JP4830898B2 - ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば無線を利用して映像データ及び音声データの送受信を行うダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置に関する。

例えばインターホンなどの分野においては、目障りな配線を無くすると共に、配線工事を不要とすべく、屋外に設置される屋外装置（ドアホン子機）と屋内に設置される屋内装置（親機）との間の映像データ及び音声データの送受信を、無線送受信機を利用して行うものが普及している。このような無線送受信装置において、回路構成を簡略化して装置の小型軽量化及び低コストかを図るために、ダイレクトコンバージョン方式（ホモダイン方式又はホモヘテロダイン方式とも呼ばれる）の無線送受信装置が提案されている。

従来から、無線送受信機において、ＬＯＷ−ＩＦやダイレクトコンバージョン方式を採用する場合、ＩＱ（直交）回路が用いられる。ところが、周知のように、ＩＱ回路においては、ＩＱ不整合や直流オフセットによる信号のＳ／Ｎ劣化が問題となる。そのため、ＩＱ回路において、その振幅と位相に精度が求められ、振幅又は位相、あるいは振幅と位相の両方のキャリブレーション回路が付加されている。一般的に、振幅や位相のキャリブレーションは、製品の製造工程において調整され、例えば測定器（信号発生器）から既知の信号をＩＱ回路に入力し、ＩＱ回路から出力される信号をフィードバックすることにより行われている（特許文献１参照）。

ところで、このようにキャリブレーション回路を用いて振幅や位相のキャリブレーションを行う場合、測定器（信号発生器）などの設備が必要となる。また、リアルタイムでの補正ができず、温度変動など周囲環境の変化に対応することができない。さらに、リアルタイムで補正をするために、温度センサなどを搭載している例もあるが、回路構成が複雑な構成になり、小型化及び低コスト化を妨げる要因になる。さらに、初期に測定器などの設備が必要である。

特表２００５−５２７１５２号公報

本発明は上記従来例の問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、ＩＱ不整合や直流オフセットに対してもキャリブレーション設備が不要であり、回路構成を簡単で、かつ低コスト化が可能な構成にすると共に、リアルタイムに補正することが可能なダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置を提供することにある。

上記目的を達成するために請求項１の発明は、ダイレクトコンバージョン方式の送信機及び受信機で構成されるダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置であって、
前記送信機は、ＩＱ直交回路を含み、Ｑ成分信号及びＱ成分信号よりも単位時間当たりのデータ伝送量が少ないＩ成分信号を出力する送信変調制御部を備え、
前記受信機は、
受波した無線信号を復調するための基準周波数の信号を発振する基準周波数発振器と、
前記基準周波数発振器から発振される基準周波数の信号の位相を９０度シフトすると共に、外部から印加されるシフト調整用電気信号に応じて位相シフト調整を施す９０度シフト位相器と、
受波した無線信号と前記９０度シフト位相器の出力信号とを、外部から印加されるＩ成分用調整信号に応じてミキシングするＩ成分用ミキサと、
受波した無線信号と、前記基準周波数発振器の出力信号とを、外部から印加されるＱ成分用調整信号に応じてミキシングするＱ成分用ミキサと、
前記Ｉ成分信号と前記Ｑ成分信号とをそれぞれ復調及び解読する受信復調制御部とを備え、
前記Ｑ成分信号の方が前記Ｉ成分信号よりもデータ送出量が多く、
前記送信変調制御部は、所定の論理符合配列で表記されるパイロット信号をＩ成分信号に書き加えるものであって、前記パイロット信号を書き加えた結果であるＩ成分信号のデータ送出量が、前記Ｑ成分信号のデータ送出量を上限としており、
前記受信復調制御部は、前記Ｉ成分用ミキサと前記Ｑ成分用ミキサの両利得の誤差が許容範囲内に収まっている場合に前記パイロット信号と比較されるテンプレートデータを備え、前記パイロット信号が前記テンプレートデータに収まるように、前記Ｉ成分用ミキサ又は前記９０度シフト位相器に調整信号を印加することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置において、
前記テンプレートデータは、前記パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表す利得誤差許容範囲内テンプレートデータであり、
前記受信復調制御部は、前記パイロット信号の振幅が前記利得誤差許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記Ｉ成分用ミキサにＩ成分用調整信号を印加することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置において、
前記テンプレートデータは、前記９０度シフト位相器の位相シフト誤差が許容範囲内に収まっている場合における前記パイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表す位相ずれ許容範囲内テンプレートデータであり、
前記受信復調制御部は、前記パイロット信号の位相が前記位相ずれ許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記９０度シフト位相器にシフト調整用電気信号を印加することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置において、
前記テンプレートデータは、前記パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表す利得誤差許容範囲内テンプレートデータ及び前記９０度シフト位相器の位相シフト誤差が許容範囲内に収まっている場合における前記パイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表す位相ずれ許容範囲内テンプレートデータであり、
前記受信復調制御部は、前記パイロット信号の振幅が前記利得誤差許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記Ｉ成分用ミキサにＩ成分用調整信号を印加すると共に、前記パイロット信号の位相が前記位相ずれ許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記９０度シフト位相器にシフト調整用電気信号を印加することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１ないし４のいずれか１項に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置において、前記パイロット信号の所定の論理符合配列は２種論理値交番形式で表記されていることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置において、前記Ｉ成分信号に少なくとも音声データを割り当て、前記Ｑ成分信号に映像データを割り当てたことを特徴とする。

