CN1198429C - 正交解调器和正交解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交解调器和正交解调器方法。该正交解调器包括：一个用于将一个用户信号和一个伪噪声相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法装置；一个用于混合此伪噪声重叠信号和一个预定频率的本机信号以产生一个转换信号的信号转换装置100；一个用于将此转换信号和此伪噪声相乘而得到的一个相关信号的第一乘法装置72，一个用于将该相关信号积分以提供一个输出的第一积分装置82；以及一个用于按所要求的方法处理该转换信号的后续电路90。当利用第一积分器72去除伪信号来执行校准时，该正交解调器允许后续电路90按所要求的方法处理该转换信号。因此，该正交解调器可以校准该信号转换部分100而不中止其接收操作。

Description

正交解调器和正交解调方法

技术领域

本发明涉及正交解调器的校准方法。

背景技术

作为同步检波器的一个实例，正交解调器同步检波两个基带信号，即相互正交的I信号(同相分量)和Q信号(正交分量)，如由QPSK(正交PSK)调制的信号。将参考图26对正交解调器1的一个具体实例进行说明。

首先，频率转换部分10在其输入端接收一个接收信号。频率转换部分10将该接收信号转换为一个预定频率的中频信号IF，并将该中频信号IF传送到I信号转换部分100和Q信号转换部分200。I信号转换部分100从基准振荡器40接收一个LF1频率的本机信号，将本机信号和中频信号IF混合并产生一个I信号(同相信号)。Q信号转换部分200从基准振荡器40接收一个被一个90度移相器42移相90度、频率同样为LF1的本机信号，将该本机信号与中频信号IF混合并产生一个Q信号(正交分量)。根据I信号(同相分量)和Q信号(正交分量)，后续电路90完成所要求的操作。

此处，参数(如温度)的变化会在I信号转换部分100和Q信号转换部分200引起误差。这些误差诸如：幅值误差、相位误差和偏移误差。由于这些误差会对后续电路90的工作产生有害影响，所以必须去除这些误差，或者必须对I信号转换部分100和Q信号转换部分200校准。

下述方法能用于校准I信号转换部分100和Q信号转换部分200。用户向I信号转换部分100和Q信号转换部分200馈入一个预定频率的校准信号。此时，正交解调器1必须停止处理接收信号，并且调节I信号转换部分100和Q信号转换部分200的可调衰减器、可调延迟装置等的衰减量等参数来校准I信号转换部分100和Q信号转换部分200。

即在校准期间，不允许用户向正交解调器1提供信号，或者说正交解调器1必须停止接收信号。

发明内容

本发明避免了上述不方便，且本发明的目的就是提供一种无需停止接收信号就能校准I(Q)信号转换部分的正交解调器。

本发明提供了一个正交解调器，它包括：一个用于将一个用户信号和一个伪噪声相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法装置；一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个预定频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换装置；一个用于将所述同相转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法装置；一个用于积分所述同相相关信号以产生一个输出的同相积分装置；一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换装置，通过将所述本机信号的相位移相90度获得所述正交本机信号；一个用于将所述正交转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法装置；和一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分装置。

对于此种结构的正交解调器，信号转换电路将含有伪噪声P(t)的伪噪声重叠信号转换成一个转换信号。转换信号的P(t)项由第一乘法电路进行相关，以形成相关信号中的P(t)²项。当P(t)²在足够大的时间间隔内积分时，它为一个不等于0的常数。因此，相关信号的P(t)²项由第一积分电路积分，并作为信号转换电路的一个相位误差或幅值误差的函数提供。如果P(t)在足够大的时间间隔内积分，它就变成0。因此，相关信号的P(t)项通过积分电路变成0。所以第一积分电路的输出是信号转换电路的一个相位误差或幅值误差的函数。这样，根据第一积分电路的输出，就可以测量信号转换电路的相位误差。

伪噪声包括但不局限于M序列伪随机特性图形(M-sequence pseudo randompatterns)。即假设伪噪声是P(t)，则伪噪声可以是任何一个当P(t)²在足够大的时间间隔内积分时变为一个不等于0的常数并且当P(t)在足够大的时间间隔内积分时变为0的噪声。

所述正交解调器进一步包括：一个用于将所述伪噪声重叠信号与无幅值误差和相位误差的具有预定频率的所述本机信号混合以产生一个基准转换信号的基准信号转换装置；一个用于将所述伪噪声和所述基准转换信号相乘以产生一个基准相关信号的基准乘法装置；和一个用于积分所述基准相关信号以提供一个输出的基准积分装置。

对于此种结构的正交解调器，基准信号转换电路不存在幅值误差和相位误差，因此第二积分电路的输出也不存在幅值误差和相位误差。所以，通过比较含有一个幅值误差的第一积分电路的输出和不含有幅值误差和相位误差的第二积分电路的输出，可以测量幅值误差。

所述正交解调器进一步包括：一个用于校正所述同相信号转换装置的一个幅值误差的幅值误差校正装置；和一个用于计算由所述同相信号转换装置输出的所述同相转换信号平均值的平均计算装置。

一个DC偏移误差可以由平均值计算电路计算获得。

所述正交解调器进一步包括，一个用于调节将被送至所述同相信号转换装置的所述本机信号的相位以使所述同相积分装置的所述输出等于一个预定值的相位误差校正装置。

所述正交解调器进一步包括，根据所述同相积分装置输出的所述预定值除以所述基准积分装置的所述输出而得到的值，获得一个幅值误差的幅值误差测量装置。

所述正交解调器，其中所述的预定值是所述同相积分装置的一个最大输出值。

所述正交解调器，其中的伪噪声比所述用户信号小。

所述正交解调器，其中的伪噪声等于一个背景噪声。

所述正交解调器，其中所述的正交乘法装置被并入所述同相乘法装置中；所述的正交积分装置被并入所述同相积分装置中；和提供一个连接开关装置，使得所述同相信号转换装置和所述正交信号转换装置的任何一个与所述同相乘法装置接通。

所述正交解调器，它进一步包括，一个用于混合所述伪噪声和所述本机信号由此向所述加法装置提供一个输出的伪噪声混合装置。

所述正交解调器，它进一步包括：一个用于混合所述用户信号和具有一个预定本机频率的所述本机信号以产生一个转换用户信号的用户信号转换装置；和一个用于从所述同相转换信号中减去所述转换用户信号由此向所述同相乘法装置提供一个输出的同相减法装置；所述的同相乘法装置将所述同相减法装置的所述输出与所述伪噪声相乘以产生一个同相相关信号。

减法电路从转换信号中减去转换用户信号并提供一个输出，并且对该输出积分。假定伪噪声为P(t)，则在从转换信号中减去转换用户信号之后只保留P(t)项。

因此，用户信号对误差测量的影响变得更小了。

所述正交解调器，它进一步包括，根据所述同相积分装置输出的一个预定值除以无幅值误差和相位误差时求得的所述同相积分装置的一个预期输出而得到的值，获得一个幅值误差的幅值误差测量装置。

该“预定值”是去除相位误差后获得的一个值，且是幅值误差的一个函数。当该值被无幅值误差和相位误差时获得的第一积分电路的一个预期输出除时，由于该值是幅值误差的函数，所以可以由该值获得幅值误差。

所述正交解调器，其中的预定值是所述同相积分装置的一个最大输出值。

所述正交解调器，它进一步包括：一个用于校正所述同相信号转换装置的幅值误差的幅值误差校正装置；和一个用于计算由所述同相信号转换装置输出的所述同相转换信号的平均值的平均值计算装置。

DC偏移误差可以由平均值计算电路计算。

所述正交解调器，它进一步包括，一个用于调节提供给所述同相信号转换装置的所述本机信号的相位以使所述同相积分装置的所述输出变为最大的相位误差校正装置。

所述正交解调器，其中的伪噪声比所述用户信号小。

所述正交解调器，其中的伪噪声等于一个背景噪声。

所述正交解调器，它进一步包括：一个用于从所述正交转换信号中减去所述转换用户信号的正交减法装置；所述正交乘法装置将所述正交减法装置的输出和所述伪噪声相乘以产生一个正交相关信号；和所述正交积分装置积分所述正交相关信号以产生一个输出。

所述正交解调器，其中所述正交乘法装置被并入所述同相乘法装置中；所述正交积分装置被并入所述同相积分装置中；和提供连接开关装置使得所述信号同相转换装置和所述正交信号转换装置中的任何一个与所述同相乘法装置接通。

