KR20060109422A - 무선 통신 시스템 및 그 시스템에서의 사용을 위한 무선디지털 수신기 - Google Patents

무선 통신 시스템 및 그 시스템에서의 사용을 위한 무선디지털 수신기 Download PDF

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Abstract

기지국(2)은 신호를 중심 주파수가 fi[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하고 신호를 오버샘플링한 이후에 무선 신호를 복조한다. 이동국(3)은 신호를 중심 주파수가 fd[Hz]인 저주파 신호로 햐향변환하고 신호를 언더샘플링한 이후에 무선 신호를 복조한다. 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]는 기지국(2) 및 이동국(3)에서 사용된다. 샘플링 주파수 fs[Hz]는 오버샘플링이 기지국(2)에서 행해지고 언더샘플링이 이동국(3)에서 행해지게끔 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정된다. 중심 주파수 fi[Hz]는 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배이다.

Description

무선 통신 시스템 및 그 시스템에서의 사용을 위한 무선 디지털 수신기{WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEM AND WIRELESS DIGITAL RECEIVER FOR USE THEREIN}
본 발명은 무선 통신 시스템 및 그 시스템에서의 사용을 위한 무선 디지털 수신기에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 주파수분할 다중(FDD : Frequency Division Duplex) 구조를 사용하는 무선 통신 시스템 및 그 시스템에서의 사용을 위한 무선 디지털 수신기에 관한 것이다.
FDD 구조를 사용하는 일반적인 무선 통신 시스템 중의 하나는 단거리 전용통신(DSRC : Dedicated Short Range Communication) 구조를 사용하는 무선 통신 시스템이다(이하에서는 "DSRC 시스템"으로서 참조됨).
DSRC 시스템 표준은 제 1 무선 신호를 도로상에 제공된 제 1 무선 통신 장치(이하에서는 "기지국"으로서 참조됨)로부터 운송수단(vehicle)에 제공된 제 2 무선 통신 장치(이하에서는 "이동국"으로 참조됨)로 전송하는 경우, 5775[MHz], 5780[MHz], 5785[MHz], 5790[MHz], 5795[MHz], 5800[MHz] 및 5805[MHz] 중의 하나가 중심 주파수로서 사용되는 것을 특정한다.
DRSC 시스템 표준은 또한 제 2 무선 신호를 이동국으로부터 기지국으로 전송 하는 경우(이하에서는 이러한 전송이 "업링크"로서 참조될 것임), 다운링크를 위해 사용된 중심 주파수로부터 40.000[MHz] 만큼 떨어진 중심 주파수가 사용되는 것을 특정한다. 특히, 5775[MHz]가 다운링크를 위한 중심 주파수로서 사용된다면, 5815[MHz]는 업링크를 위한 중심 주파수로서 사용된다. 유사하게, 5780[MHz]가 다운링크를 위해 사용된다면, 5820[MHz]는 업링크를 위해 사용된다. 5785[MHz]가 다운링크를 위해 사용된다면, 5825[MHz]는 업링크를 위해 사용된다. 5790[MHz]가 다운링크를 위해 사용된다면, 5830[MHz]는 업링크를 위해 사용된다. 5795[MHz]가 다운링크를 위해 사용된다면, 5835[MHz]는 업링크를 위해 사용된다. 5800[MHz]가 다운링크를 위해 사용된다면, 5840[MHz]는 업링크를 위해 사용된다. 5805[MHz]가 다운링크를 위해 사용된다면, 5845[MHz]는 업링크를 위해 사용된다.
DSRC 시스템 표준 명세에서 무선 장비에 대한 기술적인 요구사항의 부분에서, 이미지 응답에 대한 표준은 기지국에 대해서만 특정된다.
복조 처리가 디지털 신호 처리 회로에서 실행되는 경우, 수신된 변조 고주파 신호를 디지털 신호 처리 회로에 적합한 주파수로 변환하기 위해, 변조된 고주파 신호를 하향변환(downconvert)하는 주파수 변환 회로는 디지털 신호 처리 회로에 앞서서 제공되는 것을 필요로 한다.
무선 장치에 대한 기술적인 요구의 관점에서, 예컨대 LOW-IF 구조를 사용하는 주파수 변환 회로가 기지국에서 사용되는 것이 바람직하다. 이는 비특허 문서 1(J. Crols and Michiel S. J. Steyaert, "Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers", IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS II: ANALOG AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING, VOL. 45, NO. 3, March 1998)에서 설명된 것과 같이, 고주파 부품 내의 이미지 압축 필터를 사용하지 않고 LOW-IF 구조로 이미지 방해 신호를 제거하는 것이 가능하기 때문이다.
비특허 문헌 1에서 설명된 것과 같이, LOW-IF 구조를 갖는 수신된 변조 고주파 신호의 중심 주파수는 변조 고주파 신호의 신호 대역폭 크기의 대략 몇 배인 주파수로 하향변환된다. 그 다음, 하향변환된 신호는 샘플러에 의해 직접 샘플링되고 디지털 신호 처리 회로에 의해 복조된다. LOW-IF 구조는 더 좋은 수신 특성 및 고도의 집적을 제공한다는 점에서 유리하다.
그러나, 이동국에 대해서는 어떤 이미지 응답 표준도 특정되지 않는다. 그러므로, 국부 발진기가 전송기 및 수신기에 의해 공유되는 주파수 변환기를 사용하는 것이 가능하다. 따라서, 이동국에서는, 단일-변환 구조가 사용될 수 있다. 그러므로, 이동국은 저비용으로 제공될 수 있다.
상기에서 설명한 바와 같이, LOW-IF 구조를 사용하는 주파수 변환기가 기지국에서 사용되는 경우, 주파수-변환 신호는 수신된 변조 고주파 신호의 신호 대역폭 크기의 대략 몇 배인 주파수를 갖는 신호로 변환된다.
이동국이 전송기 및 수신기에 의해 국부 발진기가 공유되는 단일-변환 구조를 사용하는 주파수 변환기를 사용하는 경우, 주파수-변환 신호는 업링크와 다운링크 사이의 차이와 같은 주파수를 갖는 신호로 변환된다. 일반적으로, 상기 주파수는 서로 다르다. 이는 도 20 ~ 도 22에 도시된다.
도 20은 DSRC 시스템을 사용하여 서로 통신하는 일반적인 기지국(9000) 및 일반적인 이동국(9001)을 나타내는 개략적인 도면이다. 도 20에서, 주파수(fc)는 업링크에 대한 중심 주파수를 나타내고, 그 값은 5815[MHz], 5820[MHz], 5825[MHz], 5830[MHz], 5835[MHz], 5840[MHz] 및 5845[MHz] 중의 하나이다. 더욱이, 도 20에서, 주파수(fd)는 업링크에 사용된 신호의 중심 주파수와 다운링크에 사용된 신호의 중심 주파수 사이의 차이를 나타내고, 그 값은 40.000[MHz]이다. 도 20에 도시된 바와 같이, 신호는 이동국(9001)으로부터 중심 주파수(fc)에 의해 기지국(9000)으로 업링크된다. 신호는 기지국(9000)으로부터 중심 주파수(fc-fd)에 의해 이동국(9000)으로 다운링크된다. DSRC 시스템에서, 채널 대역폭은 5[MHz]인 것으로 특정된다.
도 21은 LOW-IF 구조를 사용하는 일반적인 기지국 무선 통신 장치의 일반적인 구성을 나타내는 도면이다. 도 22는 단일-변환 구조를 사용하는 일반적인 이동국 무선 통신 장치의 일반적인 구성을 나타내는 도면이다. 문제를 단순화하기 위해, 다음의 설명은 이동국 무선 통신 장치 및 기지국 무선 통신 장치에서의 단일-수신 동작만을 논의할 것이다.
먼저, 도 20 및 도 21을 참조하면, 기지국 무선 통신 장치에서의 신호-수신 동작이 설명될 것이다. 도 21에서, 기지국 무선 통신 장치는 안테나(9200), 대역 통과 필터(9216), 전송/수신 선택기 스위치(9211), 증폭기(9201), 제 1 혼합기(9202), 제 2 혼합기(9203), 제 1 국부 발진기(9206), 제 1 저역 통과 필터(9204), 제 2 저역 통과 필터(9205), 제 1 샘플러(9207), 제 2 샘플러(9208), 샘플링 신호 생성기(9209), 복조 디지털 회로(9210), 전송 고주파 회로(9212), 제 3 혼합기(9213), 제 2 국부 발진기(9214), 및 전송 회로(9215)를 포함한다.
기지국 무선 통신 장치에서, 신호-수신 동작은 안테나(9200), 대역 통과 필터(9216), 전송/수신 선택기 스위치(9211), 증폭기(9201), 제 1 혼합기(9202), 제 2 혼합기(9203), 제 1 국부 발진기(9206), 제 1 저역 통과 필터(9204), 제 2 저역 통과 필터(9205), 제 1 샘플러(9207), 제 2 샘플러(9208), 샘플링 신호 생성기(9209) 및 복조 디지털 회로(9210)을 사용함으로써 실행된다.
신호-수신 동작에서, 전송/수신 선택기 스위치(9211)는 안테나(9200) 및 증폭기(9201)가 서로 연결되도록 스위칭된다. 중심 주파수가 fc인 안테나(9200)에 의해 수신된 이동국(9001)으로부터의 변조 고주파 신호(R(t))는 증폭기(9201)로 입력된다. 증폭기(9201)는 변조 고주파 신호(R(t))를 적절한 레벨로 증폭하고, 증폭된 신호를 제 1 혼합기(9202) 및 제 2 혼합기(9203)로 입력한다. 제 1 국부 발진기(9206)는 중심 주파수가 fc-fa인 사인파를 출력한다. 비특허 문서 1에서 설명된 바와 같이, fa는 변조 고주파 신호(R(t))의 채널 대역폭 크기의 대략 몇 배인 주파수인 것이 바람직하다.
제 1 혼합기(9202)는 중심 주파수가 fc-fa인 제 1 국부 발진기(9206)로부터 출력된 사인파를 변조 고주파 신호(R(t))와 곱함으로써 중심 주파수가 fa인 변조 LOW-IF 신호 정위상 성분(RXI(t))를 출력한다
제 2 혼합기(9203)는 중심 주파수가 fc-fa인 제 1 국부 발진기(9206)로부터 출력되고 그 위상이 사인파의 위상으로부터 π/2 만큼 시프트된 신호를 변조 고주 파 신호(R(t))와 곱함으로써 중심 주파수가 fa인 변조 LOW-IF 신호 직교 위상 성분(RXQ(t))를 출력한다
제 1 샘플러(9207)는 주파수가 fs1인 샘플링 신호 생성기(9209)로부터 출력된 신호와 동기되는 변조 LOW-IF 신호 정위상 성분(RXI(t))를 샘플링함으로써 정위상 성분 샘플링 신호(I(mTs1))를 출력한다.
제 2 샘플러(9208)는 주파수가 fs1인 샘플링 신호 생성기(9209)로부터 출력된 신호와 동기되는 변조 LOW-IF 신호 직교 위상 성분(RXQ(t))를 샘플링함으로써 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q(mTs1))를 출력한다.
여기서, m은 정수이고, Ts1은 샘플링 신호 주파수 fs1의 역수인, 즉 Ts1 = 1/fs1 이다. 복조 디지털 회로(9201)에서의 신호 처리 동작을 돕기 위해서, fs1은 많은 경우에 2N(N은 자연수 : N=1, 2, 3, ...) 만큼 곱해진 fa와 동일한 값으로 설정된다.
복조 디지털 회로(9210)는 입력으로서 정위상 성분 샘플링 신호(I(mTs1)) 및 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q(mTs1))를 수신하고, 비특허 문서 1에 설명된 것과 같이, 신호를 복조하여 이미지 방해 신호를 없앤 이후에 수신된 데이터를 출력한다.
그 다음, 도 21 및 도 22를 참조하여, 이동국 무선 통신 장치에서의 신호-수신 동작이 설명될 것이다. 도 22에서, 이동국 무선 통신 장치는 안테나(9100), 대역 통과 필터(9112), 전송/수신 선택기 스위치(9108), 증폭기(9101), 제 1 혼합기 (9102), 국부 발진기(9103), 저역 통과 필터(9104), 샘플러(9105), 샘플링 신호 생성기(9106), 복조 디지털 회로(9107), 전송 고주파 회로(9109), 제 2 혼합기(9110) 및 전송기 회로(9111)를 포함한다.