請求項１の発明によれば、送信機側で、データ伝送量が少ないＩ成分信号に、所定の論理符合配列で表記されるパイロット信号を、Ｉ成分信号がＱ成分信号に比べて単位時間当たりのデータ伝送量が等しくなる程度に書き加えて（付加して）送信し、受信機側で、受信信号からパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を予め記憶されているテンプレートデータと比較することによって、パイロット信号の利得誤差や位相ずれを検出することができる。そして、パイロット信号がテンプレートデータに収まるように、Ｉ成分用ミキサにＩ成分用調整信号を印加するので、測定器などの特別な装置を用いることなく、かつ必要な時にいつでも、容易にＩ成分の利得を理想点に調整し、補正することが可能となる。その結果、ＩＱ不整合や直流オフセットに対してもキャリブレーション設備が不要であり、回路構成を簡単で、かつ低コスト化が可能な構成にすると共に、リアルタイムに補正することが可能なダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置を提供することが可能となる。

請求項２の発明によれば、テンプレートデータとして、パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表す利得誤差許容範囲内テンプレートデータを用いるので、パイロット信号の利得誤差を所定の利得誤差許容範囲内テンプレートデータに収まるように補正することができる。

請求項３の発明によれば、テンプレートデータとして、パイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表す位相ずれ許容範囲内テンプレートデータを用いるので、パイロット信号の位相ずれを所定の位相ずれ許容範囲内テンプレートデータに収まるように補正することができる。

請求項４の発明によれば、テンプレートデータとして、パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表す利得誤差許容範囲内テンプレートデータとパイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表す位相ずれ許容範囲内テンプレートデータを用いるので、パイロット信号の利得誤差を所定の利得誤差許容範囲内テンプレートデータに収まるように補正することができると共に、パイロット信号の位相ずれを所定の位相ずれ許容範囲内テンプレートデータに収まるように補正することができる。

請求項５の発明によれば、パイロット信号の所定の論理符合配列は、例えば「１０１０１０１０・・」などの２種論理値交番形式で表記されているので、構成が単純であり、２値の発現回数のバランスも整っているので符号間干渉の影響を受けにくく、テンプレートデータとの比較が容易で、かつ高精度に行うことができる。

請求項６の発明に因れば、Ｉ成分信号にデータ伝送容量の少ない音声データを割り当て、前記Ｑ成分信号に映像データを割り当てているので、パイロット信号を無理なくＩ成分信号に付加することができる。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図１は第１実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置の構成を示すブロック図である。

図１に示すように、ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置１は、ダイレクトコンバージョン方式の送信機１０と受信機２０で構成されている。送信機１０は、ＩＱ直交回路（図示せず）を含み、Ｑ成分信号及びＱ成分信号よりも単位時間当たりのデータ伝送量が少ないＩ成分信号を出力する送信変調制御部１１と、所定の基準周波数の信号を発生する基準発振器１２と、基準発振器１２により発生された信号の位相を９０度シフトさせる９０度シフト位相器１３と、送信変調制御部１１からのＩ信号及びＱ信号を、それぞれ基準発振器１２を元とする信号と混合するＩ成分用ミキサ１４及びＱ成分用ミキサ１５などで構成されている。送信されるべき映像データ及び音声データは、それぞれＩＦ(Intermediate frequency)信号又はＲＦ(Radio Frequency)信号にアップコンバートされる。一般的なＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift keying)などの多値変調では、伝送されるデータ列を直列から並列変換し、多値化を図るための直並列変換ブロックが必要であるが、本実施形態の送信変調制御部１１では、そのような変換は行わず、Ｉ信号及びＱ信号としてそれぞれ独立した伝送データを割り当てる。

