JP2009302793A - 搬送波周波数誤差検出器 - Google Patents

Abstract

【課題】搬送波周波数誤差を正確に検出することはもとより、周波数誤差検出範囲の直線領域を拡大して搬送波周波数の誤差の補正の収束を早め、また、キャリア間干渉を広範囲に補正することが可能な搬送波周波数誤差検出器を提供する。
【解決手段】パイロットキャリアを差動復調し、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した信号φ１と、この信号をπ位相シフトした信号φ２に応じて、それぞれ内挿回路１５２および１５１で、キャリア間干渉曲線に基づいた内挿係数を使用してパイロットキャリアを内挿することで、正しい位相で内挿された場合のみ位相は収束し、誤った位相で内挿された場合は発散させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の搬送波周波数誤差検出器に関し、特に、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）、ＤＶＢ−Ｔ(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)などの、差動パイロットキャリアが定義された地上デジタル放送における搬送波周波数誤差検出器に関する。

地上デジタル放送のような差動パイロットキャリアが設定されているＯＦＤＭ方式の搬送波周波数誤差検出方式は、時間領域で有効シンボル期間の後半のレプリカ（コピー）がガードインターバル（ＧＩ）にあることを利用してＧＩ相関（シンボル後半部とガードインターバルとの自己相関）を用いて検出する方式と、周波数領域でパイロットキャリアの差動復調を用いて検出する方式とがあった。

時間領域でのガードインターバルを利用したＧＩ相関を用いる方式では、少なくともシンボル長分のメモリが必要であった。また、時間領域で搬送波周波数誤差の補正を行うには、例えば位相雑音の補正として周波数領域でパイロットキャリアを差動復調し、差動復調後の位相を積分または平均することでＣＰＥ（Common Phase Error）の補正を行うＣＰＥ補正が必要であった（特許文献１および特許文献２）。

一方、周波数領域でパイロットキャリアを差動復調し、差動復調後の位相を搬送波周波数誤差として検出する方式では、パイロットキャリアはＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）変調された信号であるため、例えばＩＳＤＢ−ＴではＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号はシンボルごとに情報が±π変動し、ＡＣ(Auxiliary Channel)キャリアは各パイロットキャリアで±π変動する。このため位相検出回路は通常±π／２の範囲で検出しかできないという問題があった（特許文献３および特許文献４）。

特開平９−３２１７３３号公報（図１） 特開平１１−１１２４６０号公報（図１） 特開２００４−３０４４５４号公報（図１０） 特許第３７７３３８８号公報（図１）

以上説明したように、時間領域でＧＩ相関を用いた方式でも周波数誤差検出は可能であるが、例えば反射波があるマルチパス環境では誤差が生じる。また、特に位相雑音やドップラーシフトによって引き起こされるキャリア間干渉（Inter Carrier Interference：ＩＣＩ）を補正するために周波数領域で広範囲にキャリア誤差を検出する必要がある。

また、従来の搬送波周波数誤差検出方式では、差動復調結果を位相に変換するだけであることから、前述したように周波数誤差検出範囲は±π／２が限界であり、±π／２付近は信頼性がなく、リニアに使える範囲は±π／４であった。搬送波周波数の誤差補正では±π／２を超えても検出特性が逆になるだけで誤差補正は可能であるが、収束までに時間がかかるという問題があった。

また、位相雑音やドップラーシフトによるキャリア間干渉の補正には、±π／４以下の範囲、すなわちシンボル周波数の約±１／８程度しか使えないという問題があった。

本発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、搬送波周波数誤差を正確に検出することはもとより、周波数誤差検出範囲の直線領域を拡大して搬送波周波数の誤差の補正の収束を早め、また、キャリア間干渉を広範囲に補正することが可能な搬送波周波数誤差検出器を提供することを目的とする。