이동국 무선 통신 장치에서, 신호-수신 동작은 안테나(9100), 대역 통과 필터(9112), 전송/수신 선택기 스위치(9108), 증폭기(9101), 제 1 혼합기(9102), 국부 발진기(9103), 저역 통과 필터(9104), 샘플러(9105), 샘플링 신호 생성기(9106) 및 복조 디지털 회로(9107)를 사용하여 실행된다.
신호-수신 동작에서, 전송/수신 선택기 스위치(9108)은 안테나(9100) 및 증폭기(9101)가 서로 연결되도록 스위칭된다. 중심 주파수가 fc-fd인 안테나(9100)에 의해 수신된 기지국(9000)으로부터의 복조 고주파 신호(RL(t))는 기지국도 이동국도 아닌 곳에서 사용되는 주파수 대역의 신호를 제거하기 위해 먼저 대역 통과 필터(9112)로 통과되고, 그 다음 증폭기(9101)로 입력된다. 증폭기(9101)는 적절한 레벨로 변조 고주파 신호(RL(t))를 증폭하고, 증폭된 신호를 제 1 혼합기(9102)로 입력한다. 제 1 국부 발진기(9103)는 중심 주파수가 fc인 사인파를 출력한다.
제 1 혼합기(9102)는 중심 주파수가 fc인 국부 발진기(9103)로부터 출력된 사인파를 변조 고주파 신호(RL(t))와 곱함으로써 중심 주파수가 fd인 변조 LOW-IF 신호(L(t))를 저역 통과 필터(9104)로 출력한다.
제 1 혼합기(9102)에서의 주파수 변환에서, 중심 주파수가 fc+fd인 신호는 이미지 방해 신호이다. 그러나, 이미지 응답은 DSRC 시스템 표준의 이동국에서 사용되는 무선 장비에 대한 기술적인 요구에서 특정되지 않기 때문에, 더 낮은-등급, 값싼 저역 통과 필터가 제 1 혼합기(9102) 다음의 필터로서 사용될 수 있다. 이미지 방해 신호가 문제가 된다면, 필요한 대역 만의 신호 성분은 복소 필터를 사용하여 추출될 수 있다.
샘플러(9105)는 주파수가 fs2인 샘플링 신호 생성기(9106)로부터 출력된 신호와 동기되는 중심 주파수가 fd인 저역 통과 필터(9104)로부터 출력된 변조 LOW-IF 신호(L(t))를 샘플링함으로써 샘플링 신호(Ls(mTs2))를 출력한다. 여기서, m은 정수이고, Ts2는 샘플링 신호 주파수 fs2의 역수(1/fs2)에 의해 나타나는 값이다. 복조 디지털 회로(9107)에서의 신호 처리 동작을 돕기 위해서, fs2는 많은 경우에, 2N(N은 자연수 : N=1, 2, 3, ...) 만큼 곱해진 fd와 동일한 값으로 설정된다.
복조 디지털 회로(9107)는 입력 신호로서 샘플링 신호 Ls(mTs2)를 수신하고, 신호를 복조하여 수신된 데이터를 출력한다.
본 발명에 관한 다른 배경 기술 출판물은 비특허 문서 2(Mikko Valkama, et al., "Advanced Methods for I/Q Imbalance Compensation in Communication Receivers" IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, Vol. 49, No. 10, pp 2335-2344, october 2001) 및 비특허 문서 3(Kiyomichi Araki ed., "Software Musen No Kiso To Oyo(Basics and Applications of Software Radio)", SIPEC Coporation Knowledge Service Department, p. 123, october 2002)를 포함한다.
상기한 바와 같이, LOW-IF 구조를 사용하는 기지국에서, 제 1 및 제 2 샘플러(9207 및 9208)로 입력되는 신호(RXI(t) 및 RXQ(t))의 중심 주파수 fa는 변조 고 주파 신호(R(t))의 신호 대역폭 크기의 대략 몇 배이다. 단일-변환 구조를 사용하는 이동국에서, 샘플러(9105)로 입력되는 신호(L(t))의 중심 주파수 fd는 DSCR 시스템 표준에서 특정된 업링크 주파수와 다운링크 주파수 사이의 차이(40.000[MHz])와 동일하다.
그러므로, 이동국의 샘플러로 입력된 신호의 중심 주파수는 기지국의 샘플러로 입력된 신호의 중심 주파수와 실질적으로 다르고, 이동국의 샘플러(9105)에서 사용된 샘플링 신호의 주파수는 기지국의 제 1 및 제 2 샘플러(9207, 9208)에서 사용된 샘플링 신호의 주파수와 다르다.
그러므로, 일반적인 시스템에서, 기지국용 샘플링 주파수 및 이동국용 샘플링 주파수는 그들의 복조 디지털 회로가 기능에서 실질적으로 같지만 다른 값으로 설정되는 것이 필요하다. 따라서, 기지국 및 이동국에 두 개의 다른 복조 디지털 회로를 제공하는 것이 필요하다. 저렴한 트랜스시버를 제공하기 위해서 기지국 및 이동국에 대해 일반적인 복조 디지털 회로를 구현하는 것이 바람직하지만, 상기에서 설명한 이유때문에 이러한 일반적인 복조 디지털 회로를 구현하는 것은 어렵다.
그러므로, 본 발명의 목적은 공통 샘플링 주파수가 기지국 및 이동국에 의해 사용되는 무선 통신 시스템을 구현하는 것이며, 이에 의해 기지국 및 이동국에 무선 디지털 수신기를 낮은 비용으로 제공하고, 무선 통신 시스템의 전체 비용을 감소시킨다.
본 발명은 상기에서 언급한 목적을 달성하기 위해 다음의 특징을 갖는다.
본 발명의 제 1 측면은, 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 갖는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 제 1 무선 통신 장치는 상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 제 1 저주파 신호로 하향변환하는 제 1 주파수 변환기와, 상기 제 1 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 제 1 저주파 신호를 오버샘플링하는 제 1 샘플러와, 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 제 1 복조 디지털 회로를 포함하고, 상기 제 1 복조 디지털 회로에 의해 복조된 상기 신호는 fi[Hz]의 중심 주파수를 갖고, 상기 제 2 무선 통신 장치는 상기 제 1 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 1 무선 신호를 중심 주파수 fd[Hz]가 상기 제 1 무선 신호의 중심 주파수와 상기 제 2 무선 신호의 중심 주파수 사이의 차이와 동일한 제 2 저주파 신호로 하향변환하는 제 2 주파수 변환기와, 상기 제 2 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 제 2 저주파 신호를 언더샘플링하는 제 2 샘플러와, 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 복조하는 제 2 복조 디지털 회로를 포함하고, 상기 제 1 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 제 1 샘플러에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고, 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에 관한 것이다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고, 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz] 및 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 다음의 수학식
Figure 112006000730910-PCT00001
Figure 112006000730910-PCT00002
- 여기서, k는 수학식 12인
Figure 112006000730910-PCT00003
및 수학식 14인
Figure 112006000730910-PCT00004
를 만족하는 정수이고,
N은 수학식 22인
Figure 112006000730910-PCT00005
를 만족하는 정수이고,
여기서 n은 수학식 7인
Figure 112006000730910-PCT00006
를 만족하는 정수임 -으로 표현되는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 주파수 변환기는 상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송된 제 2 무선 신호를 중심 주파수가 fj[Hz]인 제 1 저주파 신호로 하향변환하고, 상기 제 1 저주파 신호는 중심 주파수가 상기 제 1 샘플러의 앞 또는 뒤의 위치에서 fi[Hz]인 신호로 보정된 이후에 상기 제 1 복조 디지털 회로에 의해 복조되는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 중심 주파수 fd는 40.000[MHz]이고, 상기 주파수 fi 및 상기 샘플링 주파수 fs는 fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz], fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz], fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz], fi=4.096[MHz] 및 fs=32.768[MHz], 또는 fi=3.584[MHz] 및 fs=28.672[MHz]인 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 복조 디지털 회로는 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 1 직교 복조기와, 상기 제 1 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 제 1 저역-통과 필터와, 상기 제 1 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 1 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 제 2 복조 디지털 회로는 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 2 직교 복조기와, 상기 제 2 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 제 2 저역-통과 필터와, 상기 제 2 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 2 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 제 1 직교 복조기는 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하며, 상기 제 2 직교 복조기는 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 복조 디지털 회로는 중심 주파수가 0에 근접한 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 제 1 복소 필터와, 상기 제 1 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 1 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 제 2 복조 디지털 회로는 중심 주파수가 0에 근접한 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 제 2 복소 필터와, 상기 제 2 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 2 수신 데이터 재생부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 복조 디지털 회로는 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 1 직교 복조기와, 상기 제 1 직교 복조기로부터 출력되는 신호를 저역-통과-필터링하는 제 1 저역-통과 필터와,
상기 제 1 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 1 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 제 2 복조 디지털 회로는 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 2 직교 복조기와, 상기 제 2 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 제 2 저역-통과 필터와, 상기 제 2 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 2 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 제 1 직교 복조기는 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하며, 상기 제 2 직교 복조기는 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 주파수 fj[Hz]는 3.000[MHz]인 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 측면은, 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 1 무선 통신 장치에서 상기 제 2 무선 신호를 수신하고 상기 제 2 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에 있어서, 상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 중심 주파수가 fi[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환기와, 상기 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 오버샘플링하는 샘플러와, 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털 회로를 포함하고, 상기 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플러에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 무선 통신 장치의 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고, 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기에 관한 것이다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz] 및 상기 저주파 신호의 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 다음의 수학식
Figure 112006000730910-PCT00007
Figure 112006000730910-PCT00008
- 여기서, k는 수학식 12인
Figure 112006000730910-PCT00009
및 수학식 14인
Figure 112006000730910-PCT00010
를 만족하는 정수이고,
N은 수학식 22인
Figure 112006000730910-PCT00011
를 만족하는 정수이고,
여기서 n은 수학식 7인
Figure 112006000730910-PCT00012
를 만족하는 정수임 -으로 표현되는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 주파수 fi 및 상기 샘플링 주파수 fs는 fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz], fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz], fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz], fi=4.096[MHz] 및 fs=32.768[MHz], 또는 fi=3.584[MHz] 및 fs=28.672[MHz]인 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 복조 디지털 회로는 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 직교 복조기와, 상기 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 저역-통과 필터와, 상기 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 직교 복조기는 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 복조 디지털 회로는 중심 주파수가 0에 근접한 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 복소 필터와, 상기 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 3 측면은, 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 2 무선 통신 장치에서 상기 제 1 무선 신호를 수신하고 상기 제 1 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에 있어서, 상기 제 1 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 1 무선 신호를 상기 제 1 무선 신호의 중심 주파수와 상기 제 2 무선 신호의 중심 주파수 사이의 차이와 동일한 중심 주파수가 fd[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환기와, 상기 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 언더샘플링하는 샘플러와, 상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털 회로를 포함하고, 상기 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 1 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고 상기 제 1 무선 통신 장치의 샘플러에서 오버샘플링이 행해지는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기에 관한 것이다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 다음의 수학식
Figure 112006000730910-PCT00013
- 여기서, k는 수학식 12인
Figure 112006000730910-PCT00014
및 수학식 14인
Figure 112006000730910-PCT00015
를 만족하는 정수이고,
여기서 n은 수학식 7인
Figure 112006000730910-PCT00016
를 만족하는 정수임 -으로 표현되는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서,
상기 중심 주파수 fd는 40.000[MHz]이고, 상기 샘플링 주파수 fs는 fs=24.576[MHz], fs=12.288[MHz], fs=36.864[MH], fs=32.768[MHz], 또는 fs=28.672[MHz]인 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 복조 디지털 회로는 상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 직교 복조기와, 상기 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 저역-통과 필터와, 상기 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를 포함하고, 상기 직교 복조기는 상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 복조 디지털 회로는 중심 주파수가 0에 근접한 상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 복소 필터와, 상기 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 4 측면은, 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 1 무선 통신 장치에서 상기 제 2 무선 신호를 수신하고 상기 제 2 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에 있어서, 상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 중심 주파수가 fj[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환기와, 상기 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 오버샘플링하는 샘플러와, 상기 신호의 중심 주파수를 fi[Hz]인 신호로 보정한 이후에 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털 회로를 포함하고, 상기 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플러에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 무선 통신 장치의 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고, 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기에 관한 것이다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz] 및 상기 주파수 fi[Hz]는 다음의 수학식
Figure 112006000730910-PCT00017
Figure 112006000730910-PCT00018
- 여기서, k는 수학식 12인
Figure 112006000730910-PCT00019
및 수학식 14인
Figure 112006000730910-PCT00020
를 만족하는 정수이고,
N은 수학식 22인
Figure 112006000730910-PCT00021
를 만족하는 정수이고,
여기서 n은 수학식 7인
Figure 112006000730910-PCT00022
를 만족하는 정수임 -으로 표현되는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 복조 디지털 회로는 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 직교 복조기와, 상기 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 중심 주파수가 fi[Hz]인 성분을 갖는 신호로 보정하는 자동 주파수 제어기와, 상기 자동 주파수 제어기에 의해 주파수-보정된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 저역-통과 필터와, 상기 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직한 실시예에 있어서, 상기 주파수 fj[Hz]는 3.000[MHz]인 것을 특징으로 한다.