所述正交解调器，它进一步包括用于混合所述伪噪声和所述本机信号由此向所述加法装置提供一个输出的伪噪声混合装置。

本发明还提供了一个正交解调器，它包括：一个用于改变一个伪噪声的相位以提供一个输出的移相装置；一个用于将一个用户信号和所述移相装置的所述输出相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法装置；一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个具有一个预定本机频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换装置；一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换装置，所述正交本机信号由所述本机信号移相90度获得；一个用于将所述伪噪声与所述同相转换信号相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法装置；一个用于将所述伪噪声与所述正交转换信号相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法装置；一个用于积分所述同相相关信号以提供一个输出的同相积分装置；和一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分装置。

根据此种结构的正交解调器，如果在表示第一积分电路输出的横轴上和表示第二积分电路输出的纵轴上均无误差，则可获得一个标准的圆形。然而，如果存在误差，则该标准的圆形变形为一个椭圆。因此，误差(如相位误差)可以由标准圆的变形程度求得。

所述正交解调器，它进一步一个用于根据同相积分装置和所述正交积分装置的所述输出测量一个直流偏移误差、一个相位误差以及一个幅值误差的误差测量装置。

所述正交解调器，其中所述误差测量装置测量所述直流偏移误差、所述相位误差、所述幅值误差其中之一。

所述正交解调器，其中的伪噪声小于用户信号。

所述正交解调器，其中所述伪噪声等于一个背景噪声。

所述正交解调器，它进一步包括一个用于混合所述伪噪声和所述本机信号由此向所述加法装置提供一个输出的伪噪声混合装置。

所述正交解调器，其中所述正交乘法装置被并入所述同相乘法装置中；所述正交积分装置被并入所述同相积分装置中；及提供连接开关装置以使所述同相信号转换装置和所述正交信号转换装置中的任何一个与所述同相乘法装置接通。

所述正交解调器，它进一步包括：一个用于将所述用户信号和具有一个预定本机频率的所述本机信号混合以产生一个转换用户信号的用户信号转换装置；一个用于从所述同相转换信号中减去所述转换用户信号由此向一个同相乘法装置提供一个输出的同相减法装置；一个用于从所述正交转换信号中减去所述转换用户信号由此向正交乘法装置提供一个输出的正交减法装置；其中所述同相乘法装置利用所述同相减法装置的所述输出与所述伪噪声相乘产生一个同相相关信号；和所述正交乘法装置利用所述正交减法装置的所述输出与所述伪噪声相乘产生一个正交相关信号。

本发明提供了一种正交解调方法，它包括：一个用于将一个用户信号和一个伪噪声相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法步骤；一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个具有预定频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换步骤；一个用于将所述同相转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法步骤；一个用于积分所述同相相关信号以产生一个输出的同相积分步骤；一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换步骤，通过将所述本机信号的相位移相90度获得所述正交本机信号；一个用于将所述正交转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法步骤；和一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分步骤。

所述正交解调方法，它进一步包括：一个用于混合所述伪噪声重叠信号和无幅值误差和相位误差的具有预定本机频率的所述本机信号以产生一个基准转换信号的基准信号转换步骤；一个用于将所述伪噪声与所述基准转换信号相乘以产生一个基准相关信号的基准乘法步骤；一个用于积分所述基准相关信号以提供一个输出的基准积分步骤；一个用于校正所述同相信号转换步骤的幅值误差的幅值误差校正步骤；和一个用于获得从所述同相信号转换步骤输出的所述同相转换信号的平均值的平均值计算步骤。

本发明还提供了一种正交解调方法，它包括：一个用于改变一个伪噪声的相位以提供一个输出的移相步骤；一个用于将一个用户信号和所述移相步骤的所述输出相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法步骤；一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个具有预定本机频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换步骤；一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换步骤，所述的正交本机信号由所述本机信号移相90度获得；一个用于将所述伪噪声与所述同相转换信号相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法步骤；一个用于将所述伪噪声与所述正交转换信号相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法步骤；一个用于积分所述同相相关信号以提供一个输出的同相积分步骤；和一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分步骤。

所述正交解调方法，它进一步包括步骤：提供一个I轴和一个Q轴，所述的两个轴是互相正交的；将所述同相积分步骤的一个输出指派给所述I轴和所述Q轴的某一个，而将所述正交积分步骤的一个输出指派给所述I轴和所述Q轴的另一个；通过所述I轴和所述Q轴确定的坐标绘出一个椭圆；和由所述椭圆获得一个直流偏移误差、一个相位误差、以及一个幅值误差。

附图说明

图1是一个说明根据本发明第一实施例的正交解调器的结构的框图；

图2是一个说明I信号转换部分100的内部结构的框图；

图3是一个说明包括选择开关76的结构的示意图；

图4是一个说明第一实施例操作过程的流程图；

图5是一组用于阐明第一实施例操作过程的等式；

图6是一个说明相位误差校正部分86的典型操作过程的原理图；

图7是一个说明根据本发明第二实施例的一个正交解调器结构的框图；

图8是一个说明I信号转换部分100的内部结构的框图；

图9是一个说明ADC部分80内部结构的框图；

图10是一个说明第二实施例的操作过程的流程图；

图11是一个说明检测相位误差并利用所测得的数据曲线确定同相位置的示图；

图12是一个说明检测弱PN信号及其同步关系的示图；

图13是一个说明根据第三个实施例的正交解调器的结构的框图；

图14是一个说明含有一个选择开关76的结构的示意图；

图15是一个说明第三实施例操作过程的示图；

图16是一个说明根据第四实施例的正交解调器的结构的框图；

图17是一个说明ADC部分80的内部结构的框图；

图18是一个说明根据第五实施例的正交解调器的结构的框图；

图19是一个说明包含一个选择开关76的结构的示图；

图20是一组阐明第五实施例的操作过程的等式；

图21是一个说明第五实施例的操作过程的示意图；

图22是一个说明根据第六实施例的正交解调器的结构的框图；

图23是一个说明根据第七实施例的正交解调器的结构的框图；

图24是一个说明包含选择开关76的结构的示意图；

图25是一个说明根据第八实施例的正交解调器的结构的框图；

图26是一个说明传统正交解调器1的一个具体实例的示意图。

具体实施方式

以下参考附图说明本发明的几个实施例。

第一实施例

图1是说明根据本发明第一实施例的一个正交解调器结构的框图。根据第一实施例的正交解调器包括：一个加法器32、一个伪噪声混合器/乘法器46、一个I信号转换部分100、一个Q信号转换部分200、一个基准信号转换部分300、一个后续电路90、一个第一乘法器72、一个第二乘法器71、一个正交乘法器74、一个第一积分器82、一个第二积分器81、一个正交积分器84、一个相位误差校正部分86、一个幅值误差测量部分87、一个平均值计算部分88、一个基准振荡器40、以及移相器101、移相器201、移相器301和移相器401。

基准振荡器40产生一个预定本机频率的本机信号。移相器101、移相器201、移相器301和移相器401中的每个移相器均能改变基准振荡器40产生的本机信号的相位。注意由移相器101、移相器201、移相器301和移相器401所移的相位值是不同的。进一步，移相器101提供一个与移相器201的输出相位差90度的输出。这使得由I信号转换部分100产生的信号的相位与Q信号转换部分200产生的信号的相位正交。将移相器101产生的本机信号L1提供给I信号转换部分100。将移相器201产生的本机信号L2提供给Q信号转换部分200。将移相器301产生的本机信号L3提供给基准信号转换部分300。将移相器401产生的本机信号L4提供给伪噪声混合器/乘法器46。

伪噪声混合器/乘法器46利用相乘来混合伪噪声PN和本机信号L4。伪噪声PN是诸如一种M序列伪随机图形，并且它产生一个产生二进制序列的几率几乎为50％的长循环随机图形。即，在n＝2m-1的循环中，产生2m-1的高电平信号和2m-1-1的低电平信号。然而，此处所用的伪噪声PN可以是任何一种噪声，假设伪噪声是P(t)，当P(t)²在足够大的时间间隔内积分时，伪噪声P(t)变为一个不等于0的常数，而当P(t)在足够大的时间间隔内积分时，伪噪声P(t)变为0。因此，不必将伪噪声PN限定为一种M序列伪随机图形。

加法器32将一个用户信号和一个伪噪声混合器/乘法器46的输出相加并产生一个伪噪声重叠信号。此处所使用的用户信号是指由一个频率转换部分(未示出)将由正交解调器所得到的接收信号转换成一个属于中频带的信号而获得的中波信号(IF)。然而并未有意将用户信号限定为IF信号。总之，用户信号可以是具有某种频率的任何一种信号。注意，与用户信号相比，伪噪声最好如背景噪声一样弱，使得后续电路90在处理用户信号时不会受到该伪噪声的干扰。