本発明に係る請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器は、ＯＦＤＭ信号を復調する復調装置に含まれ、フーリエ変換により周波数領域信号に変換されたサブキャリア中の差動変調されたパイロットキャリアを用いて搬送波周波数誤差を検出する搬送波周波数誤差検出器であって、前記パイロットキャリアを差動復調する差動復調回路と、前記差動復調回路の出力を位相変換して前記パイロットキャリアの位相を取得する位相変換回路と、１シンボル中の前記パイロットキャリアの位相を累積積分した後、パイロット数で除算して位相平均を取得し、第１の位相情報として出力する位相平均回路と、前記第１の位相情報を受け、１８０度シフトして第２の位相情報を算出する位相シフト回路と、前記パイロットキャリアおよびその近傍の複数のサブキャリアに対する前記第１の位相情報に対応した内挿係数を、予め定められたキャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第１の内挿結果として出力する第１の内挿回路と、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対する前記第２の位相情報に対応した内挿係数を、前記キャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第２の内挿結果として出力する第２の内挿回路と、前記第１の内挿結果を１シンボル期間分について収集し、そのバラツキを計測する第１の振幅バラツキ検出回路と、前記第２の内挿結果を１シンボル期間分について収集し、そのバラツキを計測する第２の振幅バラツキ検出回路と、前記第１の内挿結果のバラツキと、前記第２の内挿結果のバラツキとを比較するバラツキ比較回路と、を備え、前記第１および第２の位相情報のうち、バラツキの少ない方を位相誤差として検出する。

本発明に係る請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器によれば、パイロットキャリアを差動復調し、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路で位相平均した第１の位相情報信号と、この信号をπ位相シフトした第２の位相情報信号に応じて、それぞれ第１および第２の内挿回路で、キャリア間干渉曲線に基づいた内挿係数を使用してパイロットキャリアを内挿することで、正しい位相で内挿された場合のみ位相は収束し、誤った位相で内挿された場合は発散するので、パイロットキャリアの変調方式であるＤＢＰＳＫの情報である±πを無効し、搬送波周波数誤差を±πの範囲で正しく検出できる。

図１はデジタルテレビの概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、デジタルテレビにおいては、アンテナで受信したＲＦ（radio frequency）信号をＩＦ（intermediate frequency）信号に変換するＲＦ／ＩＦ変換部（チューナー）１０１と、ＩＦ信号をデジタル信号に復調するデジタル復調部１０２と、復調したデジタル信号から、画像信号や音声信号にデコードする、画像・音声デコード部１０３と、デコードした音声信号および画像信号を視聴可能とするモニタ１０４とを備えている。

チューナー１０１では、準同期検波として、キャリア周波数近傍を乗算して中間周波数あるいはベースバンドに変換するが、そこには誤差が含まれているので、これを除去するためにデジタル復調部１０２に搬送波周波数再生回路を備えている。

図２は、搬送波周波数再生回路の概略構成を示すブロック図である。図２に示すように、搬送波周波数再生回路は、搬送誤差を検出し数値制御発信器５で再生したキャリアを乗算する複素乗算器１と、時間領域のＯＦＤＭ信号を周波数領域に変換するフーリエ変換回路２と、周波数領域に変換したサブキャリア信号のうちパイロットキャリア信号から搬送波周波数誤差を検出する搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）と、搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）の誤差を帯域制限し積分する搬送波再生ループのループフィルタ４と、ループフィルタ４の出力に応じて再生キャリアを発生する数値制御発振器５と、搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）の出力を用いて、位相雑音やドップラーシフトによっって生じるＩＣＩ（Inter Carrier Interference）やサブキャリア共通の位相回転を補正して出力する周波数誤差補正回路６とを備えている。

本発明は、この搬送波周波数再生回路を構成する搬送波周波数誤差検出器３（３Ａ，３Ｂ）に関し、以下、その実施の形態について説明する。

＜実施の形態１＞
図３は、本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器３の概略構成を示すブロック図である。

図３に示すように、搬送波周波数誤差検出器３は、差動復調回路１１、位相変換回路１２、位相平均回路１３、位相シフト回路１４、内挿回路１５１および１５２、振幅バラツキ検出回路１６１および１６２、バラツキ比較回路１７、スイッチ回路１８およびフーリエ変換されたサブキャリア信号を蓄積するシンボルメモリ１９を備えている。

差動復調回路１１は、フーリエ変換回路２（図２）から与えられる現シンボルのサブキャリア信号中のパイロット信号を、前シンボルの同一周波数のサブキャリア信号中のパイロット信号と差動復調し、位相変換回路１２は、差動復調回路１１の出力から例えばＡＴＡＮ（アークタンジェント）等を用いて±πの位相を検出する。

位相平均回路１３は、位相変換回路１２から出力される１シンボル中の指定されたパイロットキャリアの位相を平均して位相情報を生成し、位相シフト回路１４は、位相平均回路１３の出力を１８０度（π）回転させる。

内挿回路１５１および１５２は、それぞれ位相シフト回路１４および位相平均回路１３の出力に応じて、サブキャリア間干渉曲線に従ってパイロットキャリアを内挿する回路であり、それぞれの出力は、パイロットキャリアの振幅バラツキを検出する振幅バラツキ検出回路１６１および１６２に与えられる。