受信機２０は、受波した無線信号を復調するための基準周波数の信号を発振する基準周波数発振器２２と、基準周波数発振器２２から発振される基準周波数の信号の位相を９０度シフトすると共に、外部から印加されるシフト調整用電気信号に応じて位相シフト調整を施す９０度シフト位相器２３と、受波した無線信号と９０度シフト位相器２３の出力信号とを、外部から印加されるＩ成分用調整信号に応じてミキシングするＩ成分用ミキサ２４と、受波した無線信号と、基準周波数発振器２３の出力信号とを、外部から印加されるＱ成分用調整信号に応じてミキシングするＱ成分用ミキサ２５と、Ｉ成分信号とＱ成分信号とをそれぞれ復調及び解読する受信復調制御部２１と、各ミキサ２４及び２５から出力されるＩ成分信号及びＱ成分信号をそれぞれ増幅するアンプ２６及び２７などで構成されている。

受信機２０では、受波したＲＦ信号をＩ成分信号とＱ成分信号の２系統に分け、それぞれ基準発振器２２を元とする信号とミキサ２４及び２５で混合し、ベースバンド信号（ダイレクトコンバージョン時）または低い中間周波数信号（ＬＯＷ−ＩＦ時）に変換する。その後、フィルタ（図示せず）やアンプ２６及び２７を通り、受信復調制御部２１で処理される。ミキサ２４及び２５は、Ｉ成分用若しくはＱ成分用の調整信号により、利得誤差の調整が可能である。また、９０度位相器２３は、９０度からシフトした差分を調整するための信号により、位相誤差の調整が可能である。受信復調制御部２１は、後述するパイロット信号と比較されるテンプレートデータとして、利得誤差許容範囲内テンプレートデータＴ１及び位相ずれ許容範囲内テンプレートデータＴ２を備えている。

送信機１０の送信変調制御部１１は、例えば「１０１０１０１０・・」の２種論理値交番形式で表記されたパイロット信号をＩ成分信号に書き加えて出力する。ここで、ダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置１を用いて映像データ及び音声データの送受信を行う場合、映像データは数Ｍｂｐｓであるのに対し、音声データは例えば３２ｋｂｐｓのＡＤＰＣＭ(Adaptive Differential Pulse Code Modulation)信号であり、音声データの方が映像データよりもデータ容量は遙かに少ない。そこで、データ容量の少ない音声データをＩ成分信号に割り当て、Ｉ成分信号にパイロット信号を書き加えることにより、Ｉ成分信号とＱ成分信号の単位時間当たりのデータ伝送量をほぼ等しくする。換言すれば、パイロット信号のデータ容量は、映像データと音声データの単位時間当たりのデータ伝送量の差に相当する。このように、パイロット信号の所定の論理符合配列として「１０１０１０１０・・」の２種論理値交番形式で表記した場合、構成が最も単純であり、かつ２値の発現回数のバランスも整っているため、符号間干渉の影響を最も受けにくい。そのため、テンプレートデータとの比較が容易であり、比較精度を高めることが可能となる。なお、パイロット信号はこれに限定されるものではなく、その他の論理符号配列であってもよい。とにかく、ベースバンド信号波形の「１」を表す波形と「０」を表す波形のそれぞれの発生回数が、等しい回数である仕様が望ましい。その理由は、図８のステップＳ３５において、反転出力と非反転出力を和算することによりＤＣオフセット成分を生成する工程が存在するので、「１」を表す波形と「０」を表す波形のいずれか一方が多く発生すると、ＤＣオフセット成分が得られないので、その様な不都合を避けるためである。

受信機２０の受信復調制御部２１は、Ｉ成分用ミキサ２４とＱ成分用ミキサ２５の両利得の誤差が許容範囲内に収まっている場合に、受波したＩ成分信号に含まれている上記パイロット信号とテンプレートデータＴ１及びＴ２の一方又は両方を比較し、パイロット信号がテンプレートデータに収まるように、Ｉ成分用ミキサ２４又は９０度シフト位相器２３に調整信号を印加する。利得誤差許容範囲内テンプレートデータＴ１は、パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表すテンプレートデータであり、位相ずれ許容範囲内テンプレートデータＴ２は、９０度シフト位相器の位相シフト誤差が許容範囲内に収まっている場合におけるパイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表すテンプレートデータである。

図２（ａ）は、パイロット信号の振幅と利得誤差許容範囲内テンプレートデータＴ１の関係を示す。図２（ａ）中、実線はパイロット信号の正常な波形を表し、破線は受信復調制御部２１において抽出されたパイロット信号の波形を表す。ここで、パイロット信号の正常な波形の振幅上限値とは、具体的には実線で表す矩形波の高さを言う。一方、図２（ｂ）はパイロット信号の位相ずれ許容範囲内テンプレートデータＴ２の関係を示す。

受信復調制御部２１は、パイロット信号の振幅が利得誤差許容範囲内テンプレートデータＴ１内に収まるように、Ｉ成分用ミキサ２４にＩ成分用調整信号を印加する。また、パイロット信号の位相が位相ずれ許容範囲内テンプレートデータＴ２内に収まるように、９０度シフト位相器２３にシフト調整用電気信号を印加する。なお、パイロット信号とテンプレートデータの比較はこの具体例に限定されず、パイロット信号は、テンプレートデータＴ１及びＴ２の少なくとも一方と比較され、パイロット信号の振幅及び位相の少なくとも１つがテンプレートデータに収まるように調整されればよい。