I信号转换部分(或信号转换部分)100混合该伪噪声重叠信号和本机信号L1并产生一个转换信号。I信号转换部分100的内部结构如图2所示。I信号转换部分100具有一个可调衰减器53、一个正交混合器54、一个低通滤波器55、以及一个偏移加法器56。该伪噪声重叠信号具有由可调衰减器53调节的幅值。然后，由正交混合器54将该调幅信号和本机信号L1混合，并且该混合信号的高频分量由低通滤波器55除去并同时被积分。最后，合成信号的DC偏移由附加一个DC偏移控制输入56c来调节以产生一个转换信号i(t)。

注意，幅值误差测量部分87向可调衰减器53提供一个幅值控制输入53c，以控制可调衰减器53的衰减率并由此去除幅值误差。平均值计算部分88向偏移加法器56提供DC偏移控制输入56c，以控制偏移加法器56的加数值并由此去除DC偏移误差。此外注意，由确定本机信号L1相位的移相器101去除相位误差。为了去除相位误差，调节移相器101的相移量。

第一乘法器72利用乘法将转换信号i(t)与伪噪声P(t)相关，以产生一个相关信号I(t)·P(t)。第一积分器82积分该相关信号以提供一个输出。

Q信号转换部分(正交信号转换部分)200具有类似于I信号转换部分的结构，但Q信号转换部分200混合本机信号L2和伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号。正交乘法器74利用乘法将Q信号转换部分200产生的正交转换信号与伪噪声P(t)相关，以产生一个正交相关信号。正交积分器84积分该正交相关信号，以提供一个输出。

基准信号转换部分300具有类似于I信号转换部分100的结构，但基准信号转换部分300混合本机信号L3和伪噪声重叠信号以产生一个基准转换信号。此外，在接收部分中不直接包含基准信号转换部分300，并且它使得幅值误差和相位误差预先被去除。此外，提供给基准信号转换部分300的幅值控制输入53c和DC偏移控制输入56c均由用户调节，而幅值误差测量部分87和平均值计算部分88均与基准信号转换部分300无关。

第二乘法器71利用乘法将基准信号转换部分300的基准转换信号与伪噪声P(t)相关，以生成一个基准相关信号。第二积分器81积分基准相关信号以提供一个输出。

相位误差校正部分86根据第一积分器82和正交积分器84的输出调节由移相器101和移相器201移相的相位值，从而分别校正I信号转换部分和Q部分转换部分的相位误差。幅值误差测量部分87根据第一积分器82和正交积分器84以及第二积分器81的输出，来测量I信号转换部分100和Q信号转换部分200的幅值误差。幅值误差测量部分87还可以设计为能将幅值控制输入53c回馈到I信号转换部分100和Q信号转换部分200以校正它们的幅值误差。平均值计算部分88获取去除了I信号转换部分100和Q信号转换部分200的输出的幅值误差和相位误差的平均值，用以计算它们的DC偏移。根据转换信号和正交转换信号，后续电路90执行所要求的操作。

注意，正交乘法器74可以合并到第一乘法器72中，正交积分器84可以合并到第一积分器82中。这样调整后的结构如图3所示。即提供一个选择开关76，以使第一乘法器72一侧的76c端在I信号转换部分100一侧的76a端和Q信号转换部分200一侧的76b端之间切换。

接着，说明本发明第一实施例的操作过程，图4是说明第一实施例的操作过程的流程图。

首先，校准基准信号转换部分300(S10)。采用传统方法完成此校准。由于基准信号转换部分300未收到任何信号，所以采用传统方法无需停止由正交解调器执行的接收操作就能对其进行校准。即将一个具有预定频率的信号回馈到基准信号转换部分300。然后调节用于基准信号转换部分300的幅值控制输入53c以去除幅值误差。此外，由移相器301调节相移量以去除相位误差。注意，也可以调节DC偏移控制输入56c以去除DC偏移误差。

其次，校准I信号转换部分100的相位误差(S12)。设用户信号(IF信号)是指I(t)、Q(t)，ψ是指用户信号和伪噪声之间的相差，P(t)是指伪噪声，“a”是指伪噪声的衰减量，“m”是指幅值误差，θ是指相位误差，以及“d”是指DC偏移误差。I信号转换部分产生的转换信号i(t)由图5中的等式(1)所表示。

i(t)＝mI(t)cos(ψ+θ)+mQ(t)sin(ψ+θ)+maP(t)cosθ+d等式(1)

当利用乘法器72将转换信号i(t)与伪噪声P(t)相乘时，它就变为由图5中的等式(2)所表示的相关信号i(t)·P(t)。

i(t)·P(t)＝P(t)(mI(t)cos(ψ+θ)+mQ(t)sin(ψ+θ)+d)+maP²(t)cosθ等式(2)

当相关信号i(t)·P(t)由第一积分器82积分时，它就变成由图5中的等式(3)所表示的一个积分信号。即包含P(t)²的项与过程增益g相乘，而分离出可以忽略不计的包含P(t)的项。

由图5中的等式(3)可以明白，当θ＝0即相位误差是0时，第一积分器82的输出取最大值mag。

${\∫}_0^{\mathrm{\Γ}}i\left(t\right)\·P\left(t\right)\mathrm{dt}=\mathrm{mag}\cos \mathrm{\θ}$ 等式(3)

相位误差校正部分86测量第一积分电路82的每个输出，然后调节由移相器101移相的相位量以使第一积分器82的输出最大。如图6所示，通过改变在0到2π范围内的相移量(称作“Δθ”)，记录当第一积分器82的输出最大时获得的相移量的值(称作Δθ1)，并设定Δθ＝Δθ1，来校正这种相位误差。

注意，如果在I信号转换部分100之后紧接着插入移相器，则maP(t)cos(θ+45度)可由第一积分器82积分获得。并且在这种情况下，应将Δθ调节到由最大值除以 $\sqrt{2}$ 所获得的值。

注意，Q信号转换部分200的相位误差可按类似方法进行校准。

此外，I信号转换部分100产生的转换信号和Q信号转换部分200产生的正交转换信号均被馈入后续电路90。后续电路90以所需方式处理该转换信号和该正交转换信号。该转换信号和该正交转换信号含有伪噪声。然而，与用户信号相比，该伪噪声仅仅与背景噪声一样弱，而不会影响后续电路90的处理过程。因此，当后续电路90执行其接收操作时，I信号转换部分100的相位误差被校准。

接着校准I信号转换部分100的幅值误差(S14)。设用户信号(IF信号)为I(t)、Q(t)，ψ为用户信号和伪噪声之间的相差，并且P(t)为伪噪声。然后由基准信号转换部分300产生的基准转换信号由图5中的等式(4)表示。

r(t)＝I(t)cosψ+Q(t)sinψ+aP(t)等式(4)

该基准转换信号通过第二乘法器71与伪噪声P(t)相乘后变为基准相关信号，该基准相关信号通过第二积分器81积分后变为一个由图5中的等式(5)所表示的积分信号。

${\∫}_0^{\mathrm{\Γ}}r\left(t\right)\·P\left(t\right)\mathrm{dt}=\mathrm{ag}$ 等式(5)

即在图5的等式(3)中，当m＝0及θ＝0时，得到ag。通过将去除了I信号转换部分100的相位误差的第一积分器82的输出mag除以第二积分器81的输出ag，此处幅值误差测量部分87获得一个由图5中的等式(6)所表示的幅值误差m。

m＝mag/ag等式(6)

幅值误差测量部分87进一步为I信号转换部分100调节该幅值控制输入53c以校准幅值误差。例如，当所获得幅值误差是m＝2，即幅值是倍幅时，幅值误差部分87通过可调衰减器53将幅值减半使m＝1(无幅值误差)来调节幅值控制输入53c。

注意Q信号转换部分200的幅值误差可按类似方法校准。

最后校准I信号转换部分100的DC偏移误差(S16)。由于去除了幅值误差和相位误差使m＝1和θ＝0，I信号转换部分100的输出由图5中的等式(7)来表示，等式(7)由将m＝1和θ＝0代入图5中的等式(1)得到。

i(t)＝I(t)cosψ+Q(t)sinψ+aP(t)+d等式(7)

此处，通过求图5中等式(7)的结果的平均值，cosine项和sine项以及P(t)项均变为0。因此只剩下d项。据此，平均值计算部分88通过求去除了幅值误差和相位误差的I信号转换部分100的输出的平均值，来计算I信号转换部分100的DC偏移。然后通过向所得到的DC偏移提供一个作为DC偏移控制输入56c的大小相等符号相反的信号，校准I信号转换部分100的DC偏移误差。