バラツキ比較回路１７は、位相バラツキ検出回路１６１および１６２のそれぞれの出力を比較し、バラツキ比較回路１７の出力は、スイッチ回路１８の切り替え制御に用いられる。

なお、位相シフト回路１４の出力は、振幅バラツキ検出回路１６１およびスイッチ回路１８にも与えられ、位相平均回路１３の出力は、スイッチ回路１８にも与えられ、スイッチ回路１８は、位相平均回路１３および位相シフト回路１４の出力を切り替えて、何れか一方の出力を搬送波周波数誤差信号として出力する。

次に、デジタル放送方式におけるパイロット信号と、パイロットキャリアを用いた従来の搬送波周波数誤差の検出方式を簡単に説明する。

ＩＳＤＢ−ＴではＴＭＣＣとＡＣの２種類の差動ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調によりデータを乗せるパイロット信号と、ＳＰ（スキャッタドパイロット）および１サブキャリアのみのＣＰ（Continuous Pilot）が存在する（詳細はＡＲＩＢ-ＳＴＤ Ｂ３１「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」を参照）。

本発明では差動パイロットを用いるため、ＴＭＣＣパイロットキャリアとＡＣパイロットキャリアのみを処理対象キャリアとする。なお、ＤＶＢ−Ｔ方式でもＴＰＳ（Transmission Parameters Signalling）パイロットキャリアという差動ＢＰＳＫキャリアが存在するが、説明は省略する。

ＴＭＣＣパイロットキャリアは、１シンボルに１ビットのデータを複数のサブキャリアで転送し、ＡＣパイロットキャリアは、各サブキャリアごとに情報を伝達することが可能である。

ＴＭＭＣ信号およびＡＣ信号は共に差動ＢＰＳＫ信号で変調される。また、これらの信号は周波数領域の同じ周波数で複数伝送される。受信側ではフーリエ変換後、前シンボルと現シンボルの同一周波数のサブキャリアを差動復調することで、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号が復調される。

ここで搬送波周波数誤差がある場合、例えば、０度と１８０度で送信された信号はシンボル間で位相差を持つことになるが、この位相差は全サブキャリアに共通に発生するため、パイロットキャリアの差動復調結果にも位相誤差が現れる。

例えばＩＳＤＢ−Ｔのモード３ではサブキャリア間隔は１ＫＨｚであり、仮に１００Ｈｚの搬送波周波数に誤差がある状態では、復調後のパイロットキャリアにはπ／４の位相回転として現れる。

この一例を図４および図５に示す。図４はモード３、ガードインターバル長１／４（１シンボル長に対する割合で表現）の場合に、１００Ｈｚの周波数誤差を持つ場合の復調結果を示し、図５は３００Ｈｚの周波数誤差を持つ場合の復調結果を示すコンスタレーション図であり、Ｑ軸を縦軸とし、Ｉ軸を横軸としている。

図４および図５に示すように−π／４と３π／４にほぼ集中して復調結果が現れている。これはＴＭＣＣ信号の場合、シンボルごとにπの位相情報を持つためであり、ＡＣ信号はサブキャリアごとにπの位相情報を持つからである。従ってパイロットキャリアを復調した結果はπ離れた二つの位相が存在することになる。

図３および図４に示すような差動復調結果から搬送波周波数誤差を求める場合、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号共に０またはπの位相情報があるため、そのまま周波数誤差情報として使用することができず、例えばコンスタレーション図上の第２象限を第４象限に、第３象限を第１象限に変更する、すなわちゼロを中心として±π／２の変換を行い、周波数誤差を検出している。このときの周波数誤差検出特性を図６に示す。

図６においては横軸に位相を示し、位相ゼロを中心として、周波数誤差がπ／４〜−π／４の範囲では特性がリニアであるので誤差検出が可能であるが、それ以上になると周波数誤差は正しく検出できないことが判る。

本発明に係る搬送波周波数誤差検出器３では、周波数誤差検出特性を改善することが可能であり、以下、図３を参照しつつ、図７〜図１５を用いて搬送波周波数誤差検出器３の動作を説明する。

図７に示すフローチャートのステップＳ１において、先ず前シンボルのパイロットキャリアと現シンボルのパイロットキャリアの差動復調を差動復調回路１１で行う。次に、差動復調した信号を位相変換回路１２で、例えばＡＴＡＮ（アークタンジェント）を用いて０度を基準に±πの位相に変換する（ステップＳ２）。以後の説明のため、この位相をθ１と呼称する。

