JPWO2003077497A1 - 搬送波再生装置 - Google Patents

Abstract

簡単な演算で変調信号の位相誤差を検出することが出来、回路規模を小さく出来、周波数引き込み特性ならびに位相ジッタ特性の改善を可能にする搬送波再生装置が提供される。この搬送波再生装置は、送信されたシンボルを推定するシンボル推定部と、推定されたシンボルと受信信号を基にして正規化された位相誤差を生成する位相誤差検出手段と、位相誤差をフィルターするループフィルターと、ループフィルターに制御されている数値制御発振部を備える。

Description

技術分野
本発明は、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）信号や、多相位相変調（ＰＳＫ）信号などのディジタル変調信号を復調する場合に用いられる搬送波再生装置に関する。
背景技術
近年、映像のディジタル化が進み、衛星、ＣＡＴＶ、地上波のそれぞれの放送メディアにおいてディジタル放送が各国で開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特徴にあった方式が選択されている。例えば、衛星放送では４ＰＳＫや８ＰＳＫなどの多相位相変調、ＣＡＴＶでは６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの多値直交振幅変調が用いられている。
このようなデジタル変調信号の復調システムについては、数々の文献で紹介されており、その一例として、「多賀、石川、小松，：“ＱＰＳＫ復調システムの一検討”」（テレビジョン学会技術報告，ｖｏｌ．１５，Ｎｏ．４６，ＣＥ’９１−４２（１９９１．０８））を取り挙げて、従来の搬送波再生装置について説明する。
図３０は、従来例の搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図３０において、従来例の搬送波再生装置は、変調信号入力端子５０１０と、複素乗算部５０１１と、アークタンジェントを演算するアークタンジェント演算部５０３０と、ループフィルタ５０１３と、数値制御発振部５０１４と、復調信号出力端子５０１５とを備える。
なお、図３０において、太線かつ“／２”で示している信号線は、複素表現される信号の信号線を示している。
以下に上記従来例の搬送波再生回路の動作を簡単に説明する。
図３０は、受信したディジタル変調信号が前段で一旦直交検波され、変調信号入力端子５０１０に入力される。但し、前段で直交検波される際、直交検波する為の搬送波が必ずしも常に正確な周波数と正確な位相ではない。従って、変調信号入力端子５０１０に入力される信号は、周波数及び位相のずれが残留する。変調信号入力端子５０１０に入力された信号は、複素乗算部５０１１の一方の入力端子に入力される。数値制御発振部５０１４は、互いに直交する２つの発振信号からなる複素発振信号を出力し、それが複素乗算部５０１１の他方の入力端子に入力される。
複素乗算部５０１１は、数値制御発振部５０１４の出力と変調信号入力端子５０１０に入力される信号とを複素乗算することによって、入力端子５０１０に入力される信号の周波数および位相ずれを除去して、復調信号を復調信号出力端子５０１５を介して出力する。
一方、複素乗算部５０１１の出力である復調信号ＳｉとＳｑは、アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^−１）５０３０に入力される。アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^−１）５０３０は、Ｓｉ及びＳｑの値を基にしてアークタンジェントを演算して、変調信号入力端子５０１０に供給されているディジタル変調信号の搬送波信号と数値制御発振部５０１４の出力信号との位相誤差を検出する。アークタンジェント演算部５０３０の出力は、ループフィルタ５０１３に入力され、位相誤差の高周波数成分が除去される。そうして、ループフィルタ５０１３の出力は、数値制御発振部５０１４に対する制御信号として数値制御発振部５０１４に入力される。ループフィルタ５０１３の出力信号により制御された数値制御発振部５０１４の出力信号は、複素乗算部５０１１に供給される。
尚、以上の説明では、式（１）と式（２）に示す通り、数値制御発振部５０１４の出力は変調信号入力端子５０１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係の（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）信号である場合を例示している。従って、式（１）と式（２）の関係にある時は、アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^−１）５０３０は位相誤差ゼロを検出する。式（１）と式（２）との間に位相差が存在すると、アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^−１）５０３０はその位相誤差に対応する信号を出力する。
このように構成された位相制御ループによって負帰還制御ループが構成されるので、受信したディジタル変調信号に位相同期した搬送波が数値制御発振部５０１４で再生される。また、この再生された搬送波は、変調信号入力端子５０１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）であり周波数誤差および位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
上述の通り、従来の搬送波再生回路における位相誤差検出は、アークタンジェント演算部５０３０が複素乗算部５０１１の出力をアークタンジェント演算して求められる。その動作を図３１を参照してさらに詳細に説明する。
図３１は、従来の位相誤差検出の動作を説明するための出力信号空間ダイヤグラムである。ここでは、受信するディジタル変調信号が４ＰＳＫの場合を仮定しており、また説明を簡単にするために第１象限のみを用いて説明する。変調信号入力端子５０１０に入力されたディジタル変調信号と数値制御発振部５０１４の出力信号との間に位相誤差Δθが存在する場合を仮定する。複素乗算部５０１１の出力である復調信号は、○印５０４１で示される。正確な搬送波が再生されていれば上述の位相誤差Δθが存在しないので、複素乗算部５０１１の出力である復調信号は、４ＰＳＫのシンボルの本来の位相である●印５０４２で示される。●印５０４２で示される位相は、（π／４＋ｎ・π／２）［ラジアン］（ｎ＝０，１，２，３）である。しかし、位相誤差Δθが存在する場合を仮定しているので、複素乗算部５０１１より出力される信号は、位相φ（φ＝π／４＋Δθ）の位置に存在する。
この位相誤差Δθは、複素乗算部５０１１の出力であるＳｉとＳｑを基にしてアークタンジェント演算することにより位相φを求め、そしてこの受信シンボルの位相φと本来の４ＰＳＫのシンボル位相（π／４）との差分を求めることにより、算出されていた。
ところで、受信シンボルの位相φを求めるアークタンジェントの演算は、一般的にＳｉとＳｑに対して予め演算したＴａｎ^−１（Ｓｑ／Ｓｉ）の値をＲＯＭ等の記憶装置に格納しておき、ＳｉとＳｑをアドレスにして読み出す方法がある。或いは、ＳｉとＳｑを基にして２次元のベクトルの回転の計算を行い、回転した分の角度を求めるコーディック（Ｃｏｒｄｉｃ）アルゴリズムも用いられていた。
しかしながら、ＲＯＭを用いてアークタンジェントを演算する方法では、膨大なＲＯＭ容量が必要なので回路規模の増大が発生する。また、コーディック法では、精度を高い位相を求めるには多くのステップが必要になり、搬送波再生回路のループ内遅延の増大に伴う周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）が狭くなるという課題があった。
発明の開示
搬送波再生装置は、
複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
入力した変調信号と数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
複素乗算手段の出力を基にして、変調信号と複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
位相誤差をフィルターして数値制御発振手段を制御するループフィルタとを備え、数値制御発振手段により変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
位相誤差検出手段は、少なくとも、複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段を備える。
発明を実施する最良の形態
以下、本発明の実施の形態について、図１から図２９を用いて説明する。
なお、以下の説明において、実施の形態１は本発明の基本となる搬送波再生装置である。
実施の形態２は、実施の形態１に対し、更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を改善した搬送波再生装置である。
実施の形態３は、実施の形態１および実施の形態２に対し、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を更に改善した搬送波再生装置である。
実施の形態４は、実施の形態１、実施の形態２および実施の形態３に対し、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等（即ち、（２＾２ｎ）ＱＡＭ であって、ｎ＝２，３，４，５…）を受信する場合の、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を更に改善した搬送波再生装置である。
実施の形態５は、実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３および実施の形態４に対し、更に周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）を改善した搬送波再生装置である。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図１において、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ａと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
なお、図１において、太線かつ“／２”で示している信号線は、複素表現される信号の信号線を示している（以下、各図面において太線かつ“／２”で示している信号線は、同様である）。
以下に実施の形態１に係る搬送波再生装置の概略を説明する。
図１は、多値直交振幅変調または多相位相変調された信号を受信する場合を例に挙げている。受信したディジタル変調信号が前段で一旦直交検波されて、変調信号入力端子１０に入力される。但し、前段で直交検波される際、直交検波する為の搬送波が必ずしも常に正確な周波数と正確な位相ではない。従って、変調信号入力端子１０に入力される信号は、周波数及び位相ずれが残留する。即ち、この信号は、Ｉ（同相とも呼ばれる）信号成分をＳｉ、Ｑ（直交とも呼ばれる）信号成分をＳｑとすると、式（１）で表現できる信号である。
（Ｓｉ＋ｊＳｑ）・ｅｘｐ（ｊ（Δｗｔ＋Δθ） （１）
Δｗ：周波数ずれ
Δθ：位相ずれ
式（１）で表現される信号が変調信号入力端子１０に入力され、複素乗算部１１の一方の入力端子に入力される。数値制御発振部１４は、式（１）で示される信号の搬送波成分（ｅｘｐ（ｊ（Δｗｔ＋Δθ）と共役関係の信号であるとすると、式（２）で表現される信号を出力する。
ｅｘｐ（−ｊ（Δｗｔ＋Δθ） （２）
即ち、数値制御発振部１４は、互いに直交する２つの発振信号からなる複素発振信号を出力し、それが複素乗算部１１の他方の入力端子に入力される。
複素乗算部１１は、数値制御発振部１４の出力と変調信号入力端子１０に入力される信号とを複素乗算することによって、式（３）に示す演算を実行する。
（Ｓｉ＋ｊＳｑ）・ｅｘｐ（ｊ（Δｗｔ＋Δθ）・ｅｘｐ（−ｊ（Δｗｔ
＋Δθ）＝（Ｓｉ＋ｊＳｑ） （３）
複素乗算部１１は、入力端子１０に入力される信号の周波数および位相ずれを除去して、復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）を復調信号出力端子１５を介して出力する。
一方、複素乗算部１１の出力である復調信号は、位相誤差検出部１２ａにも入力される。位相誤差検出部１２ａは、Ｓｉ及びＳｑを基にして、受信したディジタル変調信号の位相誤差を検出する。位相誤差検出部１２ａの出力は、ループフィルタ１３に入力され、位相誤差の高周波数成分が除去される。そうして、数値制御発振部１４に制御信号として入力される。ループフィルタ１３の出力信号により制御された数値制御発振部１４の出力信号は、複素乗算部１１に供給される。
尚、以上の説明では、式（１）と式（２）に示す通り、数値制御発振部１４の出力は、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係の（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）場合を例示している。従って、式（１）と式（２）の関係にある時は、位相誤差検出部１２ａは位相誤差ゼロを検出する。式（１）と式（２）との間に位相差が存在すると、位相誤差検出部１２ａはその位相誤差を検出する。
このように構成された位相制御ループによって負帰還制御ループが構成されるので、受信したディジタル変調信号に位相同期した搬送波が数値制御発振部１４で再生される。この再生された搬送波は、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係であり周波数誤差および位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
図５は、図１におけるループフィルタ１３の詳細な構成を示すブロック図である。ループフィルタ１３は、位相誤差信号入力端子２００と、直接系増幅器２０１と、積分系増幅器２０２と、第１の加算器２０３と、１シンボル遅延器２０４と、第２の加算器２０５と、制御信号出力端子２０６とを備える。
位相誤差検出部１２ａの出力が位相誤差信号入力端子２００に供給される。ループフィルタ１３は、位相誤差信号入力端子２００と、直接系２０７と、積分系２０８と、第２の加算部２０５と、ループフィルタ出力端子２０６で構成されている。そうして、直接系２０７は直接系増幅部２０１で構成されている。一方、積分系２０８は積分系増幅部２０２と第１の加算部２０３と１シンボル遅延部２０４で構成されている。
直接系２０７は、増幅度がαである直接系増幅部２０１のみで構成されており、位相誤差信号入力端子２００を介して入力された位相誤差信号を増幅度αで増幅するだけの処理を実施する。ところで、数値制御発振部１４は、入力される制御信号に比例してその出力位相を進ませる（または遅らせる）形式の発振部である。従って、この直接系２０７は、数値制御発振部１４の出力位相を位相誤差信号に対してリニアに進ませる（または遅らせる）働きをする。即ち、この直接系は、搬送波再生での位相誤差の補正に作用する系である。
一方、積分系２０８では、まず積分系増幅部２０２が位相誤差信号入力端子２００を介して入力された位相誤差信号を増幅度βで増幅する。第１の加算部２０３は、積分系増幅部２０２の出力と１シンボル遅延部２０４の出力を加算する。そうして、第１の加算部２０３の出力は１シンボル遅延部２０４へ入力される。従って、第１の加算部２０３と１シンボル遅延部２０４とのループで所謂積分機能を持つ。この様に、積分系２０８は、位相誤差信号入力端子２００を介して入力された位相誤差信号を増幅度βで増幅した後、所謂積分処理を実施する。ところで、数値制御発振部１４は、入力される制御信号に比例してその出力位相を進ませる（または遅らせる）形式の発振部である。従って、この積分系２０８は、位相誤差信号を基にして数値制御発振部１４の出力周波数を制御する働きを有する。即ち、この積分系２０８は、搬送波再生での周波数誤差を補正に作用する系である。
ループフィルタ１３の出力信号により制御された数値制御発振部１４の出力信号は、複素乗算部１１に供給される。
このように構成された位相制御ループによって負帰還制御ループが構成されるので、受信したディジタル変調信号に位相同期した搬送波が数値制御発振部１４で再生される。この再生された搬送波は、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係であり周波数誤差および位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
次に、図２を用いて、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置の位相誤差検出部１２ａの動作を説明する。
図２は図１の搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成を示すブロック図である。図２において、位相誤差検出部１２ａは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５とを備える。
図１における数値制御発振部１４の出力が変調信号入力端子１０に印加されている信号の搬送波と共役関係（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）であれば、複素乗算部１１の出力は、正しい復調信号を出力する。数値制御発振部１４の出力信号の位相が変調信号入力端子１０に印加されている信号の搬送波の位相と共役関係でなくなれば（つまり周波数ずれ及び位相ずれがある場合）、複素乗算部１１は正しい復調信号を出力することが出来ない。
複素乗算部１１の出力は、復調信号入力端子１００を介して、シンボル推定部１０１と第２の複素乗算部１０３にそれぞれ供給される。シンボル推定部１０１は、復調信号入力端子１００より入力された復調信号を基にして、送信されたシンボルを推定し、その推定結果を出力する。
このシンボル推定部１０１を図１５Ａ及び図１５Ｂと共に詳細に説明する。図１５Ａ及び図１５Ｂはシンボル推定部１０１の動作を示した図であり、図１５Ａは４ＰＳＫの場合、図１５Ｂは１６ＱＡＭの場合を示す。
図１５Ａは、軸１５０はＩ信号軸であり、軸１５１はＱ信号軸である。図１での数値制御発振部１４の出力信号位相が、変調信号入力端子１０を介して入力されている信号の搬送波の位相と共役関係でない（つまり周波数ずれ及び位相ずれがある）場合を仮定すると、●印１５３で示されたシンボルが送信されていても、複素乗算部１１から出力される信号は○印１５２で示されたシンボルとなる。
一方、図１５Ｂは、軸１５４はＩ信号軸であり、軸１５５はＱ信号軸である。図１での数値制御発振部１４の出力信号位相が、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波の位相と共役関係でない（つまり周波数ずれ及び位相ずれがある）場合を仮定すると、●印１５７で示されたシンボルが送信されていても、複素乗算部１１から出力される信号は○印１５６で示されたシンボルとなる。
尚、矢印１５８はＩ信号軸方向（軸１５４方向）の最小符号間距離ｄを、矢印１５９はＱ信号軸方向（軸１５５方向）の最小符号間距離ｄを夫々示している。
シンボル推定部１０１は、入力されている信号が図１５Ａの○印１５２のシンボルであった場合には、最も近い●印１５３のシンボルが送信されたものであると推定して、●印１５３のシンボルを出力する。シンボル推定部１０１は、入力されている信号が図１５Ｂの○印１５６のシンボルであった場合には、最も近い●印１５７のシンボルが送信されたものであると推定して、●印１５７のシンボルを出力する。
この様に、推定して出力される値のＩ信号軸の値をＤｉ、Ｑ信号軸の値をＤｑとする。従って、この出力は複素表現すると、（Ｄｉ＋ｊＤｑ）と表示される。
このシンボル推定部１０１の出力は図２の複素共役部１０２に入力され、複素共役部１０２は（Ｄｉ＋ｊＤｑ）で表現されるシンボル推定部１０１の出力の複素共役をとる。つまり、複素共役部１０２はシンボル推定部１０１の出力のうちＱ軸成分であるＤｑの符号を反転して（Ｄｉ−ｊＤｑ）を生成する。複素共役部１０２の出力は、第２の複素乗算部１０３に入力される。第２の複素乗算部１０３は、複素共役部１０２の出力（Ｄｉ−ｊＤｑ）と復調信号入力端子１００より入力された復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）と複素乗算する。従って、第２の複素乗算部１０３は式（４）で表現される算出結果を出力する。
（Ｓｉ・Ｄｉ＋Ｓｑ・Ｄｑ）＋ｊ（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）
（４）
第２の複素乗算部１０３の出力は虚数部選択部１０４に入力され、虚数部選択部１０４は式（４）の虚数部である（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）のみを選択し、位相誤差信号として出力する。
次に、上述の位相誤差検出部１２ａによる位相誤差の導出原理について、図１６を用いて更に説明する。図１６は位相誤差検出部１２ａの動作を信号空間ダイヤグラムで表したものである。ここでは、受信するディジタル変調信号が４ＰＳＫの場合を仮定し、また説明を簡単にするために第１象限のみを用いて説明する。
図１６において、軸１５０はＩ信号軸、軸１５１はＱ信号軸である。これらは図１５Ａの軸１５０、１５１にそれぞれ相当する。また、●印１５３と○印１５２は、図１５Ａの●印１５３と○印１５２に夫々相当する。○印１５２は、図１における複素乗算部１１の出力信号である。変調信号入力端子１０より入力された直交変調信号の搬送波と、数値制御発振部１４の出力信号とが位相誤差Δθを有する場合を仮定している。従って、○印１５２は、本来のシンボルである●印１５３に対して位相誤差Δθを有する。即ち、図１における複素乗算部１１の出力は式（５）のように表現できる。
Ａ・ｅｘｐ（ｊ（φ＋Δθ））＝Ｓｉ＋ｊＳｑ （５）
Ａ：振幅（振幅方向の劣化を伴っていないと仮定している）
φ：シンボルがもつ固有位相
Δθ：位相誤差
上述の通り、図２におけるシンボル推定部１０１は、４点ある本来の４ＰＳＫのシンボルのうち、複素乗算部１１の出力である復調信号（図１５Ａの○印１５２）に最も近いシンボルである第１象限のシンボル（図１５Ａの●印１５３）を送信されたシンボルとして推定し、出力する。シンボル推定部１０１の出力は、式（６）のように表現できる。
Ａ・ｅｘｐ（ｊ（φ））＝Ｄｉ＋ｊＤｑ （６）
このシンボル推定部１０１の出力は複素共役部１０２で、式（７）に示すように複素共役がとられ、第２の複素乗算部１０３に入力される。
Ａ・ｅｘｐ（ｊ（−φ））＝Ｄｉ−ｊＤｑ （７）
第２の複素乗算部１０３は、式（８）に示すように、複素乗算部１１の出力である復調信号と複素共役部１０２の出力とを複素乗算する。
Ａ^２・ｅｘｐ（ｊ（Δθ））＝（Ｓｉ・Ｄｉ＋Ｓｑ・Ｄｑ）＋
ｊ（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ） （８）
式（８）から分かる通り、第２の複素乗算部１０３の出力はその位相項が位相誤差Δθのみを有する信号となる。この第２の複素乗算部１０３の出力は、図１６において□印１６１で示される。（図１６ではＡ＝１としている）つまり、位相誤差検出部１２ａに入力された複素乗算部１１の出力は、上記の第２の複素乗算部１０３のまでの演算により、本来の変調シンボルである●印１５３を中心とするベクトルから、Ｉ信号軸１５０の正の部分を中心とするベクトルへ移される。
そして、虚数部選択部１０４は、位相誤差Δθに対応する値として、第２の複素乗算部１０３の出力の虚数部のみ、即ち（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）を選択する。こうすることによって、位相誤差の検出が実現される。
次に、図３は、図１における位相誤差検出部１２ａの他の構成を示す。図３において、復調信号入力端子１００、シンボル推定部１０１、複素共役部１０２、第２の複素乗算部１０３、虚数部選択１０４、位相誤差検出出力端子１０５は夫々図２と同様である。従って、これらの詳細な説明は省略する。
複素共役部１０２は、復調信号入力端子１００を介して入力された復調信号の複素共役をとる。第２の複素乗算部１０３は、シンボル推定部１０１の出力と、複素共役部１０２の出力とを複素乗算する。虚数部選択１０４は、第２の複素乗算部１０３の出力の虚数部のみを選択して出力する。符号反転部１０６は、虚数部選択１０４の出力を符号反転し、位相誤差信号として位相誤差出力端子１０５を介して出力する。この様にして作成される位相誤差検出出力は、図２の場合と同様に、（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）となる。
また、図２および図３で示す位相誤差検出部１２ａは共に、復調信号入力端子１００より入力された復調信号と、それのシンボル推定結果とを複素乗算した結果のうち、虚数部である（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）を出力するものである。
図４は、この処理と等価な処理を実行する、他の構成を示す。図４において、復調信号入力端子１００、シンボル推定部１０１、位相誤差検出出力端子１０５は夫々図２及び図３と同様である。従って、これらの詳細な説明は省略する。
シンボル推定部１０１は復調信号入力端子１００を経由して入力された復調信号をシンボル推定する。乗算部１２２は、シンボル推定部１０１の出力のＩ信号成分（Ｄｉ）と、復調信号入力端子１００を経由して入力された復調信号のＱ信号成分（Ｓｑ）とを乗算し、（Ｄｉ・Ｓｑ）を出力する。乗算部１２１は、シンボル推定部１０１の出力のＱ信号成分（Ｄｑ）と、復調信号入力端子１００を経由して入力された復調信号のＩ信号成分（Ｓｉ）とを乗算し、（Ｄｑ・Ｓｉ）を出力する。減算部１２３は、乗算部１２１の出力と乗算部１２２の出力とを減算し、位相誤差として位相誤差検出出力端子１０５を介して出力する。従って、位相誤差検出出力端子１０５から出力される位相誤差は（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）となり、図２や図３と同様に位相誤差検出が可能となる。
以上のように、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなると共に、また、ループ内遅延の増大に伴う周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）が狭くなることを防ぐことが可能となる。
また、上記説明では４ＰＳＫを例にとり説明したが、他の多相位相変調（ｎＰＳＫ）や多値直交変調（ｎＱＡＭ）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置において、更に多値直交振幅変調信号（ｎＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させるものである。
以下、本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置について説明する。
図６は、本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図６において、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ｂと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
図６に示すように、実施の形態２に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａを位相誤差検出部１２ｂに代えた構成である。
なお、実施の形態２に係る搬送波再生装置のその他の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる位相誤差検出部１２ｂの動作について、図７を用いて説明する。
図７において、位相誤差検出部１２ｂは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数部選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５と、振幅正規化部１０７とを備える。
この位相誤差検出部１２ｂは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａに、振幅正規化部１０７を更に加えた構成である。その他の構成は、位相誤差検出部１２ａと同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
さて、第２の複素乗算部１０３は、実施の形態１に係る搬送波再生装置で説明したように、復調信号入力端子１００を介して入力された復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）と複素共役部１０２の出力（Ｄｉ−ｊＤｑ）とを複素乗算する。その出力信号は式（８）で表される。この式（８）に示すように、第２の複素乗算部１０３の出力は、位相誤差（Δθ）と振幅値の自乗（Ａ^２）の関数である。そのため、シンボルに応じて振幅が異なるＱＡＭを受信した場合、検出される位相誤差の利得は送信されたシンボルによって異なる。その様子を、図１７と共に説明する。
図１７において、軸１５４はＩ信号軸、軸１５５はＱ信号軸である。○印１７１から１７４は入力されているシンボル、●印１７５から１７８は送信されている本来のシンボルである。シンボルに応じてで振幅が異なるＱＡＭを受信した場合、検出された結果である位相誤差は振幅値の自乗（Ａ^２）の関数でもあるので、検出された位相誤差の利得は送信された変調シンボルに応じて異なる。そのために、周波数が引き込みにくくなる場合がある。また、周波数引き込みが出来、位相同期が確立しても復調出力に大きな位相ジッタを生じる場合がある。そこで、実施の形態２に係る搬送波再生装置は、振幅正規化部１０７を更に備えている。振幅正規化部１０７は、検出される位相誤差がシンボルの違いによって発生する位相誤差信号の利得変動を補正する。以下、振幅補正部１０７の動作を説明する。
図７において、振幅補正部１０７は、係数発生部１０９と、乗算部１０８とで構成される。係数発生部１０９はシンボル推定部１０１の出力を入力として、各変調シンボルの振幅に応じた係数を発生する。
図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃはその係数の発生方法の一例を示している。ここでは、説明を簡単にするために、受信するディジタル変調信号が１６ＱＡＭの場合を仮定し、また第１象限のみを用いて説明する（１６ＱＡＭに限定するものではない。）。
図１８Ａにおいて、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７５〜１７８は、図１７のＩ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７５〜１７８と同様である。シンボル推定部１０１の推定結果は、シンボル１７５〜１７８の何れかになる。各シンボル１７５〜１７８の振幅値は３種類存在する。
以降、各シンボルの座標を（Ｉ信号成分、Ｑ信号成分）で表現する。最外シンボルであるシンボル１７８は（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（３、３）であり、その場合の振幅Ａ３を「１」に正規化する。
シンボル１７６は（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、３）、シンボル１７７は（Ｄｉ，Ｄｑ）＝（３、１）であり、その正規化された振幅Ａ２は