본 발명의 각 기능적인 블록은 바람직하게 집적 회로의 형태로 실행될 수 있다. 이들 기능적인 블록을 실행하는 집적 회로는 개별적으로 분리된 칩으로 형성될 수 있거나, 또는 그들의 약간 또는 모두가 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다. 본 명세서에 있어서, "집적 회로"는 단일 칩의 형태로 제공되는 집적 회로뿐만 아니라 단일 칩에 함께 형성되는 집적 회로의 그룹을 지칭한다.
본 발명의 효과는 이제부터 설명될 것이다.
본 발명의 무선 통신 시스템 및 이의 사용을 위한 무선 디지털 수신기에 있어서, 제 1 무선 통신 장치(기지국)에서 사용되는 샘플링 주파수는 제 2 무선 통신 장치(이동국)에서 사용되는 것과 동일하다. 그러므로, 디지털 복조 동작을 실행하는 동일한 복조 디지털 회로가 제 1 및 제 2 무선 통신 장치에 사용될 수 있다. 그러므로, 본 발명에 있어서, 제 1 및 제 2 무선 통신 장치(기지국 및 이동국)에 분리된 복조 디지털 회로를 제공하는 것은 불필요하고, 저렴한 무선 디지털 수신기를 제공하는 것이 가능하며, 이에 의해 무선 통신 시스템의 전체 비용을 줄인다.
더욱이, 복조 디지털 회로의 자동 주파수 제어기의 준비에 있어서, 국부 발진기는 비용 절감에 또한 기여하는 어느정도의 자유도가 허용된다.
본 발명의 이러한 및 다른 목적, 피처, 측면 및 장점은 첨부되는 도면을 참조할 때 본 발명의 다음의 상세한 설명으로부터 더욱 명확해질 것이다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 시스템(1)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도,
도 2는 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도,
도 3은 저역-통과 필터(103)의 통과 대역 특징을 나타내는 도면,
도 4는 제 2 무선 디지털 수신기(31)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도,
도 5는 직교 변조기의 구성을 나타내는 도면,
도 6의 (a) 및 (b)는 전송된 신호의 스펙트럼, 및 전송된 신호를 사인파로 곱한 결과를 나타내는 도면,
도 7의 (a) 및 (b)는 전송된 신호의 스펙트럼, 및 전송된 신호를 사인파로 곱한 결과를 나타내는 도면,
도 8은 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링 신호(S1(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면,
도 9는 직교 복조기의 구성을 나타내는 도면,
도 10은 중심 주파수가 fd=40.000[MHz]인 변조 저주파 신호(L2(t))를 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]로 샘플링함으로써 얻어진 샘플링 신호(S2(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면,
도 11은 변조 저주파 신호(L1(t))가 fi=3.072[MHz]이고 샘플링 주파수 fs가 12.288[MHz]인 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링 신호(S1(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면,
도 12는 중심 주파수가 fd=40.000[MHz]인 변조 저주파 신호(L2(t))를 샘플링 주파수 fs=12.288[MHz]로 샘플링함으로써 얻어진 샘플링된 신호(S2(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면,
도 13은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도,
도 14는 복소 필터(602)의 예시적인 통과 대역 특징을 나타내는 도면,
도 15A, 15B, 15C, 15D, 15E 및 15F는 복소 필터(602)의 통과 대역 특징을 나타내는데 사용되는 도면,
도 16A, 16B는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 각각 나타내는 도면,
도 17은 직교 복조기(802)로부터 출력된 정위상 성분 샘플링 신호(I(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면,
도 18은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 기지국 무선 통신 장치(12)의 구성을 나타내는 도면,
도 19는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 이동국 무선 통신 장치(11)의 구성을 나타내는 도면,
도 20은 DSRC 시스템을 사용하여 서로 통신하는 일반적인 기지국(9000) 및 일반적인 이동국(9001)을 개략적으로 나타내는 도면,
도 21은 LOW-IF 구조를 사용하는 일반적인 기지국 무선 통신 장치의 일반적인 구성을 나타내는 도면,
도 22는 단일-변환 구조를 사용하는 일반적인 이동국 무선 통신 장치의 일반적인 구성을 나타내는 도면이다.
(제 1 실시예)
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 시스템(1)의 기능적인 구성 을 나타내는 블록도이다. 도 1에서, 무선 통신 시스템(1)은 제 1 무선 통신 장치인 기지국(2)과, 제 2 무선 통신 장치인 이동국(3)을 포함한다. 기지국(2)은 제 1 무선 디지털 수신기(21) 및 제 1 무선 전송기(22)를 포함한다. 이동국(3)은 제 2 무선 디지털 수신기(31) 및 제 2 무선 전송기(32)를 포함한다. 도 1은 단순함을 위해 하나의 기지국(2) 및 하나의 이동국(3)만을 도시한다. 그러나, 실제로는 다른 채널을 사용하여 서로 통신하는 복수의 기지국(2) 및 복수의 이동국(3)이 존재한다.
무선 통신 시스템(1)은 DSRC 시스템 표준을 사용한다. 그러므로, 5815[MHz], 5820[MHz], 5825[MHz], 5830[MHz], 5835[MHz], 5840[MHz] 및 5845[MHz] 중의 어느 하나가 이동국(3)으로부터 기지국(2)까지의 업링크에 사용된다. 여기서, 업링크에 사용된 신호의 중심 주파수는 fc[Hz]로 표시된다(이하에서는 단순히 "fc"로 참조됨).
기지국(2)으로부터 이동국(3)까지의 다운링크를 위해, 5775[MHz], 5780[MHz], 5785[MHz], 5790[MHz], 5795[MHz], 5800[MHz] 및 5805[MHz] 중의 어느 하나가 다운링크를 위한 주파수 fc에 맞게 사용된다. 다운링크에 사용된 주파수와 업링크에 사용된 주파수 사이의 차이와 같은 주파수 fd[Hz](이하에서는 단순히 "fd"로 참조됨)는 항상 40.000[MHz]이다. 다운링크에 사용된 신호의 중심 주파수는 fc-fd[Hz]이다(이하에서는 단순히 "fc-fd"로 참조됨).
DSRC 시스템 표준 명세는 기지국 및 이동국에 대해 다양한 요구를 특정하는 무선 장비에 대한 기술적인 요구의 일부를 포함한다.
DSRC 시스템 표준은 각 채널에서 신호의 대역폭이 5[MHz]인 것을 특정한다(이하에서는 "채널 대역폭"으로 참조됨). 이 명세에 따르면, 채널 대역폭은 2 ×Bch, Bch=2.5[MHz]로 나타나는 것으로 알려져 있다.
DSRC 시스템에서, 사용되는 변조 스킴은 무선 심볼 주파수 fsym[Hz](이하에서는 단순히 "fsym"으로 참조됨)가 1.024[MHz]인 ASK(Amplitude Shift Keying) 스킴 또는 무선 심볼 주파수 fsym가 2.048[MHz]인 п/4 시프트 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 중의 어느 하나인 것을 필요로 하는 것이 특정된다. 본 실시예의 DSRC 시스템은 무선 심볼 주파수 fsym=2.048[MHz]를 갖는 п/4 시프트 QPSK 스킴을 사용한다. ASK 스킴의 경우에, 맨체스터 코딩(Manchester coding)이 사용되기 때문에, 보드율(baud rate)로 변환된 fsym=1.024[MHz]는 2.048[MHz]이고, 이는 п/4 시프트 QPSK 스킴과 같다. 그러므로, 원칙적으로 다음의 상세한 설명은 ASK 스킴에 적용된다.
기지국(2)의 제 1 무선 전송기(22)는 중심 주파수가 fc-fd인 신호(제 1 무선 신호)를 출력한다. 응답으로, 이동국(3)의 제 2 무선 디지털 수신기(31)는 중심 주파수가 fc-fd인 신호(제 1 무선 신호)를 수신한다. 제 2 무선 디지털 수신기(31)는 중심 주파수가 fc-fd인 수신 신호(제 1 무선 신호)를 중심 주파수가 fd=40.000[MHz]인 신호로 하향변환한다. 제 2 무선 디지털 수신기(31)는 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호와 동기하여 중심 주파수가 fd인 신호를 언더샘플링(undersampling)한다. 제 2 무선 디지털 수신기(31)는 수신 데이터를 얻기 위해 디지털 회로를 사용하여 언더샘플링된 신호를 복조한다.
이동국의 제 2 무선 전송기(32)는 중심 주파수가 fc인 신호(제 2 무선 신호)를 출력한다. 응답으로, 기지국(2)의 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 중심 주파수가 fc인 신호(제 2 무선 신호)를 수신한다. 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 중심 주파수가 fc인 수신 신호(제 2 무선 신호)를 중심 주파수가 fi=3.072[MHz]인 신호로 하향변환한다. 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호와 동기하여 중심 주파수가 fi인 신호를 오버샘플링(oversampling)한다. 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 수신 데이터를 얻기 위해 디지털 회로를 사용하여 오버샘플링된 신호를 복조한다.
도 2는 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도이다. 도 2에서, 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 주파수 변환기(100), 샘플러(101), 직교 복조기(102), 저역 통과 필더(103), 샘플링 신호 생성기(104) 및 수신 데이터 생성부(105)를 포함한다. 직교 복조기(102), 저역 통과 필터(103) 및 수신 데이터 생성부(105)는 이하에서는 집합적으로 "제 1 복조 디지털 회로"로 참조될 것이다. 중심 주파수가 fc인 변조 고주파 신호(R1(t))는 제 1 무선 디지털 수신기(21)로 입력되는 것으로 가정하자.
주파수 변환기(100)는 변조 고주파 신호(R1(t))를 하향변환하고 중심 주파수가 fi=3.072[MHz]인 변조 저주파 신호(L1(t))를 출력한다. 신호가 fi=3.072[MHz]로 하향변환되는 이유는 이후에 상세히 설명될 것이다.
샘플링 신호 생성기(104)는 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호를 출력한다. 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 이유는 이후에 상세히 설명될 것 이다.
직교 복조기(102)는 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링 신호(S1(mTs))를 exp(-jθ×mTs)(여기서 j는 허수 단위)로 곱하는 연산을 실행하여 위상이 서로 п/2 [rad] 만큼 다른 두개의 신호, 즉 정위상 성분 샘플링 신호(I1(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q1(mTs))를 출력한다. 여기서, θ는 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅된 신호가 exp(-jθ×mTs)로 곱셈한 이후에 직교 복조기(102)로부터 출력된 신호에 포함되게끔 하는 값으로 설정된다. 값 θ는 이후에 상세히 설명될 것이다.
도 3은 저역-통과 필터(103)의 통과 대역 특징을 나타내는 도면이다. 저역 통과 필터(103)는 주파수 통과 대역이 0 ~ Bch/2인 디지털 필터이다. 저역 통과 필터(103)를 준비함에 있어서, 저역 통과 필터(103)로부터 출력된 기저대역 직교 복조된 신호의 정위상 성분(Ib1(mTs)) 및 직교 위상 성분(Qb1(mTs))은 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅된 주파수 성분만을 가질 것이다.
저역 통과 필터(103)로부터 출력된 신호(Ib1(mTs) 및 Qb1(mTs))는 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅된 성분만을 가지며, 수신 데이터 재생부(105)는 지연 검출 등에 의해서 수신된 데이터를 출력할 수 있다.