位相θ１に変換された差動復調後のパイロットキャリアについて、位相平均回路１３でシンボルのすべてのパイロット信号を累積積分し、その後、パイロット数で除算して位相平均を求める（ステップＳ３）。この平均を求める処理は雑音のキャンセルが主な目的であり、平均処理を行わないことも可能であるし、平均数を抑制することも可能である。この位相平均回路１３の出力を以後の説明のため、出力φ１と呼称する。

次に、位相平均回路１３の出力φ１を位相シフト回路１４で１８０度（すなわちπ）位相シフト（π−θと表現）する（ステップＳ４）。これは前述したようにパイロットキャリアの差動復調結果は、πの位相差がある２つの場所に存在するからである。この位相シフト回路１４の出力を出力φ２と呼称する。

位相シフト回路１４の出力φ２および位相平均回路１３の出力φ１は、それぞれ内挿回路１５１および１５２に与えられ、現シンボルのパイロットキャリアを、その近傍のサブキャリア信号により内挿する（ステップＳ５、Ｓ７）。

ここで、内挿回路１５１および１５２の構成について図８を用いて説明する、図８は内挿回路１５１（１５２も同じ構成）の概略構成を示すブロック図である。

フーリエ変換回路２おける高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により、時間領域信号を周波数領域信号に変換する場合、シンボル単位で演算することになり、ＦＦＴ後の信号は複数のサブキャリアのＩＱ信号の塊となる。これをデータ処理の便宜のため、周波数の低いサブキャリアから順に出力する。

図８に示す内挿回路１５１では、フーリエ変換回路２より周波数の低い方から順に出力されるフーリエ変換後のサブキャリアを、クロックのタイミングでフリップフロップするＤＦＦ（Ｄ型フリップフロップ）群で受ける構成となっている。なお、図８においては、Ｎ番目のサブキャリアがパイロットキャリアである場合に、その前後のＮ−１番目のサブキャリア、およびＮ＋１番目のサブキャリアを使用して内挿する場合を示している。

ＤＦＦ群は、Ｉ入力ラインに直列に接続されたＤＦＦ９１１、９１３および９１５と、Ｑ入力ラインに直列に接続されたＤＦＦ９１２、９１４および９１６を有している。そして、ＤＦＦ９１１および９１２の出力は、複素乗算器９２１にも与えられ、後述するＲＯＭ（Read Only Memory）９４１の出力信号と複素乗算される。また、ＤＦＦ９１３および９１４の出力は、複素乗算器９２２にも与えられ、後述するＲＯＭ９４２の出力信号と複素乗算される。また、ＤＦＦ９１５および９１６の出力は、複素乗算器９２３にも与えられ、後述するＲＯＭ９４３の出力信号と複素乗算される。

複素乗算器９２１で複素乗算した結果のＩ信号（Inphase信号）およびＱ信号（Quadrature信号）は、加算器９３１および９３２にそれぞれ入力され、隣接するサブキャリアの複素演算後のＩ信号およびＱ信号と加算される。また、複素乗算器９２２で複素乗算した結果のＩ信号およびＱ信号は、加算器９３３および９３４にそれぞれ入力され、隣接するサブキャリアの複素演算後のＩ信号およびＱ信号と加算される。また、複素乗算器９２３で複素乗算した結果のＩ信号およびＱ信号は、加算器９３５および９３６にそれぞれ入力され、隣接するサブキャリアの複素演算後のＩ信号およびＱ信号と加算される。

ＲＯＭ９４１〜９４３は、図３に示す位相平均回路１３または位相シフト回路１４の出力に応じて、予め定められた位相範囲のサブキャリア間干渉曲線の一部を出力するＲＯＭである。

すなわち、ＲＯＭ９４１には、ＤＦＦ９１１および９１２で規定されるＮ−１番目のサブキャリアに対するサブキャリア間干渉曲線の一部が予め記憶されており、図９に示すサブキャリア間干渉曲線を例に採れば、−３π／２〜−π／２の係数が記憶されている。また、ＲＯＭ９４２には、ＤＦＦ９１３および９１４で規定されるＮ番目のサブキャリアに対するサブキャリア間干渉曲線の一部が予め記憶されており、図９に示すサブキャリア間干渉曲線を例に採れば、−π／２〜π／２の係数が記憶されている。また、ＲＯＭ９４３には、ＤＦＦ９１５および９１６で規定されるＮ＋１番目のサブキャリアに対するサブキャリア間干渉曲線の一部が予め記憶されており、図９に示すサブキャリア間干渉曲線を例に採れば、π／２〜３π／２の係数が記憶されている。