注意Q信号转换部分200的DC偏移误差可按类似方法校准。

根据本发明的第一实施例，在I信号转换部分100的转换信号和Q信号转换部分200的正交转换信号中包含一个伪噪声。然而，与用户信号比较，该伪噪声只是一个和背景噪声同样微弱的信号，不会影响后续电路90所执行的过程。此外，该伪噪声可被用于校准I信号转换部分100和Q信号转换部分200。

即在校准I信号转换部分100和Q信号转换部分200的相位误差、幅值误差和DC偏移误差时，后续电路90可以按所需方式处理转换信号和正交转换信号。

第二实施例

通过进一步具体化第一实施例的结构获得第二实施例。图7是一个说明第二

实施例结构的框图。

如图7所示，本发明的正交解调器的主要结构包括：一个频率转换部分10，一个I端正交转换部分100，一个Q端正交转换部分200，一个后续电路90，一个基准振荡器40，90度移相器41和42、选择开关44、36、38和63，一个混合器46，一个基准正交转换部分300，一个衰减器34，一个组合器32，可调移相器101、201、301和64，一个M序列发生部分62，一个检波器校准部分66、乘法器71和72，积分部分81和82，一个ADC部分80以及一个控制部分500。

频率转换部分10是一个普通的频率转换器。根据一个从外部设备接收的接收信号，频率转换部分10使其内部本机振荡器转换所接收信号的频率，以产生一个预定频率的中频信号IF。注意如果需要如10MHz或更大的基带带宽，则应该使用具有如100MHz或更高频率的较高中频的中频信号IF。

基准振荡器40用于执行下列任一功能。首先，基准振荡器40产生一个与频率转换部分10的中频信号IF同步的本机频率信号LF1，此LF1信号具有与IF信号相同的频率。其次，为了保持同步，基准振荡器40将其自身的频率信号作为基准信号提供给外部设备。再次，为了向后续电路90提供通过各自过程校正I/Q各自偏差的功能，基准振荡器40可产生一个与中频信号IF异步的本机频率信号LF1。此处假设基准振荡器40向外部设备提供一个与中频信号IF同步的本机频率信号LF1。

后续电路90执行一个响应于基带信号的所需操作，该基带信号是指由I端信号转换部分100和Q端转换部分200的正交信号分别获得的I信号(同相分量)和Q信号(正交分量)。或者将一个用于校正I/Q各自偏差的基于各自功能的数字过程并入后续电路90中，以获得正常分离的I信号和Q信号。

基准正交转换部分300具有与I端正交转换部分100及Q端正交转换部分200相同的内部结构，通过可调移相器301接收并同步检波本机频率信号LF2，并通过检波器校准部分66将检波到的信号300s提供给一个乘法器71。

I端正交转换部分100和Q端正交转换部分200具有相同的内部结构，并分别同步检波具有90度相差的I信号和Q信号从而提供输出。I端正交转换部分100产生一个通过正交同步检波得到的I信号100s，而Q端正交转换部分200产生一个通过正交同步检波得到的Q信号200s。

检波正交信号之一的I信号的I端正交转换部分100的内部结构的一个实例如图8所示。I端正交转换部分100包括一个高频放大器51，一个可调延迟单元52，一个可调衰减器53，一个正交混合器54，一个低通滤波器55，一个偏移加法器56和一个缓冲放大器57。

高频放大器51从频率转换部分10接收中频信号，以产生一个按规定的方式放大并缓存的IF信号。

设计可调延迟单元52用来微调IF信号，以使得IF信号以相同计时到达I端和Q端正交混合器54的输入端，并将根据控制部分500的延迟量控制信号52c微调的IF信号送到下一步。

设计可调衰减器53用以调节I输出信号100s和Q信号输出200s的幅值。可调衰减器53生成一个根据控制部分500的衰减量控制信号53c得到的适当衰减的IF信号53s。注意除了衰减控制幅值调节技术之外，基于可调增益放大器的幅值调节技术也是可行的。

正交混合器54，如一种使用单向二极管的混合器(乘法器)，在其某一个输入端接收由可调衰减器53产生的适当定时调节和幅值调节的IF信号53s，并在另一个输入端接收与IF信号53s的载频频率相同并与信号53s的相位相同的本机频率信号LF1，并且产生一个通过53s信号和LF1信号的频率转换及同步正交检波频率转换信号而得到的I分量信号54s。注意，由混合器54产生的I分量信号54s包含一个由正交混合器的失衡、温度变化等导致的DC偏移分量，以及一个由中频信号IF的载频和本机频率信号LF1的载频间的相位偏差引起的DC偏移分量。

低通滤波器55是一种去除等于或高于载频的频率并只允许正交混合器54的I分量信号54s通过的低频通过滤波器。其结果是，低通滤波器55产生一个其中的I信号分量属于基带宽度并且DC偏移分量被重叠的重叠信号55s。

偏移加法器56用来删除不必要的DC偏移分量，其结构例如一个通过一个电阻施加一个可调DC电压的模拟加法器。偏移加法器56产生一个去除了I信号(转换信号)56s的偏移，从I信号56s中已根据控制部分500的一个偏移量控制信号56c删除了重叠DC偏移分量和由下一级的缓冲放大器57中的温度变化引起的DC漂移。

缓冲放大器57接收去除了I信号56s的偏移，并产生一个同相分量的缓冲I信号100s。注意如果需要，可以从本实施例结构中删去缓冲放大器57。

Q端正交转换部分200使用类似于上述的方法对作为正交信号的另一信号的Q信号进行检波。然而，如图7所示，通过在基准振荡器40和Q端正交转换部分200之间插入一个90度移相器42，利用将本机频率信号LF1移相90度所获得的一个载频执行正交同步检波。其结果是，Q端正交转换部分200从其输出端生成一个为正交分量的Q信号200s。

可调移相器101、201和301是根据控制部分500的控制信号按要求微调本机频率信号LF的传递时间的可调延迟装置，本机频率信号LF是通过基带的载波信号。

选择开关44根据控制部分500的控制信号向混合器46和可调移相器301提供本机频率信号LF2，此本机频率信号LF2是本机频率信号LF1或是一个由90度移相器41将本机频率信号LF1准确移相90度获得的信号。

M序列发生部分62是一个产生诸如一个PRBS(伪随机二进制序列)的长循环伪随机脉冲串的直视装置信号发生器。M序列发生部分62向混合器46和可调移相器64供给一个M序列伪随机脉冲信号62s。当已知M序列循环时间时，由于缺少规则性，希望根据该循环时间的整倍数进行测量。

混合器46将M序列发生部分62产生的伪随机脉冲信号62s调制成一个中频基带，以向选择开关36和衰减器34提供一个输出，即PN信号46s。

根据PN信号46s，衰减器34将该信号值衰减到实际上不影响接收信号的微弱程度，如衰减到噪声程度(背景噪声)并将该衰减信号提供给加法器32。

加法器32通过重叠由衰减器34产生的弱信号在频率转换部分10的中频信号IF的主体部分产生一个重叠IF信号32s。通过该操作，由外部设备提供的接收信号，既使在重叠之后，仍可以正常正交检波并提供给后续电路90。即重叠不会影响该接收信号的正交检波。

根据控制部分500的控制信号，选择开关36选择重叠IF信号32s或PN信号46s，并将所选择的信号送到基准正交转换部分300。

根据控制部分500的控制信号，选择开关38从I端正交转换部分100中选择I信号(转换信号)100s或从Q端正交转换部分200中选择Q信号，并将所选择的IQ信号38s通过检波器校准部分66送到另一个乘法器72。将所选择的IQ信号38s送到乘法器72的通路在此后被称为“IQ端”，并且从基准正交转换部分300的输出端延展到乘法器72的通路在此后被称为“R端”。

根据控制部分500的控制信号，选择开关63从M序列产生部分62或一个预定“高”电平信号中选择伪随机脉冲信号62s，并将所选择的信号送到可调移相器64。

可调移相器64是一个可调延迟装置，它根据控制部分500的控制信号接收伪随机脉冲信号62s或接收由选择开关63产生的“高”电平信号，按所需方式微调所接收信号的传递时间以产生一个被送到乘法器71和乘法器72的延迟随机脉冲信号64s。

检波器校准部分66由一个选择开关和一个用于校准测量系统的基准电压源组成，主要用来校准乘法器71和乘法器72的温度偏差。检波器校准部分66具有一个用于选择校准功能的选择开关以及一个基准电压Vref和一个用于校准的零电压Vzero，并在校准时将该校准基准电压Vref和零电压Vzero送到两个乘法器的输入端。

