的振幅A1是1/3。

此外，从上式(8)可知，第二复数乘法部103的输出与码元的振幅值的平方(A²)成正比。因此，系数产生部109如下所示产生与各码元的振幅值的平方A²的倒数(1/A²)相当的系数。即，

在(Di，Dq)＝(3，3)的情况下，产生1/A²＝1/(A3)²＝1作为系数。

在(Di，Dq)＝(1，3)及(3，1)的情况下，产生1/A²＝1/(A2)²＝9/5作为系数。

在(Di，Dq)＝(1，1)的情况下，产生1/A²＝1/(A3)²＝9作为系数。

这样，如果在码元估计部101中估计出了码元，则用于相位误差的振幅归一化的系数被唯一地决定。因此，系数产生部109如图1 8B所示，可以用以码元估计部101的码元估计结果(Di，Dq)为地址、存储各码元的振幅值的平方(A²)的倒数(1/A²)的值的ROM等存储装置来实现。

图7的系数产生部109的输出被输入到乘法部108。虚部选择部104的输出通过在乘法部108中与系数产生部109的输出相乘，来校正检测出的相位误差因各已调码元的振幅而造成的不同。

图19A、图19B及图19C是具有上述振幅归一化部107的实施方式2的载波再现装置中的相位误差检测部12b的工作的示意图。图19A示出(Di，Dq)＝(3，3)的情况下的相位误差检测工作，图19B示出(Di，Dq)＝(1，3)及(3，1)的情况下的相位误差检测工作，图19C示出(Di，Dq)＝(1，1)的情况下的相位误差检测工作。此外，在这些图中，I信号轴154、Q信号轴155、码元171～178分别与图17或图18A中的I信号轴154、Q信号轴155、码元171～178相同。

在经图6中的调制信号输入端子10输入的正交调制信号和数控振荡部14的输出信号有相位误差Δθ的情况下，复数乘法部11输出的解调信号(Si+jSq)是图19A的○号174所示的码元、图19B的○号172及173所示的码元、图19C的○号171所示的码元中的某一个。这些码元171～174的码元估计结果为图19A的●号178所示的码元、图19B的●号176及177所示的码元、图19C的●号175所示的码元中的某一个。它们的共轭信号(Di-jDq)和解调信号(Si+jSq)由第二复数乘法部103进行复数乘法，从而算出{(Si·Di+Sq·Dq)+j(Sq·Di-Si·Dq)}。用{(Si·Di+Sq·Dq)+j(Sq·Di-Si·Dq)}来表现的值有图19A中的◇号191、图19B中的◇号193、图19C中的◇号195。这样，第二复数乘法部103的输出信号的振幅的增益分别因各码元的振幅值而异。因此，振幅归一化部107用各码元的振幅值的平方(A²)的倒数(1/A²)对第二复数乘法部103的输出进行归一化。即，振幅归一化部107将图19A的◇号191、图19B的◇号193、图19C的◇号195变换为图19A的□号192、图19B的□号194、图19C的□号196并输出。这样，振幅归一化部107的输出增益不由接收码元左右，是恒定的。实施方式2的载波再现装置中的相位误差检测部12b将该归一化过的第二复数乘法部103的输出的虚部(图19A的Q信号轴分量197、图19B的Q信号轴分量198、图19C的Q信号轴分量199)作为相位误差来输出。

如上所述，通过以求各码元的振幅值的平方值的倒数的结果为系数，根据该系数对第二复数乘法部103的输出进行归一化，能够除去检测出的相位误差依赖于各已调码元的振幅的变动。

如上所述，根据本发明实施方式2的载波再现装置，能够用简单的计算来检测正交调制信号的相位误差，所以电路规模减小，并且能够防止随着环内延迟的增大而使频率捕获范围变窄。再者，能够提高接收多进制正交调幅信号(QAM)时的频率捕获特性以及相位抖动特性。

图18C与图18B不同，示出了ROM以各码元的振幅的平方值为系数来进行存储的情况。上述图7所示的结构的相位误差检测部12b的振幅归一化部107由以各码元的振幅的平方值的倒数为系数的系数产生部109和乘法部108构成。但是，通过将乘法部108置换为除法部，将图18C所示者作为系数产生部109，能够发挥同样的性能。

此外，各码元的振幅值的平方(A²)的生成并不限于上述结构，置换为根据码元估计部101输出的(Di，Dq)来计算(Di)²+(Dq)²者也能得到同样的效果。

此外，在上述图7所示的结构的相位误差检测部12b中，根据实施方式1的图2的相位误差检测部12a说明了振幅归一化部107以外的构件，当然即使是图3或图4所示的结构的相位误差检测部12a，也能得到同样的效果。

此外，在上述说明中以16QAM为例进行了说明，当然即使是其他正交调幅(32QAM、64QAM、128QAM、256QAM、512QAM、1024QAM等)，也能得到同样的效果。

(实施方式3)

本发明实施方式3的载波再现装置能够在上述实施方式1及实施方式2的载波再现装置中在有噪声或反射干扰的接收状况下进一步改善频率捕获特性以及相位抖动特性。

以下，说明本发明实施方式3的载波再现装置。

图8是本发明实施方式3的载波再现装置的结构的方框图。在图8中，实施方式3的载波再现装置包括调制信号输入端子10、复数乘法部11、相位误差检测部12c、环路滤波器13、数控振荡部14、以及解调信号输出端子15。