도 4는 제 2 무선 디지털 수신기(31)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도이다. 도 4에서, 제 2 무선 디지털 수신기(31)는 주파수 변환기(200), 샘플러(201), 직교 복조기(202), 저역 통과 필터(203), 샘플링 신호 생성기(204) 및 수신 데이터 재생부(205)를 포함한다. 직교 복조기(202), 저역 통과 필터(203) 및 수신 데이터 재생부(205)는 이하에서 집합적으로 "제 2 복조 디지털 회로"로 참조될 것이다. 중심 주파수가 fc-fd인 변조 고주파 신호(R2(t))는 제 2 무선 디지털 수신기(31)로 입력되는 것으로 가정하자.
주파수 변환기(200)는 중심 주파수가 fd=40.000[MHz]인 변조 저주파 신호( L2(t))를 출력하기 위해 변조 고주파 신호(R2(t))를 하향변환한다. DSRC 시스템의 이동국에서, 주파수가 fc인 국부 발진기 신호는 전송되는 신호를 출력하기 위해 국부 발진기(도시 안됨)로부터 출력된다. 이동국은 국부 발진기 신호를 사용하여 단일-변환 구조를 사용한다. 더욱이, 이동국이 수신하는 신호의 주파수는 fc-fd이다. 그러므로, 주파수 변환기(200)는 주파수가 fc인 국부 발진기 신호를 사용하여 변조 고주파 신호(R2(t))를 fd=40.000[MHz]로 하향변환한다.
샘플링 신호 생성기(204)는 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호를 출력한다. 따라서, 샘플링 신호 생성기(204)는 제 1 무선 디지털 수신기(21)에서 샘플링 신호 생성기(104)와 동일하다. 상기에서 설명한 바와 같이, 본 실시예에서, 제 1 무선 디지털 수신기(21)에서 사용된 샘플링 주파수는 제 2 무선 디지털 수신기(31)에서 사용된 샘플링 주파수와 같다. 동일한 샘플링 주파수가 사용될 수 있는 이유는 이후에 설명될 것이다. 또한, 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 이유는 이후에 상세히 설명될 것이다.
샘플러(201)는 샘플링 신호(S2(mTs))를 출력하기 위해 샘플링 신호 생성기(204)로부터 출력된 샘플링 신호와 동기하여 변조 저주파 신호(L2(t))를 언더샘플링한다. 여기서, m은 정수(m=...,-1, 0, 1,...)이고, Ts는 샘플링 주기, 즉 Ts=1/fs이다.
직교 복조기(202)는 샘플러(201)로부터 출력된 샘플링 신호(S2(mTs))를 exp(-jŋ×mTs)(여기서 j는 허수 단위)로 곱하는 연산을 실행하여 위상이 서로 п/2 [rad] 만큼 다른 두개의 신호, 즉 정위상 성분 샘플링 신호(I2(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q2(mTs))를 출력한다. 여기서, ŋ는 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅된 신호가 exp(-jŋ×mTs)로 곱셈한 이후에 직교 복조기(202)로부터 출력된 신호에 포함되게끔 하는 값으로 설정된다. 값 ŋ는 이후에 상세히 설명될 것이다. 이후에 설명될 것과 같이, ŋ는 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 직교 복조기(202)에서 사용된 θ와 다른 값이다. 따라서, 제 1 무선 디지털 수신기(21)에서 사용된 직교 복조기(102)는 exp과의 곱셈에서 사용된 회전각 θ와 ŋ가 서로 다른 것을 제외하고 제 2 무선 디지털 수신기(31)에서 사용된 직교 복조기(202)와 동일하다. 서로 다른 회전각은 이후에 상세히 설명될 것이다.
제 1 무선 디지털 수신기(21)에서의 저역 통과 필터(103)에서와 같이, 저역 통과 필터(203)는 주파수 통과 대역이 0 ~ Bch/2인 디지털 필터이다. 따라서, 도 3은 또한 저역 통과 필터(203)에 의지한다. 저역 통과 필터(203)를 준비함에 있어서, 저역 통과 필터(203)로부터 출력된 기저대역 직교 복조된 신호의 정위상 성분(Ib2(mTs)) 및 직교 위상 성분(Qb2(mTs))은 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅된 주파수 성분만을 가질 것이다. 제 1 무선 디지털 수신기(21)에서 사용된 저역 통과 필터(103)는 제 2 무선 디지털 수신기(31)에서 사용된 저역 통과 필터(203)과 동일하다.
저역 통과 필터(203)로부터 출력된 신호(Ib2(mTs) 및 Qb2(mTs))는 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅된 성분만을 가지며, 수신 데이터 재생부(205)는 지연 검출 등에 의해서 수신된 데이터를 출력할 수 있다.
제 1 무선 디지털 수신기(21)에 대한 샘플링 주파수는 제 2 무선 디지털 수신기(31)와 동일하기 때문에, 동일한 샘플링 생성기가 샘플링 신호 생성기(104 및 204)로서 사용될 수 있다. 더욱이, 동일 샘플러가 샘플러(101 및 201)로서 사용될 수 있다. 더욱이, 동일 저역 통과 필터가 저역 통과 필터(103 및 203)으로서 사용될 수 있다. 또한, 직교 복조기(102)와 직교 복조기(202) 사이의 회전각을 변경하는 것만이 필요하기 때문에, 만약 두 개의 다른 회전각이 메모리 장치 내에 저장될 수 있고 사용된 직교 복조기가 회전각 값을 하나로부터 다른 하나로 스위칭할 수 있다면, 동일한 직교 복조기는 제 1 무선 디지털 수신기(21)에서의 직교 복조기(102) 및 제 2 무선 디지털 수신기(31)에서의 직교 복조기(202)로서 사용될 수 있다.
이제부터, 샘플링이 샘플러(101 및 201)에서 적절히 행해지고 수신 데이터가 fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz]를 사용하여 제 1 및 제 2 무선 디지털 수신기(21 및 31)에서 적절히 얻어질 수 있는 이유가 설명될 것이다. 상세하게는 샘플러(101)가 중심 주파수가 fi=3.072[MHz]인 신호를 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]로 오버샘플링할 때 수신 데이터가 완전히 저장될 수 있고, 반면에 샘플러(201)가 중심 주파수가 fi=40.000[MHz]인 신호를 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]로 언더샘플링할 때 수신 데이터가 완전히 저장될 수 있는 이유가 설명될 것이다.
전송된 신호는 복소 신호를 사용하여 이하의 수학식 1에 도시된 것과 같이 일반적으로 표현될 수 있다.
Figure 112006000730910-PCT00023
이는 첫째로, 전송된 기저대역 신호(S(t))가 도 5에 도시된 것과 같은 직교 변조기를 사용함으로써 직교-변조되고(수학식 2로 곱해짐) 그 다음 무선파로서 출력되는, TXI+jTxQ로 표현되는 복소 신호이기 때문이다.
Figure 112006000730910-PCT00024
수신측은 이것을 사인파와 곱함으로써 전송된 신호를 하향변환한다. 먼저, 전송된 신호 및 사인파는 각각 수학식 3 및 수학식 4에 도시된 것과 같은 복소 신호를 사용하여 표현될 수 있다.
전송된 신호
Figure 112006000730910-PCT00025
Figure 112006000730910-PCT00026
사인파
Figure 112006000730910-PCT00027
Figure 112006000730910-PCT00028
수학식 3에 따르면, 전송된 신호의 스펙트럼은 수평축이 복소 주파수를 나타내고 수직축이 스펙트럼 강도를 나타내는 도 6의 (a)와 같은 평면 상에 표현될 수 있다.
전송된 신호가 +ωc인 중심 각주파수에서 S(t)인 스펙트럼 및 -ωc인 중심 각주파수에서 S*(t)인 다른 스펙트럼으로 이루어진 신호인 것은 도 6의 (a)로부터 알 수 있다.
유사하게, 사인파가 중심 각주파수가 +ωc인 사인파 신호 및 중심 각주파수가 -ωc인 다른 사인파 신호로 이루어진 신호인 것은 수학식 4로부터 알 수 있다.
하향변환에 대해 사용된 국부 발진기의 중심 각주파수인 경우, 전송된 신호를 사인파로 곱함으로써 얻어질 수 있는 주파수 변환된 신호는 수학식 5에 도시된 것과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006000730910-PCT00029
Figure 112006000730910-PCT00030
도 6의 (b)는 수학식 5에 의해 나타난 하향변환을 도식적으로 나타낸다. 중 심 각주파수가 ωi(의도된 파는 DC 성분을 포함하지 않으면서, 가능한 0에 가까운 주파수 값)가 되도록 주파수 변환되는 경우, 이웃 채널(ch1-)은 의도된 파의 대역으로 떨어져서, 방해파가 되는 것을 알 수 있다. 원칙적으로, ch1- 는 예컨대 이미지 거부 혼합기(비특허 문서 1의 p281 참조)를 사용함으로써 제거될 수 있다. 그러나, 실제로는 억압(suppression)은 종래 기술(비특허 문서 2 참조)에서 알려진 바와 같이 직교 복조된 신호의 정위상 성분 및 직교 위상 성분 사이의 직교 에러 때문에 기껏해야 대략 30 ~ 40 dB 만큼 이루어질 수 있을 뿐이다. 그러나, 5[MHz] 간격으로 이웃하는 파의 선택도는 DSRC 시스템에서 기지국과 이동국 어느 것에 대해서도 규정되기 않기 때문에(STD-T75, Ver. 1.2, P. 33 참조), ch1-는 완전히 억압될 필요가 없다.
도 7의 (b)는 도 6의 (b)에 도시된 위치로부터 양의 방향으로 중심 각 주파수 ωi를 점차로 이동하는 결과를 도시한다. 도 7의 (b)에 도시된 바와 같이, 다음 이웃하는 채널 ch2-(다음 이웃하는 채널은 STD-T75, Ver. 1.2, P. 33에서 10[MHz]-간격 신호로서 정의됨)는 의도된 파의 대역으로 떨어진다. 이러한 경우에, ch2-제거가 조금이라도 쇠퇴한다면, 표준 15dB에서의 마진은 감소될 것이고, 표준은 더 이상 최악의 경우에 직면하지 않을 것이다. 그러므로, 중심 각주파수는 가능한 0에 가까운 것이 바람직하다.
상기의 관점에서, DSRC 시스템의 기지국에 대해 LOW-IF 구조를 사용하는 경우, 이웃하는 채널 ch1-*가 의도된 파의 대역으로 떨어지도록 설정이 이루어지는 것이 바람직하다. 따라서, 하향변환된 신호의 중심 주파수가 fi인 경우, 이하의 수학식 6이 만족되어야 한다.
Figure 112006000730910-PCT00031
여기서 fi=2πωi 및 2Bch는 채널당 대역폭이다.
2 ×Bch=5[MHz] 및 fd=40.000[MHz]이기 때문에, fi와 fd 사이의 비교는 fi<fd를 산출한다. 그러므로, 중심 주파수가 fi인 신호 및 중심 주파수가 fd인 다른 신호가 동일한 샘플링 주파수로 샘플링되는 경우, 중심 주파수가 fi인 신호는 오버샘플링될 것이고, 반면에 중심 주파수가 fd인 신호는 언더샘플링될 것이다. 두 개의 신호가 오버샘플링될 수 있는 샘플링 주파수도 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 경우에 샘플링 주파수는 매우 높을 것이며, 고주파 신호를 핸들링할 수 있는 샘플러를 사용하는 것이 필요할 것이고, 이에 의해 저비용으로 회로를 구현하는 것은 어렵게 될 것이다.
그러므로, 샘플링되는 신호는 중심 주파수가 fd인 신호이다. 샘플링 동작을 구현하는데 필요하고 충분한 조건은 이하의 수학식 7 및 수학식 8(비특허 문서 3, p. 123, 수학식 B.12 및 B. 16 참조)이다.
Figure 112006000730910-PCT00032
Figure 112006000730910-PCT00033
여기서, fs는 샘플링 주파수를 나타낸다.
오버샘플링되는 신호는 중심 주파수가 fi인 신호이다. Nyquist 정리에 의하면, 오버샘플링 동작에 대한 필요하고 충분한 조건은 이하의 수학식 9이다.