従って、ＲＯＭ９４２では、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した出力φ１を、さらに位相シフト回路１４によりπだけ位相シフトした出力φ２に対応するパイロットキャリアの内挿係数を出力し、ＲＯＭ９４１および９４３では、出力φ２に対して±πずつシフトさせた値に対応する内挿係数を出力する。そして、複素乗算器９２１〜９２３において、それぞれ、ＲＯＭ９４１〜９４３から出力される内挿係数を、Ｎ−１番目のサブキャリア、Ｎ番目のサブキャリア、およびＮ＋１番目のサブキャリアのＩ信号およびＱ信号に乗算し、さらに、加算器９３１〜９３６で、Ｉ軸およびＱ軸ごとに加算する。

なお、内挿回路１５２では、ＲＯＭ９４１〜９４３には、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した出力φ１が与えられ、当該出力φ１に応じた内挿係数を出力する構成となっている。

図１０には、一例として、複素乗算器９２２の構成を示す。
図１０に示すように、複素乗算器９２２は、Ｎ番目のサブキャリアのＩ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＩ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ１と、Ｎ番目のサブキャリアのＱ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＩ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ２と、Ｎ番目のサブキャリアのＩ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＱ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ３と、Ｎ番目のサブキャリアのＱ信号と、ＲＯＭ９４２から出力されるＱ信号の内挿係数とを乗算する乗算器Ｍ４とを備えている。そして、乗算器Ｍ１の出力および乗算器Ｍ４の出力は加算器９３３に与えられ、乗算器Ｍ２の出力および乗算器Ｍ３の出力は加算器９３４に与えられて加算される。

上記の処理の概念を以下に説明する。
図１１は、周波数誤差がない場合のサブキャリアを示しており、他のサブキャリアの影響を受けず、振幅や位相に変化がない。一方、図１２は周波数誤差がある場合のサブキャリアを示しており、サブキャリア間干渉により隣接するサブキャリアの影響を受け、隣接するサブキャリアとの合成信号となってＦＦＴ出力に現れる。すなわち、中央のサブキャリアは、矢印でＡで示されるように位相がずれ、振幅も小さくなる。これは、矢印ＢおよびＣで示される隣接するサブキャリアの逆方向の振幅と合成されるためである。

ここで、隣接するサブキャリアからの干渉曲線は、ＦＦＴの特性から判明しているので、干渉曲線から隣接するサブキャリアの内挿係数およびパイロットキャリアの内挿係数を取得し、それらを隣接するサブキャリアおよびパイロットキャリアのデータに乗算し、それらを加算することで補正が実行され、干渉がない場合の正しい値を再現できることになる。

ただし、既知の信号として差動変調した信号を利用しているので、１シンボルから得られる情報にπ分の不確定要素があるため、差動復調で求めた位相変動角に対して、πシフトさせた信号と、そうでない信号とで内挿し、バラツキが小さい方を採用する構成を採っている。

図１３および図１４に、上述した内挿処理の結果の一例を示す。例えばπ／４の周波数誤差が残っている場合に、正しくπ／４で内挿をした場合の結果を図１３に、π分の位相シフトにより、−３π／４で内挿した場合を図１４に示す。図１３に示されるように、正しい内挿係数を与えられた場合、内挿回路の出力はパイロットキャリアの振幅円周辺に収束するが、図１４に示されるように、誤った内挿係数を与えられた場合、キャリア間干渉がより強く発生するため、パイロットキャリアの振幅円周辺に収束せず各パイロットキャリアは発散する。

上記の原理により、本発明ではパイロットキャリアのもつπの情報をキャンセルし、正しい位相誤差を判定する。

ここで、図７に示すフローチャートの説明に戻る。
現シンボルのパイロットキャリアを内挿回路１５１および１５２で内挿し、パイロットキャリアのみの振幅を振幅バラツキ検出回路１６１および１６２にそれぞれ伝達して、１シンボル期間分のパイロットキャリアの振幅のバラツキを計測する（ステップＳ６、Ｓ８）。なお、パイロットキャリアは、差動変調信号であり、かつ差動ＢＰＳＫであるため規定された振幅を示すので、これを利用している。