如图8所示，实施方式3的载波再现装置是将上述实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a替换为相位误差检测部12c而构成的。

实施方式3的载波再现装置的其他结构与上述实施方式1的载波再现装置的结构相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

以下，用图9来说明与上述实施方式1的载波再现装置不同的相位误差检测部12c的工作。

图9是图8的载波再现装置中的上述相位误差检测部12c的详细结构的一例的方框图。

在图9中，相位误差检测部12c包括解调信号输入端子100、码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、虚部选择部104、相位误差输出端子105、复数减法部110、相位误差判定部111、选择部112、以及常数产生部113。

实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c是在上述实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a中进一步添加了复数减法部110、相位误差判定部111、选择部112、以及常数产生部113而构成的。其他结构与相位误差检测部12a相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

在图9中，码元估计部101的输出(Di+jDq)、和经解调信号输入端子100输入的图8中的复数乘法部11输出的解调信号(Si+jSq)被输入到复数减法部110。复数减法部110通过对复数乘法部11的输出、和其码元估计结果进行复数减法，来计算解调信号的I信号分量及Q信号分量的振幅误差(Ei+jEq)。该计算如式(9)所示。

Ei+jEq＝(Si-Di)+j(Sq-Dq)            (9)

复数减法部110的输出(Ei+jEq)及码元估计部101的输出(Di+jDq)被输入到相位误差判定部111。相位误差判定部111根据输入的两个信号，来判定从虚部选择部104输出的相位误差是否是可靠的相位误差。选择部112由相位误差判定部111的判定结果来控制，选择来自虚部选择部104的输出和常数产生部113的输出中的某一个。

接着，图20A及图20B示出经图8中的调制信号输入端子10输入的正交调制信号上叠加了噪声或反射等干扰信号的情况下的复数乘法部11的输出信号的情形。在图20A及图20B中，I信号轴150和154、Q信号轴151和155、各●号153和175～178、各○号152和171～174分别与图16及图17相同。发送的本来的码元——各●号153、175～178沿相位误差(Δθ)方向移动，而且由噪声或反射等干扰信号进一步沿相位方向和振幅方向扩散，成为△号所示的接收码元。在根据这种扩散了的接收码元检测出相位误差的情况下，该检测出的相位误差是错误的，难以捕获频率。此外，即使能够捕获频率、确立相位同步，有时也产生大的相位抖动。为了避免这种问题，需要只将用沿相位误差方向旋转了的接收码元检测出的相位误差用于载波再现。因此，在图9所示的实施例中，设有判定是否用沿相位误差方向旋转了的接收码元检测出相位误差的相位误差判定部111。

判定用沿相位误差方向旋转了的接收码元检测出相位误差的相位误差判定部111的具体结构的实施例有2个。以下，依次说明这2个实施例。

(相位误差判定部111的实施例1)

图22是相位误差判定部111的实施例1的结构的方框图。图23A和图23B是用于说明相位误差判定部111的实施例1的工作的信号矢量图。以下用图22、图23A及图23B来说明相位误差判定部111的实施例1的工作。这里，为了简化说明，只用第一象限来说明接收4PSK时及接收16QAM时的情况下相位误差判定部111的实施例1的工作。图23A示出了4PSK的情况，图23B示出了16QAM的情况，但是实施例1并不限于4PSK和16QAM。

首先，用图23A和图23B来说明相位误差判定部111的实施例1的工作原理。在图23A中，I信号轴150、Q信号轴151、○号、●号分别与图16相同，省略详细说明。此外，在图23B中，I信号轴154、Q信号轴155、○号、●号分别与图17相同，省略详细说明。从图8中的复数乘法部11输出的码元中的、只沿相位误差方向旋转了的码元存在于斜线部分所示的区域231和232中。着眼于此，相位误差判定部111根据复数减法部110输出的解调信号的振幅误差(Ei+jEq)及码元估计部101的输出(Di+jDq)，在复数乘法部11输出的解调信号位于图23A的斜线部分231及232中时，判定为虚部选择部104的输出适合作为相位误差信号。即，如果符合以下的(条件1)或(条件2)中的某一个，则相位误差判定部111判定为虚部选择部104的输出适合作为相位误差信号。

(条件1)估计码元为第一象限(Di≥0且Dq≥0)或第三象限(Di＜0且Dq＜0)时，Ei＜0且Eq≥0，或Ei≥0且Eq＜0

(条件2)估计码元为第二象限(Di＜0且Dq≥0)或第四象限(Di≥0且Dq＜0)时，Ei≥0且Eq≥0，或Ei＜0且Eq＜0

(Ei+jEq)是接收码元(Si+jSq)与估计出的码元(Di+jDq)的差分。因此，在4PSK中满足上述条件的区域是图23A的斜线区域231和232，在16QAM中满足上述条件的区域是图23B的各斜线区域。

图22示出实现以上的相位误差判定工作的相位误差判定部111的结构。在图22中，图9中的码元估计部101的输出(Di+jDq)及复数减法部110的输出(Ei+jEq)分别被输入到输入端子1110及1111。比较器1112、1113、1114、及1115判定Di、Dq、Ei及Eq是否分别在0以上。比较器1112及1113的输出分别被输入到“异或”计算部1116，比较器1114及1115的输出分别被输入到“异或”计算部1117。此外，“异或”计算部1116及1117的输出分别被输入到“异或”计算部1118，进行“异或”计算。