Figure 112006000730910-PCT00034
더욱이, 복조 디지털 회로를 쉽게 구현하는 조건은 일반적으로 아래의 수학식 10에 의해 나타난다.
Figure 112006000730910-PCT00035
여기서, N 및 k는 정수이고, fsym은 무선 심볼 전송률을 나타내는 주파수이다.
수학식 8 및 수학식 10은 수학식 11을 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00036
수학식 11은 k에 관해 재배열될 수 있고, 수학식 12를 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00037
k에 대한 조건은 추가로 논의될 것이다. 상기에서 설명한 바와 같이, 언더샘플링 스킴은 중심 주파수가 fd인 신호에 대해 사용된다. 수학식 10과 함께 이 사실을 고려하면 수학식 13을 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00038
이는 k에 관하여 변형될 수 있고, 수학식 14를 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00039
수학식 15가 n=1인 경우를 제외하고 참을 유지하기 때문에(즉, n ≥2인 경우 참을 유지한다), 수학식 14는 수학식 11이 참을 유지하는 한 항상 참을 유지함을 유의해야 한다.
Figure 112006000730910-PCT00040
수학식 10을 사용함으로써 수학식 6을 재배열하면 수학식 16을 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00041
그 다음, 수학식 8 및 수학식 16이 동시에 만족되는 조건이 고려될 것이다. 먼저, 수학식 8 및 수학식 16이 동시에 만족되지 않는 조건이 고려될 것이다. 수학식 8 및 수학식 16을 동시에 만족하는 어떤 해도 존재하지 않는 조건은 수학식 17과 같다.
Figure 112006000730910-PCT00042
N에 관하여 수학식 17을 참조하면 수학식 18을 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00043
이제부터, 이하의 수학식 19에 도시된 것과 같은 계산이 수학식 18의 역로그 사이에서의 비교에 대해 이루어진다.
Figure 112006000730910-PCT00044
Figure 112006000730910-PCT00045
수학식 7에 기초하여 1≤n 이기 때문에, 2/(n+1)≤1이다. 따라서, 수학식 20은 수학식 19로부터 얻어질 수 있다.
Figure 112006000730910-PCT00046
DSRC 시스템에서 fd=40.000[MHz]=16Bch이기 때문에, 수학식 20의 값은 0보다 크다. 따라서, 수학식 21은 참을 유지한다.
Figure 112006000730910-PCT00047
그러므로, 수학식 8 및 수학식 16을 동시에 만족할 수 있는 조건은 수학식 22에 도시된 것과 같이 수학식 18을 부정함으로써 얻어질 수 있다.
Figure 112006000730910-PCT00048
따라서, 본 발명의 fi 및 fs 값은 수학식 7을 만족하는 n 값을 먼저 얻음으 로써 얻어진다. 그 다음, 수학식 12 및 수학식 14를 만족하는 k 값이 얻어진다. 그 다음, 얻어진 n 값에 대해, 수학식 22를 만족하는 N 값이 얻어진다. 그 다음, 얻어진 N 및 k 값은 fi를 얻기 위해 수학식 10에 대입된다.
이제부터, fi 및 fs 값이 실제 DSRC 시스템에서 얻어질 것이다. DSRC 시스템에서, Bch=2.5[MHz], fd=40.000[MHz] 및 fsym=2.048[MHz}로 가정된다.
먼저, 수학식 7을 만족시키는 정수가 도출된다. 도시된 예에서, n=1, 2,..., 7은 수학식 7을 만족한다.
그 다음, 정수값 n 중 하나가 선택되고, 수학식 12 및 수학식 14를 만족하는 정수 k가 도출된다. 임의의 정수 n(1≤n ≤7)으로, 수학식 12 및 수학식 14를 만족하는 어떤 정수 k도 존재할 수 없다. 특히, n=1, 4, 5 및 7인 경우, 수학식 12 및 수학식 14를 만족하는 어떤 정수 k도 존재하지 않는다. n=2인 경우, k=7, 8 또는 9이다. n=3인 경우, k=6이다. n=3인 경우, k=6이다. n=6인 경우, k=3이다.
그 다음, 수학식 7을 만족하는 정수값 n(1≤n ≤7) 중의 하나가 선택되고, 수학식 22를 만족하는 정수 N이 도출된다. n=1인 경우, N=4이다. n=2 또는 3인 경우, N=3이다. n=4, 5, 6 또는 7인 경우, N=2이다.
최종적으로, 수학식 10에 기초하여, 정수 k 및 N에 대한 값 fi가 얻어지고, 이 값에 기초하여 값 fs가 얻어진다.
이하의 표 1은 n, k 및 N의 가능한 조합 및 이에 대한 값 fi 및 fs를 도시한다.
n N k fi[MHz] fs[MHz]
1 4 - - -
2 3 9 4.608 36.864
2 3 7 3.584 28.672
2 3 8 4.096 32.768
3 3 6 3.072 24.576
4 2 - - -
5 2 - - -
6 2 3 3.072 12.288
7 2 - - -
표 1에서, "-"는 상기에서 설명한 조건을 만족하는 어떤 값도 존재하지 않는 것을 의미한다.
표 1로부터 알 수 있는 바와 같이, fi에 대한 최소값은 3.072[MHz]이고, 도 6의 (a) 및 (b), 도 7의 (a) 및 (b)를 참조하여 상기 설명으로부터 알 수 있는 바와 같이, 다음 이웃하는 채널 ch2-를 의도된 파 대역으로 떨어뜨리는 것은 fi가 3.072[MHz]인 경우 가장 적게 중요하다. 따라서, 다음의 설명은 fi가 3.072[MHz]인 경우에 한정될 것이다. fi가 3.072[MHz]인 경우, 표 1에 기초하여 fs는 24.576[MHz] 또는 12.288[MHz]이다. 본 실시예에서, 24.576[MHz]는 fs로서 사용된다.
상기 설명은 샘플러(101)가 중심 주파수가 fi=3.072[MHz]인 신호를 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]로 오버샘플링할 때 수신된 데이터가 완전히 저장될 수 있고, 반면에 샘플러(101)가 중심 주파수가 fi=40.000[MHz]인 신호를 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]로 언더샘플링할 때 수신된 데이터가 완전히 저장될 수 있는 것을 나타낸다. 나타난 예에서 fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz]이면서, fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz]의 조합이 표 1로부터 알 수 있는 것과 같이 또한 사용될 수 있다. 더욱이, 표 1로부터 알 수 있는 바와 같이, 다른 가능한 조합은 fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz]; fi=4.096[MHz] 및 fs=36.768[MHz]; 및 fi=3.584[MHz] 및 fs=28.672[MHz]을 포함한다. 어떤 경우에도 fd=40.000[MHz]임을 유의해야 한다.
도 8은 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링 신호(S1(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 8에서, 수평축은 복소 주파수를 나타내고 수직축은 전력 스펙트럼 강도를 나타낸다.
도 8에서, 2Bch는 채널 대역폭을 나타내고, DSRC 시스템에서 2Bch=5[MHz]이다. 도 8에서, 스펙트럼(300)은 변조된 저주파 신호(L1(t))의 스펙트럼을 나타낸다. 다른 스펙트럼은 변조된 저주파 신호(L1(t))를 샘플링된 주기 Ts로 샘플링한 결과로서 발생하는 폴딩(folding) 스펙트럼이다. 도면은 폴딩 스펙트럼으로서 중심 주파수가 fs ±fi인 신호와 중심 주파수가 -fs ±fi인 다른 신호를 나타낸다.
직교 복조기(102)는 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링된 신호(S1(mTs))를 수신하고, 위상이 π/2[rad] 만큼 서로 다른 두개의 신호, 즉 정위상 성분 샘플링 신호(I1(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q1(mTs))를 출력한다. 특히, 직교 복조기(102)는 정위상 성분 샘플링 신호(I1(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링 신호(Q1(mTs))를 얻기 위해 수학식 23에 도시된 것과 같이 표현되는 θ[rad]를 사용함으로써 연산 S1(mTs) ×exp(-jθ×mTs)를 실행한다.
Figure 112006000730910-PCT00049
여기서, N은 표 1에 도시된 것과 같다. 특히, fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz]인 경우, N=3이다. fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz]인 경우, N=2이다. fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz]인 경우, N=3이다.
예컨대, 중심 주파수가 0이 아닌 fb[Hz]이고 샘플링 주파수 fs로 샘플링된 신호(Sb(mTs))는 디지털 회로를 사용하여 Sb(mTs)를 exp(-j2π×fb/fs ×t)로 곱함으로써 및 양의 방향으로 fb만큼 주파수를 시프팅함으로써 중심 주파수가 0인 신호로 변환될 수 있다. 샘플링 주파수가 fs인 디지털 회로 내에서 t가 시간을 나타내면서, t는 연속적인 값을 취하기 보단 규칙적인 간격 Ts에서 불연속적인 값을 취할 수 있다. 그러므로, 모든 Ts에 대해, Sb(mTs)가 곱해져야 하는 값은 수학식 24에 나타난 것과 같이 표현된다.
Figure 112006000730910-PCT00050
따라서, 중심 주파수가 fb인 Sb(mTs)는 수학식 25에 도시된 것과 같은 연산을 실행함으로써 중심 주파수가 0인 신호로 변환될 수 있다.
Figure 112006000730910-PCT00051
Euler 공식을 사용하여 exp 항을 확장하면 수학식 26을 산출한다.
Figure 112006000730910-PCT00052
따라서, 수학식 25의 연산은 도 9에 도시된 것과 같은 회로 구성을 사용함으로써 구현될 수 있다. 도 9는 중심 주파수가 0인 신호를 얻기 위해 -fb 만큼 주파수를 시프팅하는 회로의 구성을 나타내는 개략적인 도면이다. 도 9에 도시된 바와 같이, 회로는 Sb(mTs)의 정위상 성분인 Ib(mTs) 및 Sb(mTs)의 직교 위상 성분인 Qb(mTs)를 출력한다. 그러므로, 도 9에 도시된 회로는 직교 복조기로 간주될 수 있다. 따라서, 도 9는 직교 복조기(102 및 202)의 내부 구성을 나타낸다.
그러므로, 직교 복조기(102)에 의해 실행되는 연산 S1(mTs) ×exp(-jθ×m)의 θ는 수학식 10에 기초하여 이하의 수학식 27에 도시된 것과 같이 판정된다.
Figure 112006000730910-PCT00053
수학식 27은 수학식 23과 같은 것을 알 수 있다.
따라서, 직교 복조기(102)에 의해 실행되는 연산 S1(mTs) ×exp(-jθ×mTs)의 결과로서, 정위상 성분 샘플링된 신호(I1(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q1(mTs))는 각각 도 8에 도시된 스펙트럼(300)의 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅되는 주파수 성분을 갖는다.
도 10은 중심 주파수가 fd=40.000[MHz]인 변조 저주파 신호(L2(t))를 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]로 샘플링함으로써 얻어진 샘플링 신호(S2(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 10에서, 수평축은 복소 주파수를 나타낸다. 수직축은 전력 스펙트럼 강도를 나타낸다.
도 10에서, 스펙트럼(500)은 변조된 저주파 신호(L2(t))를 나타내고, 다른 스펙트럼은 변조 저주파 신호(L2(t))를 샘플링 주기 Ts로 샘플링한 결과로서 발생하는 폴딩 스펙트럼이다. 스펙트럼(501, 502 및 503)은 각각 샘플링 주파수의 정수배의 거리 만큼 스펙트럼(500)으로부터 이격되고, 따라서 스펙트럼(500, 501, 502 및 503)은 서로 같은 신호이다.
그러나, 다른 스펙트럼은 샘플링 주파수의 정수배 만큼 변조된 저주파 신호(L2(t))를 나타내는 스펙트럼(500)으로부터 이격되지 않고, 따라서 각각 스펙트럼(500)과 다른 주파수 성분을 갖는 신호의 스펙트럼이다.
상기한 바와 같이, 스펙트럼(500)은 스펙트럼(502)와 동일하다. 직교 복조기(202)는 도 10에 도시된 스펙트럼(502)의 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅되는 주파수 성분을 각각 갖는 정위상 성분 샘플링된 신호(I2(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q2(mTs))를 얻기 위해 수학식 28에 도시된 것처럼 표시된 η[rad]를 사용하여 연산 S2(mTs) ×exp(-jη×m)을 실행한다.