シンボル１７５は（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、１）であり、その正規化された振幅Ａ１は１／３である。
また、上記式（８）から分かる通り、第２の複素乗算部１０３の出力はシンボルの振幅値の自乗（Ａ^２）に比例する。そのため、係数発生部１０９は、以下に示すように、各シンボルにおける振幅値の自乗Ａ^２の逆数（１／Ａ^２）に相当する係数を発生する。即ち、
（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（３、３）の場合は、係数として１／Ａ^２＝１／（Ａ３）^２＝１が発生される。
（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、３）及び（３、１）の場合は、係数として１／Ａ^２＝１／（Ａ２）^２＝９／５が発生される。
（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、１）の場合は、係数として１／Ａ^２＝１／（Ａ３）^２＝９が発生される。
このように、位相誤差の振幅正規化のための係数は、シンボル推定部１０１において、シンボルが推定されれば一意に決定される。そのため、係数発生部１０９は図１８Ｂに示すように、シンボル推定部１０１のシンボル推定結果（Ｄｉ、Ｄｑ）をアドレスとして、各シンボルの振幅値の自乗（Ａ^２）の逆数（１／Ａ^２）の値を記憶するＲＯＭ等の記憶装置で実現することが出来る。
図７の係数発生部１０９の出力は、乗算部１０８に入力される。虚数部選択部１０４の出力は、乗算部１０８において係数発生部１０９の出力と乗算されることによって、検出される位相誤差の各変調シンボルの振幅による違いが補正される。
図１９Ａ、図１９Ｂ及び図１９Ｃは、上記の振幅正規化部１０７を有する実施の形態２に係る搬送波再生における位相誤差検出部１２ｂの動作を模式的に表した図である。図１９Ａは、（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（３、３）の場合、図１９Ｂは（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、３）及び（３、１）の場合、図１９Ｃは（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、１）の場合における位相誤差検出の動作を示している。また、これらの図において、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７１〜１７８は、それぞれ図１７や図１８ＡでのＩ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７１〜１７８と同様である。
図６における変調信号入力端子１０を介して入力された直交変調信号と数値制御発振部１４の出力信号とが位相誤差Δθを有する場合、複素乗算部１１の出力である復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）は、図１９Ａの○印１７４で示されたシンボル、図１９Ｂの○印１７２及び１７３で示されたシンボル、図１９Ｃの○印１７１で示されたシンボルの何れかである。これらのシンボル１７１〜１７４のシンボル推定された結果は、図１９Ａの●印１７８で示されたシンボル、図１９Ｂの●印１７６及び１７７で示されたシンボル、図１９Ｃの●印１７５で示されたシンボルの何れかになる。これらの共役信号（Ｄｉ−ｊＤｑ）と復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）とが第２の複素乗算部１０３で複素乗算されることによって、｛（Ｓｉ・Ｄｉ＋Ｓｑ・Ｄｑ）＋ｊ（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）｝が算出される。｛（Ｓｉ・Ｄｉ＋Ｓｑ・Ｄｑ）＋ｊ（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）｝で表現される値は、図１９Ａでの◇印１９１、図１９Ｂでの◇印１９３、図１９Ｃでの◇印１９５ある。この様に、第２の複素乗算部１０３の出力信号は、各シンボルの振幅値によって、その振幅の利得がそれぞれ異なる。そこで、振幅正規化部１０７は、各シンボルにおける振幅値の自乗（Ａ^２）の逆数（１／Ａ^２）によって、第２の複素乗算部１０３の出力を正規化する。即ち、振幅正規化部１０７は、図１９Ａの◇印１９１、図１９Ｂの◇印１９３、図１９Ｃの◇印１９５を図１９Ａの□印１９２、図１９Ｂの□印１９４、図１９Ｃの□印１９６に変換して出力する。この様にして、振幅正規化部１０７の出力利得は受信シンボルに左右されず一定になる。実施の形態２に係る搬送波再生における位相誤差検出部１２ｂは、この正規化された第２複素乗算部１０３の出力の虚数部（図１９ＡのＱ信号軸成分１９７、図１９ＢのＱ信号軸成分１９８、図１９ＣのＱ信号軸成分１９９）を位相誤差として出力する。
以上のように、各シンボルにおける振幅値の自乗値の逆数を求めた結果を係数として、この係数を基に第２の複素乗算部１０３の出力を正規化することにより、検出される位相誤差が各変調シンボルの振幅に依存して変動することが除去出来る。
以上のように、本発明の実施の形態２に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなると共に、また、ループ内遅延の増大に伴う周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）が狭くなることを防ぐことが可能となる。更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
ところで、図１８Ｃは、図１８Ｂと異なり、各シンボルの振幅の自乗値を係数としてＲＯＭが記憶している場合を示している。上記図７で示した構成の位相誤差検出部１２ｂは、振幅正規化部１０７として、各シンボルにおける振幅の自乗値の逆数を係数とする係数発生部１０９と、乗算部１０８とにより構成している。しかし、乗算部１０８を除算部に置き換え、係数発生部１０９として図１８Ｃ図に示すものを使用することで、同様の機能を発揮できる。
また、各シンボルにおける振幅値の自乗（Ａ^２）の生成は、上述の構成に限られるものではなく、シンボル推定部１０１の出力である（Ｄｉ、Ｄｑ）を基にして、（Ｄｉ）^２＋（Ｄｑ）^２を演算するものに置き換えても同様の効果が得られる。
また、上記図７で示した構成の位相誤差検出部１２ｂにおいて、振幅正規化部１０７以外の構成部分については、実施の形態１における図２の位相誤差検出部１２ａに基づいて説明したが、図３または図４で示す構成の位相誤差検出部１２ａであっても同様の効果が得られることは、言うまでもない。
また、上記説明では１６ＱＡＭを例にとり説明したが、他の直交振幅変調（３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、５１２ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ、等）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１及び実施の形態２に係る搬送波再生装置において、更に雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を改善できるものである。
以下、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置について説明する。
図８は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図８において、実施の形態３に係る搬送波再生装置は、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ｃと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
図８に示すように、実施の形態３に係る搬送波再生装置は、上述の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａを位相誤差検出部１２ｃに代えた構成である。
なお、実施の形態３に係る搬送波再生装置のその他の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる位相誤差検出部１２ｃの動作について、図９を用いて説明する。
図９は、図８の搬送波再生装置における前記位相誤差検出部１２ｃの詳細な構成を示すブロック図である。
図９において、位相誤差検出部１２ｃは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５と、複素減算部１１０と、位相誤差判定部１１１と、選択部１１２と、定数発生部１１３とを備える。
実施の形態３に係る搬送波再生における位相誤差検出部１２ｃは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａに、複素減算部１１０と、位相誤差判定部１１１と、選択部１１２と、定数発生部１１３とを更に加えた構成である。その他の構成は、位相誤差検出部１２ａと同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
図９において、シンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）と、復調信号入力端子１００を介して入力された図８における複素乗算部１１の出力である復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）は複素減算部１１０に入力される。複素減算部１１０は、複素乗算部１１の出力と、それのシンボル推定結果との複素減算を行うことによって、復調信号のＩ信号成分及びＱ信号成分の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）を算出する。この演算は式（９）で示される。
Ｅｉ＋ｊＥｑ＝（Ｓｉ−Ｄｉ）＋ｊ（Ｓｑ−Ｄｑ） （９）
複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）及び、シンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）は、位相誤差判定部１１１に入力される。位相誤差判定部１１１は、入力されている両信号を基にして、虚数部選択部１０４から出力される位相誤差が位相誤差として信頼できるものかどうかを判定する。選択部１１２は、位相誤差判定部１１１の判定結果に制御されて、虚数部選択部１０４からの出力と定数発生部１１３の出力の何れか一方を選択する。
次に、図２０Ａ及び図２０Ｂは、図８における変調信号入力端子１０を介して入力される直交変調信号に雑音や反射等の妨害信号が重畳した場合における、複素乗算部１１の出力信号の様子を示す。図２０Ａ及び図２０Ｂにおいて、Ｉ信号軸１５０と１５４、Ｑ信号軸１５１と１５５、各●印１５３と１７５〜１７８、各○印１５２と１７１〜１７４は、夫々図１６及び図１７と同様である。送信された本来のシンボルである各●印１５３、１７５〜１７８は、位相誤差（Δθ）方向に移動することに加えて、雑音や反射等の妨害信号によって更に位相方向と振幅方向に拡散されてしまい、△印に示される受信シンボルになる。このような、拡散された受信シンボルを基にして位相誤差を検出した場合、その検出した位相誤差は誤ったものとなり、周波数が引き込みにくくなる。また、周波数引き込みが出来、位相同期が確立したとしても大きな位相ジッタが生じる場合がある。このような問題を回避するためには、位相誤差方向に回転した受信シンボルで検出した位相誤差のみを搬送波再生に用いる必要がある。その為に、図９に示した実施例では、位相誤差方向に回転した受信シンボルで位相誤差を検出したかどうかを判定する位相誤差判定部１１１を設けている。
位相誤差方向に回転した受信シンボルで検出した位相誤差を判定する位相誤差判定部１１１としては、具体的な構成の実施例が２つ考えられる。以下、これら２つの実施例を順に説明する。
（位相誤差判定部１１１の実施例１）
図２２は、位相誤差判定部１１１の実施例１の構成を示すブロック図である。図２３Ａと図２３Ｂは位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を説明するための信号空間ダイヤグラムである。以下図２２、図２３Ａ及び図２３Ｂを用いて、位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を説明する。なお、ここでは、説明を簡単にするために、４ＰＳＫ受信時及び１６ＱＡＭ受信時の場合であって、且つ第１象限のみを用いて位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を説明する。図２３Ａは４ＰＳＫの場合、図２３Ｂは１６ＱＡＭの場合を示しているが、実施例１は４ＰＳＫと１６ＱＡＭに限定されるものではない。
まず、図２３Ａと図２３Ｂを用いて位相誤差判定部１１１の実施例１の動作原理を説明する。図２３Ａにおいて、Ｉ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、○印、●印は夫々図１６と同様であり、詳細な説明は省略する。また、図２３Ｂにおいて、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、○印、●印は夫々図１７と同様であり、詳細な説明は省略する。図８における複素乗算部１１から出力されるシンボルのうち、位相誤差方向のみに回転したシンボルは斜線部で示す領域２３１と２３２に存在する。このことに着目し、位相誤差判定部１１１は、複素減算部１１０の出力である復調信号の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）及びシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）を基にして、複素乗算部１１の出力である復調信号が図２３Ａの斜線部２３１及び２３２に入る時、虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切であると判定する。即ち、位相誤差判定部１１１は、以下の（条件１）または（条件２）の何れかに合致すれば、虚数部選択部１０４の出力は位相誤差信号として適切であると判定する。
（条件１）推定シンボルが第１象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ≧０）または第３象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ＜０）の時であって、Ｅｉ＜０且つＥｑ≧０、または、Ｅｉ≧０且つＥｑ＜０
（条件２）推定シンボルが第２象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ≧０）または第４象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ＜０）の時であって、Ｅｉ≧０且つＥｑ≧０、または、Ｅｉ＜０且つＥｑ＜０
（Ｅｉ＋ｊＥｑ）は、推定されたシンボル（Ｄｉ＋ｊＤｑ）に対する受信シンボル（Ｓｉ＋ｊＳｑ）の差分である。従って、４ＰＳＫにおいて上記の条件を満足する領域は図２３Ａの斜線領域２３１や２３２であり、１６ＱＡＭにおいて上記の条件を満足する領域は図２３Ｂの各斜線領域である。
図２２は、以上の位相誤差判定動作を実現する位相誤差判定部１１１の構成を示す。図２２において、図９におけるシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）及び複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）はそれぞれ、入力端子１１１０及び１１１１に入力される。比較器１１１２、１１１３、１１１４、及び１１１５は、Ｄｉ、Ｄｑ、Ｅｉ及びＥｑがそれぞれ０以上かどうか判定する。比較器１１１２及び１１１３の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１６に、比較器１１１４及び１１１５の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１７に入力される。また排他的論理和演算部１１１６及び１１１７の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１８に入力されて、排他的論理和演算がなされる。
以上の構成により、上述の（条件１）または（条件２）を満足する場合のみ、位相誤差として適切であることを意味する「１」が位相誤差判定出力端子１１１９から出力される。上述の（条件１）と（条件２）の何れも満足しない場合は、位相誤差として適切ではないことを意味する「０」が位相誤差判定出力端子１１１９から出力される。
（位相誤差判定部１１１の実施例２）
上記実施例１は、複素減算部１１０の出力である入力信号の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）における実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）の符号を用いて位相誤差判定を行なっている。位相方向の誤差を更に正確に判定するする方法を以下に示す。
図２４は、位相誤差判定部１１１の実施例２の構成を示すブロック図である。図２５Ａ、図２５Ｂ、図２５Ｃは位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を説明するための信号空間ダイヤグラムである。以下、図２４、図２５Ａ、図２５Ｂ及び図２５Ｃを用いて、位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を説明する。なお、ここでは、説明を簡単にするために、４ＰＳＫ受信時、及び１６ＱＡＭ受信時の場合であって、且つ第１象限のみを用いて位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を説明する。尚、図２４Ａは４ＰＳＫの場合、図２４Ｂは１６ＱＡＭの場合を示しているが、実施例２は４ＰＳＫと１６ＱＡＭに限定されるものではない。
まず、図２５Ａ、図２５Ｂ及び図２５Ｃを用いて位相誤差判定部１１１の実施例２の動作原理を説明する。図２５Ａにおいて、Ｉ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、○印、●印は夫々図１６と同様であり、詳細な説明は省略する。また、図２５Ｂにおいて、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、○印、●印は夫々図１７と同様であり、詳細な説明は省略する。図８における複素乗算部１１から出力されるシンボルのうち、位相誤差方向のみに回転したシンボルは斜線部で示す領域２５１〜２５５に存在する。このことに着目し、位相誤差判定部１１１は、複素減算部１１０の出力である入力信号の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）及びシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）を基にして、複素乗算部１１の出力である復調信号が図２５Ａ〜２５Ｃの斜線部２５１〜２５５に入る時、虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切であると判定する。即ち、位相誤差判定部１１１は、以下の（条件３）または（条件４）の何れかに合致すれば、虚数部選択部１０４の出力は位相誤差信号として適切であると判定する。
（条件３）推定シンボルが第１象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ≧０）または第３象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ＜０）の時であって、（−ａ−Ｅｉ）≦Ｅ
ｑ≦（ａ−Ｅｉ） （但し、０＜ａ＜最小符号間距離ｄ）
（条件２）推定シンボルが第２象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ≧０）または第４象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ＜０）の時であって、（−ａ＋Ｅｉ）≦Ｅ
ｑ≦（ａ＋Ｅｉ） （但し、０＜ａ＜最小符号間距離ｄ）
（Ｅｊ＋ｊＥｑ）は、推定されたシンボル（Ｄｉ＋ｊＤｑ）に対する受信シンボル（Ｓｉ＋ｊＳｑ）の差分である。従って、４ＰＳＫにおいて上記の条件を満足する領域は図２５Ａの斜線領域２５１であり、１６ＱＡＭにおいて上記の条件を満足する領域は図２５Ｂの各斜線領域２５２〜２５５である。
図２５Ｃは、図２５Ｂにおける送信シンボルを中心とした拡大図である。
図２４は、以上の位相誤差判定動作を実現する位相誤差判定部１１１の構成を示す。図９におけるシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）及び複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）はそれぞれ、入力端子１１１０及び１１１１に入力される。入力端子１１１０に入力されたＤｉ及びＤｑは比較器１１１ａ０及び１１１ａ１に入力され、０以上かどうか判定される。比較器１１１ａ０及び１１１ａ１の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１ａ２に入力され、排他的論理和演算部１１１ａ２はこれらを排他的論理和演算して、シンボル推定部１０１の出力（つまり図８における複素乗算部１１から出力されるシンボル）の象限判定を行う。即ち、排他的論理和演算部１１１ａ２はシンボル推定部１０１の出力が第１象限または３象限の何れかに存在するのか、或いは、第２象限または４象限の何れかに存在するのかを判定する。
また、入力端子１１１１より入力された複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）のうちＥｉは、減算部１１１ａ４、１１１ａ７、加算部１１１ａ９、１１１ａ１１にそれぞれ入力される。一方、Ｅｑは比較器１１１ａ５、１１１ａ８、１１１ａ１０、及び１１１ａ１２にそれぞれ入力される。
減算部１１１ａ４は、定数発生部１１１ａ３の出力値「ａ」と入力されたＥｉとで（ａ−Ｅｉ）を演算する。減算部１１１ａ７は、定数発生部１１１ａ６の出力値「−ａ」と入力されたＥｉとで（−ａ−Ｅｉ）を演算する。減算部１１１ａ４の出力は比較器１１１ａ５に入力される。比較器１１１ａ５は、減算部１１１ａ４の出力と比較器１１１ａ５のもう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ）が成立する場合には「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。また、減算部１１１ａ７の出力は比較器１１１ａ８に入力される。比較器１１１ａ８は、減算部１１１ａ７の出力と比較器１１１ａ８のもう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≧（−ａ−Ｅｉ）が成立する場合には「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。比較器１１１ａ５及び比較器１１１ａ８の出力はそれぞれ、論理積演算部１１１ａ９に入力される。論理積演算部１１１ａ９は比較器１１１ａ５及び比較器１１１ａ８の出力を論理積演算し、その結果を選択部１１１ａ１４に供給する。
一方、加算部１１１ａ９は、定数発生部１１１ａ３の出力値「ａ」とＥｉとを加算して（ａ＋Ｅｉ）を出力する。加算部１１１ａ９の出力は比較器１１１ａ１０に入力される。加算部１１１ａ１１は、定数発生部１１１ａ６の出力値「−ａ」とＥｉとを加算して（−ａ＋Ｅｉ）を出力する。加算部１１１ａ１１の出力は比較器１１１ａ１２に入力される。比較器１１１ａ１０は、加算部１１１ａ９の出力ともう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ）が成立する場合には「１」を出力する。成立しない場合は「０］を出力する。比較器１１１ａ１２は、加算部１１１ａ１１の出力と比較器１１１ａ１２のもう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≧（−ａ＋Ｅｉ）が成立するには「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。比較器１１１ａ１０及び比較器１１１ａ１２の出力はそれぞれ、論理積演算部１１１ａ１３に入力される。論理積演算部１１１ａ１３は、比較器１１１ａ１０及び比較器１１１ａ１２の出力を論理積演算し、その結果を選択部１１１ａ１４に入力する。
選択部１１１ａ１４は、排他的論理和演算部１１１ａ２の出力を制御信号として、入力されている２つの信号の一方を選択する。シンボル推定部１０１の出力（つまり図８における複素乗算部１１から出力されるシンボル）の象限が第１または３象限の時、即ち排他的論理和演算部１１１ａ２が「０」を出力している時は、選択部１１１ａ１４は論理積演算部１１１ａ９の出力を選択し出力する。シンボル推定部１０１の出力の象限が第２または４象限の時、即ち排他的論理和演算部１１１ａ２が「１」を出力している時は、選択部１１１ａ１４は論理積演算部１１１ａ１３の出力を選択し出力する。選択部１１１ａ１４の出力は、位相誤差判定結果として出力端子１１１９に出力される。
上記、実施例１及び２で示した位相誤差判定部１１１の出力信号は、図９の選択部１１２に入力される。虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切な場合は、選択部１１２は虚数部選択部１０４の出力を位相誤差出力端子１０５に出力する。虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切でない場合は、選択部１１２は定数発生部１１３の出力である“０”を位相誤差出力端子１０５に出力する。位相誤差判定部１１１は、このように選択部１１２を制御する。
以上のように、本発明の実施の形態３に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなる。また、更に雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
次に、上記図８に示した本発明の実施の形態３における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ｃの他の構成を図１０と共に説明する。
図１０は、上記実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂに、複素減算部１１０と、位相誤差判定部１１１と、選択部１１２と、定数発生部１１３とを更に加えた構成である。図１０では、図７及または図９と同様の部分は同じ番号を付してあり、それらの個々の説明は省略する。
図１０の構成であっても、同様の効果が得られるのは言うまでもない。この場合、シンボル数が更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
また、上記図９及び図１０の位相誤差判定部１１１は、象限判定をシンボル推定部１０１の出力を用いて行っているが、復調信号入力端子１００から入力される複素乗算部１１の出力である復調信号を用いて行っても同様の効果が得られる。
また、上記図９及び図１０で示した構成の位相誤差検出部１２ｃにおいて、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、及び虚数部選択部１０４の構成部分については、実施の形態１における図２の位相誤差検出部１２ａに基づいて説明した。しかし、これらは図３または図４で示す構成の位相誤差検出部１２ａであっても同様の効果が得られることは、言うまでもない。
また、上記説明では４ＰＳＫ及び１６ＱＡＭを例にとり説明したが、他の多相位相変調（ｎＰＳＫ）や多値直交振幅変調（ｎＱＡＭ等）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１、実施の形態２及び実施の形態３に係る搬送波再生装置において、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等（即ち、（２＾２ｎ＞ＱＡＭ であって、ｎ＝２，３，４，５…）を受信する場合、最も外側にあるシンボル（以下最外シンボルと示す）でも、正確に位相誤差検出が可能になる。更に、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を改善できるものである。
以下、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置について説明する。
図２６は、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図２６において、実施の形態４に係る搬送波再生装置は、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ｄと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