通过以上结构，只在满足上述(条件1)或(条件2)的情况下，才从相位误差判定输出端子1119输出表示适合作为相位误差的“1”。在不满足上述(条件1)和(条件2)中的任一个条件的情况下，从相位误差判定输出端子1119输出表示不适合作为相位误差的“0”。

(相位误差判定部111的实施例2)

上述实施例1用复数减法部110输出的输入信号的振幅误差(Ei+jEq)中的实部(Ei)和虚部(Eq)的符号来进行相位误差判定。以下示出更正确地判定相位方向的误差的方法。

图24是相位误差判定部111的实施例2的结构的方框图。图25A、图25B、图25C是用于说明相位误差判定部111的实施例2的工作的信号矢量图。以下，用图24、图25A、图25B及图25C来说明相位误差判定部111的实施例2的工作。这里，为了简化说明，只用第一象限来说明接收4PSK时及接收16QAM时的情况下相位误差判定部111的实施例2的工作。图24A示出了4PSK的情况，图24B示出了16QAM的情况，但是实施例2并不限于4PSK和16QAM。

首先，用图25A、图25B及图25C来说明相位误差判定部111的实施例2的工作原理。在图25A中，I信号轴150、Q信号轴151、○号、●号分别与图16相同，省略详细说明。此外，在图25B中，I信号轴154、Q信号轴155、○号、●号分别与图17相同，省略详细说明。从图8中的复数乘法部11输出的码元中的、只沿相位误差方向旋转了的码元存在于斜线部分所示的区域251和255中。着眼于此，相位误差判定部111根据复数减法部110输出的输入信号的振幅误差(Ei+jEq)及码元估计部101的输出(Di+jDq)，在复数乘法部11输出的解调信号位于图25A～25C的斜线部分251及255中时，判定为虚部选择部104的输出适合作为相位误差信号。即，如果符合以下的(条件3)或(条件4)中的某一个，则相位误差判定部111判定为虚部选择部104的输出适合作为相位误差信号。

(条件3)估计码元为第一象限(Di≥0且Dq≥0)或第三象限(Di＜0且Dq＜0)时，(-a-Ei)≤Eq≤(a-Ei)(其中，0＜a＜最小码距d)

(条件4)估计码元为第二象限(Di＜0且Dq≥0)或第四象限(Di≥0且Dq＜0)时，(-a+Ei)≤Eq≤(a+Ei)(其中，0＜a＜最小码距d)

(Ei+jEq)是接收码元(Si+jSq)与估计出的码元(Di+jDq)的差分。因此，在4PSK中满足上述条件的区域是图25A的斜线区域251，在16QAM中满足上述条件的区域是图25B的各斜线区域252～255。

图25C是以图25B中的发送码元为中心的放大图。

图24示出实现以上的相位误差判定工作的相位误差判定部111的结构。图9中的码元估计部101的输出(Di+jDq)及复数减法部110的输出(Ei+jEq)分别被输入到输入端子1110及1111。输入到输入端子1110的Di及Dq被输入到比较器111a0及111a1，判定是否在0以上。比较器111a0及111a1的输出分别被输入到“异或”计算部111a2，“异或”计算部111a2对它们进行“异或”计算，对码元估计部101的输出(即从图8中的复数乘法部11输出的码元)进行象限判定。即，“异或”计算部111a2判定码元估计部101的输出存在于第一象限或第三象限中的某一个中，还是存在于第二象限或第四象限的某一个中。

此外，从输入端子1111输入的复数减法部110的输出(Ei+jEq)中的Ei被分别输入到减法部111a4、111a7、加法部111a9、111a11。而Eq被分别输入到比较器111a5、111a8、111a10、及111a12。

减法部111a4用常数产生部111a3的输出值“a”和输入的Ei来计算(a-Ei)。减法部111a7用常数产生部111a6的输出值“-a”和输入的Ei来计算(-a-Ei)。减法部111a4的输出被输入到比较器111a5。比较器111a5比较减法部111a4的输出和输入到比较器111a5的另一个输入端子的Eq，在Eq≤(a-Ei)成立的情况下输出“1”。在不成立的情况下输出“0”。此外，减法部111a7的输出被输入到比较器111a8。比较器111a8比较减法部111a7的输出和输入到比较器111a8的另一个输入端子的Eq，在Eq≥(-a-Ei)成立的情况下输出“1”。在不成立的情况下输出“0”。比较器111a5及比较器111a8的输出分别被输入到“与”计算部111a9。“与”计算部111a9对比较器111a5及比较器111a8的输出进行“与”运算，将其结果供给到选择部111a14。

另一方面，加法部111a9将常数产生部111a3的输出值“a”和Ei相加来输出(a+Ei)。加法部111a9的输出被输入到比较器111a10。加法部111a11将常数产生部111a6的输出值“-a”和Ei相加来输出(-a+Ei)。加法部111a11的输出被输入到比较器111a12。比较器111a10比较加法部111a9的输出和输入到另一个输入端子的Eq，在Eq≤(a+Ei)成立的情况下输出“1”。在不成立的情况下输出“0”。比较器111a12比较加法部111a11的输出和输入到比较器111a12的另一个输入端子的Eq，在Eq≥(-a+Ei)成立的情况下输出“1”。在不成立的情况下输出“ 0”。比较器111a10及比较器11 a12的输出分别被输入到“与”计算部111a13。“与”计算部111a13对比较器111a10及比较器111a12的输出进行“与”运算，将其结果输入到选择部111a14。