第一乘法器71和第二乘法器72均是将两个信号相乘从而提供一个输出的乘法器。为了在其中一个输入端接收延迟随机脉冲信号64s，乘法器71和乘法器72在各自对应的另一输入端接收已检波的信号300s和已选择的IQ信号38s，并将由信号64s与信号300s和38s相乘获得的信号送到各自对应的第一积分部分81和第二部分82。

积分部分81和积分部分82分别接收乘得的信号，并且分别将通过积分所接收的乘得信号而获得的模拟积分电压提供给ADC部分80。

ADC部分80具有两套均含有一个AD转换器和一个缓冲存储器的电路。根据控制部分500的控制信号，ADC部分80在输入端接收两个模拟积分电压信号，在每个预定的时间间隔内分别采样这些信号，利用其A/D转换器将采样数据分别转换成数字数据，并将转换的测量数据依序分别存储在其内部的缓冲存储器中。ADC部分80的内部结构示于图9。相位误差校正部分86根据从积分部分82接收的信号校正相位误差，而幅值误差测量表格87根据从积分部分81和积分部分82接收的信号校正幅值误差。注意平均值计算部分88获得选择的IQ信号38c的平均值。

控制部分500，例如是一个中央处理器(CPU)，为了保证一个接收的信号能被正常正交检波成I信号和Q信号，无论是否必要，它在进行接收操作的同时始终执行对本发明的正交检波调节的控制。根据本发明的主要控制元件包括，选择开关44、36、38和63，检波器校准部分66，可调移相器101、201、301和64，以及位于每个正交转换部分100、200和300中的可调延迟装置52，可调衰减器53和偏移加法器56。

接着，第二实施例的操作过程由图10所示的流程图描述。注意，I端正交转换部分100和Q端正交转换部分200应该分别持续接收信号。可是，部分100和部分200必须对所有时刻的各种变化，如仪器内的温度变化以及环境温度的变化，始终保持最佳的接收状态。尤其是，诸如传递延迟量和放大倍数的半导体特性很大程度上随温度变化。

在根据本发明的校正控制过程中，除了开始时刻外，I端可调移相器101和Q端可调移相器201以及并入正交转换部分100和200中的可调衰减器53和偏移加法器56，仅仅在它们最终获得的校正量基础上稍作校正。这就是为什么一个接收的信号可以被持续正交检波而不影响接收操作过程。

如图10(a)所示，组成一个重复循环的整个过程包括：一个PN检波校准步骤，一个REF校准步骤，一个相位0度步骤，一个延迟调节步骤，一个位相调节步骤，一个幅值调节步骤，一个DC偏移调节步骤，一个位相90度步骤，以及一个延迟/相位/幅值/DC偏移调节步骤600。这些测量控制由控制部分500执行。此处，延迟/相位/幅值/DC偏移调节步骤600具有与延迟调节步骤、相位调节步骤、幅值调节步骤以及DC偏移调节步骤相同的过程内容。

首先，在如图10(a)所示的“PN检波器校准”步骤中，对两个测量系统进行校准，一个是对附加R端，而另一个是对IQ端。即，该当检波器校准部分66被设定到校准端并且随后选择开关63向乘法器71和乘法器72的相应输入端提供特定的“高”电平信号时，启动校准过程。首先零电压Vzero分别施加到乘法器71和乘法器72的另一输入端，并且ADC部分80测量它并将所测得的数据分别存储为R端和IQ端零电压偏移。其次，再将校准基准电压Vref分别施加到乘法器71和乘法器72的另一输入端，而由ADC部分80测量它，并且存储通过从R端和IQ端测量数据中相应减去R端和IQ端零电压偏移所

获得的值作为校准基准电压Vref的校准值。

通过以上操作，在仪器内的当前温度下，R端和IQ端测量系统均被校准。

接着，在图10(a)所示的“REF校准”步骤中，基准正交转换部分300被置为一个基准态。图10(b)示出该处理步骤的详细情况。通过该处理步骤后，可调移相器301，在基准正交转换部分300中的可调延迟装置52，可调衰减器53和偏移加法器56均被置于它们的基准态。

首先，在“输入PN”步骤中，选择开关36接通a端以向基准正交转换部分300提供PN信号46s。

接着，“延迟/相位/幅值/DC偏移调节”步骤600包括：延迟调节，相位调节、幅值调节和DC偏移调节。以下分别说明这四个调节步骤。

在作为第一步的延迟调节中，PN信号是作为一个输入接收的，并且在M序列发生部分的每个单循环时间内，通过改变基准正交转换部分300内的可调延迟装置52(如图8所示)的延迟量依序进行测量。即通过乘法器71将由基准正交转换部分300发出的检波信号300s与由可调移相器64发出的延迟随机脉冲信号64s相乘，并且将所乘得的信号对预定的时间积分以获得一个DC信号。之后，此DC信号被转换成一个数字信号。将这样获得的数字测量数据依序存入存储器。这种测量数据的特性曲线示于图11。图11D是测量数据的曲线。一个指示常数项最大值的位置(如图11F)被确定为调节延迟量的基准位置。存储指示延迟调节的基准位置的数值，并相应地更新可调延迟装置52。注意，由于增加了测量频率，上述通过将可调延迟装置52的延迟量每次增加一个预定单位量而进行测量的数据采集方法需要大量时间。由于在此调节步骤中重要的是要获得最大值，所以上述方法可以被一种只在测量值增加的方向进行离散查找的位查找技术代替。这种技术的一个特例是一种将查找段减半的对分查找方法。在这种情况下，显著减少了测量频率，因此可以迅速完成调节。

在作为第二步的相位调节中，PN信号作为输入被接收，并且通过改变提供给基准正交转换部分300的可调移相器301的相移量进行依序测量，且所测得的数据同样依序存储在存储器中。在所获得的测量数据中，将一个指示常数项最大值的位置确定为相移量应被调节到的基准位置。存储此指示相移调节的基准位置的值，并相应更新移相器301。这样就完成相位调节。

在作为第三步的幅值调节中，PN信号作为输入被接收，通过使所得的测量数据的每个数据段具有一个规定的幅值，来控制基准正交转换部分300的可调衰减器53的衰减量。即通过改变可调衰减器53的衰减量获得测量数据，并存储用于将一个获得的测量数据的数据段表示规定幅值的衰减量，并相应更新可调衰减器53的衰减量。这样完成幅值调节。

在作为第四步的DC偏移调节中，中断由M序列发生部分62的操作过程所获得的一个PN信号，即没有信号作为输入接收，通过使测量数据的每个数据段都为零偏移，来控制基准正交转换部分300内的偏移加法器56的偏移量。即存储一个用以将一个获得的测量数据的数据段表示为零的偏移控制值，并相应更新偏移加法器56的偏移值。这样就完成了偏移调节。

接着，在“输入IF”步骤中，选择开关36置于b端用以向基准正交转换部分300供给重叠IF信号32s。此重叠If信号32s含有一个极微弱的重叠PN信号，并且使用该重叠信号进行调节。

接着，在“延迟调节”步骤中，重叠IF信号32s作为要调节的输入信号接收，在每个定义为相应于M序列发生部分的单循环时间的多重循环时间的单位时间内，通过依序改变基准正交转换部分300的可调延迟装置52的延迟量进行测量。因为对包含在重叠IF信号32s中的极微弱的PN信号进行清楚地检波要花费很长时间，所以要求长单位时间。

现在，将参考图12说明微弱PN信号的检波情况及其同步关系。乘法器71的乘法输出信号主要包含一个由接收的信号引起的未知幅值分量，并且此分量在正、负两侧的波动都很大(参看图12A和12E)。然而，其平均值尽管代表不确定的随机状态，但仍保持接近零(参看图12C和12G)。此外，当此分量在一个要求的时间段内积分时，就获得一个具有近似不变斜率的DC分量(参看图12D和12H)。在图12(b)所示的情况中，幅值分量与同步关系中的M序列随机图形相乘而获得一个大的DC分量(参看图12H)，而在图12(a)所示的情况中，幅值分量与异步关系中的M序列随机图形相乘而获得一个小的DC分量(参看图12D)。利用此特征作用，可以检测到使接收信号同步的位置以及是否接收的信号接近同步状态。即当乘法被同步执行时，利用作为检波信号的微弱的PN信号获得一个大的dc分量；相反，当乘法被异步执行时，获得一个小的dc信号。此外，尽管在正、负侧显著波动的幅值是由一个未知的输入信号产生的，但此输入信号被积分时，由于它和微弱的PN信号异步，就几乎变为零。