図１３に示すように、正しく内挿された場合は、振幅は本来のパイロットキャリアの振幅に収束するが、図１４に示されるように、誤って内挿された場合は、振幅は発散する。

振幅バラツキ検出回路１６１および１６２でバラツキを計測した後は、バラツキ比較回路１７でバラツキを比較判定することにより、正確に内挿した位相から位相誤差を判断することができる。

例えばπ／４の周波数誤差が残留している場合、ＴＭＣＣキャリアは図４に示したように、−π／４または３π／４の２箇所に出現する。しかし、振幅バラツキ検出回路１６１および１６２でバラツキを計測し、そのバラツキが最も小さくなるように内挿した位相（例えばπ／４）を正しい位相とすることで、ＴＭＣＣキャリアが３π／４に出現した場合でも、π／４を正しい位相とすることができる。

なお、振幅バラツキ検出回路１６１および１６２では、１シンボル内の全パイロットキャリアの振幅の平均値を求めた後、偏差あるいは分散を算出することでバラツキを検出し、バラツキ比較回路１７では当該偏差あるいは分散に基づいてバラツキの大小を比較する。

そして、バラツキ比較回路１７では、バラツキが小さいと判定した方の内挿を行った内挿回路の内挿係数を与えた位相、すなわちφ１あるいはφ２の何れかを搬送波周波数誤差信号として出力するように、スイッチ１８を切り替え制御する。

以上説明したように、パイロットキャリアを差動復調し、差動復調により検出した位相情報を位相平均回路１３で位相平均した信号φ１と、この信号をπ位相シフトした信号φ２に応じて、それぞれ内挿回路１５２および１５１で、キャリア間干渉曲線に基づいた内挿係数を使用してパイロットキャリアを内挿することで、正しい位相で内挿された場合のみ位相は収束し、誤った位相で内挿された場合は発散するので、搬送波周波数誤差を正しく検出することができる。

ここで、搬送波周波数誤差検出器３の周波数誤差検出特性を図１５に示す。図１５においては横軸に位相を示し、位相ゼロを中心として±３π／４の近傍の範囲までリニアに検出することが可能であることが判る。従って、周波数誤差検出範囲の直線領域が拡大され、搬送波周波数誤差の補正の収束を早め、また、キャリア間干渉を広範囲に補正することが可能となる。

また、図８に示したように、パイロットキャリアを内挿する内挿回路１５１（１５２）は数タップのフィルタで実現できる。従来、キャリア間干渉を除去するためには長いタップ長が必要であるが、本発明では収束と発散を比較するために内挿を用いるので、長いタップ長は不要となり、短いタップ長で実現できるという利点もある。

＜実施の形態２＞
図１６は、本発明に係る実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器３Ａの概略構成を示すブロック図である。図１６において、図３に示した搬送波周波数誤差検出器３と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図１６に示すように、搬送波周波数誤差検出器３Ａは、差動復調回路１１の出力を振幅信号に変換する振幅演算器２１、振幅演算器２１の情報に基づいて内挿回路１５１および１５２の出力をそれぞれ正規化してする正規化回路２２１および２２２をさらに備えている。

次に動作ついて説明する。現シンボルのパイロットキャリアの差動復調結果は、図４および図５に示すように−π／４と３π／４にほぼ集中して復調結果が現れるような信号である。この信号を振幅演算器２１で振幅の１次元情報に変換する。

具体的には、パイロットキャリアの差動復調後のＩ信号とＱ信号の２乗和（Ｉ²＋Ｑ²）、すなわち電力を求め、平方根を取って振幅（√(Ｉ²＋Ｑ²)）に変換して内挿前の振幅を求める。ここで、パイロットキャリアは振幅が平均的なサブキャリアの４／３倍に規定されており、近似式による変換でも良い。

振幅演算器２１により得られた内挿前の振幅により、内挿回路１５１および１５２で内挿したパイロットキャリアの振幅を振幅正規化回路２２１および２２２で正規化する。ここでの正規化は、差動復調後の振幅に逆比例して振幅を補正することを意味している。

次に、正規化による効果について説明する。図１７は、伝送路にマルチパスがある場合のＯＦＤＭ信号の周波数領域の振幅特性を示す図であり、横軸に周波数を、縦軸に振幅を示している。図１７に示すように、ＯＦＤＭ信号は周波数によって振幅が変動するが、これは時間領域での時間差のある信号は周波数領域で位相回転になって現れることに起因している。