选择部111a14以“异或”计算部111a2的输出为控制信号，来选择输入的2个信号中的一个。在码元估计部101的输出(即从图8中的复数乘法部11输出的码元)的象限为第一或第三象限时，即在“异或”计算部111a2输出了“0”时，选择部111a14选择“与”计算部111a9的输出并输出。在码元估计部101的输出(即从图8中的复数乘法部11输出的码元)的象限为第二或第四象限时，即在“异或”计算部111a2输出了“1”时，选择部111a14选择“与”计算部111a13的输出并输出。选择部111a14的输出作为相位误差判定结果被输出到输出端子1119。

上述实施例1及2所示的相位误差判定部111的输出信号被输入到图9的选择部112。在虚部选择部104的输出适合作为相位误差信号的情况下，选择部112将虚部选择部104的输出输出到相位误差输出端子105。在虚部选择部104的输出不适合作为相位误差信号的情况下，选择部112将常数产生部113输出的“0”输出到相位误差输出端子105。相位误差判定部111这样控制选择部112。

如上所述，根据本发明实施方式3的载波再现装置，能够用简单的计算来检测正交调制信号的相位误差，所以电路规模减小。此外，还能够在有噪声或反射干扰的接收状况下提高频率捕获特性以及相位抖动特性。

接着，结合图10来说明上述图8所示的本发明实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c的另一结构。

图10是在上述实施方式2的载波再现装置中的相位误差检测部12b中进一步添加了复数减法部110、相位误差判定部111、选择部112、以及常数产生部113而构成的。在图10中，与图7或图9相同的部分附以相同的标号，省略它们的分别的说明。

当然即使是图10的结构，也能得到同样的效果。在此情况下，能够提高接收码元数更多的正交调幅信号(QAM)时的频率捕获特性以及相位抖动特性。

此外，上述图9及图10的相位误差判定部111用码元估计部101的输出来进行象限判定，但是用从解调信号输入端子100输入的复数乘法部11输出的解调信号进行象限判定也能得到同样的效果。

此外，在上述图9及图10所示的结构的相位误差检测部12c中，根据实施方式1的图2的相位误差检测部12a说明了码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、及虚部选择部104的构件。当然即使它们是图3或图4所示的结构的相位误差检测部12a也能得到同样的效果。

此外，在上述说明中以4PSK及16QAM为例进行了说明，当然即使是其他多进制相移键控(nPSK)或多进制正交调幅(nQAM等)，也能得到同样的效果。

(实施方式4)

本发明实施方式4的载波再现装置是在上述实施方式1、实施方式2及实施方式3的载波再现装置中在接收16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM等(即(2＾2n)QAM，n＝2，3，4，5...)的情况下即使是位于最外侧的码元(以下称为最外码元)，也能够正确检测相位误差。再者，能够在有噪声或反射干扰的接收状况下改善频率捕获特性以及相位抖动特性。

以下，说明本发明实施方式4的载波再现装置。

图26是本发明实施方式4的载波再现装置的结构的方框图。在图26中，实施方式4的载波再现装置包括解调信号输入端子10、复数乘法部11、相位误差检测部12d、环路滤波器13、数控振荡部14、以及解调信号输出端子15。

如图26所示，实施方式4的载波再现装置是将上述实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a替换为相位误差检测部12d而构成的。

实施方式4的载波再现装置的其他结构与上述实施方式1的载波再现装置的结构相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

以下，用图27来说明与上述实施方式1的载波再现装置不同的相位误差检测部12d的工作。

图27是图26的载波再现装置中的上述相位误差检测部12d的详细结构的方框图。

在图27中，相位误差检测部12d包括解调信号输入端子100、码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、虚部选择部104、相位误差输出端子105、最外码元估计部130、以及选择部131。

相位误差检测部12d是在上述实施方式1的载波再现装置中的相位误差检测部12a进一步添加了最外码元估计部130和选择部131而构成的。其他结构与相位误差检测部12a相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

在图27中，经解调信号输入端子100输入的解调信号(Si+jSq)被输入到最外码元估计部130。

图28是最外码元估计部130的更详细的方框图。图29是用于说明最外码元估计部130的工作的信号矢量图。以下，用图28及图29来说明最外码元估计部130的工作。

在图28中，输入到输入端子1300的复数乘法部11的输出(Si+jSq)中的Si被输入到绝对值计算部1301，Sq被输入到绝对值计算部1302。绝对值计算部1301计算Si的绝对值。绝对值计算部1302计算Sq的绝对值。绝对值计算部1301的输出被输入到比较部1307，绝对值计算部1302的输出被输入到比较部1308。在满足|Si|≥m*d的情况下，比较部1307输出“1”。在不满足的情况下输出“0”。在满足|Sq|≥m*d的情况下，比较部1308输出“1”。在不满足的情况下输出“0”。其中，m是(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下的m＝2^(n-1)，d是最小码距。

“或”计算部1309对比较部1307的输出和比较部1308的输出计算“或”，经最外码元选择信号输出端子1312来输出最外码元选择信号。

结合图29的空间图来说明上述工作。在图29中，I信号轴154、Q信号轴155、各●号及各○号与图17的I信号轴154、Q信号轴155、各●号及各○号分别相同，省略各自的详细说明。