Figure 112006000730910-PCT00054
수학식 28의 기초는 이제부터 설명될 것이다. 샘플러(201)로부터 출력된 신호(S2(mTs))는 도 10에 도시된 것과 같은 스펙트럼(500)과 같고, 중심 주파수가 0과 가장 근접한 신호를 포함한다. 이 신호의 중심 주파수는 양의 정수 M을 사용하여 -Mfs+fd로서 표현될 수 있다. 도 10에서, M=2이다. 중심 주파수가 -Mfs+fd인 신호는 상기 수학식 28의 η를 사용하여 중심 주파수가 0인 신호로 주파수 시프팅될 수 있는 수학식 29로부터 알 수 있다.
Figure 112006000730910-PCT00055
상기한 바와 같이, 또한 fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz]인 경우, 수신된 데이터는 유사한 연산을 실행함으로써 적절하게 얻어질 수 있다. 도 11은 변조된 저주파 신호(L1(t))의 중심 주파수가 fi=3.072[MHz]이고 샘플링 주파수 fs가 12.288[MHz]인 경우에 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링된 신호(S1(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 11에서, 수평축은 복소 주파수를 나타내고 수직축은 전력 스펙트럼 강도를 나타낸다.
도 11에서, 2Bch는 채널 대역폭을 나타내고, DSRC 시스템에서 2Bch=5[MHz]를 나타낸다. 도 11에서, 스펙트럼(400)은 변조된 저주파 신호(L1(t))의 스펙트럼을 나타낸다. 다른 스펙트럼은 변조된 저주파 신호(L1(t))를 샘플링 주기 Ts로 샘플링한 결과로서 발생하는 폴딩 스펙트럼이다. 도면은 폴딩 스펙트럼으로서 중심 주파수가 fs ±fi인 신호 및 중심 주파수가 -fs ±fi인 다른 신호를 나타낸다.
직교 복조기(102)는 샘플러(101)로부터 출력된 샘플링된 신호(S1(mTs))를 수신하고, 위상이 서로 π/2[rad] 만큼 다른 두개의 신호, 즉 정위상 성분 샘플링된 신호(I1(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q1(mTs))를 출력한다. 직교 복조기(102)는 정위상 성분 샘플링된 신호(I1(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q1(mTs))를 얻기 위해, 상기한 바와 같이 수학식 23에 도시된 것과 같이 표현된 θ[rad]를 사용하여 연산 S1(mTs) ×exp(-jθ×m)를 실행하도록 구성될 수 있다. 또한 이와 같은 경우에, 도 3에 도시된 것과 같은 통과 대역 특징을 갖는 저역 통과 필터(103)를 사용함으로써, 기저대역 직교 복조 신호의 정위상 성분 신호인 Ib1(mTs) 및 각각 스펙트럼(400)의 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅되는 주파수 성분 만을 갖는 직교 위상 성분 신호인 Qb1(mTs)를 얻는 것이 가능하다. 따라서, 수신된 데이터는 수신 데이터 재생부(105)에 의해 얻어질 수 있다.
도 12는 중심 주파수가 fd=40.000[MHz]인 변조 저주파 신호(L2(t))를 샘플링 주파수 fs=12.288[MHz]로 샘플링함으로써 얻어진 샘플링된 신호(S2(mTs))의 스펙트럼을 나타내는 도면이다. 도 12에서, 수평축은 복소 주파수를 나타낸다. 수직축은 전력 스펙트럼 강도를 나타낸다.
도 12에서, 스펙트럼(704)은 변조된 저주파 신호(L2(t))의 스펙트럼을 나타 내고, 다른 스펙트럼은 변조된 저주파 신호(L2(t))를 샘플링 주기 Ts로 샘플링한 결과로서 발생하는 폴딩 스펙트럼이다. 스펙트럼(705, 706 및 707)은 각각 샘플링 주파수의 정수배의 거리 만큼 스펙트럼(704)로부터 이격되고, 따라서 스펙트럼(704, 705, 706 및 707)은 서로 같은 신호이다.
그러나, 다른 스펙트럼은 샘플링 주파수의 정수배의 거리 만큼 변조된 저주파 신호(L2(t))를 나타내는 스펙트럼(704)로부터 이격되지 않고, 따라서 각각 스펙트럼(704)와 다른 주파수 성분을 갖는 신호의 스펙트럼이다.
상기한 바와 같이, 스펙트럼(704)는 스펙트럼(707)과 같다. 직교 복조기(202)는 도 12에 도시된 스펙트럼(707)의 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅되는 주파수 성분을 각각 갖는 정위상 성분 샘플링된 신호(I2(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q2(mTs))를 얻기 위해 수학식 28에 도시된 것처럼 표시된 η[rad]를 사용하여 연산 S2(mTs) ×exp(-jη×m)을 실행한다. 이 경우에, 스펙트럼(707)은 중심 주파수가 0이 되도록 주파수 시프팅되기 때문에, 수학식 28에서 M=3이다.
θ또한 fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz]인 경우, 수신된 데이터는 직교 복조기(102 및 202)에서 회전각(θ및 η)을 유사하게 판정함으로써 및 직교 복조기를 실행함으로써 제 1 및 제 2 무선 디지털 수신기(21 및 31)에서 적절히 얻어질 수 있다.
따라서, 제 1 실시예에서, 기지국 및 이동국에서의 샘플링 주파수 양자는 오버샘플링이 기지국에서 행해지고 반면 언더샘플링이 이동국에서 행해지게끔 무선 심볼 전송률의 짝수 배가 되는 동일한 값 fs[Hz]로 설정된다. 더욱이, 기지국에서 하향 변환된 신호의 중심 주파수 fi[Hz]는 전송된/수신된 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수에 1/2 ~ 1배이고, 샘플링 주파수의 1/2N(N은 자연수)배이다. 예컨대, fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz]이다. 선택적으로, fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz]이다. 선택적으로, fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz], fi=3.584[MHz] 및 fs=28.672[MHz], 또는 fi=4.096[MHz] 및 fs=32.768[MHz]이다. 따라서, 기지국 및 이동국에서의 복조 디지털 회로는 직교 복조에서 다른 회전각을 사용하는 것을 제외하고 동일할 수 있다. 그러므로, 무선 통신 시스템의 전체 비용을 감소시키면서 저비용으로 기지국 및 이동국에 무선 디지털 수신기를 제공하는 것이 가능하다.
제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도인 도 2에서, 주파수 변환기(100), 샘플러(101), 직교 복조기(102), 저역 통과 필터(103), 샘플링 신호 생성기(104) 및 수신 데이터 재생부(105)는 각각 전형적으로 집적 회로인 LSI의 형태로 실행됨을 유의해야 한다. 이들 구성요소들은 분리된 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들 약간 또는 모두가 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
더욱이, 제 2 무선 디지털 수신기(31)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도인 도 4에서, 주파수 변환기(200), 샘플러(201), 직교 복조기(202), 저역 통과 필터(203), 샘플링 신호 생성기(204) 및 수신 데이터 재생부(205)는 각각 전형적으로 집적 회로인 LSI의 형태로 실행됨을 유의해야 한다. 이들 구성요소들은 분리된 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들 약간 또는 모두가 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다. 이들 구성요소들은 분리된 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들 약간 또는 모두가 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
용어 "LSI"는 여기서 본 발명에 사용된 집적 회로의 형태로서 사용되지만, 집적 회로는 또한 집적 등급에 따라 "ICs", "system LSIs", "super LSIs" 또는 "ultra LSIs"로 불리운다. 더욱이, 본 발명에서 사용될 수 있는 집적 회로의 형태는 LSI에 한정되지 않고, 선택적으로 전용 회로 또는 범용 프로세서일 수 있다. 이는 선택적으로 LSI가 제조된 이후에 프로그램가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array)일 수 있거나, 또는 LSI 내의 회로 셀의 상호연결 및 설정이 재구성될 수 있는 재구성가능한 프로세서일 수 있다. 더욱이, 반도체 기술 또는 파생 기술에서의 발달이 LSIs를 대체하는 새로운 형태의 회로 집적을 만든다면, 새로운 형태의 회로 집적은 주파수 변환기(100), 샘플러(101), 직교 복조기(102), 저역 통과 필터(103), 샘플링 신호 생성기(104) 및 수신 데이터 재생부(105)의 집적에 물론 사용될 수 있다.
유사하게, 이 같은 새로운 형태의 회로 집적은 주파수 변환기(200), 샘플러(201), 직교 복조기(202), 저역 통과 필터(203), 샘플링 신호 생성기(204) 및 수신 데이터 재생부(205)의 집적에 사용될 수 있다.
이러한 파생 기술은 예컨데 생명공학에의 적용이 가능할 수 있다.
(제 2 실시예)
제 1 실시예에서, 변조된 고주파 신호를 변환함으로써 얻어진 변조된 저주파 신호가 샘플링되고, 그 다음 위상이 서로 π/2 만큼 다른 정위상 성분 샘플링된 신호 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호가 직교 복조기에 의해 출력되며, 저역 통과 필터를 사용하여 저역 통과 필터링되고, 이에 의해 수신된 데이터를 얻는다. 본 발명의 제 2 실시예는 수신된 데이터를 얻기 위해 직교 복조기 및 저역 통과 필터 대신에 복소 필터를 사용하는 무선 디지털 수신기에 관한 것이다. 제 2 실시예의 전체 시스템 구성은 제 1 실시예의 구성과 유사하고, 따라서 도 1은 제 2 실시예에서 또한 신뢰할 수 있다.
도 13은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도이다. 도 13에서, 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 주파수 변환기(600), 샘플러(601), 복소 필터(602), 샘플링 신호 생성기(603) 및 수신 데이터 재생부(604)를 포함한다. 복소 필터(602) 및 수신 데이터 재생부(604)는 이하에서 "복조 디지털 회로"로 집합적으로 참조될 것이다.
제 1 무선 디지털 수신기(21)에서, 주파수 변환기(600)는 변조된 고주파 신호(R(t))의 주파수를 중심 주파수가 fi인 변조된 저주파 신호(L(t))로 변환한다. 샘플러(601)는 샘플링 신호 생성기(603)로부터 출력된 샘플링 주파수가 fs인 샘플링 신호로 변조된 저주파 신호(L(t))를 샘플링하여 샘플링된 신호(S(mTs))를 출력한다. 지금까지의 동작은 제 1 실시예의 동작과 유사하다.
그러므로, 샘플러(601)로부터 출력된 샘플링된 신호(S(mTs))의 스펙트럼은 도 8에 도시된 것과 같이 변조된 저주파 신호(L(t))의 중심 주파수가 fi=3.072[MHz] 및 샘플링 주파수가 fs=24.576[MHz]인 경우와 같다. 그러므로, 도 8은 제 2 실시예에서 또한 신뢰할 수 있다.
도 8에서, 변조된 저주파 신호(L(t))의 스펙트럼인 스펙트럼(300)과 동일한 스펙트럼은 샘플링 주파수 fs=24.576[MHz]의 정수배 만큼 스펙트럼(300)과 이격된 것들이다. 따라서, 스펙트럼(300) 및 중심 주파수가 -3.072[MHz]인 스펙트럼은 다른 특징을 갖는 스펙트럼이다. 수신된 데이터를 얻기 위해서, 스펙트럼(300) 또는 주파수 성분으로서 샘플링 주파수 fs의 정수배 만큼 스펙트럼(300)으로부터 이격된 스펙트럼을 갖는 스펙트럼은 추출되어야 한다. 도 14는 복소 필터(602)의 예시적인 통과 대역 특징을 나타내는 도면이다. 도 14에 도시된 것과 같은 통과 대역 특징을 갖는 복소 필터(602)가 사용되는 경우, 복소 필터(602)로부터 출력된 직교 복조 신호의 정위상 성분인 Ib(mTs) 및 직교 위상 성분인 Qb(mTs)는 주파수 성분으로서 스펙트럼(300)을 갖고 위상이 서로 π/2[rad] 만큼 다른 신호이다. 비록 직교 복조된 신호(Ib(mTs) 및 Qb(mTs))는 중심 주파수가 0이 아닌 신호이지만, 수신 데이터 재생부(604)는 지연 검출 등에 의해 수신된 데이터를 출력할 수 있다.