図２６に示すように、実施の形態４に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａを位相誤差検出部１２ｄに代えた構成である。
なお、実施の形態４に係る搬送波再生装置のその他の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる位相誤差検出部１２ｄの動作について、図２７を用いて説明する。
図２７は、図２６の搬送波再生装置における前記位相誤差検出部１２ｄの詳細な構成を示すブロック図である。
図２７において、位相誤差検出部１２ｄは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５と、最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１とを備える。
位相誤差検出部１２ｄは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａに、最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１とを更に加えた構成である。その他の構成は、位相誤差検出部１２ａと同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
図２７において、復調信号入力端子１００を介して入力された復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）は、最外シンボル推定部１３０に入力される。
図２８は最外シンボル推定部１３０の更に詳細なブロック図であり、図２９は最外シンボル推定部１３０の動作を説明するための信号空間ダイヤグラムである。以下、図２８及び図２９のを用いて最外シンボル推定部１３０の動作を説明する。
図２８において、入力端子１３００に入力された複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）のうち、Ｓｉは絶対値算出部１３０１に、Ｓｑは絶対値算出部１３０２にそれぞれ入力される。絶対値算出部１３０１はＳｉの絶対値を算出する。絶対値算出部１３０２はＳｑの絶対値を算出する。絶対値算出部１３０１の出力は比較部１３０７に入力され、絶対値算出部１３０２の出力は比較部１３０８に入力される。比較部１３０７は、｜Ｓｉ｜≧ｍ＊ｄを満足する場合に「１」を出力する。満足しない場合は「０」を出力する。比較部１３０８は、｜Ｓｑ｜≧ｍ＊ｄを満足する場合に「１」を出力する。満足しない場合は「０」を出力する。但し、ｍは（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）の場合のｍ＝２＾（ｎ−１）であり、ｄは最小符号間距離である。
論理和演算部１３０９は、比較部１３０７の出力と１３０８の出力とを論理和を演算し、最外シンボル選択信号を最外シンボル選択信号出力端子１３１２を介して出力する。
上述の動作を、図２９の空間ダイヤグラムと共に説明する。図２９において、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、各●印及び各○印は、図１７のＩ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、各●印及び各○印と夫々同様であり、個々の詳細な説明は省略する。
最外シンボル選択信号出力端子１３１２より出力された最外シンボル選択信号は、入力端子１３００に入力された複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）が、斜線で示す領域２９１内に存在しているかどうかを示す。
また、入力端子１３００に入力された複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）のうち、Ｓｉは比較部１３０３、Ｓｑは比較部１３０４に入力される。比較部１３０３は、入力されたＳｉが０以上であれば「１」を出力し、そうでなければ「０」を出力する。比較部１３０４は、入力されたＳｑが０以上であれば「１」を出力し、そうでなければ「０」を出力する。比較部１３０３の出力は選択部１３１０の選択信号として選択部１３１０に供給され、比較部１３０４の出力は選択部１３１１の選択信号として選択部１３１１に供給される。選択部１３１０及び１３１１には、最外シンボルの正の振幅値及び最外シンボルの負の振幅値が入力されている。
最外シンボルの正の振幅値は、（ｍ−１／２）＊ｄである。但し、ｍは、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）の場合、ｍ＝２＾（ｎ−１）である。また、ｄは、最小符号間距離の値を表す。最外シンボルの正の振幅値は、定数発生部１３０５の出力である。
最外シンボルの負の振幅値は、−（ｍ−１／２）＊ｄである。但し、ｍは、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）の場合、ｍ＝２＾（ｎ−１）である。また、ｄは、最小符号間距離の値を表す。最外シンボルの負の振幅値は、定数発生部１３０６の出力である。
選択部１３１０は、比較部１３０３の出力（つまりＳｉの符号）によって制御されて、定数発生部１３０５の出力（（ｍ−１／２）＊ｄ）若しくは定数発生部１３０６の出力（−（ｍ−１／２）＊ｄ）の何れか一方を選択する。選択部１３１１は、比較部１３０４の出力（つまりＳｑの符号）によって制御されて、定数発生部１３０５の出力（（ｍ−１／２）＊ｄ）若しくは定数発生部１３０６の出力（−（ｍ−１／２）＊ｄ）の何れか一方を選択する。選択部１３１０の出力と選択部１３１１の出力は、推定最外シンボルとして、最外シンボル出力端子１３１３を介して出力される。
最外シンボル選択信号出力端子１３１３より出力された推定最外シンボルとシンボル推定部１０１の出力は、図２７の選択部１３１に入力される。選択部１３１は、図２８の最外シンボル選択信号出力端子１３１２から供給されている最外シンボル選択信号によって制御され、推定最外シンボルとシンボル推定部１０１の出力との何れか一方を選択する。選択部１３１の出力は、複素共役部１０２に出力される。
次に、上記で示した最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１の動作を図２９の信号空間ダイヤグラム上で模式的に説明する。最外シンボル選択信号出力端子１３１２から出力される最外シンボル選択信号は、複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）が図２９中斜線で示す領域２９１内存在するかどうかを示す信号である。もし、（Ｓｉ＋ｊＳｑ）が斜線の領域２９１内に存在する場合は、選択部１３１は最外シンボル推定部１３０に制御されて、最外シンボル選択信号出力端子１３１３より出力される最外シンボルを推定シンボルとして複素共役部１０２に出力する。即ち、図２９の★印２９４で示されるシンボルが推定シンボルとして複素共役部１０２に出力される。複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）に位相回転が残留することにより、最外シンボルが図２９の領域２９２及び領域２９３に存在する場合がある。しかし、このような場合でも、推定シンボルとしては、最も近いシンボル（即ち、図２９の☆印で示されたシンボル２９５や２９６）ではなく、最外シンボル（即ち、図２９の★印で示されたシンボル２９４）として推定される。そのため、位相誤差検出を正確に行うことが可能になる。
以上のように、本発明の実施の形態４に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなる。更に、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等（即ち、（２＾２ｎ）ＱＡＭ であって、ｎ＝２，３，４，５…）を受信する場合、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
なお、上記図２６に示した本発明の実施の形態４における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ｄを、上記実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂ、または、上記実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃにして、最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１とを更に加えた構成であっても同様の効果が得られるのは言うまでもない。この場合、更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
また、上記図２６で示した構成の位相誤差検出部１２ｄにおいて、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、及び虚数部選択部１０４の構成部分については、実施の形態１における図２の位相誤差検出部１２ａに基づいて説明した。しかし、図３または図４で示す構成の位相誤差検出部１２ａであっても同様の効果が得られることは、言うまでもない。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３、及び実施の形態４に係る搬送波再生装置において、周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）を更に拡大することを可能にするものである。
以下、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置について説明する。
図１１は、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図１１において、実施の形態５に係る搬送波再生装置は、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ａと、周波数誤差検出部１６と、ループフィルタ１３ａと、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。図１１に示すように、実施の形態５に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置において、周波数誤差検出部１６を更に加え、ループフィルタ１３をループフィルタ１３ａに代えた構成である。
なお、実施の形態５に係る搬送波再生装置の周波数誤差検出部１６とループフィルタ１３ａ以外の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる周波数誤差検出部１６と、ループフィルタ１３ａの動作について説明する。
図１１において、位相誤差検出部１２ａより出力された位相誤差信号は、ループフィルタ１３ａに入力されると共に、周波数誤差検出部１６に入力される。周波数誤差検出部１６の出力は、ループフィルタ１３ａに入力される。ループフィルタ１３ａは、周波数誤差検出部１６の出力と位相誤差検出部１２ａから出力された位相誤差信号とを合成し、且つ高周波数成分を除去して、制御信号として数値制御発振部１４に供給する。
図１２は、図１１の搬送波再生装置における周波数誤差検出部１６の詳細な構成を示すブロック図である。図１２を参照して、周波数誤差検出部１６の動作を説明する。
図１２において、周波数誤差検出部１６は、位相誤差入力端子３００と、１シンボル遅延部３０１と、減算部３０２と、周波数誤差出力端子３０８とを備える。位相誤差入力端子３００から入力された位相誤差信号は、１シンボル遅延部３０１に入力され、１シンボル期間遅延されて減算部３０２に入力される。減算部３０２は、シンボル遅延部３０１の出力信号と現在位相誤差入力端子３００より入力された位相誤差信号との差分をとり、その結果を周波数誤差出力端子３０８を介して出力する。
図２１は上記周波数誤差検出部１６の動作を信号空間ダイヤグラム上で模式的に示した図である。ここでは、受信するディジタル変調信号が４ＰＳＫの場合を仮定し、また説明を簡単にするために第１象限のみを示す。以下、図２１を用いて周波数誤差検出部１６の周波数誤差検出動作を説明する。
図２１において、Ｉ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、●印のシンボル１５３は、図１６のＩ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、●印のシンボル１５３と同様であり、これらの詳細な説明は省略する。○印で示されたシンボル２１０１と２１０２は、図１１における変調信号入力端子１０を介して入力された信号と数値制御発振部１４の出力信号とが周波数誤差を有する場合の複素乗算部１１の出力信号であり、シンボル２１０１は時刻Ｔ１で出現したシンボルであり、シンボル２１０２は時刻Ｔ２で出現したシンボルである。シンボル２１０２はシンボル２１０１の次に到来したシンボルである。これらの変調信号は数値制御発振部１４の出力信号に対して周波数誤差（Δｆ）を有する場合を仮定している。周波数誤差（Δｆ）を有するので、受信された直交変調信号と本来のシンボルとの位相差は１シンボル期間の間にΔθ１からΔθ２へ推移する。その周波数誤差（Δｆ）と、位相誤差の変化量（Δθ２−Δθ１）は式（１０）で表現することが出来る。
２・π・Δｆ・Ｔ＝（Δθ２−Δθ１） （１０）
（但し、Ｔ＝Ｔ２−Ｔ１である。）
式（１０）から分かるように、位相誤差の変化量（Δθ２−Δθ１）は周波数誤差（Δｆ）に比例する。
位相誤差検出部１２ａの出力は、図２１の□印２１０３と２１０４で示される座標のＱ信号軸成分である。位相誤差検出部１２ａの出力も、周波数誤差（Δｆ）が存在していることが原因して、１シンボル期間（Ｔ＝Ｔ２−Ｔ１）の間に｛（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_Ｔ−Ｔ２−（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_Ｔ＝Ｔ１｝の変化が発生する。周波数誤差（Δｆ）に比例する値となる。なお、（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_Ｔ＝Ｔ２は時刻ＴがＴ２である時の（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）である。また、（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_Ｔ＝Ｔ１は時刻ＴがＴ１である時の（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）である。従って、位相誤差検出部１２ａで検出した位相誤差信号の時間的な差分を算出することで、周波数誤差を検出することができる。
周波数誤差検出部１６の出力はループフィルタ１３ａに入力される。図１４はループフィルタ１３ａの詳細な構成を示すブロック図である。図１４において、ループフィルタ１３ａは、位相誤差信号入力端子２００と、直接系増幅部２０１と、積分系増幅部２０２と、第１の加算部２０３と、１シンボル遅延部２０４と、第２の加算部２０５と、第３の加算部２０９と、周波数誤差増幅部２１１と、周波数誤差入力端子２１０と、制御信号出力端子２０６とを備える。
図１４に示すように、実施の形態５に係る搬送波再生におけるループフィルタ１３ａは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置におけるループフィルタ１３に、第３の加算部２０９と、周波数誤差増幅部２１１と、周波数誤差入力端子２１０とを更に加えた構成である。その他の構成は、ループフィルタ１３と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
図１４において、周波数誤差検出部１６の出力信号は、周波数誤差入力端子２１０を経由して、周波数誤差増幅部２１１に入力されて増幅される。周波数誤差増幅部２１１の出力は第３の加算部２０９に入力される。
ループフィルタ１３ａにおいて、周波数誤差の補正に作用する積分系１４０１は積分系増幅部２０２と、周波数誤差増幅部２１１と、第１の加算部２０３と、１シンボル遅延部２０４と、第３の加算部２０９のフィードバックループによって構成される。周波数誤差検出部１６が検出した周波数誤差は、第３の加算部２０９を介してこの積分系に入力される。検出された周波数誤差が積分されることで、位相のディメンジョンに変換される。一方、数値制御発振部１４は、入力される制御信号に比例してその出力位相を進ませる（または遅らせる）形式の発振部である。従って、上述の構成により、検出された周波数誤差信号を基にして数値制御発振部１４の発振位相を制御可能となる。
このように、周波数誤差検出部１６では、位相誤差検出部１２ａで検出した位相誤差信号により周波数誤差を検出し、それをループフィルタ１３ａにおいて位相誤差検出部１２ａで検出した位相誤差信号と合成して、数値制御発振部１４の制御信号とすることにより、より大きな周波数誤差をも補正できることになる。
以上のように、本発明の実施の形態５に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来る。その結果、回路規模が小さくなると共に、周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）を更に拡大することが可能になる。
なお、上記図１１に示した本発明の実施の形態５における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ａを、上記実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂ、または、上記実施の形態４に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｄに変えた構成であっても同様の効果が得られることは言うまでもない。この場合、更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
また、上記図１１に示した本発明の実施の形態５における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ａを、上記実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃに置き換えることも出来る。その場合、周波数誤差検出部１６を図１３に示された周波数誤差検出部１６ａに変える必要がある。
そこで、図１３を用いて、周波数誤差検出部１６ａの動作を説明する。図１３は、周波数誤差検出部１６ａの詳細な構成を示すブロック図である。図１３において、周波数誤差検出部１６ａは、位相誤差入力端子３００と、１シンボル遅延部３０１と、減算部３０２と、周波数誤差出力端子３０８と、比較部３０５、３０６と、論理和算出部３０７と、選択部３０３と、定数発生部３０４とを備える。周波数誤差検出部１６ａは、前述の周波数誤差検出部１６に、比較部３０５、３０６と、論理和算出部３０７と、選択部３０３と、定数発生部３０４とを更に加えた構成である。比較部３０５、３０６と、論理和算出部３０７と、選択部３０３と、定数発生部３０４以外は、周波数誤差検出部１６と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
図１３において、位相誤差検出部１２ｃから位相誤差入力端子３００へ位相誤差信号が供給されている。供給されている位相誤差信号は、位相誤差信号として適切と判定された場合のみ、検出された位相誤差信号が供給される。即ち、受信されている信号が図２３又は図２５の斜線部に存在する場合にのみ、検出された位相誤差信号が供給される。適切でないと判定された場合は、位相誤差検出部１２ｃから定数“０”が出力されている。
図１３は、この適切でない場合の位相誤差検出部１２ｃの出力を、周波数誤差検出に使用しないように構成されている。比較部３０５は１シンボル遅延部３０１の出力を入力し、入力された各信号が“０”でないかを比較判定する。入力された各信号が“０”でなければ「１」を出力し、“０”であれば「０」を出力する。比較部３０６は位相誤差入力端子３００に入力される位相誤差検出部１２ｃの出力を入力し、入力された信号が“０”でないかを比較判定する。入力された各信号が“０”でなければ「１」を出力し、“０”であれば「０」を出力する。論理和算出部３０７は、比較部３０５の出力と比較部３０６の出力とを論理和する。論理和算出部３０７の出力は、選択部３０３の制御信号として、選択部３０３に入力される。
減算部３０２は、位相誤差入力端子３００を介して入力されている信号から１シンボル遅延部３０１の出力を減算する。選択部３０３は、論理和算出部３０７の出力に制御されて、減算部３０２の出力と定数発生部３０４の出力との何れか一方を選択する。即ち、１シンボル遅延させた位相誤差検出部１２ｃの出力と、位相誤差入力端子３００より入力された現在の位相誤差検出部１２ｃの出力とが、共に“０”でない場合のみ、選択部３０３は減算部３０２の出力を周波数誤差出力端子３０８に出力する。それ以外の場合は定数発生部３０４からの定数“０”を出力する。
このように図１１に示した本発明の実施の形態５における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ａを、上記実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃに変えた構成であっても同様の効果が得られる。この場合、更に雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
また、上記説明では４ＰＳＫ及び１６ＱＡＭを例にとり説明したが、他の多相位相変調（ｎＰＳＫ）や多値直交振幅変調（ｎＱＡＭ等）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
産業の利用可能性
本発明の搬送波再生装置は、多値直交振幅変調信号や、多相位相変調信号などのディジタル変調信号を復調する為の搬送波を再生する。本発明の搬送波再生装置は、簡単な演算で変調信号の位相誤差を検出することが出来、回路規模を小さく出来、周波数引き込み特性ならびに位相ジッタ特性の改善を可能にする。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図２は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図３は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図４は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図５は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置におけるループフィルタ１３の詳細な構成を示すブロック図である。
図６は、本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図７は、本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図８は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図９は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図１０は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図１１は、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図１２は、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置における周波数誤差検出部１６の詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図１３は、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置における周波数誤差検出部１６ａの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図１４は、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置におけるループフィルタ１３ａの詳細な構成を示すブロック図である。
図１５Ａ及び図１５Ｂは、シンボル推定部１０１の動作を模式的に説明した図である。
図１６は、位相誤差検出部１２ａの動作を模式的に説明した図である。
図１７は、位相ずれがある入力ＱＡＭ信号を信号空間ダイヤグラムで表した図である。
図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃは、係数発生部１０９における係数発生方法を示した図である。
図１９Ａ、図１９Ｂ及び図１９Ｃは、位相誤差検出部１２ｂの動作を模式的に説明した図である。
図２０Ａ及び図２０Ｂは、雑音や反射により拡散された復調信号を模式的に説明した図である。
図２１は、周波数誤差検出部１６の動作を模式的に説明した図である。
図２２は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差判定部１１１の実施例１の詳細な構成を示すブロック図である。
図２３Ａ及び図２３Ｂは、位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を模式的に説明した図である。
図２４は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差判定部１１１の実施例２の詳細な構成を示すブロック図である。
図２５Ａ、図２５Ｂ及び図２５Ｃは、位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を模式的に説明した図である。
図２６は、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図２７は、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｄの詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図２８は、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置における最外シンボル推定部１３０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。
図２９は、最外シンボル推定部１３０の動作を模式的に説明した図である。
図３０は、従来例の搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
図３１は、従来例の搬送波再生装置におけるアークタンジェント演算部３０の動作を模式的に説明した図である。
図面の参照符号の一覧表
１０ 変調信号入力端子
１１、１０３ 複素乗算部
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ 位相誤差検出部
１３、１３ａ ループフィルタ
１４ 数値制御発振部
１５ 復調信号出力端子
１６ 周波数誤差検出部
１００、１３００ 復調信号入力端子
１０１ シンボル推定部
１０２ 複素共役部
１０４ 虚数部選択部
１０５ 位相誤差出力端子
１０６ 符号反転部
１０７ 振幅正規化部
１０８、１２１、１２２ 乗算部
１０９ 係数発生部
１１０ 複素減算部
１１１ 位相誤差判定部
１１２、３０３、１３１、１１１ａ１４、１３１０、１３１１ 選択部
１１３、３０４、１１１ａ３、１１１ａ６、１３０５、１３０６ 定数発生部
１２３、３０２、１１１ａ４、１１１ａ７ 減算部
１３０ 最外シンボル推定部
１５０、１５４ Ｉ信号軸
１５１、１５５ Ｑ信号軸
１５２、１５６、１７１〜１７４、２１０１、２１０２ ○印（シンボル）
１５３、１５７、１７５〜１７８ ●印（シンボル）
１６１、１９１、１９４、１９６、２１０３、２１０４ □印
１９２、１９３、１９５ ◇印
１５８、１５９ 矢印（最小符号間距離）
２００、３００ 位相誤差入力端子
２０１ 直接系増幅部
２０２ 積分系増幅部
２０３、２０５、２０９、１１１ａ９、１１１ａ１１ 加算部
２０４、３０１ １シンボル遅延部
２０６ 数値制御発振部の制御信号出力端子
２１０ 周波数誤差入力端子
２１１ 周波数誤差増幅部
２０７ ループフィルタの直接系
２０８、１４０１ ループフィルタの積分系
２３１、２３２、２５１〜２５５、２９１〜２９３ 領域
２９４ ★印
２９５、２９６ ☆印
３０８ 周波数誤差出力端子
３０５、３０６、１１１２、１１１３、１１１４、１１１５、１１１ａ０、１１１ａ１、１１１ａ５、１１１ａ８、１１１ａ１０、１１１ａ１２、１３０７、１３０８、１３０３、１３０４ 比較部（器）
３０７、１３０９ 論理和演算部
１１１６、１１１７、１１１８、１１１ａ２ 排他的論理和演算部
１１１ａ９、１１１ａ１３ 論理積演算部
１３０１、１３０２ 絶対値演算部
１３１２ 最外シンボル選択信号出力端子
１３１３ 最外シンボル出力端子
１１１９ 位相誤差判定出力端子
１１１０ 推定シンボル入力端子
１１１１ 振幅誤差入力端子