从最外码元选择信号输出端子1312输出的最外码元选择信号表示输入到输入端子1300的复数乘法部11的输出(Si+jSq)是否存在于斜线所示的区域291内。

此外，输入到输入端子1300的复数乘法部11的输出(Si+jSq)中的Si被输入到比较部1303，Sq被输入到比较部1304。如果输入的Si在0以上，则比较部1303输出“1”，否则输出“0”。如果输入的Sq在0以上，则比较部1304输出“1”，否则输出“0”。比较部1303的输出作为选择部1310的选择信号被供给到选择部1310，比较部1304的输出作为选择部1311的选择信号被供给到选择部1311。向选择部1310及1311输入了最外码元的正的振幅值及最外码元的负的振幅值。

最外码元的正的振幅值是(m-1/2)*d。其中，m是(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下的m＝2^(n-1)。此外，d表示最小码距的值。最外码元的正的振幅值是常数产生部1305的输出。

最外码元的负的振幅值是-(m-1/2)*d。其中，m是(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下的m＝2^(n-1)。此外，d表示最小码距的值。最外码元的负的振幅值是常数产生部1306的输出。

选择部1310由比较部1303的输出(即Si的符号)来控制，选择常数产生部1305的输出((m-1/2)*d)或常数产生部1306的输出(-(m-1/2)*d)中的某一个。选择部1311由比较部1304的输出(即Sq的符号)来控制，选择常数产生部1305的输出((m-1/2)*d)或常数产生部1306的输出(-(m-1/2)*d)中的某一个。选择部1310的输出和选择部1311的输出作为估计最外码元经最外码元输出端子1313被输出。

从最外码元选择信号输出端子1313输出的估计最外码元和码元估计部101的输出被输入到图27的选择部131。选择部131由从图28的最外码元选择信号输出端子1312供给的最外码元选择信号来控制，选择估计最外码元和码元估计部101的输出中的某一个。选择部131的输出被输出到复共轭部102。

接着，在图29的信号矢量图上示意性地说明上述所示的最外码元估计部130和选择部131的工作。从最外码元选择信号输出端子1312输出的最外码元选择信号是表示复数乘法部11的输出(Si+jSq)是否存在于图29中斜线所示的区域291内的信号。在(Si+jSq)存在于斜线的区域291内的情况下，选择部131由最外码元估计部130来控制，将从最外码元选择信号输出端子1313输出的最外码元作为估计码元而输出到复共轭部102。即，图29的★号294所示的码元作为估计码元被输出到复共轭部102。由于在复数乘法部11的输出(Si+jSq)中残留相位旋转，所以有时最外码元存在于图29的区域292及区域293中。但是，即使在这种情况下，作为估计码元，也不是估计为最近的码元(即图29的☆号所示的码元295或296)，而是估计为最外码元(即图29的★号所示的码元294)。因此，能够正确地进行相位误差检测。

如上所述，根据本发明实施方式4的载波再现装置，能够用简单的计算来检测正交调制信号的相位误差，所以电路规模减小。再者，在接收16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM等(即(2^2n)QAM，n＝2，3，4，5...)的情况下，能够在有噪声或反射干扰的接收状况下提高频率捕获特性以及相位抖动特性。

当然即使是将上述图26所示的本发明实施方式4的载波再现装置中的相位误差检测部12d换为上述实施方式2的载波再现装置中的相位误差检测部12b、或上述实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c，进一步添加了最外码元估计部130和选择部131的结构，也能得到同样的效果。在此情况下，能够进一步提高接收多进制正交调幅信号(QAM)时的频率捕获特性以及相位抖动特性。

此外，在上述图26所示的结构的相位误差检测部12d中，根据实施方式1的图2的相位误差检测部12a说明了码元估计部101、复共轭部102、第二复数乘法部103、及虚部选择部104的构件。当然即使是图3或图4所示的结构的相位误差检测部12a也能得到同样的效果。

(实施方式5)

本发明实施方式5的载波再现装置能够在上述实施方式1、实施方式2、实施方式3及实施方式4的载波再现装置中进一步扩大频率捕获范围。

以下，说明本发明实施方式5的载波再现装置。

图11是本发明实施方式5的载波再现装置的结构的方框图。在图11中，实施方式5的载波再现装置包括调制信号输入端子10、复数乘法部11、相位误差检测部12a、频率误差检测部16、环路滤波器13a、数控振荡部14、以及解调信号输出端子15。如图11所示，实施方式5的载波再现装置是在上述实施方式1的载波再现装置中进一步添加了频率误差检测部16、将环路滤波器13替换为环路滤波器13a而构成的。

实施方式5的载波再现装置的频率误差检测部16和环路滤波器13a以外的结构与上述实施方式1的载波再现装置的结构相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

以下，说明与上述实施方式1的载波再现装置不同的频率误差检测部16和环路滤波器13a的工作。

在图11中，从相位误差检测部12a输出的相位误差信号被输入到环路滤波器13a，并且被输入到频率误差检测部16。频率误差检测部16的输出被输入到环路滤波器13a。环路滤波器13a合成频率误差检测部16的输出和从相位误差检测部12a输出的相位误差信号，而且除去高频分量，作为控制信号供给到数控振荡部14。