Ｉ成分用調整信号としては、Ｉ成分用ミキサ２４の電源電圧を制御する旨の信号を用いることができる。例えば、Ｉ成分用ミキサ２４の電源が電圧調整可能なレギュレータであれば、その電圧調整を行う。また、抵抗による電圧調整であれば、その抵抗値を調整する。このように、Ｉ成分用調整信号によってＩ成分用ミキサ２４の電源電圧制御を行うことにより、ミキシングの際の利得（波形振幅増幅度）を制御することができる。その結果、容易にＩ成分用ミキサ２４の利得を調整又は補正することができる。

あるいは、Ｉ成分用調整信号として、Ｉ成分用ミキサ２４の内部の電流源を制御する旨の信号を用いることができる。例えば、ＩＣ内にＩ成分用ミキサ２４が構成されている場合、Ｉ成分用ミキサ２４として差動増幅タイプが採用される場合が多い。このようにＩ成分用ミキサ２４自体が電流源を有している場合は、Ｉ成分用ミキサ２４の利得調整に際し、Ｉ成分用調整信号によって電流源制御を行うことにより、ミキシングの際の利得（波形振幅増幅度）を制御することができる。特に、電源に上記のレギュレータなどが用意されていない場合でも、容易にＩ成分用ミキサ２４の利得を調整又は補正することができる。

さらに、Ｉ成分用ミキサ２４の電源電圧制御と電流源制御の両方を行うように構成してもよく、制御の大部分を電源電圧に因る制御とし、電源電圧に因る制御だけでは不十分である場合に電流源制御に因る制御を行うように構成してもよい。この構成は、ミキサ２４以外の他の回路ブロックに電源供給を行うために、ミキサ２４の電源電圧の可変範囲を十分にとれない場合に有効であり、その様な場合においても簡易にミキサ２４のゲインの調整を確実に行うことが可能となる。逆に、制御の大部分を電流源制御に因る制御とし、電流源制御に因る制御だけでは不十分な場合に電源電圧に因る制御を行うように構成してもよい。この構成は、ミキサ２４の特性により電流源の可変範囲を十分にとれない場合に有効である。

シフト調整用電気信号としては、９０度シフト位相器２３の内部の抵抗値を制御する旨の信号を用いることができる。９０度シフト位相器２３としては、例えば図３に示すような抵抗及びコンデンサで構成されたＣＲ回路を用いることができる。その場合、シフト調整用電気信号によって抵抗Ｒの抵抗値制御を行うことにより、位相９０度シフトの際の位相ずれを制御することができる。あるいは、シフト調整用電気信号によってコンデンサＣのキャパシタンス値制御を行うことにより、位相９０度シフトの際の位相ずれを制御することができる。

さらに、シフト調整用電気信号によって、抵抗Ｒの抵抗値制御とコンデンサＣのキャパシタンス値制御の両方を行うように構成してもよく、制御の大部分を抵抗値制御に因る制御とし、抵抗値制御に因る制御だけでは不十分である場合にキャパシタンス値制御に因る制御を行うように構成してもよい。この構成は、９０度シフト位相器２３の構成により、抵抗値の可変範囲を十分にとれない場合に有効であり、その様な場合でも簡易に９０度シフト位相器２３の位相を調整することができる。逆に、制御の大部分をキャパシタンス値制御に因る制御と合い、キャパシタンス値制御に因る制御だけでは不十分である場合に抵抗値制御に因る制御に因る制御を行うように構成してもよい。この構成は、９０度シフト位相器２３の構成により、キャパシタンス値の可変範囲を十分にとれない場合に有効である。

次に、Ｉ成分用ミキサ２４にＩ成分用調整信号を印加して、パイロット信号の振幅が利得誤差許容範囲内テンプレートデータＴ１内に収まるように調整する動作について、図４のフローチャートを参照しつつ説明する。なお、９０度シフト位相器２３にシフト調整用電気信号を印加して、パイロット信号の位相が位相ずれ許容範囲内テンプレートデータＴ２内に収まるように調整する動作についても同様である。

受信機２０において調整を開始すると（Ｓ１１）、送信機１０側からの信号を受信し（Ｓ１２）、受信復調制御部２１において信号を復調し、例えば送信機１０側でＩ成分信号に書き加されたパイロット信号を抽出する（Ｓ１３）。そして、Ｉ成分用ミキサ２４の利得誤差が許容範囲内に収まっている場合に、予め受信復調制御部２１に用意されている上記テンプレートデータＴ１（又はＴ２）と比較し（Ｓ１４）、抽出されたパイロット信号の振幅とテンプレートデータＴ１の誤差が許容誤差範囲内かどうかを判定する（Ｓ１５）。利得誤差が許容誤差範囲内にある場合はそのまま終了し（Ｓ１６）、利得誤差が許容誤差範囲外にあるときは、Ｉ成分用ミキサ２４に対しＩ成分調整用信号を印加し、Ｉ成分用ミキサ２４の利得を調整する（Ｓ１７）。