【書類名】明細書
【特許請求の範囲】
【請求項１】複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
前記シンボル推定手段の出力と前記複素乗算手段の出力とを複素乗算する第２の複素乗算手段と
前記第２の複素乗算手段の出力のＱ信号軸成分を選択する虚数部選択手段と
前記複素乗算手段の出力と前記シンボル推定手段の出力とを複素減算して振幅誤差を算出する複素減算手段と、
前記振幅誤差を基にして、前記第２の複素乗算手段の出力が位相方向の誤差かどうかを判定する位相誤差判定手段と、
前記位相誤差判定手段の出力を基にして、前記虚数部選択器の出力のうち位相方向の誤差のみを出力する選択手段と
を備える搬送波再生装置。
【請求項２】前記位相誤差判定手段は、
受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが異符号のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが同符号のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１に記載の搬送波再生装置。
【請求項３】前記位相誤差判定手段は、
受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ−Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ＋Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１に記載の搬送波再生装置。
【請求項４】前記位相誤差検出手段は、
前記シンボル推定手段の出力を基にして前記第２の複素乗算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段
を更に備える請求項１に記載の搬送波再生装置。
【請求項５】前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
を更に備える請求項１に記載の搬送波再生装置。
【請求項６】前記位相誤差検出手段は、
前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項１に記載の搬送波再生装置。
【請求項７】複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
前記シンボル推定手段の出力と前記複素乗算手段の出力とを複素乗算する第２の複素乗算手段と
前記第２の複素乗算手段の出力のＱ信号軸成分を選択する虚数部選択器と
前記シンボル推定手段の出力を基にして前記第２の複素乗算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段
を備える搬送波再生装置。
【請求項８】前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
を更に備える請求項７に記載の搬送波再生装置。
【請求項９】前記位相誤差検出手段は、
前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項７に記載の搬送波再生装置。
【請求項１０】複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
前記シンボル推定手段の出力のＩ信号成分と前記複素乗算手段の出力のＱ信号成分とを乗算する第１の乗算手段と、
前記シンボル推定手段の出力のＱ信号成分と前記複素乗算手段のＩ信号成分とを乗算する第２の乗算手段と、
前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力とを減算する減算手段と
前記複素乗算手段の出力と前記シンボル推定手段の出力とを複素減算して振幅誤差を算出する複素減算手段と、
前記振幅誤差を基にして、前記減算手段の出力が位相方向の誤差かどうかを判定する位相誤差判定手段と、
前記位相誤差判定手段の出力を基にして、前記減算手段の出力のうち位相方向の誤差のみを出力する選択手段と
を備える搬送波再生装置。
【請求項１１】前記位相誤差判定手段は、
受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが異符号のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが同符号のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１０に記載の搬送波再生装置。
【請求項１２】前記位相誤差判定手段は、
受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ−Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ＋Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１０に記載の搬送波再生装置。
【請求項１３】前記位相誤差検出手段は、
前記シンボル推定手段の出力を基にして前記第２の複素乗算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段
を更に備える請求項１０に記載の搬送波再生装置。
【請求項１４】前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
を更に備える請求項１０に記載の搬送波再生装置。
【請求項１５】前記位相誤差検出手段は、
前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項１０に記載の搬送波再生装置。
【請求項１６】複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
前記シンボル推定手段の出力のＩ信号成分と前記複素乗算手段の出力のＱ信号成分とを乗算する第１の乗算手段と、
前記シンボル推定手段の出力のＱ信号成分と前記複素乗算手段のＩ信号成分とを乗算する第２の乗算手段と、
前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力とを減算する減算手段と
前記シンボル推定手段の出力を基にして前記減算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段と
を備える搬送波再生装置。
【請求項１７】前記位相誤差検出手段は、
前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
を更に備える請求項１６に記載の搬送波再生装置。
【請求項１８】前記位相誤差検出手段は、
前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項１６に記載の搬送波再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）信号や、多相位相変調（ＰＳＫ）信号などのディジタル変調信号を復調する場合に用いられる搬送波再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、映像のディジタル化が進み、衛星、ＣＡＴＶ、地上波のそれぞれの放送メディアにおいてディジタル放送が各国で開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特徴にあった方式が選択されている。例えば、衛星放送では４ＰＳＫや８ＰＳＫなどの多相位相変調、ＣＡＴＶでは６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの多値直交振幅変調が用いられている。
【０００３】
このようなデジタル変調信号の復調システムについては、数々の文献で紹介されており、その一例として、「多賀、石川、小松，：“ＱＰＳＫ復調システムの一検討”」（テレビジョン学会技術報告，ｖｏｌ．１５，Ｎｏ．４６，ＣＥ’９１−４２（１９９１．０８））を取り挙げて、従来の搬送波再生装置について説明する。
【０００４】
図３０は、従来例の搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図３０において、従来例の搬送波再生装置は、変調信号入力端子５０１０と、複素乗算部５０１１と、アークタンジェントを演算するアークタンジェント演算部５０３０と、ループフィルタ５０１３と、数値制御発振部５０１４と、復調信号出力端子５０１５とを備える。
【０００５】
なお、図３０において、太線かつ“／２”で示している信号線は、複素表現される信号の信号線を示している。
【０００６】
以下に上記従来例の搬送波再生回路の動作を簡単に説明する。
【０００７】
図３０は、受信したディジタル変調信号が前段で一旦直交検波され、変調信号入力端子５０１０に入力される。但し、前段で直交検波される際、直交検波する為の搬送波が必ずしも常に正確な周波数と正確な位相ではない。従って、変調信号入力端子５０１０に入力される信号は、周波数及び位相のずれが残留する。変調信号入力端子５０１０に入力された信号は、複素乗算部５０１１の一方の入力端子に入力される。数値制御発振部５０１４は、互いに直交する２つの発振信号からなる複素発振信号を出力し、それが複素乗算部５０１１の他方の入力端子に入力される。
【０００８】
複素乗算部５０１１は、数値制御発振部５０１４の出力と変調信号入力端子５０１０に入力される信号とを複素乗算することによって、入力端子５０１０に入力される信号の周波数および位相ずれを除去して、復調信号を復調信号出力端子５０１５を介して出力する。
【０００９】
一方、複素乗算部５０１１の出力である復調信号ＳｉとＳｑは、アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^-1）５０３０に入力される。アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^-1）５０３０は、Ｓｉ及びＳｑの値を基にしてアークタンジェントを演算して、変調信号入力端子５０１０に供給されているディジタル変調信号の搬送波信号と数値制御発振部５０１４の出力信号との位相誤差を検出する。アークタンジェント演算部５０３０の出力は、ループフィルタ５０１３に入力され、位相誤差の高周波数成分が除去される。そうして、ループフィルタ５０１３の出力は、数値制御発振部５０１４に対する制御信号として数値制御発振部５０１４に入力される。ループフィルタ５０１３の出力信号により制御された数値制御発振部５０１４の出力信号は、複素乗算部５０１１に供給される。
【００１０】
尚、以上の説明では、（数１）と（数２）に示す通り、数値制御発振部５０１４の出力は変調信号入力端子５０１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係の（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）信号である場合を例示している。従って、（数１）と（数２）の関係にある時は、アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^-1）５０３０は位相誤差ゼロを検出する。（数１）と（数２）との間に位相差が存在すると、アークタンジェント演算部（Ｔａｎ^-1）５０３０はその位相誤差に対応する信号を出力する。
【００１１】
このように構成された位相制御ループによって負帰還制御ループが構成されるので、受信したディジタル変調信号に位相同期した搬送波が数値制御発振部５０１４で再生される。また、この再生された搬送波は、変調信号入力端子５０１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）であり周波数誤差および位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
【００１２】
上述の通り、従来の搬送波再生回路における位相誤差検出は、アークタンジェント演算部５０３０が複素乗算部５０１１の出力をアークタンジェント演算して求められる。その動作を図３１を参照してさらに詳細に説明する。
【００１３】
図３１は、従来の位相誤差検出の動作を説明するための出力信号空間ダイヤグラムである。ここでは、受信するディジタル変調信号が４ＰＳＫの場合を仮定しており、また説明を簡単にするために第１象限のみを用いて説明する。変調信号入力端子５０１０に入力されたディジタル変調信号と数値制御発振部５０１４の出力信号との間に位相誤差Δθが存在する場合を仮定する。複素乗算部５０１１の出力である復調信号は、○印５０４１で示される。正確な搬送波が再生されていれば上述の位相誤差Δθが存在しないので、複素乗算部５０１１の出力である復調信号は、４ＰＳＫのシンボルの本来の位相である●印５０４２で示される。●印５０４２で示される位相は、（π／４＋ｎ・π／２）［ラジアン］（ｎ＝０，１，２，３）である。しかし、位相誤差Δθが存在する場合を仮定しているので、複素乗算部５０１１より出力される信号は、位相φ（φ＝π／４＋Δθ）の位置に存在する。
【００１４】
この位相誤差Δθは、複素乗算部５０１１の出力であるＳｉとＳｑを基にしてアークタンジェント演算することにより位相φを求め、そしてこの受信シンボルの位相φと本来の４ＰＳＫのシンボル位相（π／４）との差分を求めることにより、算出されていた。
【００１５】
ところで、受信シンボルの位相φを求めるアークタンジェントの演算は、一般的にＳｉとＳｑに対して予め演算したＴａｎ^-1 (Ｓｑ／Ｓｉ)の値をＲＯＭ等の記憶装置に格納しておき、ＳｉとＳｑをアドレスにして読み出す方法がある。或いは、ＳｉとＳｑを基にして２次元のベクトルの回転の計算を行い、回転した分の角度を求めるコーディック（Cordic）アルゴリズムも用いられていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＲＯＭを用いてアークタンジェントを演算する方法では、膨大なＲＯＭ容量が必要なので回路規模の増大が発生する。また、コーディック法では、精度を高い位相を求めるには多くのステップが必要になり、搬送波再生回路のループ内遅延の増大に伴う周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）が狭くなるという課題があった。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
搬送波再生装置は、
複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
入力した変調信号と数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
複素乗算手段の出力を基にして、変調信号と複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
位相誤差をフィルターして数値制御発振手段を制御するループフィルタと
を備え、数値制御発振手段により変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
位相誤差検出手段は、少なくとも、複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段を備える。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図２９を用いて説明する。
【００１９】
なお、以下の説明において、実施の形態１は本発明の基本となる搬送波再生装置である。
【００２０】
実施の形態２は、実施の形態１に対し、更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を改善した搬送波再生装置である。
【００２１】
実施の形態３は、実施の形態１および実施の形態２に対し、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を更に改善した搬送波再生装置である。
【００２２】
実施の形態４は、実施の形態１、実施の形態２および実施の形態３に対し、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等（即ち、（２＾２ｎ）ＱＡＭ であって、ｎ＝２，３，４，５…）を受信する場合の、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を更に改善した搬送波再生装置である。
【００２３】
実施の形態５は、実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３および実施の形態４に対し、更に周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）を改善した搬送波再生装置である。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１において、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ａと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
【００２６】
なお、図１において、太線かつ“／２”で示している信号線は、複素表現される信号の信号線を示している（以下、各図面において太線かつ“／２”で示している信号線は、同様である）。
【００２７】
以下に実施の形態１に係る搬送波再生装置の概略を説明する。
【００２８】
図１は、多値直交振幅変調または多相位相変調された信号を受信する場合を例に挙げている。受信したディジタル変調信号が前段で一旦直交検波されて、変調信号入力端子１０に入力される。但し、前段で直交検波される際、直交検波する為の搬送波が必ずしも常に正確な周波数と正確な位相ではない。従って、変調信号入力端子１０に入力される信号は、周波数及び位相ずれが残留する。即ち、この信号は、Ｉ（同相とも呼ばれる）信号成分をＳｉ、Ｑ（直交とも呼ばれる）信号成分をＳｑとすると、（数１）で表現できる信号である。
【００２９】
【数１】