图12是图11的载波再现装置中的频率误差检测部16的详细结构的方框图。参照图12来说明频率误差检测部16的工作。

在图12中，频率误差检测部16包括相位误差输入端子300、1码元延迟部301、减法部302、以及频率误差输出端子308。从相位误差输入端子300输入的相位误差信号被输入到1码元延迟部301，延迟1个码元期间并输入到减法部302。减法部302取码元延迟部1码元延迟部301的输出信号和当前从相位误差输入端子300输入的相位误差信号之间的差分，经频率误差输出端子308来输出其结果。

图21是在信号矢量图上示意性地示出上述频率误差检测部16的工作的图。这里，假定接收的数字调制信号为4PSK的情况，并且为了简化说明，只示出第一象限。以下，用图21来说明频率误差检测部16的频率误差检测工作。

在图21中，I信号轴150、Q信号轴151、●号的码元153与图16的I信号轴150、Q信号轴151、●号的码元153相同，省略它们的详细说明。○号所示的码元2101和2102是经图11的调制信号输入端子10输入的信号和数控振荡部14的输出信号有频率误差的情况下的复数乘法部11的输出信号，码元2101是时刻T1出现的码元，码元2102是时刻T2出现的码元。码元2102是码元2101之后到来的码元。假定这些调制信号相对于数控振荡部14的输出信号有频率误差(Δf)的情况。由于有频率误差(Δf)，所以接收到的正交调制信号和本来的码元之间的相位差在1个码元期间内从Δθ1推移到Δθ2。该频率误差(Δf)和相位误差的变化量(Δθ2-Δθ1)可以用式(10)来表现。

2·π·Δf·T＝(Δθ2-Δθ1)         (10)

(其中，T＝T2-T1。)

从式(10)可知，相位误差的变化量(Δθ2-Δθ1)与频率误差(Δf)成正比。

相位误差检测部12a的输出是图21的□号2103和2104所示的坐标的Q信号轴分量。由于存在频率误差(Δf)，所以相位误差检测部12a的输出也在1个码元期间(T＝T2-T1)内发生{(Sq·Di-Si·Dq)_T-T2＝(Sq·Di-Si·Dq)_T＝T1}的变化。为与频率误差(Δf)成正比的值。(Sq·Di-Si·Dq)_T＝T2是时刻T为T2时的(Sq·Di-Si·Dq)。而(Sq·Di-Si·Dq)_T＝T1是时刻T为T1时的(Sq·Di-Si·Dq)。因此，通过计算相位误差检测部12a检测出的相位误差信号的时间上的差分，能够检测频率误差。

频率误差检测部16的输出被输入到环路滤波器13a。图14是环路滤波器13a的详细结构的方框图。在图14中，环路滤波器13a包括相位误差信号输入端子200、直接通路放大部201、积分通路放大部202、第一加法部203、1码元延迟部204、第二加法部205、第三加法部209、频率误差放大部211、频率误差输入端子210、以及控制信号输出端子206。

如图14所示，实施方式5的载波再现装置中的环路滤波器13a是在上述实施方式1的载波再现装置中的环路滤波器13中进一步添加了第三加法部209、频率误差放大部211、以及频率误差输入端子210而构成的。其他结构与环路滤波器13相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

在图14中，频率误差检测部16的输出信号经由频率误差输入端子210被输入到频率误差放大部211进行放大。频率误差放大部211的输出被输入到第三加法部209。

在环路滤波器13a中，起校正频率误差的作用的积分通路1401由积分通路放大部202、频率误差放大部211、第一加法部203、1码元延迟部204、以及第三加法部209的反馈环构成。频率误差检测部16检测出的频率误差经第三加法部209被输入到该积分通路。检测出的频率误差被积分，而被变换为相位的量纲。另一方面，数控振荡部14是与输入的控制信号成正比来提前(或推后)其输出相位的形式的振荡部。因此，通过上述结构，能够根据检测出的频率误差信号来控制数控振荡部14的振荡相位。

这样，频率误差检测部16根据相位误差检测部12a检测出的相位误差信号来检测频率误差，将其在环路滤波器13a中与相位误差检测部12a检测出的相位误差信号进行合成，作为数控振荡部14的控制信号，从而能够校正更大的频率误差。

如上所述，根据本发明实施方式5的载波再现装置，能够用简单的计算来检测正交调制信号的相位误差。其结果是，电路规模减小，并且能够进一步扩大频率捕获范围。

当然即使是将上述图11所示的本发明实施方式5的载波再现装置中的相位误差检测部12a变为上述实施方式2的载波再现装置中的相位误差检测部12b、或上述实施方式4的载波再现装置中的相位误差检测部12d的结构也能得到同样的效果。在此情况下，能够进一步提高接收多进制正交调幅信号(QAM)时的频率捕获特性以及相位抖动特性。

此外，也可以将上述图11所示的本发明实施方式5的载波再现装置中的相位误差检测部12a置换为上述实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c。在此情况下，需要将频率误差检测部16变为图13所示的频率误差检测部16a。

因此，用图13来说明频率误差检测部16a的工作。图13是频率误差检测部16a的详细结构的方框图。在图13中，频率误差检测部16a包括相位误差输入端子300、1码元延迟部301、减法部302、频率误差输出端子308、比较部305、306、“或”计算部307、选择部303、以及常数产生部304。频率误差检测部16a是在前述频率误差检测部16中进一步添加了比较部305、306、“或”计算部307、选择部303、以及常数产生部304而构成的。除了比较部305、306、“或”计算部307、选择部303、以及常数产生部304以外，与频率误差检测部16相同，对相应构件附以同一标号并省略其说明。