次に、ステップＳ１７におけるＩ成分用ミキサ２４の利得の調整方法として、Ｉ成分用ミキサ２４の利得を調整するために電源電圧制御と電流源制御の両方を行う場合の動作について、図５に示すフローチャートを参照しつつ説明する。なお、図４に示すフローチャートと同じ符号が付されたステップＳ１４、Ｓ１５及びＳ１６同じであるため、その説明を省略する。

ステップＳ１５において、抽出されたパイロット信号の振幅とテンプレートデータＴ１の誤差が許容誤差範囲外である場合、まず、Ｉ成分用ミキサ２４に対しＩ成分調整用信号を印加してＩ成分用ミキサ２４の電源電圧を調整する（Ｓ１７１）。次に、調整されたＩ成分用ミキサ２４の電源電圧が調整範囲の上下限値に達しているか否かが判断され（Ｓ１７２）、Ｉ成分用ミキサ２４の電源電圧が調整範囲の上下限値に達していない場合（Ｓ１７２でＮＯ）、Ｉ成分用ミキサ２４の電源電圧の調整によるパイロット信号とテンプレートデータＴ１の利得誤差補正を続行する。ここで、パイロット信号の振幅とテンプレートデータＴ１の誤差が許容誤差範囲内に未だ入っていないにも関わらず、Ｉ成分用ミキサ２４の電源電圧が調整範囲の上下限値に達してしまった場合には（Ｓ１７２でＹＥＳ）、Ｉ成分用ミキサ２４に設けられている電流源の調整を実施する（Ｓ１７３）。このように、電源電圧制御と電流源制御の両方を行うことにより、Ｉ成分用ミキサ２４の利得の調整をより確実なものとすることができる。

次に、９０度シフト位相器２３の内部の抵抗値を制御するために抵抗Ｒの抵抗値制御とコンデンサＣのキャパシタンス値制御の両方を行う場合における動作について、図６に示すフローチャートを参照しつつ説明する。なお、ステップＳ２１からＳ２３までは、図４に示すフローチャートのステップＳ１１からＳ１３までのフローは同じであるため、その説明を省略する。

ステップＳ２４では、予め受信復調制御部２１に用意されているテンプレートデータＴ２と比較し、抽出されたパイロット信号の位相とテンプレートデータＴ２の誤差が許容誤差範囲内かどうかを判定する（Ｓ２５）。その位相誤差が許容誤差範囲内にある場合はそのまま終了し（Ｓ２６）、位相誤差が許容誤差範囲外にあるときは、９０度シフト位相器２３に対しシフト調整用電気信号を印加して、位相９０度シフトの際の位相ずれを補正する。

パイロット信号の位相とテンプレートデータＴ２の誤差が許容誤差範囲外にあるとき（ステップＳ２５でＮＯ）、受信復調制御部２１は、９０度シフト位相器２３に対しシフト調整用信号を印加し、９０度シフト位相器２３の抵抗値を調整する（Ｓ２７）。次に、調整された９０度シフト位相器２３の抵抗値が調整範囲の上下限値に達しているか否かが判断され（Ｓ２８）、９０度シフト位相器２３の抵抗値が調整範囲の上下限値に達していない場合（Ｓ２８でＮＯ）、９０度シフト位相器２３の抵抗値の調整によるパイロット信号とテンプレートデータＴ２の位相誤差補正を続行する。ここで、パイロット信号位相とテンプレートデータＴ２の誤差が許容誤差範囲内に未だ入っていないにも関わらず、９０度シフト位相器２３の抵抗値が調整範囲の上下限値に達してしまった場合には（Ｓ２８でＹＥＳ）、９０度シフト位相器２３に設けられているコンデンサのキャパシタンス値の調整を実施する（Ｓ２９）。このように、９０度シフト位相器２３の抵抗Ｒの抵抗値制御とコンデンサＣのキャパシタンス値制御の両方を行うことにより、位相９０度シフトの際の位相ずれをより確実に補正することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図７は第１実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置の構成を示すブロック図である。図７に示すように、受信機２０の受信復調制御部２１は、さらに抽出されたパイロット信号の反転信号を生成する反転信号生成部２１１と、その反転信号をパイロット信号に和算する和算部２１２を有している。