【００３０】
（数１）で表現される信号が変調信号入力端子１０に入力され、複素乗算部１１の一方の入力端子に入力される。数値制御発振部１４は、（数１）で示される信号の搬送波成分（ｅｘｐ（ｊ(Δｗｔ＋Δθ)と共役関係の信号であるとする
と、（数２）で表現される信号を出力する。
【００３１】
【数２】

【００３２】
即ち、数値制御発振部１４は、互いに直交する２つの発振信号からなる複素発振信号を出力し、それが複素乗算部１１の他方の入力端子に入力される。
【００３３】
複素乗算部１１は、数値制御発振部１４の出力と変調信号入力端子１０に入力される信号とを複素乗算することによって、（数３）に示す演算を実行する。
【００３４】
【数３】

【００３５】
複素乗算部１１は、入力端子１０に入力される信号の周波数および位相ずれを除去して、復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）を復調信号出力端子１５を介して出力する。
【００３６】
一方、複素乗算部１１の出力である復調信号は、位相誤差検出部１２ａにも入力される。位相誤差検出部１２ａは、Ｓｉ及びＳｑを基にして、受信したディジタル変調信号の位相誤差を検出する。位相誤差検出部１２ａの出力は、ループフィルタ１３に入力され、位相誤差の高周波数成分が除去される。そうして、数値制御発振部１４に制御信号として入力される。ループフィルタ１３の出力信号により制御された数値制御発振部１４の出力信号は、複素乗算部１１に供給される。
【００３７】
尚、以上の説明では、（数１）と（数２）に示す通り、数値制御発振部１４の出力は、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係の（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）場合を例示している。従って、（数１）と（数２）の関係にある時は、位相誤差検出部１２ａは位相誤差ゼロを検出する。（数１）と（数２）との間に位相差が存在すると、位相誤差検出部１２ａはその位相誤差を検出する。
【００３８】
このように構成された位相制御ループによって負帰還制御ループが構成されるので、受信したディジタル変調信号に位相同期した搬送波が数値制御発振部１４で再生される。この再生された搬送波は、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係であり周波数誤差および位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
【００３９】
図５は、図１におけるループフィルタ１３の詳細な構成を示すブロック図である。ループフィルタ１３は、位相誤差信号入力端子２００と、直接系増幅器２０１と、積分系増幅器２０２と、第１の加算器２０３と、１シンボル遅延器２０４と、第２の加算器２０５と、制御信号出力端子２０６とを備える。
【００４０】
位相誤差検出部１２ａの出力が位相誤差信号入力端子２００に供給される。ループフィルタ１３は、位相誤差信号入力端子２００と、直接系２０７と、積分系２０８と、第２の加算部２０５と、ループフィルタ出力端子２０６で構成されている。そうして、直接系２０７は直接系増幅部２０１で構成されている。一方、積分系２０８は積分系増幅部２０２と第１の加算部２０３と１シンボル遅延部２０４で構成されている。
【００４１】
直接系２０７は、増幅度がαである直接系増幅部２０１のみで構成されており、位相誤差信号入力端子２００を介して入力された位相誤差信号を増幅度αで増幅するだけの処理を実施する。ところで、数値制御発振部１４は、入力される制御信号に比例してその出力位相を進ませる（または遅らせる）形式の発振部である。従って、この直接系２０７は、数値制御発振部１４の出力位相を位相誤差信号に対してリニアに進ませる（または遅らせる）働きをする。即ち、この直接系は、搬送波再生での位相誤差の補正に作用する系である。
【００４２】
一方、積分系２０８では、まず積分系増幅部２０２が位相誤差信号入力端子２００を介して入力された位相誤差信号を増幅度βで増幅する。第１の加算部２０３は、積分系増幅部２０２の出力と１シンボル遅延部２０４の出力を加算する。そうして、第１の加算部２０３の出力は１シンボル遅延部２０４へ入力される。従って、第１の加算部２０３と１シンボル遅延部２０４とのループで所謂積分機能を持つ。この様に、積分系２０８は、位相誤差信号入力端子２００を介して入力された位相誤差信号を増幅度βで増幅した後、所謂積分処理を実施する。ところで、数値制御発振部１４は、入力される制御信号に比例してその出力位相を進ませる（または遅らせる）形式の発振部である。従って、この積分系２０８は、位相誤差信号を基にして数値制御発振部１４の出力周波数を制御する働きを有する。即ち、この積分系２０８は、搬送波再生での周波数誤差を補正に作用する系である。
【００４３】
ループフィルタ１３の出力信号により制御された数値制御発振部１４の出力信号は、複素乗算部１１に供給される。
【００４４】
このように構成された位相制御ループによって負帰還制御ループが構成されるので、受信したディジタル変調信号に位相同期した搬送波が数値制御発振部１４で再生される。この再生された搬送波は、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波信号と共役関係であり周波数誤差および位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
【００４５】
次に、図２を用いて、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置の位相誤差検出部１２ａの動作を説明する。
【００４６】
図２は図１の搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成を示すブロック図である。図２において、位相誤差検出部１２ａは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５とを備える。
【００４７】
図１における数値制御発振部１４の出力が変調信号入力端子１０に印加されている信号の搬送波と共役関係（つまり周波数ずれ及び位相ずれのない）であれば、複素乗算部１１の出力は、正しい復調信号を出力する。数値制御発振部１４の出力信号の位相が変調信号入力端子１０に印加されている信号の搬送波の位相と共役関係でなくなれば（つまり周波数ずれ及び位相ずれがある場合）、複素乗算部１１は正しい復調信号を出力することが出来ない。
【００４８】
複素乗算部１１の出力は、復調信号入力端子１００を介して、シンボル推定部１０１と第２の複素乗算部１０３にそれぞれ供給される。シンボル推定部１０１は、復調信号入力端子１００より入力された復調信号を基にして、送信されたシンボルを推定し、その推定結果を出力する。
【００４９】
このシンボル推定部１０１を図１５Ａ及び図１５Ｂと共に詳細に説明する。図１５Ａ及び図１５Ｂはシンボル推定部１０１の動作を示した図であり、図１５Ａは４ＰＳＫの場合、図１５Ｂは１６ＱＡＭの場合を示す。
【００５０】
図１５Ａは、軸１５０はＩ信号軸であり、軸１５１はＱ信号軸である。図１での数値制御発振部１４の出力信号位相が、変調信号入力端子１０を介して入力されている信号の搬送波の位相と共役関係でない（つまり周波数ずれ及び位相ずれがある）場合を仮定すると、●印１５３で示されたシンボルが送信されていても、複素乗算部１１から出力される信号は○印１５２で示されたシンボルとなる。
【００５１】
一方、図１５Ｂは、軸１５４はＩ信号軸であり、軸１５５はＱ信号軸である。図１での数値制御発振部１４の出力信号位相が、変調信号入力端子１０に入力されている信号の搬送波の位相と共役関係でない（つまり周波数ずれ及び位相ずれがある）場合を仮定すると、●印１５７で示されたシンボルが送信されていても、複素乗算部１１から出力される信号は○印１５６で示されたシンボルとなる。
【００５２】
尚、矢印１５８はＩ信号軸方向（軸１５４方向）の最小符号間距離ｄを、矢印１５９はＱ信号軸方向（軸１５５方向）の最小符号間距離ｄを夫々示している。
【００５３】
シンボル推定部１０１は、入力されている信号が図１５Ａの○印１５２のシンボルであった場合には、最も近い●印１５３のシンボルが送信されたものであると推定して、●印１５３のシンボルを出力する。シンボル推定部１０１は、入力されている信号が図１５Ｂの○印１５６のシンボルであった場合には、最も近い●印１５７のシンボルが送信されたものであると推定して、●印１５７のシンボルを出力する。
【００５４】
この様に、推定して出力される値のＩ信号軸の値をＤｉ、Ｑ信号軸の値をＤｑとする。従って、この出力は複素表現すると、（Ｄｉ＋ｊＤｑ）と表示される。
【００５５】
このシンボル推定部１０１の出力は図２の複素共役部１０２に入力され、複素共役部１０２は（Ｄｉ＋ｊＤｑ）で表現されるシンボル推定部１０１の出力の複素共役をとる。つまり、複素共役部１０２はシンボル推定部１０１の出力のうちＱ軸成分であるＤｑの符号を反転して（Ｄｉ−ｊＤｑ）を生成する。複素共役部１０２の出力は、第２の複素乗算部１０３に入力される。第２の複素乗算部１０３は、複素共役部１０２の出力（Ｄｉ−ｊＤｑ）と復調信号入力端子１００より入力された復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）と複素乗算する。従って、第２の複素乗算部１０３は（数４）で表現される算出結果を出力する。
【００５６】
【数４】

【００５７】
第２の複素乗算部１０３の出力は虚数部選択部１０４に入力され、虚数部選択部１０４は（数４）の虚数部である（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）のみを選択し、位相誤差信号として出力する。
【００５８】
次に、上述の位相誤差検出部１２ａによる位相誤差の導出原理について、図１６を用いて更に説明する。図１６は位相誤差検出部１２ａの動作を信号空間ダイヤグラムで表したものである。ここでは、受信するディジタル変調信号が４ＰＳＫの場合を仮定し、また説明を簡単にするために第１象限のみを用いて説明する。
【００５９】
図１６において、軸１５０はＩ信号軸、軸１５１はＱ信号軸である。これらは図１５Ａの軸１５０、１５１にそれぞれ相当する。また、●印１５３と○印１５２は、図１５Ａの●印１５３と○印１５２に夫々相当する。○印１５２は、図１における複素乗算部１１の出力信号である。変調信号入力端子１０より入力された直交変調信号の搬送波と、数値制御発振部１４の出力信号とが位相誤差Δθを有する場合を仮定している。従って、○印１５２は、本来のシンボルである●印１５３に対して位相誤差Δθを有する。即ち、図１における複素乗算部１１の出力は（数５）のように表現できる。
【００６０】
【数５】

【００６１】
上述の通り、図２におけるシンボル推定部１０１は、４点ある本来の４ＰＳＫのシンボルのうち、複素乗算部１１の出力である復調信号（図１５Ａの○印１５２）に最も近いシンボルである第１象限のシンボル（図１５Ａの●印１５３）を送信されたシンボルとして推定し、出力する。シンボル推定部１０１の出力は、（数６）のように表現できる。
【００６２】
【数６】

【００６３】
このシンボル推定部１０１の出力は複素共役部１０２で、（数７）に示すように複素共役がとられ、第２の複素乗算部１０３に入力される。
【００６４】
【数７】

【００６５】
第２の複素乗算部１０３は、（数８）に示すように、複素乗算部１１の出力である復調信号と複素共役部１０２の出力とを複素乗算する。
【００６６】
【数８】