在图13中，从相位误差检测部12c向相位误差输入端子300供给相位误差信号。只在供给的相位误差信号被判定为适合作为相位误差信号的情况下，才供给检测出的相位误差信号。即，只在接收到的信号存在于图23或图25的斜线部分中的情况下，才供给检测出的相位误差信号。在判定为不适合的情况下，从相位误差检测部12c输出常数“0”。

图13不将该不适合的情况下的相位误差检测部12c的输出用于频率误差检测。比较部305输入1码元延迟部301的输出，比较判定输入的各信号是否是“0”。如果输入的各信号不是“0”则输出“1”，如果是“0”则输出“0”。比较部306输入输入到相位误差输入端子300的相位误差检测部12c的输出，比较判定输入的信号是否是“0”。如果输入的各信号不是“0”则输出“1”，如果是“0”则输出“0”。“或”计算部307对比较部305的输出和比较部306的输出进行“或”。“或”计算部307的输出作为选择部303的控制信号被输入到选择部303。

减法部302从经相位误差输入端子300输入的信号中减去1码元延迟部301的输出。选择部303由“或”计算部307的输出来控制，选择减法部302的输出和常数产生部304的输出中的某一个。即，只在延迟了1个码元的相位误差检测部12c的输出、和从相位误差输入端子300输入的当前的相位误差检测部12c的输出不都是“0”的情况下，选择部303才将减法部302的输出输出到频率误差输出端子308。在其他情况下输出来自常数产生部304的常数“0”。

即使是这样将图11所示的本发明实施方式5的载波再现装置中的相位误差检测部12a变为上述实施方式3的载波再现装置中的相位误差检测部12c的结构也能得到同样的效果。在此情况下，能够进一步在有噪声或反射干扰的接收状况下提高频率捕获特性以及相位抖动特性。

此外，在上述说明中以4PSK及16QAM为例进行了说明，当然即使是其他多进制相移键控(nPSK)或多进制正交调幅(nQAM等)也能得到同样的效果。

产业上的可利用性

本发明的载波再现装置再现用于对多进制正交调幅信号或多进制相移键控信号等数字调制信号进行解调的载波。本发明的载波再现装置能够用简单的计算来检测调制信号的相位误差，能够减小电路规模，能够改善频率捕获特性以及相位抖动特性。

Claims (18)

1、一种载波再现装置，包括：

数控振荡部件，输出复数振荡信号；

复数乘法部件，对输入的调制信号和上述数控振荡部件的输出进行复数乘法；

相位误差检测部件，根据上述复数乘法部件的输出，来检测上述调制信号和上述复数振荡信号之间的相位误差；以及

环路滤波器，对上述相位误差进行滤波来控制上述数控振荡部件；

用上述数控振荡部件来再现上述调制信号的载波；

其中，上述相位误差检测部件包括：

码元估计部件，根据上述复数乘法部件的输出来估计码元；

第二复数乘法部件，对上述码元估计部件的输出和上述复数乘法部的输出进行复数乘法；

虚部选择部件，选择上述第二复数乘法部件的输出的Q信号轴分量；

复数减法部件，对上述复数乘法部件的输出和上述码元估计部件的输出进行复数减法而计算振幅误差；

相位误差判定部件，根据上述振幅误差，来判定上述第二复数乘法部件的输出是否是相位方向的误差；以及

选择部件，根据上述相位误差判定部件的输出，仅输出上述虚部选择部件的输出中的相位方向的误差。

2、如权利要求1所述的载波再现装置，其中，上述相位误差判定部件

在接收码元处于第一象限或第三象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部和虚部异号时判定为是上述相位方向的误差，在上述接收码元处于第二象限或第四象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部和虚部同号时判定为是上述相位方向的误差。

3、如权利要求1所述的载波再现装置，其中，上述相位误差判定部件

在接收码元处于第一象限或第三象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部(Ei)和虚部(Eq)为(-a-Ei)≤Eq≤(a-Ei)(其中0＜a＜最小码距)时判定为是上述相位方向的误差，在上述接收码元处于第二象限或第四象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部(Ei)和虚部(Eq)为(-a+Ei)≤Eq≤(a+Ei)(其中0＜a＜最小码距)时判定为是上述相位方向的误差。

4、如权利要求1所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

振幅归一化部件，根据上述码元估计部件的输出对上述第二复数乘法部件的输出振幅进行归一化，输出上述相位误差。

5、如权利要求1所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

最外码元估计部件，在上述复数乘法部件的输出的实部或虚部的绝对值大于最小码距d的m倍(其中，在接收(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下，m＝2^(n-1))的情况下估计上述接收码元是最外码元，检测上述相位误差。