図８は、第２実施形態の動作を示すフローチャートである。受信機２０において調整を開始すると（Ｓ３１）、送信機１０側からの信号を受信し（Ｓ３２）、受信復調制御部２１において信号を復調し、例えば送信機１０側でＩ成分信号に書き加されたパイロット信号を抽出する（Ｓ３３）。パイロット信号が抽出されると、反転信号生成部２１１は、パイロット信号の反転信号を生成し（Ｓ３４）、和算部２１２は、抽出されたパイロット信号にその反転信号を和算し、それにより、ダイレクトコンバージョン方式に特有の直流オフセット成分を検出する（Ｓ３５）。さらに、受信復調制御部２１は、直流オフセット成分の検出量に応じて、Ｉ成分用調整信号をＩ成分用ミキサ２４に印加すると共に、Ｑ成分用調整信号をＱ成分用ミキサ２５に印加し、Ｉ成分用ミキサ２４及びＱ成分用ミキサ２５の各出力の中心電圧を調整する（Ｓ３６）。そして、直流オフセット成分の検出量が許容範囲内に収まるまで調整を繰り返す（Ｓ３７）。このような構成によれば、特別な装置を必要とすることなく、パイロット信号を利用して、ダイレクトコンバージョン方式に特有の直流オフセットの問題を容易に、かつリアルタイムに解決することが可能となる。

Ｉ成分用ミキサ２４及びＱ成分用ミキサ２５の各出力の中心電圧を調整する方法としては、各ミキサ２４及び２５のバイアス電圧を調節してもよいし、これらミキサ２４及び２５の電流源を制御してもよい。あるいは、各ミキサ２４及び２５のバイアス電圧と電流源制御の両方を行うように構成してもよい。例えば、各ミキサ２４及び２５のバイアス電圧制御を先に実施し、許容誤差範囲内に未だ入っていないにも関わらずそれらのバイアス電圧調整範囲の上下限値に達してしまった場合に、各ミキサの電流源の制御を実施するように構成してもよい。この構成は、ミキサ回路の特性バイアス電圧の可変範囲を十分に取れない場合に有効であり、その様な場合においても簡易にミキサの出力電圧中心値を調整、利得の調整、直流オフセット電圧をキャンセルすることが可能となる。逆に、各ミキサ２４及び２５の電流源制御を先に実施し、許容誤差範囲内に未だ入っていないにも関わらずその電流源調整範囲の上下限値に達してしまった場合に、ミキサのバイアス電圧の制御を実施するように構成してもよい。この構成は、ミキサ回路の特性上電流源の可変範囲を十分に取れない場合に有効であり、その様な場合においても簡易にミキサの出力電圧中心値を調整、利得の調整、直流オフセット電圧をキャンセルすることが可能となる。

上記構成例では、直流オフセット量を許容範囲内に収めるために、Ｉ成分用ミキサ２４及びＱ成分用ミキサ２５の各出力の中心電圧を調整したが、Ｉ成分用調整信号をＩ成分用アンプ２６に印加すると共に、Ｑ成分用調整信号をＱ成分用アンプ２７に印加し、Ｉ成分用アンプ２６及びＱ成分用アンプ２７の出力の中心電圧を変えることにより直流オフセット電圧分をキャンセルするように構成してもよい。この構成は、ＩＱ不整合と直流オフセットキャンセルの両方への対応が必要な場合において、ミキサ２４及び／又は２５でＩＱ不整合の調整を実施している場合に、同じミキサ２４及び／又は２５で直流オフセットもキャンセルさせると調整が困難化する場合もありうる。そこで、ミキサ２４及び／又は２５とは別の回路ブロック、すなわちアンプ２６及び２７で直流オフセットのキャンセルをさせることにより、ＩＱ不整合と直流オフセットキャンセルの両方への同時対応が可能となる。なお、Ｉ成分用アンプ２６及びＱ成分用アンプ２７の出力の中心電圧を変える方法としては、Ｉ成分用アンプ２６及びＱ成分用アンプ２７のバイアス電圧を制御すればよく、アンプ２６及び２７のバイアス電圧値を変えるだけで簡易に直流オフセット電圧をキャンセルすることが可能となる。

（第３実施形態）
上記第１及び第２実施形態では、パイロット信号をＩ成分信号に付加した場合について説明したが、第３実施形態では、パイロット信号をＱ成分信号に付加してもよい。その場合、音声データはＩ成分信号ではなくＱ成分信号に割り当てられ、Ｉ成分用ミキサ２４ではなくＱ成分用ミキサ２５をコントロールすることになる。このように構成によれば、Ｉ成分用ミキサ２４とＱ成分ミキサ２５のいずれをも利用することが可能となる。