【００６７】
（数８）から分かる通り、第２の複素乗算部１０３の出力はその位相項が位相誤差Δθのみを有する信号となる。この第２の複素乗算部１０３の出力は、図１６において□印１６１で示される。（図１６ではＡ＝１としている）つまり、位相誤差検出部１２ａに入力された複素乗算部１１の出力は、上記の第２の複素乗算部１０３のまでの演算により、本来の変調シンボルである●印１５３を中心とするベクトルから、Ｉ信号軸１５０の正の部分を中心とするベクトルへ移される。
【００６８】
そして、虚数部選択部１０４は、位相誤差Δθに対応する値として、第２の複素乗算部１０３の出力の虚数部のみ、即ち(Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ)を選択する。こうすることによって、位相誤差の検出が実現される。
【００６９】
次に、図３は、図１における位相誤差検出部１２ａの他の構成を示す。図３において、復調信号入力端子１００、シンボル推定部１０１、複素共役部１０２、第２の複素乗算部１０３、虚数部選択１０４、位相誤差検出出力端子１０５は夫々図２と同様である。従って、これらの詳細な説明は省略する。
【００７０】
複素共役部１０２は、復調信号入力端子１００を介して入力された復調信号の複素共役をとる。第２の複素乗算部１０３は、シンボル推定部１０１の出力と、複素共役部１０２の出力とを複素乗算する。虚数部選択１０４は、第２の複素乗算部１０３の出力の虚数部のみを選択して出力する。符号反転部１０６は、虚数部選択１０４の出力を符号反転し、位相誤差信号として位相誤差出力端子１０５を介して出力する。この様にして作成される位相誤差検出出力は、図２の場合と同様に、(Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ)となる。
【００７１】
また、図２および図３で示す位相誤差検出部１２ａは共に、復調信号入力端子１００より入力された復調信号と、それのシンボル推定結果とを複素乗算した結果のうち、虚数部である(Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ)を出力するものである。
【００７２】
図４は、この処理と等価な処理を実行する、他の構成を示す。図４において、復調信号入力端子１００、シンボル推定部１０１、位相誤差検出出力端子１０５は夫々図２及び図３と同様である。従って、これらの詳細な説明は省略する。
【００７３】
シンボル推定部１０１は復調信号入力端子１００を経由して入力された復調信号をシンボル推定する。乗算部１２２は、シンボル推定部１０１の出力のＩ信号成分（Ｄｉ）と、復調信号入力端子１００を経由して入力された復調信号のＱ信号成分（Ｓｑ）とを乗算し、（Ｄｉ・Ｓｑ）を出力する。乗算部１２１は、シンボル推定部１０１の出力のＱ信号成分（Ｄｑ）と、復調信号入力端子１００を経由して入力された復調信号のＩ信号成分（Ｓｉ）とを乗算し、（Ｄｑ・Ｓｉ）を出力する。減算部１２３は、乗算部１２１の出力と乗算部１２２の出力とを減算し、位相誤差として位相誤差検出出力端子１０５を介して出力する。従って、位相誤差検出出力端子１０５から出力される位相誤差は(Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ)となり、図２や図３と同様に位相誤差検出が可能となる。
【００７４】
以上のように、本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなると共に、また、ループ内遅延の増大に伴う周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）が狭くなることを防ぐことが可能となる。
【００７５】
また、上記説明では４ＰＳＫを例にとり説明したが、他の多相位相変調（ｎＰＳＫ）や多値直交変調（ｎＱＡＭ）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【００７６】
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置において、更に多値直交振幅変調信号（ｎＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させるものである。
【００７７】
以下、本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置について説明する。
【００７８】
図６は、本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図６において、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ｂと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
【００７９】
図６に示すように、実施の形態２に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａを位相誤差検出部１２ｂに代えた構成である。
【００８０】
なお、実施の形態２に係る搬送波再生装置のその他の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００８１】
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる位相誤差検出部１２ｂの動作について、図７を用いて説明する。
【００８２】
図７において、位相誤差検出部１２ｂは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数部選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５と、振幅正規化部１０７とを備える。
【００８３】
この位相誤差検出部１２ｂは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａに、振幅正規化部１０７を更に加えた構成である。その他の構成は、位相誤差検出部１２ａと同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００８４】
さて、第２の複素乗算部１０３は、実施の形態１に係る搬送波再生装置で説明したように、復調信号入力端子１００を介して入力された復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）と複素共役部１０２の出力（Ｄｉ−ｊＤｑ）とを複素乗算する。その出力信号は（数８）で表される。この（数８）に示すように、第２の複素乗算部１０３の出力は、位相誤差（Δθ）と振幅値の自乗（Ａ²）の関数である。そのため、シンボルに応じて振幅が異なるＱＡＭを受信した場合、検出される位相誤差の利得は送信されたシンボルによって異なる。その様子を、図１７と共に説明する。
【００８５】
図１７において、軸１５４はＩ信号軸、軸１５５はＱ信号軸である。○印１７１から１７４は入力されているシンボル、●印１７５から１７８は送信されている本来のシンボルである。シンボルに応じてで振幅が異なるＱＡＭを受信した場合、検出された結果である位相誤差は振幅値の自乗（Ａ²）の関数でもあるので、検出された位相誤差の利得は送信された変調シンボルに応じて異なる。そのために、周波数が引き込みにくくなる場合がある。また、周波数引き込みが出来、位相同期が確立しても復調出力に大きな位相ジッタを生じる場合がある。そこで、実施の形態２に係る搬送波再生装置は、振幅正規化部１０７を更に備えている。振幅正規化部１０７は、検出される位相誤差がシンボルの違いによって発生する位相誤差信号の利得変動を補正する。以下、振幅補正部１０７の動作を説明する。
【００８６】
図７において、振幅補正部１０７は、係数発生部１０９と、乗算部１０８とで構成される。係数発生部１０９はシンボル推定部１０１の出力を入力として、各変調シンボルの振幅に応じた係数を発生する。
【００８７】
図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃはその係数の発生方法の一例を示している。ここでは、説明を簡単にするために、受信するディジタル変調信号が１６ＱＡＭの場合を仮定し、また第１象限のみを用いて説明する（１６ＱＡＭに限定するものではない。）。
【００８８】
図１８Ａにおいて、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７５〜１７８は、図１７のＩ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７５〜１７８と同様である。シンボル推定部１０１の推定結果は、シンボル１７５〜１７８の何れかになる。各シンボル１７５〜１７８の振幅値は３種類存在する。
【００８９】
以降、各シンボルの座標を（Ｉ信号成分、Ｑ信号成分）で表現する。最外シンボルであるシンボル１７８は（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（３、３）であり、その場合の振幅Ａ３を「１」に正規化する。
【００９０】
シンボル１７６は（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、３）、シンボル１７７は（Ｄｉ，Ｄｑ）＝（３、１）であり、その正規化された振幅Ａ２は√（５／９）である。
【００９１】
シンボル１７５は（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、１）であり、その正規化された振幅Ａ１は１／３である。
【００９２】
また、上記（数８）から分かる通り、第２の複素乗算部１０３の出力はシンボルの振幅値の自乗（Ａ²）に比例する。そのため、係数発生部１０９は、以下に示すように、各シンボルにおける振幅値の自乗Ａ²の逆数（１／Ａ²）に相当する係数を発生する。即ち、
（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（３、３）の場合は、係数として１／Ａ²＝１／（Ａ３）²＝１が発生される。
【００９３】
（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、３）及び（３、１）の場合は、係数として１／Ａ²＝１／（Ａ２）²＝９／５が発生される。
【００９４】
（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、１）の場合は、係数として１／Ａ²＝１／（Ａ３）²＝９が発生される。
【００９５】
このように、位相誤差の振幅正規化のための係数は、シンボル推定部１０１において、シンボルが推定されれば一意に決定される。そのため、係数発生部１０９は図１８Ｂに示すように、シンボル推定部１０１のシンボル推定結果（Ｄｉ、Ｄｑ）をアドレスとして、各シンボルの振幅値の自乗（Ａ²）の逆数（１／Ａ²）の値を記憶するＲＯＭ等の記憶装置で実現することが出来る。
【００９６】
図７の係数発生部１０９の出力は、乗算部１０８に入力される。虚数部選択部１０４の出力は、乗算部１０８において係数発生部１０９の出力と乗算されることによって、検出される位相誤差の各変調シンボルの振幅による違いが補正される。
【００９７】
図１９Ａ、図１９Ｂ及び図１９Ｃは、上記の振幅正規化部１０７を有する実施の形態２に係る搬送波再生における位相誤差検出部１２ｂの動作を模式的に表した図である。図１９Ａは、（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（３、３）の場合、図１９Ｂは（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、３）及び（３、１）の場合、図１９Ｃは（Ｄｉ、Ｄｑ）＝（１、１）の場合における位相誤差検出の動作を示している。また、これらの図において、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７１〜１７８は、それぞれ図１７や図１８ＡでのＩ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、シンボル１７１〜１７８と同様である。
【００９８】
図６における変調信号入力端子１０を介して入力された直交変調信号と数値制御発振部１４の出力信号とが位相誤差Δθを有する場合、複素乗算部１１の出力である復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）は、図１９Ａの○印１７４で示されたシンボル、図１９Ｂの○印１７２及び１７３で示されたシンボル、図１９Ｃの○印１７１で示されたシンボルの何れかである。これらのシンボル１７１〜１７４のシンボル推定された結果は、図１９Ａの●印１７８で示されたシンボル、図１９Ｂの●印１７６及び１７７で示されたシンボル、図１９Ｃの●印１７５で示されたシンボルの何れかになる。これらの共役信号（Ｄｉ−ｊＤｑ）と復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）とが第２の複素乗算部１０３で複素乗算されることによって、｛(Ｓｉ・Ｄｉ＋Ｓｑ・Ｄｑ)＋ｊ(Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ)｝が算出される。｛(Ｓｉ・Ｄｉ＋Ｓｑ・Ｄｑ)＋ｊ(Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ)｝で表現される値は、図１９Ａでの◇印１９１、図１９Ｂでの◇印１９３、図１９Ｃでの◇印１９５ある。この様に、第２の複素乗算部１０３の出力信号は、各シンボルの振幅値によって、その振幅の利得がそれぞれ異なる。そこで、振幅正規化部１０７は、各シンボルにおける振幅値の自乗（Ａ²）の逆数（１／Ａ²）によって、第２の複素乗算部１０３の出力を正規化する。即ち、振幅正規化部１０７は、図１９Ａの◇印１９１、図１９Ｂの◇印１９３、図１９Ｃの◇印１９５を図１９Ａの□印１９２、図１９Ｂの□印１９４、図１９Ｃの□印１９６に変換して出力する。この様にして、振幅正規化部１０７の出力利得は受信シンボルに左右されず一定になる。実施の形態２に係る搬送波再生における位相誤差検出部１２ｂは、この正規化された第２複素乗算部１０３の出力の虚数部（図１９ＡのＱ信号軸成分１９７、図１９ＢのＱ信号軸成分１９８、図１９ＣのＱ信号軸成分１９９）を位相誤差として出力する。
【００９９】
以上のように、各シンボルにおける振幅値の自乗値の逆数を求めた結果を係数として、この係数を基に第２の複素乗算部１０３の出力を正規化することにより、検出される位相誤差が各変調シンボルの振幅に依存して変動することが除去出来る。
【０１００】
以上のように、本発明の実施の形態２に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなると共に、また、ループ内遅延の増大に伴う周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）が狭くなることを防ぐことが可能となる。更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１０１】
ところで、図１８Ｃは、図１８Ｂと異なり、各シンボルの振幅の自乗値を係数としてＲＯＭが記憶している場合を示している。上記図７で示した構成の位相誤差検出部１２ｂは、振幅正規化部１０７として、各シンボルにおける振幅の自乗値の逆数を係数とする係数発生部１０９と、乗算部１０８とにより構成している。しかし、乗算部１０８を除算部に置き換え、係数発生部１０９として図１８Ｃ図に示すものを使用することで、同様の機能を発揮できる。
【０１０２】
また、各シンボルにおける振幅値の自乗（Ａ²）の生成は、上述の構成に限られるものではなく、シンボル推定部１０１の出力である（Ｄｉ、Ｄｑ）を基にして、（Ｄｉ）²＋（Ｄｑ）²を演算するものに置き換えても同様の効果が得られる。
【０１０３】
また、上記図７で示した構成の位相誤差検出部１２ｂにおいて、振幅正規化部１０７以外の構成部分については、実施の形態１における図２の位相誤差検出部１２ａに基づいて説明したが、図３または図４で示す構成の位相誤差検出部１２ａであっても同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【０１０４】
また、上記説明では１６ＱＡＭを例にとり説明したが、他の直交振幅変調（３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、５１２ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ、等）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【０１０５】
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１及び実施の形態２に係る搬送波再生装置において、更に雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を改善できるものである。
【０１０６】
以下、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置について説明する。
【０１０７】
図８は、本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図８において、実施の形態３に係る搬送波再生装置は、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ｃと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
【０１０８】
図８に示すように、実施の形態３に係る搬送波再生装置は、上述の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａを位相誤差検出部１２ｃに代えた構成である。
【０１０９】
なお、実施の形態３に係る搬送波再生装置のその他の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１１０】
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる位相誤差検出部１２ｃの動作について、図９を用いて説明する。
【０１１１】
図９は、図８の搬送波再生装置における前記位相誤差検出部１２ｃの詳細な構成を示すブロック図である。
【０１１２】
図９において、位相誤差検出部１２ｃは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５と、複素減算部１１０と、位相誤差判定部１１１と、選択部１１２と、定数発生部１１３とを備える。
【０１１３】
実施の形態３に係る搬送波再生における位相誤差検出部１２ｃは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａに、複素減算部１１０と、位相誤差判定部１１１と、選択部１１２と、定数発生部１１３とを更に加えた構成である。その他の構成は、位相誤差検出部１２ａと同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１１４】
図９において、シンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）と、復調信号入力端子１００を介して入力された図８における複素乗算部１１の出力である復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）は複素減算部１１０に入力される。複素減算部１１０は、複素乗算部１１の出力と、それのシンボル推定結果との複素減算を行うことによって、復調信号のＩ信号成分及びＱ信号成分の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）を算出する。この演算は（数９）で示される。
【０１１５】
【数９】