在延迟调节步骤中，利用上述特征检波作用，通过改变可调延迟装置52的延迟量(或者利用对分查找技术)进行测量。每次测量均赋予一个长时间间隔。在此期间内积分所测数据而获得的信号，在转换为类似于上述的数字信号后被依序存储在存储器中。经过这些测量，由检波微弱PN信号实现对相位偏差的测量，并且在这些测得的数据中，指示常数项最大值的位置作为PN信号应被调节到的基准位置。存储此指示调节位置的值，并相应更新可调延迟装置52。这样就完成了延迟调节。

接着，在“位相调节”步骤中，重叠IF信号32s作为一个要调节的输入信号被接收，并在一个长期间内通过改变将被送到基准正交转换部分300的可调移相器301的相移量依序进行测量。此时，通过将基准振荡器40的位相在0度和90度间交替切换来完成测量。在这些测得的数据中，在基准振荡器40的相位是0度时，指示常数项中最大值的位置就是信号32s的相位误差应被调节到的基准位置；而在基准振荡器40的相位是90度时，指示常数项中最小值的位置就是相位误差应被调节到的基准位置。如此经过这两种测量就可以准确地获得调节位置。存储指示调节位置的数值，并且相应更新可调移相器301。这样就完成了相位调节。

通过以上调节，基准正交转换部分300被校准为对应于仪器内当前温度的一个标准状态。

接着，在如图10(a)所示的“位相0度”步骤中，调节I端正交转换部分100。为了进行此调节，扳动开关使校准正交转换部分300和I端正交转换部分100同相。即为了使用本机频率信号LF1，选择开关44接通b端。此外，选择开关36接通b端，以使基准正交转换部分300接收与I端正交转换部分100相同的重叠IF信号32s。此外，为了将测量系统连到I端正交转换部分100，选择开关38接通a端，用以向乘法器72提供I信号100s。

另外，I端正交转换部分100和Q端正交转换部分200不间断接收信号。为此，它们的调节需要一种与上述用于的的查找方法不同的技术；在基准正交转换部分300的调节中，测量是通过依序改变每个需要调节的元件的调节量来完成的。

这样，当持续执行接收操作时，就校准了I端正交转换部分100和Q端正交转换部分200。而该校准过程类似于第一实施例。

注意，本发明的组成部分并不局限于上述实施例。如，本发明可以被用于一种不具有如图1所示的频率转换部分10的仪器中。此外，基准振荡器40可以是，依据中频信号IF，与此载波相位同步振荡的一个PLL本机振荡器。

此外，根据M序列发生部分62的循环时间以及一个接收信号的循环时间，基于所施加的一个接收信号，M序列发生部分62在极少情况具有和一个接收信号大致相同的循环时间关系或具有大致同步的循环时间关系。这可能引起测量数据的偏差或测量误差，它随之也引起在预期的收敛时间内校正操作不能收敛这类困难。为了处理这种可能引起不便的接收信号，应提供一种产生具有两个不同循环时间的伪噪声随机脉冲串的装置。如，改变产生循环的码序列数，或通过改变所使用的时钟源的频率产生不同的循环时间。利用这种装置，通过选择其它循环时间就能轻易解决延长操作的问题。

此外，虽然作为一个特例，上述已说明了根据一个正交信号完成包括所有四项：相位、延迟、幅值以及DC偏移的校准控制的情况，本发明最少可用于校准上述四个校准项中的一个。如可以校正相位误差，或校正幅值误差或DC偏移误差。

此外，虽然乘法器71和72用于构成两个测量系统，利用开关功能仅由一个测量系统就可以获得的同样优点。此外，M序列发生部分62可以由其它类型的随机序列发生装置代替。

第三实施例

一个根据第三实施例的正交解调器与第一实施例的区别在于，在一个转换信号中的一个用户信号被一个用户信号转换部分400去除。与第一实施例相同的部分或组件仍沿用原参考序号，并省略了对它们的说明。根据第三实施例的正交解调器的结构示于图13。

用户信号转换部分400和I信号转换部分100具有类似的结构，不同的是用户信号转换部分400通过将一个本机信号L3和一个用户信号混合产生一个转换用户信号。此处重要的是它是一个用户信号而不是一个被混合的伪噪声重叠信号。

减法器77从I信号转换部分100的输出中减去作为用户信号转换部分400的输出的转换用户信号。正交减法器78从Q信号转换部分200的输出中减去作为用户信号转换部分400的输出的转换用户信号。由减法器77和正交减法器78获得的差值被分别馈入第一乘法器72和正交乘法器74并与伪噪声相乘。

注意，正交减法器78可以并入到减法器77中，正交乘法器74可以被并入到第一乘法器72中，并且正交积分器84可以被并入到第一积分器82中。如此调整后的结构示于图14。即，利用选择开关76对减法器77的76c端与I信号转换部分100的76a端之间及与Q信号转换部分200的76b端之间的连接进行切换。

此外，一个ALC(自动电平控制器)可被插入到加法器32和伪噪声混合器/乘法器46之间。这种安排可以应用于图13和图14的结构中。

然后，将说明本发明的第三实施例的操作。由于其操作过程实质上和图4所示出的相同，所以参考图4作说明。然而，由于在第三实施例中没有基准信号转换部分300，所以不执行基准信号转换部分的校准(S10)。

首先，校准I信号转换部分100的相位误差(S12)。由I信号转换部分100提供的转换信号用图5中的等式(1)表示，用户信号转换部分400输出的转换用户信号用由图5中的等式(1)删除P(t)项的图15中的等式(1’)表示。

mI(t)cos(ψ+θ)+mQ(t)sin(ψ+θ)+d等式(1’)

因此，当利用减法器77从转换信号中减去转换用户信号时，就得到了maP(t)cosθ。然后，以类似于第一实施例的方法校准I信号转换部分100的相位误差。

然而，和第一实施例不同的是，用户信号分量没有送到第一乘法器72。在第一实施例中的第一乘法器72接收含有一个较大用户信号和一个较小伪噪声的转换信号，因此当转换信号和伪噪声相乘时，用户信号往往影响此乘法。然而，由于在第三实施例中没有用户信号分量送到第一乘法器72，因此可以更高精度地校准I信号转换部分100的相位误差。

注意，Q信号转换部分200的相位误差可以类似的方法校准。

接着，校准I信号转换部分100的幅值误差(S14)。幅值误差测量部分87通过将第一积分器82的输出mag除以无幅值误差和相位误差时第一积分器82的输出ag，以获得幅值误差m。注意，当乘法器、ALC等被充分校准时为一个给定值的ag值是可预测的。此外，幅值误差可以用类似第一实施例的方法予以校正。

注意Q信号转换部分200的幅值误差可以用类似方法校准。

最后，校准I信号转换部分100的DC偏移误差(S16)。以下是一个类似第一实施例的过程。

根据本发明的第三实施例，类似于第一实施例，当I信号转换部分100和Q信号转换部分200的相位误差、幅值误差和DC偏移误差被校正后，后续电路90可以按期望的方法处理转换信号和正交转换信号。

此外，由于没有用户信号分量送到第一积分器72，所以I信号转换部分100和Q信号转换部分200能以较第一实施例更高的精确度被校准。

第四实施例

通过将第三实施例进一步具体化获得第四实施例。图16是说明第四实施例结构的框图。由于其结构实际和第二实施例的结构相同，所以相同的部分或组件仍沿用原参考序号并省略了对它们的说明。

根据控制部分500的控制信号，选择开关36或选择IF信号或选择PN信号46s并输送选择的信号。

减法器77将用户信号转换部分400输出的检波信号300s从选择的IQ信号38s中减去。

乘法器72将减法器77的输出与一个延迟随机脉冲信号64s相乘，并且输出乘得的信号。

图17示出一个ADC部分80的内部结构。相位误差校正部分86和幅值误差测量部分87分别从积分部分82接收一个信号，并且校正相位误差和幅值误差。注意，平均值计算部分88得到选择IQ信号38s的平均值。

注意，第四实施例的操作类似第一、第三实施例的操作。

第五实施例

根据第五实施例的一个正交解调器与根据第一实施例的一个正交解调器的区别在于，前者根据由表示I信号转换部分100和Q信号转换部分200的输出的乘积和积分的横轴和纵轴获得的一个曲线图进行校准。与第一实施例相同的部分或组件仍沿用原参考序号并省略了对它们的说明。根据第五实施例的正交解调器的结构示于图18。

移相器33改变伪噪声混合器/乘法器46的输出的相位。误差测量部分89根据由表示积分器82的输出的横轴和表示正交积分器84的输出的纵轴获得的结果来测量误差。注意误差测量部分89也可以校准误差。