図９は、第３実施形態の動作を示すフローチャートである。受信機２０において調整を開始すると（Ｓ４１）、送信機１０側からの信号を受信し（Ｓ４２）、受信復調制御部２１において信号を復調し、例えば送信機１０側でＩ成分信号に書き加されたパイロット信号を抽出する（Ｓ４３）。そして、Ｉ成分用ミキサ２４の利得誤差が許容範囲内に収まっている場合に、予め受信復調制御部２１に用意されている上記テンプレートデータＴ１と比較し（Ｓ４４）、抽出されたパイロット信号の振幅とテンプレートデータＴ１の誤差が許容誤差範囲内かどうかを判定する（Ｓ４５）。利得誤差が許容誤差範囲内にある場合はそのまま終了する（Ｓ４６）。

利得誤差が許容誤差範囲外にあるときは、Ｉ成分用ミキサ２４に対しＩ成分調整用信号を印加し、Ｉ成分用ミキサ２４の利得を調整する（Ｓ４７）。ここで、Ｉ成分用ミキサ２４の利得が調整範囲の上下限値に達していない場合は（Ｓ４８でＮＯ）、さらにＩ成分用ミキサ２４の利得調整を続ける。一方、利得誤差が許容誤差範囲内に未だ入っていないにも関わらず、Ｉ成分用ミキサ２４の利得が調整範囲の上下限値に達してしまった場合（Ｓ４８でＹＥＳ）、受信機２０から送信機１０側にＩ成分信号とＱ成分信号の入替を指示し（Ｓ４９）、上記と同様に、今度はＱ成分用ミキサ２５の利得の調整を実施する（Ｓ５０）。このような構成によれば、ＩＱ不整合に対してＩ成分用ミキサ２４の利得調整のみではＩＱ不整合の許容誤差範囲に収められない場合に、Ｑ成分用ミキサ２５の利得調整で対応することが可能となり、より高精度、かつ広範囲な補正が可能となる。

なお、上記の場合とは逆に、まずＱ成分用ミキサ２５の利得を調整し、利得誤差が許容誤差範囲内に未だ入っていないにも関わらずＱ成分用ミキサ２５の利得調整範囲の上下限値に達してしまった場合に、Ｉ成分用ミキサ２４の調整を実施するように構成しても、同様の効果が得られる。あるいは、最初から送信機１０側においてＩ成分信号とＱ成分信号の送出を切り替え、すなわちパイロット信号を時分割的にＩ成分信号とＱ成分信号の両方に付加する（時間的に同時に付加されることは無い）ことにより、最初から両ミキサ２４及び２５の調整を行うように取り決めておいてもよい。

また、上記実施形態において、送信変調制御部１１は、所定の論理符合配列で表記されるパイロット信号を、Ｉ成分信号がＱ成分信号に比べて単位時間当たりのデータ伝送量が等しくなる程度に、Ｉ成分信号に書き加える場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その他の変形が可能である。例えば、Ｑ成分信号の方がＩ成分信号よりもデータ送出量が多く、かつ、送信変調制御部１１は、所定の論理符合配列で表記されるパイロット信号をＩ成分信号に書き加えるものであって、パイロット信号を書き加えた結果であるＩ成分信号のデータ送出量が、Ｑ成分信号のデータ送出量を上限としていればよい。

さらに、上記実施形態において、Ｉ成分信号に音声データのみを割り当てるように説明巣他が、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｉ成分信号に音声データとその他の信号を割り当てるように構成してもよい。具体的には、本発明に係る無線送受信装置を住宅用インターホンシステムに適用することが考えられる。住宅用インターホンシステムは、基本的に、リビングなど屋内に設けられる親機と、屋外に設けられるドアホン子機とを備え、さらに、親機とは別の場所に設けられ、親機との間で情報転送を行う副親機や、親機と副親機とドアホン子機の少なくとも１台の間で無線通信を行う拡張無線機を追加した態様もあり得る。いずれも、映像データと音声データを伝送する必要があるが、有線式システムの場合、配線を壁裏で行う必要があるため、屋内における親機及び副親機などの配置が制限され、好ましくない。この問題を解決するため、本発明に係る無線送受信装置を住宅用インターホンシステムに適用した場合、上記親機、副親機、ドアホン子機、拡張無線機のうち、いずれの無線機器からどの無線機器へ宛てて映像データや音声データを無線で送出するのかを、無線通信の冒頭で決定するために、制御信号を送受信する必要がある。ここでいう制御信号は、有線式住宅用インターホンシステムにおける制御信号と同等のもの（信号フォーマットは有線式の場合と無線式の場合で異なる場合がある）であり、無線通信の起点となる無線機器から、送信先となる無線機器に宛てて無線で送出される。この制御信号を、音声信号に加えて、データ送出量の少ないＩ成分信号に割り当てることができる。