実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器３Ａでは、このようなマルチパスがある伝送路でも正確に位相を判別するために、差動復調直後の振幅を用いて、内挿後のパイロットキャリアの振幅を正規化（除算）することを特徴としている。

従って、入力信号がマルチパスにより小さくなっていても、正規化することで本来のパイロットキャリアの振幅に近づけることができ、その後の振幅バラツキ検出回路１６１および１６２での振幅計測の精度を高めることができ、バラツキ比較回路１７でのバラツキの比較判定を正確に行うことが可能となる。

以上のようにパイロットキャリアの差動復調直後の振幅を利用して、内挿後のパイロットキャリアの振幅を正規化する構成としたので、マルチパス伝送路によりサブキャリアの電力が変動する場合においても正確に振幅の発散と収束を判断でき、位相誤差を精度良く検出することができる。

＜実施の形態３＞
図１８は、本発明に係る実施の形態３の搬送波周波数誤差検出器３Ｂの概略構成を示すブロック図である。図１８において、図３および図１６に示した搬送波周波数誤差検出器３および３Ａと同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図１８に示すように、搬送波周波数誤差検出器３Ｂにおいては、搬送波周波数誤差検出器３Ａにおける振幅バラツキ検出回路１６１および１６２の代わりに、振幅のバラツキを計測するバラツキカウンタ２３１および２３２を備えている。

図１９は、バラツキカウンタ２３１（２３２も同じ）の構成を示すブロック図である。
図１９に示すように、バラツキカウンタ２３１は、前段の振幅正規化回路２２１（図１８）から出力されるＩ信号およびＱ信号を受けて絶対値化する絶対値回路２４１および２４２と、絶対値回路２４１および２４２で絶対値となったＩ信号（｜Ｉ｜）およびＱ信号（｜Ｑ｜）を加算する加算器２５と、加算された絶対値が下限比較値より小さいか否かを比較する下限比較回路２６１と、加算された絶対値が上限比較値より大きいか否かを比較する上限比較回路２６２と、下限比較回路２６１の出力をカウントするカウンタ２７１と、上限比較回路２６２の出力をカウントするカウンタ２７２と、カウンタ２７１および２７２でのカウント値を加算する加算器２８とを備えている。

次に動作ついて説明する。マルチパス伝送路がある場合でも、振幅正規化回路２２１および２２２により内挿後のパイロットキャリアの振幅を正規化することで、正確に内挿された信号であれば大半の信号は収束する。

これを利用し、振幅バラツキを計測する回路を簡素化したものが搬送波周波数誤差検出器３Ｂである。

通常、振幅バラツキを計測するには、分散を用いる場合には、基準値に対する差を２乗する処理が必要であり、偏差を用いる場合には、さらにその平方根を求める必要があり、分散や偏差を求めるには回路規模が大きくなる。

ここで、パイロットキャリアは常に同じ電力で送信されてきているので基準値は固定値である。そこで内挿後のパイロットキャリアの振幅が正規化されていることを利用して、絶対値回路２４１および２４２によりＩ信号およびＱ信号を絶対値化し両者を加算することで振幅の大きさを求める。

このような処理でも有効となるのは、パイロットキャリアの振幅が正規化されており、同じ振幅が常に与えられるという前提があるためである。

こうして得られた振幅が、予め定めた上限比較値より大きい場合、上限比較回路２６２が所定信号を出力し、それを受けたカウンタ２７２がカウント動作する。一方、予め定めた下限比較値より小さい場合は、下限比較器２６１が所定信号を出力し、それを受けたカウンタ２７１がカウント動作する。

図２０および図２１は、内挿処理の結果に対して、パイロットキャリアの振幅のバラツキを上限値より大きい場合と、下限値より小さい場合とで判定した場合の結果を示す図である。図２０および図２１においては、上限比較回路２６２および下限比較器２６１での上限比較値ＵＬおよび下限比較値ＤＬをそれぞれ円で示しており、図２０に示されるように、正しい内挿係数を与えられた場合は、上限比較値ＵＬおよび下限比較値ＤＬを越える振幅はほとんどカウントされないが、図２１に示されるように、誤った内挿係数を与えられた場合は、上限比較値ＵＬおよび下限比較値ＤＬを越える振幅が多くカウントされ、両者を比較することで、簡単にバラツキを判別することが可能となる。

以上のように、パイロットキャリアの振幅のバラツキを上限値より大きい場合と、下限値より小さい場合とで判定するようにバラツキ判定に不感帯を設けることで、回路の簡素化を図ることができ、かつ、検出精度は低下させることなく搬送波周波数誤差の検出が可能となる。