还应注意，正交乘法器74可以并入到乘法器72，而正交积分器84可以并入积分器82。如此调整后的结构示于图19。即，选择开关76用于切换在第一乘法器72的76c端与I信号转换部分100的76a端之间和与Q信号转换部分200的76b端之间的连接。

然后，说明本发明第五实施例的操作过程。注意，θ表示由移相器33移相的相移量，ψ表示在第五和第六实施例中的相位误差。

伪噪声混合器/乘法器46将伪噪声P(t)和本机信号L4混合产生一个混合信号P(t)cosωt。随后，当移相器33改变该混合信号的相位时，获得一个输出P(t)cos(ωt+θ)。将此输出送到加法器32。

I信号转换部分100具有一个属于积分器件的低通滤波器55。因此I信号转换部分100输出的转换信号的P(t)分量由图20中的等式(8)表示。

Ich：∫P(t)cos(ωt+θ)cosωtdt等式(8)

Q信号转换部分200也具有一个同样属于积分器件的低通滤波器55。因此Q信号转换部分200输出的转换信号的P(t)分量由图20中的等式(9)表示。

Qch：∫P(t)cos(ωt+θ)sinωtdt等式(9)

注意，为了使I信号转换部分100的输出的相位与Q信号转换部分200的输出的相位正交，由sinωt代替等式(8)中的cosωt而得到等式(9)。

此处设θ(移相器33的相移量)为0。然后等式(8)由等式(10)代替，等式(9)由等式(11)代替。

Ich：∫P(t)cos2ωtdt等式(10)

Qch： $\∫P\left(t\right)\cos \mathrm{\ω}t\sin \mathrm{\ωtdt}=\frac{1}{2}\∫P\left(t\right)\sin 2\mathrm{\ωtdt}$ 等式(11)

注意，低通滤波器55的积分间隔与P(t)的周期相比应该足够短，而与cosωt的周期相比应该足够长。即，等式(8)给出从I信号转换部分100输出的信号的P(t)项，而等式(11)给出从Q信号转换部分200输出的信号的P(t)项。第一实施例表明，只有I信号转换部分100和Q信号转换部分200的输出信号的P(t)项分别保留在第一积分器82和正交积分器84的输出中，所以只需考虑I信号转换部分100和Q信号转换部分200的输出信号的P(t)项。

当由等式(10)表示的一个信号被乘并积分时，得到一个常数(C)。由于sin项在足够大的间隔内的积分为0，所以当由等式(11)表示的一个信号被乘并积分时，其结果为0。当以横轴表示第一积分器82的输出，并以纵轴表示正交积分器84的输出，得到图21(a)(在θ＝0度的情况下)所示的曲线图。

当θ＝90度时，和上述类似，等式(8)由等式(12)代替，等式(9)由等式(13)代替。

Ich： $\∫P\left(t\right)(-\sin \mathrm{\ωt})\cos \mathrm{\ωtdt}=-\frac{1}{2}\∫P\left(t\right)\sin 2\mathrm{\ωtdt}$ 等式(12)

Qch：∫P(t)(-sinωt)sinωtdt＝-∫P(t)sin²ωtdt等式(13)

由于“sin”项在足够大的间隔内的积分是0，所以由等式(12)表示的一个信号被乘并积分时，其结果为0。由于“sin²”项和“cos²”项在足够大的间隔内的积分相等，所以由等式(13)表示的一个信号被乘并积分时，得到C。当以横轴表示第一积分器82的输出，并以纵轴表示正交积分器84的输出，得到图21(a)(是θ＝90度的情况)所示的曲线图。

当θ＝45度时，和上述类似，等式(8)由等式(14)代替，等式(9)由等式(15)代替。

Ich： $\∫P\left(t\right)\frac{1}{\sqrt{2}}({\cos }^2\mathrm{\ωt}-\frac{1}{2}\sin 2\mathrm{\ωt})\mathrm{dt}$ 等式(14)

Qch： $\∫P\left(t\right)\frac{1}{\sqrt{2}}(\frac{1}{2}\sin 2\mathrm{\ωt}-{\sin }^2\mathrm{\ωt})\mathrm{dt}$ 等式(15)

由于“sin”项在足够大的间隔内的积分是0，所以由等式(14)表示的一个信号被乘并积分时，得到 当由等式(15)表示的一个信号被乘并积分时，得到

当以横轴表示第一积分器82的输出并以纵轴表示正交积分器84的输出，得到图21(a)所示的曲线图。

如上所述，如果在I信号转换部分100和Q信号转换部分200未发现误差，以横轴表示第一积分器82的输出并以纵轴表示正交积分器84的输出，就得到一个如图21(a)所示的一个标准圆。可是，如果在I信号转换部分100中发现幅值误差m1(幅值被m1乘)，及在Q信号转换部分200中发现幅值误差m2(幅值被m2乘)，那么就得到一个如图21(b)所示的椭圆。此外，如果I信号转换部分100中发现DC偏移误差I0和相位误差ψ，并在Q信号转换部分200中发现DC偏移误差Q0，那么就得到如图21(c)所示的椭圆。因此，可以通过依序改变θ找出DC偏移误差、相位误差以及幅值误差，并得到一个以横轴表示第一积分器82各瞬时输出及以纵轴表示正交积分器84的各瞬时输出的曲线图。

根据本发明的第五实施例，类似于第一实施例，当I信号转换部分100和Q信号转换部分200的相位误差、幅值误差以及DC偏移误差被校准后，后续电路90就可以按所需方法处理转换信号和正交转换信号。

第六实施例

通过将第五实施例的结构进一步具体化获得第六实施例。图22是说明第六

实施例结构的框图。

移相器33改变PN信号46s的相位并产生相移PN信号。根据积分部分82的输出，ADC部分80校准相位误差、幅值误差以及DC偏移误差。

注意，第六实施例的操作与第二及第五实施例的操作类似。

第七实施例

如图23所示，第七实施例是由第五实施例演变来的，并且它是通过在第五实施例中加入属于第三实施例特征的一个用户信号转换部分400，一个减法器77及一个正交减法器78而得到的。如第五实施例的描述中所述的，只使用了I信号转换部分100(Q信号转换部分200)的输出中的P(t)项。因此，利用在第三实施例中的用户信号转换部分400、减法器77及正交减法器78，I信号转换部分100(Q信号转换部分200)的输出中的P(t)项可以由减法器77(正交减法器78)施加。此外，由于无用户信号施于乘法器72(正交乘法器74)，所以可以高精度校准I信号转换部分100和Q信号转换部分200。

注意，正交减法器78可以被并入减法器77中，正交减法器74可以被并入到减法器72中，并且正交积分器84可以被并入到积分器82中。如此调整后的结构示于图24。即利用选择开关76实现减法器77的76c端与I信号转换部分100的76a端之间的连接及与Q信号转换部分200的76b端之间的连接的切换。

第八实施例

通过将第七实施例的结构进一步具体化得到第八实施例。图25是说明第八

实施例结构的框图。

根据控制部分500的控制信号，选择开关36或选择IF信号或选择PN信号46s，并将选择的信号送到用户信号转换部分400。

减法器77从选择IQ信号38s中减去用户信号转换部分400输出的检波信号300s。

乘法器72将减法器77的输出与延迟随机脉冲信号64s相乘，以提供所乘得的输出。

注意，第八实施例的操作与第二及第七实施例的操作类似。

根据本发明，当信号转换部分的相位误差、幅值误差及DC偏移误差等均被校正，由信号转换部分产生的转换信号能按所要求的方法处理。

Claims (32)

1.一个正交解调器，其包括：

一个用于将一个用户信号和一个伪噪声相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法装置；

一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个预定频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换装置；

一个用于将所述同相转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法装置；

一个用于积分所述同相相关信号以产生一个输出的同相积分装置；

一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换装置，通过将所述本机信号的相位移相90度获得所述正交本机信号；

一个用于将所述正交转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法装置；和

一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分装置。

2.根据权利要求1所述的一个正交解调器，其进一步包括：

一个用于将所述伪噪声重叠信号与无幅值误差和相位误差的具有预定频率的所述本机信号混合以产生一个基准转换信号的基准信号转换装置；

一个用于将所述伪噪声和所述基准转换信号相乘以产生一个基准相关信号的基准乘法装置；和

一个用于积分所述基准相关信号以提供一个输出的基准积分装置。

3.根据权利要求2所述的一个正交解调器，其进一步包括：

一个用于校正所述同相信号转换装置的一个幅值误差的幅值误差校正装置；和

一个用于计算由所述同相信号转换装置输出的所述同相转换信号平均值的平均计算装置。

4.根据权利要求1所述的一个正交解调器，其进一步包括，一个用于调节将被送至所述同相信号转换装置的所述本机信号的相位以使所述同相积分装置的所述输出等于一个预定值的相位误差校正装置。