本発明の第１実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置の構成を示すブロック図。 （ａ）はパイロット信号の振幅と利得誤差許容範囲内テンプレートデータＴ１の関係を示す波形図、（ｂ）はパイロット信号の位相ずれ許容範囲内テンプレートデータＴ２の関係を示す波形図。 ９０度シフト位相機の構成を示す回路図。 第１実施形態における動作を示すフローチャート。 第１実施形態におけるＩ成分用ミキサの利得の調整方法の一例を示すフローチャート。 第１実施形態における９０度シフト位相器の内部の抵抗値を制御するための方法の一例を示すフローチャート。 本発明の第２実施形態に係るダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置の構成を示すブロック図。 第２実施形態における動作を示すフローチャート。 本発明の第３実施形態における動作を示すフローチャート。

符号の説明

１ 無線送受信装置
１０ 送信機
１１ 送信変調制御部
１２ 基準発振器
１３ ９０度シフト位相器
１４ Ｉ成分用ミキサ
１５ Ｑ成分用ミキサ
２０ 受信機
２１ 受信復調制御部
２２ 基準発振器
２３ ９０度シフト位相器
２４ Ｉ成分用ミキサ
２５ Ｑ成分用ミキサ
２６ Ｉ成分用アンプ
２７ Ｑ成分用アンプ
２１１ 反転信号生成部
２１２ 和算部
Ｔ１ 利得誤差許容範囲内テンプレートデータ
Ｔ２ 位相ずれ許容範囲内テンプレートデータ

Claims (6)

1. ダイレクトコンバージョン方式の送信機及び受信機で構成されるダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置であって、
   前記送信機は、ＩＱ直交回路を含み、Ｑ成分信号及びＱ成分信号よりも単位時間当たりのデータ伝送量が少ないＩ成分信号を出力する送信変調制御部を備え、
   前記受信機は、
   受波した無線信号を復調するための基準周波数の信号を発振する基準周波数発振器と、
   前記基準周波数発振器から発振される基準周波数の信号の位相を９０度シフトすると共に、外部から印加されるシフト調整用電気信号に応じて位相シフト調整を施す９０度シフト位相器と、
   受波した無線信号と前記９０度シフト位相器の出力信号とを、外部から印加されるＩ成分用調整信号に応じてミキシングするＩ成分用ミキサと、
   受波した無線信号と、前記基準周波数発振器の出力信号とを、外部から印加されるＱ成分用調整信号に応じてミキシングするＱ成分用ミキサと、
   前記Ｉ成分信号と前記Ｑ成分信号とをそれぞれ復調及び解読する受信復調制御部とを備え、
   前記Ｑ成分信号の方が前記Ｉ成分信号よりもデータ送出量が多く、
   前記送信変調制御部は、所定の論理符合配列で表記されるパイロット信号をＩ成分信号に書き加えるものであって、前記パイロット信号を書き加えた結果であるＩ成分信号のデータ送出量が、前記Ｑ成分信号のデータ送出量を上限としており、
   前記受信復調制御部は、前記Ｉ成分用ミキサと前記Ｑ成分用ミキサの両利得の誤差が許容範囲内に収まっている場合に前記パイロット信号と比較されるテンプレートデータを備え、前記パイロット信号が前記テンプレートデータに収まるように、前記Ｉ成分用ミキサ又は前記９０度シフト位相器に調整信号を印加することを特徴とするダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置。
2. 前記テンプレートデータは、前記パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表す利得誤差許容範囲内テンプレートデータであり、
   前記受信復調制御部は、前記パイロット信号の振幅が前記利得誤差許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記Ｉ成分用ミキサにＩ成分用調整信号を印加することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置。
3. 前記テンプレートデータは、前記９０度シフト位相器の位相シフト誤差が許容範囲内に収まっている場合における前記パイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表す位相ずれ許容範囲内テンプレートデータであり、
   前記受信復調制御部は、前記パイロット信号の位相が前記位相ずれ許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記９０度シフト位相器にシフト調整用電気信号を印加することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置。
4. 前記テンプレートデータは、前記パイロット信号の正常な波形の振幅上限値を表す利得誤差許容範囲内テンプレートデータ及び前記９０度シフト位相器の位相シフト誤差が許容範囲内に収まっている場合における前記パイロット信号の正常な波形の位相ずれ上限値を表す位相ずれ許容範囲内テンプレートデータであり、
   前記受信復調制御部は、前記パイロット信号の振幅が前記利得誤差許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記Ｉ成分用ミキサにＩ成分用調整信号を印加すると共に、前記パイロット信号の位相が前記位相ずれ許容範囲内テンプレートデータに収まるように、前記９０度シフト位相器にシフト調整用電気信号を印加することを特徴とする請求項１に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置。
5. 前記パイロット信号の所定の論理符合配列は２種論理値交番形式で表記されていることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置。
6. 前記Ｉ成分信号に少なくとも音声データを割り当て、前記Ｑ成分信号に映像データを割り当てたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のダイレクトコンバージョン方式の無線送受信装置。

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