デジタルテレビの概略構成を示すブロック図である。 搬送波周波数再生回路の概略構成を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。 差動復調後のパイロットキャリア現れる位相回転を示す図である。 差動復調後のパイロットキャリア現れる位相回転を示す図である。 搬送波周波数誤差検出特性の一例を示す図である。 本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器の動作を説明するフローチャートである。 内挿回路の構成を示すブロック図である。 内挿回路で使用されるサブキャリア干渉曲線を示す図である。 複素乗算器の構成を示すブロック図である。 周波数誤差がない場合のサブキャリアを示す図である。 周波数誤差がある場合のサブキャリアを示す図である。 正しい内挿係数を与えられた場合の結果を示す図である。 誤った内挿係数を与えられた場合の結果を示す図である。 本発明に係る実施の形態１の搬送波周波数誤差検出器による誤差検出カーブを示す図である。 本発明に係る実施の形態２の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。 マルチパス伝送路の周波数領域の振幅特性を示す図である。 本発明に係る実施の形態３の搬送波周波数誤差検出器の構成を示すブロック図である。 バラツキカウンタの構成を示すブロック図である。 内挿処理の結果に対して、パイロットキャリアの振幅のバラツキを上限値より大きい場合と、下限値より小さい場合とで判定した場合の結果を示す図である。 内挿処理の結果に対して、パイロットキャリアの振幅のバラツキを上限値より大きい場合と、下限値より小さい場合とで判定した場合の結果を示す図である。

Claims (3)

1. ＯＦＤＭ信号を復調する復調装置に含まれ、フーリエ変換により周波数領域信号に変換されたサブキャリア中の差動変調されたパイロットキャリアを用いて搬送波周波数誤差を検出する搬送波周波数誤差検出器であって、
   前記パイロットキャリアを差動復調する差動復調回路と、
   前記差動復調回路の出力を位相変換して前記パイロットキャリアの位相を取得する位相変換回路と、
   １シンボル中の前記パイロットキャリアの位相を累積積分した後、パイロット数で除算して位相平均を取得し、第１の位相情報として出力する位相平均回路と、
   前記第１の位相情報を受け、１８０度シフトして第２の位相情報を算出する位相シフト回路と、
   前記パイロットキャリアおよびその近傍の複数のサブキャリアに対する前記第１の位相情報に対応した内挿係数を、予め定められたキャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第１の内挿結果として出力する第１の内挿回路と、
   前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対する前記第２の位相情報に対応した内挿係数を、前記キャリア間干渉曲線からそれぞれ導出し、前記パイロットキャリアおよび前記複数のサブキャリアに対して乗算し、それらの乗算結果を加算することで前記パイロットキャリアの振幅を補正して第２の内挿結果として出力する第２の内挿回路と、
   前記第１の内挿結果を１シンボル期間分について収集し、そのバラツキを計測する第１の振幅バラツキ検出回路と、
   前記第２の内挿結果を１シンボル期間分について収集し、そのバラツキを計測する第２の振幅バラツキ検出回路と、
   前記第１の内挿結果のバラツキと、前記第２の内挿結果のバラツキとを比較するバラツキ比較回路と、を備え、
   前記第１および第２の位相情報のうち、バラツキの少ない方を位相誤差として検出する搬送波周波数誤差検出器。
2. 前記差動復調回路の出力に含まれるＩ信号とＱ信号との２乗和から内挿前の振幅を演算する振幅演算器と、
   前記第１の内挿回路から出力される前記第１の内挿結果を受け、前記内挿前の振幅を用いて前記第１の内挿結果の正規化を行って、前記第１の振幅バラツキ検出回路に与える第１の振幅正規化回路と、
   前記第２の内挿回路から出力される前記第２の内挿結果を受け、前記内挿前の振幅を用いて前記第２の内挿結果の正規化を行って、前記第２の振幅バラツキ検出回路に与える第２の振幅正規化回路と、をさらに備える、請求項１記載の搬送波周波数誤差検出器。
3. 前記第１および第２の振幅バラツキ検出回路は、
   それぞれ第１および第２の振幅正規化回路から出力される正規化された前記第１および第２の内挿結果を絶対値化し、予め定めた上限値より大きなものと、予め定めた下限値より小さなものだけをカウントし、バラツキとして計測する、請求項２記載の搬送波周波数誤差検出器。

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