【０１１６】
複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）及び、シンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）は、位相誤差判定部１１１に入力される。位相誤差判定部１１１は、入力されている両信号を基にして、虚数部選択部１０４から出力される位相誤差が位相誤差として信頼できるものかどうかを判定する。選択部１１２は、位相誤差判定部１１１の判定結果に制御されて、虚数部選択部１０４からの出力と定数発生部１１３の出力の何れか一方を選択する。
【０１１７】
次に、図２０Ａ及び図２０Ｂは、図８における変調信号入力端子１０を介して入力される直交変調信号に雑音や反射等の妨害信号が重畳した場合における、複素乗算部１１の出力信号の様子を示す。図２０Ａ及び図２０Ｂにおいて、Ｉ信号軸１５０と１５４、Ｑ信号軸１５１と１５５、各●印１５３と１７５〜１７８、各○印１５２と１７１〜１７４は、夫々図１６及び図１７と同様である。送信された本来のシンボルである各●印１５３、１７５〜１７８は、位相誤差（Δθ）方向に移動することに加えて、雑音や反射等の妨害信号によって更に位相方向と振幅方向に拡散されてしまい、△印に示される受信シンボルになる。このような、拡散された受信シンボルを基にして位相誤差を検出した場合、その検出した位相誤差は誤ったものとなり、周波数が引き込みにくくなる。また、周波数引き込みが出来、位相同期が確立したとしても大きな位相ジッタが生じる場合がある。このような問題を回避するためには、位相誤差方向に回転した受信シンボルで検出した位相誤差のみを搬送波再生に用いる必要がある。その為に、図９に示した実施例では、位相誤差方向に回転した受信シンボルで位相誤差を検出したかどうかを判定する位相誤差判定部１１１を設けている。
【０１１８】
位相誤差方向に回転した受信シンボルで検出した位相誤差を判定する位相誤差判定部１１１としては、具体的な構成の実施例が２つ考えられる。以下、これら２つの実施例を順に説明する。
【０１１９】
（位相誤差判定部１１１の実施例１）
図２２は、位相誤差判定部１１１の実施例１の構成を示すブロック図である。図２３Ａと図２３Ｂは位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を説明するための信号空間ダイヤグラムである。以下図２２、図２３Ａ及び図２３Ｂを用いて、位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を説明する。なお、ここでは、説明を簡単にするために、４ＰＳＫ受信時及び１６ＱＡＭ受信時の場合であって、且つ第１象限のみを用いて位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を説明する。図２３Ａは４ＰＳＫの場合、図２３Ｂは１６ＱＡＭの場合を示しているが、実施例１は４ＰＳＫと１６ＱＡＭに限定されるものではない。
【０１２０】
まず、図２３Ａと図２３Ｂを用いて位相誤差判定部１１１の実施例１の動作原理を説明する。図２３Ａにおいて、Ｉ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、○印、●印は夫々図１６と同様であり、詳細な説明は省略する。また、図２３Ｂにおいて、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、○印、●印は夫々図１７と同様であり、詳細な説明は省略する。図８における複素乗算部１１から出力されるシンボルのうち、位相誤差方向のみに回転したシンボルは斜線部で示す領域２３１と２３２に存在する。このことに着目し、位相誤差判定部１１１は、複素減算部１１０の出力である復調信号の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）及びシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）を基にして、複素乗算部１１の出力である復調信号が図２３Ａの斜線部２３１及び２３２に入る時、虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切であると判定する。即ち、位相誤差判定部１１１は、以下の（条件１）または（条件２）の何れかに合致すれば、虚数部選択部１０４の出力は位相誤差信号として適切であると判定する。
（条件１）推定シンボルが第１象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ≧０）または第３象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ＜０）の時であって、Ｅｉ＜０且つＥｑ≧０、または、Ｅｉ≧０且つＥｑ＜０
（条件２）推定シンボルが第２象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ≧０）または第４象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ＜０）の時であって、Ｅｉ≧０且つＥｑ≧０、または、Ｅｉ＜０且つＥｑ＜０
（Ｅｉ＋ｊＥｑ）は、推定されたシンボル（Ｄｉ＋ｊＤｑ）に対する受信シンボル（Ｓｉ＋ｊＳｑ）の差分である。従って、４ＰＳＫにおいて上記の条件を満足する領域は図２３Ａの斜線領域２３１や２３２であり、１６ＱＡＭにおいて上記の条件を満足する領域は図２３Ｂの各斜線領域である。
【０１２１】
図２２は、以上の位相誤差判定動作を実現する位相誤差判定部１１１の構成を示す。図２２において、図９におけるシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）及び複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）はそれぞれ、入力端子１１１０及び１１１１に入力される。比較器１１１２、１１１３、１１１４、及び１１１５は、Ｄｉ、Ｄｑ、Ｅｉ及びＥｑがそれぞれ０以上かどうか判定する。比較器１１１２及び１１１３の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１６に、比較器１１１４及び１１１５の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１７に入力される。また排他的論理和演算部１１１６及び１１１７の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１８に入力されて、排他的論理和演算がなされる。
【０１２２】
以上の構成により、上述の（条件１）または（条件２）を満足する場合のみ、位相誤差として適切であることを意味する「１」が位相誤差判定出力端子１１１９から出力される。上述の（条件１）と（条件２）の何れも満足しない場合は、位相誤差として適切ではないことを意味する「０」が位相誤差判定出力端子１１１９から出力される。
【０１２３】
（位相誤差判定部１１１の実施例２）
上記実施例１は、複素減算部１１０の出力である入力信号の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）における実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）の符号を用いて位相誤差判定を行なっている。位相方向の誤差を更に正確に判定するする方法を以下に示す。
【０１２４】
図２４は、位相誤差判定部１１１の実施例２の構成を示すブロック図である。図２５Ａ、図２５Ｂ、図２５Ｃは位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を説明するための信号空間ダイヤグラムである。以下、図２４、図２５Ａ、図２５Ｂ及び図２５Ｃを用いて、位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を説明する。なお、ここでは、説明を簡単にするために、４ＰＳＫ受信時、及び１６ＱＡＭ受信時の場合であって、且つ第１象限のみを用いて位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を説明する。尚、図２４Ａは４ＰＳＫの場合、図２４Ｂは１６ＱＡＭの場合を示しているが、実施例２は４ＰＳＫと１６ＱＡＭに限定されるものではない。
【０１２５】
まず、図２５Ａ、図２５Ｂ及び図２５Ｃを用いて位相誤差判定部１１１の実施例２の動作原理を説明する。図２５Ａにおいて、Ｉ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、○印、●印は夫々図１６と同様であり、詳細な説明は省略する。また、図２５Ｂにおいて、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、○印、●印は夫々図１７と同様であり、詳細な説明は省略する。図８における複素乗算部１１から出力されるシンボルのうち、位相誤差方向のみに回転したシンボルは斜線部で示す領域２５１〜２５５に存在する。このことに着目し、位相誤差判定部１１１は、複素減算部１１０の出力である入力信号の振幅誤差（Ｅｉ＋ｊＥｑ）及びシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）を基にして、複素乗算部１１の出力である復調信号が図２５Ａ〜２５Ｃの斜線部２５１〜２５５に入る時、虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切であると判定する。即ち、位相誤差判定部１１１は、以下の（条件３）または（条件４）の何れかに合致すれば、虚数部選択部１０４の出力は位相誤差信号として適切であると判定する。
（条件３）推定シンボルが第１象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ≧０）または第３象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ＜０）の時であって、（−ａ−Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ） （但し、０＜ａ＜最小符号間距離ｄ）
（条件２）推定シンボルが第２象限（Ｄｉ＜０且つＤｑ≧０）または第４象限（Ｄｉ≧０且つＤｑ＜０）の時であって、（−ａ＋Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ） （但し、０＜ａ＜最小符号間距離ｄ）
（Ｅｉ＋ｊＥｑ）は、推定されたシンボル（Ｄｉ＋ｊＤｑ）に対する受信シンボル（Ｓｉ＋ｊＳｑ）の差分である。従って、４ＰＳＫにおいて上記の条件を満足する領域は図２５Ａの斜線領域２５１であり、１６ＱＡＭにおいて上記の条件を満足する領域は図２５Ｂの各斜線領域２５２〜２５５である。
【０１２６】
図２５Ｃは、図２５Ｂにおける送信シンボルを中心とした拡大図である。
【０１２７】
図２４は、以上の位相誤差判定動作を実現する位相誤差判定部１１１の構成を示す。図９におけるシンボル推定部１０１の出力（Ｄｉ＋ｊＤｑ）及び複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）はそれぞれ、入力端子１１１０及び１１１１に入力される。入力端子１１１０に入力されたＤｉ及びＤｑは比較器１１１ａ０及び１１１ａ１に入力され、０以上かどうか判定される。比較器１１１ａ０及び１１１ａ１の出力はそれぞれ排他的論理和演算部１１１ａ２に入力され、排他的論理和演算部１１１ａ２はこれらを排他的論理和演算して、シンボル推定部１０１の出力（つまり図８における複素乗算部１１から出力されるシンボル）の象限判定を行う。即ち、排他的論理和演算部１１１ａ２はシンボル推定部１０１の出力が第１象限または３象限の何れかに存在するのか、或いは、第２象限または４象限の何れかに存在するのかを判定する。
【０１２８】
また、入力端子１１１１より入力された複素減算部１１０の出力（Ｅｉ＋ｊＥｑ）のうちＥｉは、減算部１１１ａ４、１１１ａ７、加算部１１１ａ９、１１１ａ１１にそれぞれ入力される。一方、Ｅｑは比較器１１１ａ５、１１１ａ８、１１１ａ１０、及び１１１ａ１２にそれぞれ入力される。
【０１２９】
減算部１１１ａ４は、定数発生部１１１ａ３の出力値「ａ」と入力されたＥｉとで（ａ−Ｅｉ）を演算する。減算部１１１ａ７は、定数発生部１１１ａ６の出力値「−ａ」と入力されたＥｉとで（−ａ−Ｅｉ）を演算する。減算部１１１ａ４の出力は比較器１１１ａ５に入力される。比較器１１１ａ５は、減算部１１１ａ４の出力と比較器１１１ａ５のもう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ）が成立する場合には「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。また、減算部１１１ａ７の出力は比較器１１１ａ８に入力される。比較器１１１ａ８は、減算部１１１ａ７の出力と比較器１１１ａ８のもう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≧（−ａ−Ｅｉ）が成立する場合には「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。比較器１１１ａ５及び比較器１１１ａ８の出力はそれぞれ、論理積演算部１１１ａ９に入力される。論理積演算部１１１ａ９は比較器１１１ａ５及び比較器１１１ａ８の出力を論理積演算し、その結果を選択部１１１ａ１４に供給する。
【０１３０】
一方、加算部１１１ａ９は、定数発生部１１１ａ３の出力値「ａ」とＥｉとを加算して（ａ＋Ｅｉ）を出力する。加算部１１１ａ９の出力は比較器１１１ａ１０に入力される。加算部１１１ａ１１は、定数発生部１１１ａ６の出力値「―ａ」とＥｉとを加算して（−ａ＋Ｅｉ）を出力する。加算部１１１ａ１１の出力は比較器１１１ａ１２に入力される。比較器１１１ａ１０は、加算部１１１ａ９の出力ともう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ）が成立する場合には「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。比較器１１１ａ１２は、加算部１１１ａ１１の出力と比較器１１１ａ１２のもう一方の入力端子に入力されたＥｑとを比較し、Ｅｑ≧（−ａ＋Ｅｉ）が成立するには「１」を出力する。成立しない場合は「０」を出力する。比較器１１１ａ１０及び比較器１１１ａ１２の出力はそれぞれ、論理積演算部１１１ａ１３に入力される。論理積演算部１１１ａ１３は、比較器１１１ａ１０及び比較器１１１ａ１２の出力を論理積演算し、その結果を選択部１１１ａ１４に入力する。
【０１３１】
選択部１１１ａ１４は、排他的論理和演算部１１１ａ２の出力を制御信号として、入力されている２つの信号の一方を選択する。シンボル推定部１０１の出力（つまり図８における複素乗算部１１から出力されるシンボル）の象限が第１または３象限の時、即ち排他的論理和演算部１１１ａ２が「０」を出力している時は、選択部１１１ａ１４は論理積演算部１１１ａ９の出力を選択し出力する。シンボル推定部１０１の出力の象限が第２または４象限の時、即ち排他的論理和演算部１１１ａ２が「１」を出力している時は、選択部１１１ａ１４は論理積演算部１１１ａ１３の出力を選択し出力する。選択部１１１ａ１４の出力は、位相誤差判定結果として出力端子１１１９に出力される。
【０１３２】
上記、実施例１及び２で示した位相誤差判定部１１１の出力信号は、図９の選択部１１２に入力される。虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切な場合は、選択部１１２は虚数部選択部１０４の出力を位相誤差出力端子１０５に出力する。虚数部選択部１０４の出力が位相誤差信号として適切でない場合は、選択部１１２は定数発生部１１３の出力である“０”を位相誤差出力端子１０５に出力する。位相誤差判定部１１１は、このように選択部１１２を制御する。
【０１３３】
以上のように、本発明の実施の形態３に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなる。また、更に雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１３４】
次に、上記図８に示した本発明の実施の形態３における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ｃの他の構成を図１０と共に説明する。
【０１３５】
図１０は、上記実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂに、複素減算部１１０と、位相誤差判定部１１１と、選択部１１２と、定数発生部１１３とを更に加えた構成である。図１０では、図７及または図９と同様の部分は同じ番号を付してあり、それらの個々の説明は省略する。
【０１３６】
図１０の構成であっても、同様の効果が得られるのは言うまでもない。この場合、シンボル数が更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１３７】
また、上記図９及び図１０の位相誤差判定部１１１は、象限判定をシンボル推定部１０１の出力を用いて行っているが、復調信号入力端子１００から入力される複素乗算部１１の出力である復調信号を用いて行っても同様の効果が得られる。
【０１３８】
また、上記図９及び図１０で示した構成の位相誤差検出部１２ｃにおいて、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、及び虚数部選択部１０４の構成部分については、実施の形態１における図２の位相誤差検出部１２ａに基づいて説明した。しかし、これらは図３または図４で示す構成の位相誤差検出部１２ａであっても同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【０１３９】
また、上記説明では４ＰＳＫ及び１６ＱＡＭを例にとり説明したが、他の多相位相変調（ｎＰＳＫ）や多値直交振幅変調（ｎＱＡＭ等）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【０１４０】
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１、実施の形態２及び実施の形態３に係る搬送波再生装置において、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等（即ち、（２＾２ｎ）ＱＡＭ であって、ｎ＝２，３，４，５…）を受信する場合、最も外側にあるシンボル（以下最外シンボルと示す）でも、正確に位相誤差検出が可能になる。更に、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を改善できるものである。
【０１４１】
以下、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置について説明する。
【０１４２】
図２６は、本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図２６において、実施の形態４に係る搬送波再生装置は、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ｄと、ループフィルタ１３と、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。
【０１４３】
図２６に示すように、実施の形態４に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａを位相誤差検出部１２ｄに代えた構成である。
【０１４４】
なお、実施の形態４に係る搬送波再生装置のその他の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１４５】
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる位相誤差検出部１２ｄの動作について、図２７を用いて説明する。
【０１４６】
図２７は、図２６の搬送波再生装置における前記位相誤差検出部１２ｄの詳細な構成を示すブロック図である。
【０１４７】
図２７において、位相誤差検出部１２ｄは、復調信号入力端子１００と、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、虚数選択部１０４と、位相誤差出力端子１０５と、最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１とを備える。
【０１４８】
位相誤差検出部１２ｄは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａに、最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１とを更に加えた構成である。その他の構成は、位相誤差検出部１２ａと同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１４９】
図２７において、復調信号入力端子１００を介して入力された復調信号（Ｓｉ＋ｊＳｑ）は、最外シンボル推定部１３０に入力される。
【０１５０】
図２８は最外シンボル推定部１３０の更に詳細なブロック図であり、図２９は最外シンボル推定部１３０の動作を説明するための信号空間ダイヤグラムである。以下、図２８及び図２９のを用いて最外シンボル推定部１３０の動作を説明する。
【０１５１】
図２８において、入力端子１３００に入力された複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）のうち、Ｓｉは絶対値算出部１３０１に、Ｓｑは絶対値算出部１３０２にそれぞれ入力される。絶対値算出部１３０１はＳｉの絶対値を算出する。絶対値算出部１３０２はＳｑの絶対値を算出する。絶対値算出部１３０１の出力は比較部１３０７に入力され、絶対値算出部１３０２の出力は比較部１３０８に入力される。比較部１３０７は、｜Ｓｉ｜≧ｍ＊ｄを満足する場合に「１」を出力する。満足しない場合は「０」を出力する。比較部１３０８は、｜Ｓｑ｜≧ｍ＊ｄを満足する場合に「１」を出力する。満足しない場合は「０」を出力する。但し、ｍは（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）の場合のｍ＝２＾（ｎ−１）であり、ｄは最小符号間距離である。
【０１５２】
論理和演算部１３０９は、比較部１３０７の出力と１３０８の出力とを論理和を演算し、最外シンボル選択信号を最外シンボル選択信号出力端子１３１２を介して出力する。
【０１５３】
上述の動作を、図２９の空間ダイヤグラムと共に説明する。図２９において、Ｉ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、各●印及び各○印は、図１７のＩ信号軸１５４、Ｑ信号軸１５５、各●印及び各○印と夫々同様であり、個々の詳細な説明は省略する。
【０１５４】
最外シンボル選択信号出力端子１３１２より出力された最外シンボル選択信号は、入力端子１３００に入力された複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）が、斜線で示す領域２９１内に存在しているかどうかを示す。
【０１５５】
また、入力端子１３００に入力された複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）のうち、Ｓｉは比較部１３０３、Ｓｑは比較部１３０４に入力される。比較部１３０３は、入力されたＳｉが０以上であれば「１」を出力し、そうでなければ「０」を出力する。比較部１３０４は、入力されたＳｑが０以上であれば「１」を出力し、そうでなければ「０」を出力する。比較部１３０３の出力は選択部１３１０の選択信号として選択部１３１０に供給され、比較部１３０４の出力は選択部１３１１の選択信号として選択部１３１１に供給される。選択部１３１０及び１３１１には、最外シンボルの正の振幅値及び最外シンボルの負の振幅値が入力されている。
【０１５６】
最外シンボルの正の振幅値は、（ｍ―１／２）＊ｄである。但し、ｍは、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）の場合、ｍ＝２＾（ｎ−１）である。また、ｄは、最小符号間距離の値を表す。最外シンボルの正の振幅値は、定数発生部１３０５の出力である。
【０１５７】
最外シンボルの負の振幅値は、−（ｍ―１／２）＊ｄである。但し、ｍは、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）の場合、ｍ＝２＾（ｎ−１）である。また、ｄは、最小符号間距離の値を表す。最外シンボルの負の振幅値は、定数発生部１３０６の出力である。
【０１５８】
選択部１３１０は、比較部１３０３の出力（つまりＳｉの符号）によって制御されて、定数発生部１３０５の出力（（ｍ―１／２）＊ｄ）若しくは定数発生部１３０６の出力（−（ｍ―１／２）＊ｄ）の何れか一方を選択する。選択部１３１１は、比較部１３０４の出力（つまりＳｑの符号）によって制御されて、定数発生部１３０５の出力（（ｍ―１／２）＊ｄ）若しくは定数発生部１３０６の出力（−（ｍ―１／２）＊ｄ）の何れか一方を選択する。選択部１３１０の出力と選択部１３１１の出力は、推定最外シンボルとして、最外シンボル出力端子１３１３を介して出力される。
【０１５９】
最外シンボル選択信号出力端子１３１３より出力された推定最外シンボルとシンボル推定部１０１の出力は、図２７の選択部１３１に入力される。選択部１３１は、図２８の最外シンボル選択信号出力端子１３１２から供給されている最外シンボル選択信号によって制御され、推定最外シンボルとシンボル推定部１０１の出力との何れか一方を選択する。選択部１３１の出力は、複素共役部１０２に出力される。
【０１６０】
次に、上記で示した最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１の動作を図２９の信号空間ダイヤグラム上で模式的に説明する。最外シンボル選択信号出力端子１３１２から出力される最外シンボル選択信号は、複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）が図２９中斜線で示す領域２９１内存在するかどうかを示す信号である。もし、（Ｓｉ＋ｊＳｑ）が斜線の領域２９１内に存在する場合は、選択部１３１は最外シンボル推定部１３０に制御されて、最外シンボル選択信号出力端子１３１３より出力される最外シンボルを推定シンボルとして複素共役部１０２に出力する。即ち、図２９の★印２９４で示されるシンボルが推定シンボルとして複素共役部１０２に出力される。複素乗算部１１の出力（Ｓｉ＋ｊＳｑ）に位相回転が残留することにより、最外シンボルが図２９の領域２９２及び領域２９３に存在する場合がある。しかし、このような場合でも、推定シンボルとしては、最も近いシンボル（即ち、図２９の☆印で示されたシンボル２９５や２９６）ではなく、最外シンボル（即ち、図２９の★印で示されたシンボル２９４）として推定される。そのため、位相誤差検出を正確に行うことが可能になる。
【０１６１】
以上のように、本発明の実施の形態４に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来るので、回路規模が小さくなる。更に、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、１０２４ＱＡＭ等（即ち、（２＾２ｎ）ＱＡＭ であって、ｎ＝２，３，４，５…）を受信する場合、雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１６２】
なお、上記図２６に示した本発明の実施の形態４における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ｄを、上記実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂ、または、上記実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃにして、最外シンボル推定部１３０と、選択部１３１とを更に加えた構成であっても同様の効果が得られるのは言うまでもない。この場合、更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１６３】
また、上記図２６で示した構成の位相誤差検出部１２ｄにおいて、シンボル推定部１０１と、複素共役部１０２と、第２の複素乗算部１０３と、及び虚数部選択部１０４の構成部分については、実施の形態１における図２の位相誤差検出部１２ａに基づいて説明した。しかし、図３または図４で示す構成の位相誤差検出部１２ａであっても同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【０１６４】
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３、及び実施の形態４に係る搬送波再生装置において、周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）を更に拡大することを可能にするものである。
【０１６５】
以下、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置について説明する。
【０１６６】
図１１は、本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図である。図１１において、実施の形態５に係る搬送波再生装置は、変調信号入力端子１０と、複素乗算部１１と、位相誤差検出部１２ａと、周波数誤差検出部１６と、ループフィルタ１３ａと、数値制御発振部１４と、復調信号出力端子１５とを備える。図１１に示すように、実施の形態５に係る搬送波再生装置は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置において、周波数誤差検出部１６を更に加え、ループフィルタ１３をループフィルタ１３ａに代えた構成である。
【０１６７】
なお、実施の形態５に係る搬送波再生装置の周波数誤差検出部１６とループフィルタ１３ａ以外の構成は、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１６８】
以下、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置と異なる周波数誤差検出部１６と、ループフィルタ１３ａの動作について説明する。
【０１６９】
図１１において、位相誤差検出部１２ａより出力された位相誤差信号は、ループフィルタ１３ａに入力されると共に、周波数誤差検出部１６に入力される。周波数誤差検出部１６の出力は、ループフィルタ１３ａに入力される。ループフィルタ１３ａは、周波数誤差検出部１６の出力と位相誤差検出部１２ａから出力された位相誤差信号とを合成し、且つ高周波数成分を除去して、制御信号として数値制御発振部１４に供給する。
【０１７０】
図１２は、図１１の搬送波再生装置における周波数誤差検出部１６の詳細な構成を示すブロック図である。図１２を参照して、周波数誤差検出部１６の動作を説明する。
【０１７１】
図１２において、周波数誤差検出部１６は、位相誤差入力端子３００と、１シンボル遅延部３０１と、減算部３０２と、周波数誤差出力端子３０８とを備える。位相誤差入力端子３００から入力された位相誤差信号は、１シンボル遅延部３０１に入力され、１シンボル期間遅延されて減算部３０２に入力される。減算部３０２は、シンボル遅延部３０１の出力信号と現在位相誤差入力端子３００より入力された位相誤差信号との差分をとり、その結果を周波数誤差出力端子３０８を介して出力する。
【０１７２】
図２１は上記周波数誤差検出部１６の動作を信号空間ダイヤグラム上で模式的に示した図である。ここでは、受信するディジタル変調信号が４ＰＳＫの場合を仮定し、また説明を簡単にするために第１象限のみを示す。以下、図２１を用いて周波数誤差検出部１６の周波数誤差検出動作を説明する。
【０１７３】
図２１において、Ｉ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、●印のシンボル１５３は、図１６のＩ信号軸１５０、Ｑ信号軸１５１、●印のシンボル１５３と同様であり、これらの詳細な説明は省略する。○印で示されたシンボル２１０１と２１０２は、図１１における変調信号入力端子１０を介して入力された信号と数値制御発振部１４の出力信号とが周波数誤差を有する場合の複素乗算部１１の出力信号であり、シンボル２１０１は時刻Ｔ１で出現したシンボルであり、シンボル２１０２は時刻Ｔ２で出現したシンボルである。シンボル２１０２はシンボル２１０１の次に到来したシンボルである。これらの変調信号は数値制御発振部１４の出力信号に対して周波数誤差（Δｆ）を有する場合を仮定している。周波数誤差（Δｆ）を有するので、受信された直交変調信号と本来のシンボルとの位相差は１シンボル期間の間にΔθ１からΔθ２へ推移する。その周波数誤差（Δｆ）と、位相誤差の変化量（Δθ２−Δθ１）は（数１０）で表現することが出来る。
【０１７４】
【数１０】