제 2 실시예에서, 이동국에서의 제 2 무선 디지털 수신기(31)의 구성은 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 구성과 유사하고, 따라서 도 13은 제 2 무선 디지털 수신기(31)의 구성에 대해 또한 신뢰할 수 있다.
제 2 무선 디지털 수신기(31)는 변조된 고주파 신호(R(t))가 주파수 변환기(600)에 의해 중심 주파수가 fd인 변조된 저주파 신호(L(t))로 변환된다는 점에서 및 도 10에 도시된 것과 같은 중심 주파수가 -9.152[MHz]인 스펙트럼(502)을 추출 하는 필터가 복소 필터로서 사용된다는 점에서 제 1 무선 디지털 수신기(21)와 다르다. 다른 점에서는, 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 제 2 무선 디지털 수신기(31)와 동일하다.
따라서, 제 2 실시예에서, 수신된 데이터는 복소 필터의 통과 대역 특징을 변경함으로써만 얻어질 수 있고, 따라서 제 1 실시예의 효과와 유사한 효과를 얻을 수 있다.
상기 설명은 fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz]인 경우에 관한 것이다. 또한 fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz]인 경우, 유사한 결과는 3.072[MHz] ~ 3.136[MHz]의 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 12 참조). 또한 fi=3.584z] 및 fs=28.672[MHz]인 경우, 유사한 결과는 3.072[MHz] ~ 3.584[MHz]의 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 15A 참조). 또한 fi=4.096[MHz] 및 fs=32.768[MHz]인 경우, 유사한 결과는 3.072[MHz] ~ 4.096[MHz]의 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 15B 참조). 또한 fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz]인 경우, 유사한 결과는 3.072[MHz] ~ 4.608[MHz]의 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 15C 참조).
또한 샘플러(601)로 입력된 변조된 저주파 신호(L(t))의 중심 주파수가 fd=40.000[MHz] 및 fs=24.576[MHz] 또는 fs=12.288[MHz]인 경우, 유사한 결과는 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 -9.152[MHz] 또는 3.136[MHz]로 각각 변경함으로써만 얻어질 수 있다. 또한 fd=40.000[MHz] 및 fs=28.672[Hz]인 경우, 유사한 결과는 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 11.328[MHz]로 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 15D 참조). 또한 fd=40.000[MHz] 및 fs=32.768[Hz]인 경우, 유사한 결과는 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 7.232[MHz]로 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 15E 참조). 또한 fd=40.000[MHz] 및 fs=36.864[Hz]인 경우, 유사한 결과는 복소 필터(602)의 통과 대역 특징의 중심 주파수를 3.136[MHz]로 변경함으로써만 얻어질 수 있다(도 15F 참조).
복소 필터 특징에 관해서, 예컨대 FIR(Finite Impulse Response) 필터가 복소 필터로서 사용되는 경우, 탭의 개수는 3.072[MHz], 3.136[MHz] 및 -9.152[MHz]의 통과 대역 특징의 중심 주파수의 어떤 것이든 수용하기 위해 미리 판정될 수 있고, 상기에서 언급된 모든 경우는 적절한 탭 계수를 선택함으로써만 중점을 두어 다루어질 수 있다. 따라서, 다른 탭 계수 중의 하나가 선택될 수 있는 FIR을 사용함으로써, 복소 필터가 되는 동일한 복조 디지털 회로는 이동국 및 기지국에 대해 사용될 수 있고, 비용을 절감하는 것이 가능하다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 블록도인 도 13에서, 주파수 변환기(600), 샘플러(601), 복소 필터(602), 샘플링 신호 생성기(603) 및 수신 데이터 재생부(604)는 전형적으로 집적 회로인 LSI의 형태로 각각 실행됨을 유의해야 한다. 이들 구성요소들은 분리된 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들 약간 또는 모두가 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
용어 "LSI"는 여기서 본 발명에 사용된 집적 회로의 형태로서 사용되지만, 집적 회로는 또한 집적 등급에 따라 "ICs", "system LSIs", "super LSIs" 또는 "ultra LSIs"로 불리운다. 더욱이, 본 발명에서 사용될 수 있는 집적 회로의 형태는 LSI에 한정되지 않고, 선택적으로 전용 회로 또는 범용 프로세서일 수 있다. 이는 선택적으로 LSI가 제조된 이후에 프로그램가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array)일 수 있거나, 또는 LSI 내의 회로 셀의 상호연결 및 설정이 재구성될 수 있는 재구성가능한 프로세서일 수 있다. 더욱이, 반도체 기술 또는 파생 기술에서의 발달이 LSIs를 대체하는 새로운 형태의 회로 집적을 만든다면, 새로운 형태의 회로 집적은 주파수 변환기(600), 샘플러(601), 복소 필터(602), 샘플링 신호 생성기(603) 및 수신 데이터 재생부(604)의 집적에 물론 사용될 수 있다. 이러한 파생 기술은 예컨데 생명공학에의 적용이 가능할 수 있다.
(제 3 실시예)
도 1은 본 발명의 제 3 실시예에서 또한 신뢰된다. 도 16A, 16B는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 각각 나타내는 도면이다.
도 16A에서, 제 1 무선 디지털 수신기(21)는 주파수 변환기(800), 샘플러(801), 직교 복조기(802), 자동 주파수 제어기(803), 저역 통과 필터(804), 샘플링 신호 생성기(805), 검출기(806) 및 데이터 판정부(807)를 포함한다. 직교 복조기(802), 자동 주파수 제어기(803), 저역 통과 필터(804), 검출기(806) 및 데이터 판 정부(807)는 이하에서는 집합적으로 "복조 디지털 회로"로서 참조될 것이다.
제 3 실시예에서, 주파수 변환기(800)는 변조된 고주파 신호(R(t))를 중심 주파수가 3.072[MHz]인 변조된 저주파 신호로 변환하지 않는다. 다음의 설명은 주파수 변환기(800)가 변조된 고주파 신호(R(t))를 중심 주파수가 fj=3.000[MHz]인 변조된 저주파 신호(L(t))로 변환하는 경우에 관한 것이다.
샘플러(801)는 샘플링된 신호(S(mTs))를 출력하기 위해 샘플링 신호 생성기(805)로부터 출력된 중심 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호와 동기하는 변조된 저주파 신호(L(t))를 샘플링한다.
직교 복조기(802)는 변조된 저주파 신호(L(t))의 중심 주파수가 fi=3.072[MHz]이고, 정위상 성분 샘플링된 신호(I(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q(mTs))를 얻기 위해 수학식 23에 나타난 것과 같이 표현된 θ[rad]를 사용하여 연산 S(mTs) ×exp(-jθ×mTs)를 실행하는 것을 가정한다.
자동 주파수 제어기(803)는 주파수 시프팅되도록 스펙트럼(900)의 주파수를 3.072[MHz]의 의도된 중심 주파수로 변환한다. 바꾸어 말하면, 자동 주파수 제어기(803)는 스펙트럼(900)의 중심 주파수가 3.072[MHz]가 되도록 도 17에 도시된 것과 같은 전체 스펙트럼을 변환한다. 이러한 자동 주파수 제어기(803)는 일본 특허 제3327152호, 일본 공개 특허 공보 제6-120997호 등에 개시된다.
이러한 동작을 실행하는 자동 주파수 제어기(803)가 직교 복조기(802)와 저역 통과 필터(804) 사이에 제공된다면, 저역 통과 필터(804)는 도 3에 도시된 것과 같은 동일한 통과 대역 특징을 갖는 필터일 수 있다. 저역 통과 필터(804)의 출력 측 상에 제공된 검출기(806)는 데이터 판정부(807)로 검출 신호 DETI(mTs) 및 DETQ(mTs)를 출력하기 위해 지연 검출 동작을 실행한다. 데이터 판정부(807)는 신호 DETI(mTs) 및 DETQ(mTs)를 사용하여 위상을 검출하고, 검출된 위상에 기초하여 수신된 데이터를 출력한다.
따라서, 제 3 실시예는 다음의 장점을 제공한다. 제 1 실시예에서 계산된 fi가 사용될 수 없는 경우, 예컨대 제 1 실시예에서 계산된 fi를 사용하기 위해 맞춤형 주파수 발진기를 주문하는 것이 필요한 경우, 주파수를 fi 근처의 다른 주파수로 변환할 수 있는 주파수 변환기를 사용하여 자동 주파수 제어기로 주파수를 디지털로 보정함으로써 중심 주파수가 fi인 성분을 갖는 샘플링된 신호를 얻는 것이 가능하다. 따라서, 수신된 데이터는 적절히 재생될 수 있다. 주파수가 fi 근처의 다른 주파수로 변환될 수 있도록 범용 국부 발진기를 사용하여 주파수 변환기를 제공함으로써, 무선 디지털 수신기의 비용을 줄이는 것이 가능하다.
상기 설명은 자동 주파수 제어기(803)가 직교 복조기(802) 뒤에 즉시 제공되는 경우에 관한 것이지만, 유사한 효과는 도 16B에 도시된 것과 같은 구조로도 또한 얻어질 수 있다. 그러나 도 16B에 도시된 것과 같은 구조가 사용되는 경우, 일본 특허 제3088893호, 일본 공개 특허 공보 제10-98500호 등에 개시된 것과 같은 자동 주파수 제어기를 사용하는 것이 필요하다.
상기 설명은 변조된 저주파 신호(L(t))의 중심 주파수가 fi로부터 시프팅된 경우에 관한 것이지만, 유사한 효과는 변조된 저주파 신호(L(t))의 중심 주파수가 fd로부터 시프팅되는 경우에서 또한 얻어질 수 있다. 특히, 변조된 저주파 신호 (L(t))의 스펙트럼의 중심 주파수가 fd와 동일하도록 자동 주파수 제어기(803)에서의 주파수 시프팅 동작을 실행함으로써, 도 3에 도시된 것과 같은 통과 대역 특징은 저역 통과 필터(804)의 통과 대역 특징으로서 사용될 수 있고, 수신된 데이터는 저역 통과 필터(804)의 출력측 상에 제공된 지연 검출 회로 등에 의해 얻어질 수 있다.
상기 설명에서 fj=3.000[MHz]이지만, 본 발명은 fi=3.072 및 fj 사이의 주파수 시프트 △f가 ｜△f｜<0.512[MHz]를 만족시키는 한 이에 한정되지 않는다. 이에 대한 이유는 지금 설명될 것이다. 그러므로, 주파수 시프트와 위상 시프트 사이의 일대일 상응관계가 존재한다. DSRC 시스템은 각 프레임의 시작 부분이 각각 π만큼 다음 심볼의 위상과 다른 위상을 갖는 심볼로 이루어진 프리앰블 패턴을 포함하는 전송된 데이터의 포맷을 사용한다. 프리앰블 패턴을 사용함으로써, ±π/2(±π/2 제외)까지의 위상 보정은 원칙적으로 실행될 수 있다. π/2의 위상차가 주파수로 변환되는 경우, 심볼 데이터 비율 fsym은 변환 공식과 관련되고, 여기서 π/2의 주파수는 fsym의 값에 따라 변화한다. 이는 수학식 30으로 표현된다.
Figure 112006000730910-PCT00056
여기서, θerr은 주파수 시프트 △f에 대한 위상이다. 본 실시예에서, fsym=2.048[MHz]이다. 그러므로, θerr=π/2 및 fs=2.048[MHz]인 경우, 수학식 30은 ｜△f｜<0.512[MHz]를 산출하기 위해 △f에 관하여 재정리될 수 있다.
상기 설명은 중심 주파수가 fj인 신호를 중심 주파수가 fi인 신호로 보정하는 회로인 자동 주파수 제어기(803)가 샘플러(801) 뒤에 제공되는 경우에 관한 것이다. 선택적으로, 이 같이 주파수를 보정하는 주파수 보정 회로는 샘플러(801) 앞에 제공될 수 있다. 따라서, 주파수 변환기(800)에 의해 하향변환된 저주파 신호는 중심 주파수가 fi인 신호가 샘플러(801)의 앞 또는 뒤 중의 어느 하나의 위치에서 보정된 이후에 복조될 수 있다.