6、如权利要求1所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

频率误差检测部件，通过根据上述相位误差检测部件的输出检测相位误差在码元期间的变化来检测频率误差；

将上述频率误差检测部件的输出输入到上述环路滤波器。

7、一种载波再现装置，包括：

数控振荡部件，输出复数振荡信号；

复数乘法部件，对输入的调制信号和上述数控振荡部件的输出进行复数乘法；

相位误差检测部件，根据上述复数乘法部件的输出，来检测上述调制信号和上述复数振荡信号之间的相位误差；以及

环路滤波器，对上述相位误差进行滤波来控制上述数控振荡部件；

用上述数控振荡部件来再现上述调制信号的载波；

其中，上述相位误差检测部件包括：

码元估计部件，根据上述复数乘法部件的输出来估计码元；

第二复数乘法部件，对上述码元估计部件的输出和上述复数乘法部的输出进行复数乘法；

虚部选择部件，选择上述第二复数乘法部件的输出的Q信号轴分量；

振幅归一化部件，根据上述码元估计部件的输出对上述第二复数乘法部件的输出振幅进行归一化，输出上述相位误差。

8、如权利要求7所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

最外码元估计部件，在上述复数乘法部件的输出的实部或虚部的绝对值大于最小码距d的m倍(其中，在接收(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下，m＝2^(n-1))的情况下估计上述接收码元是最外码元，检测上述相位误差。

9、如权利要求7所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

频率误差检测部件，通过根据上述相位误差检测部件的输出检测相位误差在码元期间的变化来检测频率误差；

将上述频率误差检测部件的输出输入到上述环路滤波器。

10、一种载波再现装置，包括：

数控振荡部件，输出复数振荡信号；

复数乘法部件，对输入的调制信号和上述数控振荡部件的输出进行复数乘法；

相位误差检测部件，根据上述复数乘法部件的输出，来检测上述调制信号和上述复数振荡信号之间的相位误差；以及

环路滤波器，对上述相位误差进行滤波来控制上述数控振荡部件；

用上述数控振荡部件来再现上述调制信号的载波；

其中，上述相位误差检测部件包括：

码元估计部件，根据上述复数乘法部件的输出来估计码元；

第一乘法部件，将上述码元估计部件的输出的I信号分量和上述复数乘法部件的输出的Q信号分量相乘；

第二乘法部件，将上述码元估计部件的输出的Q信号分量和上述复数乘法部件的输出的I信号分量相乘；

减法部件，将上述第一乘法部件的输出和上述第二乘法部件的输出相减；

复数减法部件，对上述复数乘法部件的输出和上述码元估计部件的输出进行复数减法来计算振幅误差；

相位误差判定部件，根据上述振幅误差，来判定上述减法部件的输出是否是相位方向的误差；以及

选择部件，根据上述相位误差判定部件的输出，仅输出上述减法部件的输出中的相位方向的误差。

11、如权利要求10所述的载波再现装置，其中，上述相位误差判定部件

在接收码元处于第一象限或第三象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部和虚部异号时判定为是上述相位方向的误差，在上述接收码元处于第二象限或第四象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部和虚部同号时判定为是上述相位方向的误差。

12、如权利要求10所述的载波再现装置，其中，上述相位误差判定部件

在接收码元处于第一象限或第三象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部(Ei)和虚部(Eq)为(-a-Ei)≤Eq≤(a-Ei)(其中0＜a＜最小码距)时判定为是上述相位方向的误差，在上述接收码元处于第二象限或第四象限的情况下，将上述复数减法部件的输出的实部(Ei)和虚部(Eq)为(-a+Ei)≤Eq≤(a+Ei)(其中0＜a＜最小码距)时判定为是上述相位方向的误差。

13、如权利要求10所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

振幅归一化部件，根据上述码元估计部件的输出对上述第二复数乘法部件的输出振幅进行归一化，输出上述相位误差。

14、如权利要求10所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

最外码元估计部件，在上述复数乘法部件的输出的实部或虚部的绝对值大于最小码距d的m倍(其中，在接收(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下，m＝2^(n-1))的情况下估计上述接收码元是最外码元，检测上述相位误差。

15、如权利要求10所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

频率误差检测部件，通过根据上述相位误差检测部件的输出检测相位误差在码元期间的变化来检测频率误差；

将上述频率误差检测部件的输出输入到上述环路滤波器。

16、一种载波再现装置，包括：

数控振荡部件，输出复数振荡信号；

复数乘法部件，对输入的调制信号和上述数控振荡部件的输出进行复数乘法；

相位误差检测部件，根据上述复数乘法部件的输出，来检测上述调制信号和上述复数振荡信号之间的相位误差；以及

环路滤波器，对上述相位误差进行滤波来控制上述数控振荡部件；

用上述数控振荡部件来再现上述调制信号的载波；

其中，上述相位误差检测部件包括：

码元估计部件，根据上述复数乘法部件的输出来估计码元；

第一乘法部件，将上述码元估计部件的输出的I信号分量和上述复数乘法部件的输出的Q信号分量相乘；

第二乘法部件，将上述码元估计部件的输出的Q信号分量和上述复数乘法部件输出的I信号分量相乘；

减法部件，将上述第一乘法部件的输出和上述第二乘法部件的输出相减；以及

振幅归一化部件，根据上述码元估计部件的输出对上述减法部件的输出振幅进行归一化，输出上述相位误差。

17、如权利要求16所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

最外码元估计部件，在上述复数乘法部件的输出的实部或虚部的绝对值大于最小码距d的m倍(其中，在接收(2^2n)QAM(n＝2，3，4，...)的情况下，m＝2^(n-1))的情况下估计上述接收码元是最外码元，检测上述相位误差。

18、如权利要求16所述的载波再现装置，其中，上述相位误差检测部件还包括：

频率误差检测部件，通过根据上述相位误差检测部件的输出检测相位误差在码元期间的变化来检测频率误差；

将上述频率误差检测部件的输出输入到上述环路滤波器。

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