【０１７５】
（数１０）から分かるように、位相誤差の変化量（Δθ２−Δθ１）は周波数誤差（Δｆ）に比例する。
【０１７６】
位相誤差検出部１２ａの出力は、図２１の□印２１０３と２１０４で示される座標のＱ信号軸成分である。位相誤差検出部１２ａの出力も、周波数誤差（Δｆ）が存在していることが原因して、１シンボル期間（Ｔ＝Ｔ２−Ｔ１）の間に｛（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_T=T2―（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_T=T1｝の変化が発生する。周波数誤差（Δｆ）に比例する値となる。なお、（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_T=T2は時刻ＴがＴ２である時の（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）である。また、（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）_T=T1は時刻ＴがＴ１である時の（Ｓｑ・Ｄｉ−Ｓｉ・Ｄｑ）である。従って、位相誤差検出部１２ａで検出した位相誤差信号の時間的な差分を算出することで、周波数誤差を検出することができる。
【０１７７】
周波数誤差検出部１６の出力はループフィルタ１３ａに入力される。図１４はループフィルタ１３ａの詳細な構成を示すブロック図である。図１４において、ループフィルタ１３ａは、位相誤差信号入力端子２００と、直接系増幅部２０１と、積分系増幅部２０２と、第１の加算部２０３と、１シンボル遅延部２０４と、第２の加算部２０５と、第３の加算部２０９と、周波数誤差増幅部２１１と、周波数誤差入力端子２１０と、制御信号出力端子２０６とを備える。
【０１７８】
図１４に示すように、実施の形態５に係る搬送波再生におけるループフィルタ１３ａは、上記実施の形態１に係る搬送波再生装置におけるループフィルタ１３に、第３の加算部２０９と、周波数誤差増幅部２１１と、周波数誤差入力端子２１０とを更に加えた構成である。その他の構成は、ループフィルタ１３と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１７９】
図１４において、周波数誤差検出部１６の出力信号は、周波数誤差入力端子２１０を経由して、周波数誤差増幅部２１１に入力されて増幅される。周波数誤差増幅部２１１の出力は第３の加算部２０９に入力される。
【０１８０】
ループフィルタ１３ａにおいて、周波数誤差の補正に作用する積分系１４０１は積分系増幅部２０２と、周波数誤差増幅部２１１と、第１の加算部２０３と、１シンボル遅延部２０４と、第３の加算部２０９のフィードバックループによって構成される。周波数誤差検出部１６が検出した周波数誤差は、第３の加算部２０９を介してこの積分系に入力される。検出された周波数誤差が積分されることで、位相のディメンジョンに変換される。一方、数値制御発振部１４は、入力される制御信号に比例してその出力位相を進ませる（または遅らせる）形式の発振部である。従って、上述の構成により、検出された周波数誤差信号を基にして数値制御発振部１４の発振位相を制御可能となる。
【０１８１】
このように、周波数誤差検出部１６では、位相誤差検出部１２ａで検出した位相誤差信号により周波数誤差を検出し、それをループフィルタ１３ａにおいて位相誤差検出部１２ａで検出した位相誤差信号と合成して、数値制御発振部１４の制御信号とすることにより、より大きな周波数誤差をも補正できることになる。
【０１８２】
以上のように、本発明の実施の形態５に係る搬送波装置によれば、簡単な演算で直交変調信号の位相誤差を検出することが出来る。その結果、回路規模が小さくなると共に、周波数引き込み範囲（キャプチャレンジ）を更に拡大することが可能になる。
【０１８３】
なお、上記図１１に示した本発明の実施の形態５における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ａを、上記実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂ、または、上記実施の形態４に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｄに変えた構成であっても同様の効果が得られることは言うまでもない。この場合、更に多値直交振幅変調信号（ＱＡＭ）受信時の周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１８４】
また、上記図１１に示した本発明の実施の形態５における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ａを、上記実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃに置き換えることも出来る。その場合、周波数誤差検出部１６を図１３に示された周波数誤差検出部１６ａに変える必要がある。
【０１８５】
そこで、図１３を用いて、周波数誤差検出部１６ａの動作を説明する。図１３は、周波数誤差検出部１６ａの詳細な構成を示すブロック図である。図１３において、周波数誤差検出部１６ａは、位相誤差入力端子３００と、１シンボル遅延部３０１と、減算部３０２と、周波数誤差出力端子３０８と、比較部３０５、３０６と、論理和算出部３０７と、選択部３０３と、定数発生部３０４とを備える。周波数誤差検出部１６ａは、前述の周波数誤差検出部１６に、比較部３０５、３０６と、論理和算出部３０７と、選択部３０３と、定数発生部３０４とを更に加えた構成である。比較部３０５、３０６と、論理和算出部３０７と、選択部３０３と、定数発生部３０４以外は、周波数誤差検出部１６と同様であり、当該構成部分については同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【０１８６】
図１３において、位相誤差検出部１２ｃから位相誤差入力端子３００へ位相誤差信号が供給されている。供給されている位相誤差信号は、位相誤差信号として適切と判定された場合のみ、検出された位相誤差信号が供給される。即ち、受信されている信号が図２３又は図２５の斜線部に存在する場合にのみ、検出された位相誤差信号が供給される。適切でないと判定された場合は、位相誤差検出部１２ｃから定数“０”が出力されている。
【０１８７】
図１３は、この適切でない場合の位相誤差検出部１２ｃの出力を、周波数誤差検出に使用しないように構成されている。比較部３０５は１シンボル遅延部３０１の出力を入力し、入力された各信号が“０”でないかを比較判定する。入力された各信号が“０”でなければ「１」を出力し、“０”であれば「０」を出力する。比較部３０６は位相誤差入力端子３００に入力される位相誤差検出部１２ｃの出力を入力し、入力された信号が“０”でないかを比較判定する。入力された各信号が“０”でなければ「１」を出力し、“０”であれば「０」を出力する。論理和算出部３０７は、比較部３０５の出力と比較部３０６の出力とを論理和する。論理和算出部３０７の出力は、選択部３０３の制御信号として、選択部３０３に入力される。
【０１８８】
減算部３０２は、位相誤差入力端子３００を介して入力されている信号から１シンボル遅延部３０１の出力を減算する。選択部３０３は、論理和算出部３０７の出力に制御されて、減算部３０２の出力と定数発生部３０４の出力との何れか一方を選択する。即ち、１シンボル遅延させた位相誤差検出部１２ｃの出力と、位相誤差入力端子３００より入力された現在の位相誤差検出部１２ｃの出力とが、共に“０”でない場合のみ、選択部３０３は減算部３０２の出力を周波数誤差出力端子３０８に出力する。それ以外の場合は定数発生部３０４からの定数“０”を出力する。
【０１８９】
このように図１１に示した本発明の実施の形態５における搬送波再生装置に於ける位相誤差検出部１２ａを、上記実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃに変えた構成であっても同様の効果が得られる。この場合、更に雑音や反射妨害を有する受信状況において周波数引き込み特性、並びに位相ジッタ特性を向上させることが可能となる。
【０１９０】
また、上記説明では４ＰＳＫ及び１６ＱＡＭを例にとり説明したが、他の多相位相変調（ｎＰＳＫ）や多値直交振幅変調（ｎＱＡＭ等）でも、同様の効果が得られることは、言うまでもない。
【０１９１】
【発明の効果】
本発明の搬送波再生装置は、多値直交振幅変調信号や、多相位相変調信号などのディジタル変調信号を復調する為の搬送波を再生する。本発明の搬送波再生装置は、簡単な演算で変調信号の位相誤差を検出することが出来、回路規模を小さく出来、周波数引き込み特性ならびに位相ジッタ特性の改善を可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図
【図２】
本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図３】
本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図４】
本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ａの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図５】
本発明の実施の形態１に係る搬送波再生装置におけるループフィルタ１３の詳細な構成を示すブロック図
【図６】
本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図
【図７】
本発明の実施の形態２に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｂの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図８】
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図
【図９】
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図１０】
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｃの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図１１】
本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図
【図１２】
本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置における周波数誤差検出部１６の詳細な構成の一例を示すブロック図
【図１３】
本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置における周波数誤差検出部１６ａの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図１４】
本発明の実施の形態５に係る搬送波再生装置におけるループフィルタ１３ａの詳細な構成を示すブロック図
【図１５】
Ａ、Ｂは、シンボル推定部１０１の動作を模式的に説明した図
【図１６】
位相誤差検出部１２ａの動作を模式的に説明した図
【図１７】
位相ずれがある入力ＱＡＭ信号を信号空間ダイヤグラムで表した図
【図１８】
Ａ、Ｂ、Ｃは、係数発生部１０９における係数発生方法を示した図
【図１９】
Ａ、Ｂ、Ｃは、位相誤差検出部１２ｂの動作を模式的に説明した図
【図２０】
Ａ、Ｂは、雑音や反射により拡散された復調信号を模式的に説明した図
【図２１】
周波数誤差検出部１６の動作を模式的に説明した図
【図２２】
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差判定部１１１の実施例１の詳細な構成を示すブロック図
【図２３】
Ａ、Ｂは、位相誤差判定部１１１の実施例１の動作を模式的に説明した図
【図２４】
本発明の実施の形態３に係る搬送波再生装置における位相誤差判定部１１１の実施例２の詳細な構成を示すブロック図
【図２５】
Ａ、Ｂ、Ｃは、位相誤差判定部１１１の実施例２の動作を模式的に説明した図
【図２６】
本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図
【図２７】
本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置における位相誤差検出部１２ｄの詳細な構成の一例を示すブロック図
【図２８】
本発明の実施の形態４に係る搬送波再生装置における最外シンボル推定部１３０の詳細な構成の一例を示すブロック図
【図２９】
最外シンボル推定部１３０の動作を模式的に説明した図
【図３０】
従来例の搬送波再生装置の構成を示すブロック図
【図３１】
従来例の搬送波再生装置におけるアークタンジェント演算部３０の動作を模式的に説明した図
【符号の説明】
１０ 変調信号入力端子
１１、１０３ 複素乗算部
１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ 位相誤差検出部
１３、１３ａ ループフィルタ
１４ 数値制御発振部
１５ 復調信号出力端子
１６ 周波数誤差検出部
１００、１３００ 復調信号入力端子
１０１ シンボル推定部
１０２ 複素共役部
１０４ 虚数部選択部
１０５ 位相誤差出力端子
１０６ 符号反転部
１０７ 振幅正規化部
１０８、１２１、１２２ 乗算部
１０９ 係数発生部
１１０ 複素減算部
１１１ 位相誤差判定部
１１２、３０３、１３１、１１１ａ１４、１３１０、１３１１ 選択部
１１３、３０４、１１１ａ３、１１１ａ６、１３０５、１３０６ 定数発生部
１２３、３０２、１１１ａ４、１１１ａ７ 減算部
１３０ 最外シンボル推定部
１５０、１５４ Ｉ信号軸
１５１、１５５ Ｑ信号軸
１５２、１５６、１７１〜１７４、２１０１、２１０２ ○印（シンボル）
１５３、１５７、１７５〜１７８ ●印（シンボル）
１６１、１９１、１９４、１９６、２１０３、２１０４ □印
１９２、１９３、１９５ ◇印
１５８、１５９ 矢印（最小符号間距離）
２００、３００ 位相誤差入力端子
２０１ 直接系増幅部
２０２ 積分系増幅部
２０３、２０５、２０９、１１１ａ９、１１１ａ１１ 加算部
２０４、３０１ １シンボル遅延部
２０６ 数値制御発振部の制御信号出力端子
２１０ 周波数誤差入力端子
２１１ 周波数誤差増幅部
２０７ ループフィルタの直接系
２０８、１４０１ ループフィルタの積分系
２３１、２３２、２５１〜２５５、２９１〜２９３ 領域
２９４ ★印
２９５、２９６ ☆印
３０８ 周波数誤差出力端子
３０５、３０６、１１１２、１１１３、１１１４、１１１５、１１１ａ０、１１１ａ１、１１１ａ５、１１１ａ８、１１１ａ１０、１１１ａ１２、１３０７、１３０８、１３０３、１３０４ 比較部（器）
３０７、１３０９ 論理和演算部
１１１６、１１１７、１１１８、１１１ａ２ 排他的論理和演算部
１１１ａ９、１１１ａ１３ 論理積演算部
１３０１、１３０２ 絶対値演算部
１３１２ 最外シンボル選択信号出力端子
１３１３ 最外シンボル出力端子
１１１９ 位相誤差判定出力端子
１１１０ 推定シンボル入力端子
１１１１ 振幅誤差入力端子

Claims (18)

1. 複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
   入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
   前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
   前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
   を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
   前記位相誤差検出手段は、
   前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
   前記シンボル推定手段の出力と前記複素乗算手段の出力とを複素乗算する第２の複素乗算手段と
   前記第２の複素乗算手段の出力のＱ信号軸成分を選択する虚数部選択手段と
   前記複素乗算手段の出力と前記シンボル推定手段の出力とを複素減算して振幅誤差を算出する複素減算手段と、
   前記振幅誤差を基にして、前記第２の複素乗算手段の出力が位相方向の誤差かどうかを判定する位相誤差判定手段と、
   前記位相誤差判定手段の出力を基にして、前記虚数部選択器の出力のうち位相方向の誤差のみを出力する選択手段と
   を備える搬送波再生装置。
2. 前記位相誤差判定手段は、
   受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが異符号のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが同符号のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１に記載の搬送波再生装置。
3. 前記位相誤差判定手段は、
   受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ−Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ＋Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１に記載の搬送波再生装置。
4. 前記位相誤差検出手段は、
   前記シンボル推定手段の出力を基にして前記第２の複素乗算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段
   を更に備える請求項１に記載の搬送波再生装置。
5. 前記位相誤差検出手段は、
   前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ；２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
   を更に備える請求項１に記載の搬送波再生装置。
6. 前記位相誤差検出手段は、
   前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
   前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項１に記載の搬送波再生装置。
7. 複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
   入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
   前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
   前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
   を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
   前記位相誤差検出手段は、
   前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
   前記シンボル推定手段の出力と前記複素乗算手段の出力とを複素乗算する第２の複素乗算手段と
   前記第２の複素乗算手段の出力のＱ信号軸成分を選択する虚数部選択器と
   前記シンボル推定手段の出力を基にして前記第２の複素乗算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段
   を備える搬送波再生装置。
8. 前記位相誤差検出手段は、
   前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
   を更に備える請求項７に記載の搬送波再生装置。
9. 前記位相誤差検出手段は、
   前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
   前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項７に記載の搬送波再生装置。
10. 複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
    入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
    前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
    前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
    を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
    前記位相誤差検出手段は、
    前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
    前記シンボル推定手段の出力のＩ信号成分と前記複素乗算手段の出力のＱ信号成分とを乗算する第１の乗算手段と、
    前記シンボル推定手段の出力のＱ信号成分と前記複素乗算手段のＩ信号成分とを乗算する第２の乗算手段と、
    前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力とを減算する減算手段と
    前記複素乗算手段の出力と前記シンボル推定手段の出力とを複素減算して振幅誤差を算出する複素減算手段と、
    前記振幅誤差を基にして、前記減算手段の出力が位相方向の誤差かどうかを判定する位相誤差判定手段と、
    前記位相誤差判定手段の出力を基にして、前記減算手段の出力のうち位相方向の誤差のみを出力する選択手段と
    を備える搬送波再生装置。
11. 前記位相誤差判定手段は、
    受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが異符号のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部と虚数部とが同符号のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１０に記載の搬送波再生装置。
12. 前記位相誤差判定手段は、
    受信シンボルが第１象限または第３象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ−Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ−Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定し、前記受信シンボルが第２象限または第４象限にある場合には前記複素減算手段の出力の実数部（Ｅｉ）と虚数部（Ｅｑ）とが、（−ａ＋Ｅｉ）≦Ｅｑ≦（ａ＋Ｅｉ）（但し ０＜ａ＜最小符号間距離）のときを前記位相方向の誤差であると判定する請求項１０に記載の搬送波再生装置。
13. 前記位相誤差検出手段は、
    前記シンボル推定手段の出力を基にして前記第２の複素乗算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段
    を更に備える請求項１０に記載の搬送波再生装置。
14. 前記位相誤差検出手段は、
    前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
    を更に備える請求項１０に記載の搬送波再生装置。
15. 前記位相誤差検出手段は、
    前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
    前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項１０に記載の搬送波再生装置。
16. 複素発振信号を出力する数値制御発振手段と、
    入力した変調信号と前記数値制御発振手段の出力とを複素乗算する複素乗算手段と、
    前記複素乗算手段の出力を基にして、前記変調信号と前記複素発振信号との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
    前記位相誤差をフィルターして前記数値制御発振手段を制御するループフィルタと
    を備え、前記数値制御発振手段により前記変調信号の搬送波を再生する搬送波再生装置であって、
    前記位相誤差検出手段は、
    前記複素乗算手段の出力を基にしてシンボルを推定するシンボル推定手段と、
    前記シンボル推定手段の出力のＩ信号成分と前記複素乗算手段の出力のＱ信号成分とを乗算する第１の乗算手段と、
    前記シンボル推定手段の出力のＱ信号成分と前記複素乗算手段のＩ信号成分とを乗算する第２の乗算手段と、
    前記第１の乗算手段の出力と前記第２の乗算手段の出力とを減算する減算手段と
    前記シンボル推定手段の出力を基にして前記減算手段の出力振幅を正規化し、前記位相誤差を出力する振幅正規化手段と
    を備える搬送波再生装置。
17. 前記位相誤差検出手段は、
    前記複素乗算手段の出力の実数部または虚数部の絶対値が最小符号間距離ｄのｍ倍（但し、（２＾２ｎ）ＱＡＭ（ｎ＝２，３，４，…）を受信の場合は、ｍ＝２＾（ｎ−１））より大きい場合には前記受信シンボルが最外シンボルであると推定して、前記位相誤差を検出する最外シンボル推定手段
    を更に備える請求項１６に記載の搬送波再生装置。
18. 前記位相誤差検出手段は、
    前記位相誤差検出手段の出力を基にしてシンボル期間における位相誤差の変化を検出することにより周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段を更に備え、
    前記周波数誤差検出手段の出力を前記ループフィルタに入力する請求項１６に記載の搬送波再生装置。

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