5.根据权利要求4所述的一个正交解调器，其进一步包括，根据所述同相积分装置输出的所述预定值除以所述基准积分装置的所述输出而得到的值，获得一个幅值误差的幅值误差测量装置。

6.根据权利要求4或5所述的一个正交解调器，其特征在于，所述的预定值是所述同相积分装置的一个最大输出值。

7.根据权利要求1所述的一个正交解调器，其特征在于，所述伪噪声比所述用户信号小。

8.根据权利要求7所述的一个正交解调器，其特征在于，所述伪噪声等于一个背景噪声。

9.根据权利要求1所述的一个正交解调器，其中

所述的正交乘法装置被并入所述同相乘法装置中；

所述的正交积分装置被并入所述同相积分装置中；和

提供一个连接开关装置，使得所述同相信号转换装置和所述正交信号转换装置的任何一个与所述同相乘法装置接通。

10.根据权利要求1所述的一个正交解调器，其特征是进一步包括，一个用于混合所述伪噪声和所述本机信号由此向所述加法装置提供一个输出的伪噪声混合装置。

11.根据权利要求1所述的一个正交解调器，其进一步包括：

一个用于混合所述用户信号和具有一个预定本机频率的所述本机信号以产生一个转换用户信号的用户信号转换装置；和

一个用于从所述同相转换信号中减去所述转换用户信号由此向所述同相乘法装置提供一个输出的同相减法装置；

所述的同相乘法装置将所述同相减法装置的所述输出与所述伪噪声相乘以产生一个同相相关信号。

12.根据权利要求11所述的一个正交解调器，其进一步包括，根据所述同相积分装置输出的一个预定值除以无幅值误差和相位误差时求得的所述同相积分装置的一个预期输出而得到的值，获得一个幅值误差的幅值误差测量装置。

13.根据权利要求12所述的一个正交解调器，其特征在于，所述预定值是所述同相积分装置的一个最大输出值。

14.根据权利要求12所述的一个正交解调器，其进一步包括：

一个用于校正所述同相信号转换装置的幅值误差的幅值误差校正装置；和

一个用于计算由所述同相信号转换装置输出的所述同相转换信号的平均值的平均值计算装置。

15.根据权利要求11的一个正交解调器，其特征是进一步包括，一个用于调节提供给所述同相信号转换装置的所述本机信号的相位以使所述同相积分装置的所述输出变为最大的相位误差校正装置。

16.根据权利要求11的一个正交解调器，其特征在于，所述伪噪声比所述用户信号小。

17.根据权利要求16所述的一个正交解调器，其特征在于，所述的伪噪声等于一个背景噪声。

18.根据权利要求11所述的一个正交解调器，其进一步包括：

一个用于从所述正交转换信号中减去所述转换用户信号的正交减法装置；

所述正交乘法装置将所述正交减法装置的输出和所述伪噪声相乘以产生一个正交相关信号；和

所述正交积分装置积分所述正交相关信号以产生一个输出。

19.根据权利要求18所述的一个正交解调器，其中：

所述正交乘法装置被并入所述同相乘法装置中；

所述正交积分装置被并入所述同相积分装置中；和

提供连接开关装置使得所述同相信号转换装置和所述正交信号转换装置中的任何一个与所述同相乘法装置接通。

20.根据权利要求11的一个正交解调器，其特征是进一步包括，用于混合所述伪噪声和所述本机信号由此向所述加法装置提供一个输出的伪噪声混合装置。

21.一个正交解调器包括：

一个用于改变一个伪噪声的相位以提供一个输出的移相装置；

一个用于将一个用户信号和所述移相装置的所述输出相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法装置；

一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个具有一个预定本机频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换装置；

一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换装置，所述正交本机信号由所述本机信号移相90度获得；

一个用于将所述伪噪声与所述同相转换信号相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法装置；

一个用于将所述伪噪声与所述正交转换信号相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法装置；

一个用于积分所述同相相关信号以提供一个输出的同相积分装置；和

一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分装置。

22.根据权利要求21所述的一个正交解调器，其进一步包括，一个用于根据同相积分装置和所述正交积分装置的所述输出测量一个直流偏移误差、一个相位误差以及一个幅值误差的误差测量装置。

23.根据权利要求22所述的一个正交解调器，其特征在于，所述误差测量装置测量所述直流偏移误差、所述相位误差、所述幅值误差其中之一。

24.根据权利要求21所述的一个正交解调器，其特征在于，所述伪噪声比所述用户信号小。

25.根据权利要求24所述的一个正交解调器，其特征在于，所述伪噪声等于一个背景噪声。

26.根据权利要求21所述的一个正交解调器，其进一步包括，一个用于混合所述伪噪声和所述本机信号由此向所述加法装置提供一个输出的伪噪声混合装置。

27.根据权利要求21所述的一个正交解调器，其中，

所述正交乘法装置被并入所述同相乘法装置中；

所述正交积分装置被并入所述同相积分装置中；及

提供连接开关装置以使所述同相信号转换装置和所述正交信号转换装置中的任何一个与所述同相乘法装置接通。

28.根据权利要求21所述的一个正交解调器，其进一步包括：

一个用于将所述用户信号和具有一个预定本机频率的所述本机信号混合以产生一个转换用户信号的用户信号转换装置；

一个用于从所述同相转换信号中减去所述转换用户信号由此向一个同相乘法装置提供一个输出的同相减法装置；

一个用于从所述正交转换信号中减去所述转换用户信号由此向正交乘法装置提供一个输出的正交减法装置；其中

所述同相乘法装置利用所述同相减法装置的所述输出与所述伪噪声相乘产生一个同相相关信号；和

所述正交乘法装置利用所述正交减法装置的所述输出与所述伪噪声相乘产生一个正交相关信号。

29.一种正交解调方法包括：

一个用于将一个用户信号和一个伪噪声相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法步骤；

一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个具有预定频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换步骤；

一个用于将所述同相转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法步骤；

一个用于积分所述同相相关信号以产生一个输出的同相积分步骤；

一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换步骤，通过将所述本机信号的相位移相90度获得所述正交本机信号；

一个用于将所述正交转换信号与所述伪噪声相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法步骤；和

一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分步骤。

30.根据权利要求29所述的一种正交解调方法，其进一步包括：

一个用于混合所述伪噪声重叠信号和无幅值误差和相位误差的具有预定本机频率的所述本机信号以产生一个基准转换信号的基准信号转换步骤；

一个用于将所述伪噪声与所述基准转换信号相乘以产生一个基准相关信号的基准乘法步骤；

一个用于积分所述基准相关信号以提供一个输出的基准积分步骤；

一个用于校正所述同相信号转换步骤的幅值误差的幅值误差校正步骤；和

一个用于获得从所述同相信号转换步骤输出的所述同相转换信号的平均值的平均值计算步骤。

31.一种正交解调方法包括：

一个用于改变一个伪噪声的相位以提供一个输出的移相步骤；

一个用于将一个用户信号和所述移相步骤的所述输出相加以产生一个伪噪声重叠信号的加法步骤；

一个用于混合所述伪噪声重叠信号和一个具有预定本机频率的本机信号以产生一个同相转换信号的同相信号转换步骤；

一个用于混合一个正交本机信号和所述伪噪声重叠信号以产生一个正交转换信号的正交信号转换步骤，所述的正交本机信号由所述本机信号移相90度获得；

一个用于将所述伪噪声与所述同相转换信号相乘以产生一个同相相关信号的同相乘法步骤；

一个用于将所述伪噪声与所述正交转换信号相乘以产生一个正交相关信号的正交乘法步骤；

一个用于积分所述同相相关信号以提供一个输出的同相积分步骤；和

一个用于积分所述正交相关信号以提供一个输出的正交积分步骤。

32.根据权利要求31所述的一种正交解调方法，其进一步包括步骤：

提供一个I轴和一个Q轴，所述的两个轴是互相正交的；

将所述同相积分步骤的一个输出指派给所述I轴和所述Q轴的某一个，而将所述正交积分步骤的一个输出指派给所述I轴和所述Q轴的另一个；

通过所述I轴和所述Q轴确定的坐标绘出一个椭圆；和

由所述椭圆获得一个直流偏移误差、一个相位误差、以及一个幅值误差。

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