본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 무선 디지털 수신기(21)의 기능적인 구성을 나타내는 도면인 도 16A에서, 주파수 변환기(800), 샘플러(801), 직교 복조기(802), 자동 주파수 제어기(803), 저역 통과 필터(804), 샘플링 신호 생성기(805), 검출기(806) 및 데이터 판정부(807)는 전형적으로 집적 회로의 LSI 형태로 각각 실행됨을 유의해야 한다. 이들 구성요소는 분리 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들의 약간 또는 모두는 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
또한 도 16B에 나타난 것과 같은 구성이 사용되는 경우, 주파수 변환기(800), 샘플러(801), 직교 복조기(802), 자동 주파수 제어기(803), 저역 통과 필터(804), 샘플링 신호 생성기(805), 검출기(806) 및 데이터 판정부(807)는 분리 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들의 약간 또는 모두는 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
용어 "LSI"는 여기서 본 발명에서 사용된 집적 회로의 형태로서 사용되었지만, 집적 회로는 또한 집적 등급에 따라 "ICs", "system LSIs", "super LSIs" 또는 "ultra LSIs"로 불리운다. 더욱이, 본 발명에서 사용될 수 있는 집적 회로의 형태 는 LSI에 한정되지 않고, 선택적으로 전용 회로 또는 범용 프로세서일 수 있다. 이는 선택적으로 LSI가 제조된 이후 프로그램가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array), 또는 LSI에서의 회로 셀의 상호 연결 및 설정이 재구성될 수 있는 재구성가능한 프로세서일 수 있다. 더욱이, 반도체 기술 또는 파생 기술에서의 발달에 의해 생성된 LSIs를 대체하는 새로운 형태의 회로 집적은 주파수 변환기(800), 샘플러(801), 직교 복조기(802), 자동 주파수 제어기(803), 저역 통과 필터(804), 샘플링 신호 생성기(805), 검출기(806) 및 데이터 판정부(807)의 집적에 물론 사용될 수 있다.
도 16B에 나타난 것과 같은 구성이 또한 사용되는 경우, 반도체 기술 또는 파생 기술에서의 발달에 의해 생성된 LSIs를 대체하는 이러한 새로운 형태의 회로 집적은 주파수 변환기(800), 샘플러(801), 직교 복조기(802), 자동 주파수 제어기(803), 저역 통과 필터(804), 샘플링 신호 생성기(805), 검출기(806) 및 데이터 판정부(807)의 집적에 사용될 수 있다.
이러한 파생 기술은 예컨데 생명공학에의 적용이 가능할 수 있다.
(제 4 실시예)
본 발명의 제 4 실시예는 기지국의 제 1 무선 전송기 및 제 1 무선 디지털 수신기를 함께 연결함으로써 얻어진 기지국 무선 통신 장치, 및 이동국의 제 2 무선 전송기 및 제 2 무선 디지털 수신기를 함께 연결함으로써 얻어진 이동국 무선 통신 장치에 관한 것이다.
도 18은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 기지국 무선 통신 장치(12)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 18에서, 기지국 무선 통신 장치(12)는 안테나(1200), 대역 통과 필터(1216), 전송/수신 선택기 스위치(1211), 증폭기(1201), 제 1 혼합기(1202), 제 2 혼합기(1203), 제 1 국부 발진기(1206), 제 1 저역 통과 필터(1204), 제 2 저역 통과 필터(1205), 제 1 샘플러(1207), 제 2 샘플러(1208), 샘플링 신호 생성기(1209), 복조 디지털 회로(1210), 전송 고주파 회로(1212), 제 3 혼합기(1213), 제 2 국부 발진기(1214) 및 전송기 회로(1215)를 포함한다.
기지국 무선 통신 장치(12)에 있어서, 신호-수신 동작은 안테나(1200), 대역 통과 필터(1216), 전송/수신 선택기 스위치(1211), 증폭기(1201), 제 1 혼합기(1202), 제 2 혼합기(1203), 제 1 국부 발진기(1206), 제 1 저역 통과 필터(1204), 제 2 저역 통과 필터(1205), 제 1 샘플러(1207), 제 2 샘플러(1208), 샘플링 신호 생성기(1209) 및 복조 디지털 회로(1210)를 사용함으로써 실행된다. 신호-전송 동작은 전송기 회로(1215), 제 2 국부 발진기(1214), 제 3 혼합기(1213), 전송 고주파 회로(1212), 전송/수신 선택기 스위치(1211), 대역 통과 필터(1216) 및 안테나(1200)를 사용하여 실행된다.
신호-수신 동작에 있어서, 전송/수신 선택기 스위치(1211)는 안테나(1200) 및 증폭기(1201)가 서로 연결되도록 스위칭된다. 중심 주파수가 fc인 이동국으로부터 안테나(1200)에 의해 수신된 변조된 고주파 신호(R(t))는 기지국도 이동국도 아닌데에서 사용되는 주파수 대역의 신호를 없애기 위해 대역-통과 필터(1216)를 먼저 통과하고, 그 다음 증폭기(1201)로 입력된다. 증폭기(1201)는 변조된 고주파 신호(R(t))를 적합한 레벨로 증폭하고, 증폭된 신호를 제 1 혼합기(1206) 및 제 2 혼합기(1203)로 입력한다. 제 1 국부 발진기(1206)는 중심 주파수가 fc-fi인 사인파를 출력한다. 여기서, fi는 제 1 실시예에서 계산된 것과 같은 3.072[MHz]이다.
제 1 혼합기(1202)는 중심 주파수가 fi인 변조된 LOW-IF 신호 정위상 성분(RXI(t))를 출력하기 위해 중심 주파수가 fc-fi인 제 1 국부 발진기(1206)로부터 출력된 사인파를 변조된 고주파 신호(R(t))로 곱한다. 제 1 저역 통과 필터(1204)는 변조된 LOW-IF 신호 정위상 성분(RXI(t))으로부터 고주파 성분을 제거하고, 필터링된 신호를 제 1 샘플러(1207)로 전달한다.
제 2 혼합기(1203)는 중심 주파수가 fi인 변조된 LOW-IF 신호 직교 위상 성분(RXQ(t))를 출력하기 위해 중심 주파수가 fc-fi이고 위상이 π/2 만큼 사인파의 위상으로부터 시프팅된 제 1 국부 발진기(1206)로 출력된 신호를 변조된 고주파 신호(R(t))으로 곱한다. 제 2 저역 통과 필터(1205)는 변조된 LOW-IF 신호 직교 위상 성분(RXQ(t))로부터 고주파 성분을 제거하고, 필터링된 신호를 제 2 샘플러(1208)로 전달한다.
제 1 샘플러(1207)는 정위상 성분 샘플링된 신호(I(mTs))를 출력하기 위해 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호 생성기(1209)로부터 출력된 신호와 동기하는 변조된 LOW-IF 신호 정위상 성분(RXI(t))을 샘플링한다.
제 2 샘플러(1208)는 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q(mTs))를 출력하기 위해 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호 생성기(1209)로부터 출력된 신호와 동기하는 변조된 LOW-IF 신호 직교 위상 성분(RXQ(t))을 샘플링한다.
복조 디지털 회로(1210)는 정위상 성분 샘플링된 신호(I(mTs)) 및 직교 위상 성분 샘플링된 신호(Q(mTs))를 수신하고, 수신 신호 상의 직교 복조 동작을 실행한다. 그 다음, 복조 디지털 회로(1210)는 수신된 데이터를 출력하기 위해 복조된 신호를 저역 통과 필터링한다.
도 18에서, 제 1 및 제 2 혼합기(1202 및 1203), 제 1 국부 발진기(1206) 및 제 1 및 제 2 저역 통과 필터(1204 및 1205)는 제 1 실시예의 주파수 변환기(100)에 상응한다. 제 1 및 제 2 샘플러(1207 및 1208)는 제 1 실시예에 예시된 샘플러(101)에 상응한다. 제 4 실시예에서, 직교 데이터는 제 1 실시예와 다르게 샘플링된다. 그러나, 제 4 실시예는 제 1 실시예에서 사용된 fi 및 fs 값이 제 4 실시예에서 또한 사용되기 때문에 제 1 실시예와 실질적으로 동일하다. 샘플링 신호 생성기(1209)는 제 1 실시예에 예시된 샘플링 신호 생성기(104)에 상응한다. 복조 디지털 회로(1210)는 제 1 실시예의 직교 복조기(102), 저역 통과 필터(103) 및 수신 데이터 재생부(105)에 상응한다.
신호-전송 동작에 있어서, 전송되는 데이터는 전송기 회로(1215)의 π/4 시프트 QPSK에 따라 변조되고, 전송된 신호(B(t))로서 출력된다. 제 3 혼합기(1213)는 변조된 고주파 신호(TX(t))를 출력하기 위해 중심 주파수가 fc-fd인 국부 발진기(1214)로부터 출력된 신호로 곱한다. 변조된 고주파 신호(TX(t))는 불필요한 주파수 성분을 제거하기 위해 전송 고주파 회로(1212)를 통과하고, 적절한 전송 전력 레벨로 조절되며, 이후 신호는 무선파 형태로 안테나(1200)로부터 방사된다.
도 19는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 이동국 무선 통신 장치(11)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 19에서, 이동국 무선 통신 장치(11)는 안테나(1100), 대역 통과 필터(1112), 전송/수신 선택기 스위치(1108), 증폭기(1101), 제 1 혼합기(1102), 국부 발진기(1103), 저역 통과 필터(1104), 샘플러(1105), 샘플링 신호 생성기(1106), 복조 디지털 회로(1107), 전송 고주파 회로(1109), 제 2 혼합기(1110), 전송기 회로(1111)를 포함한다.
이동국 무선 통신 장치(12)에 있어서, 신호-수신 동작은 안테나(1100), 대역 통과 필터(1112), 전송/수신 선택기 스위치(1108), 증폭기(1101), 제 1 혼합기(1102), 국부 발진기(1103), 저역 통과 필터(1104), 샘플러(1105), 샘플링 신호 생성기(1106) 및 복조 디지털 회로(1107)를 사용함으로써 실행된다. 신호-전송 동작은 전송기 회로(1111), 제 2 혼합기(1110), 국부 발진기(1103), 전송 고주파 회로(1109), 전송/수신 선택기 스위치(1108), 대역 통과 필터(1112) 및 안테나(1100)를 사용하여 실행된다.
신호-수신 동작에 있어서, 전송/수신 선택기 스위치(1108)는 안테나(1100) 및 증폭기(1101)가 서로 연결되도록 스위칭된다. 중심 주파수가 fc-fd인 안테나(1100)에 의해 수신된 기지국으로부터의 변조된 고주파 신호(RL(t))는 기지국도 이동국도 아닌데에서 사용되는 주파수 대역의 신호를 없애기 위해 대역-통과 필터(1112)를 먼저 통과하고, 그 다음 증폭기(1101)로 입력된다. 증폭기(1101)는 변조된 고주파 신호(RL(t))를 적합한 레벨로 증폭하고, 증폭된 신호를 제 1 혼합기(1102)로 입력한다. 제 1 국부 발진기(1103)는 중심 주파수가 fc인 사인파를 출력한다.
제 1 혼합기(1102)는 중심 주파수가 fd인 변조된 LOW-IF 신호(L(t))를 출력 하기 위해 중심 주파수가 fc인 국부 발진기(1103)로부터 출력된 사인파를 변조된 고주파 신호(RL(t))로 곱한다. DSRC 시스템에 있어서, 다운링크와 업링크의 주파수 차이는 40.000[MHz]이다. 그러므로, fd=40.000[MHz]이다. 저역 통과 필터(1104)는 변조된 LOW IF 신호(L(t))로부터 고주파 성분을 제거하고, 필터링된 신호를 샘플러(1105)로 전달한다.
샘플러(1105)는 샘플링된 신호(Ls(mTs))를 출력하기 위해 주파수가 fs=24.576[MHz]인 샘플링 신호 생성기(1106)로부터 출력된 신호와 동기하는 변조된 LOW-IF 신호(L(t))를 샘플링한다.
복조 디지털 회로(1107)는 샘플링된 신호(Ls(mTs))를 수신하고, 수신된 신호 상의 직교 복조 동작을 실행한다. 그 다음, 복조 디지털 회로(1107)는 수신된 데이터를 출력하기 위해 복조된 신호를 저역 통과 필터링한다.
도 19에서, 제 1 혼합기(1102), 국부 발진기(1103) 및 저역 통과 필터(1104)는 제 1 실시예의 주파수 변환기(200)에 상응한다. 샘플러(1105)는 제 1 실시예의 샘플러(201)에 상응한다. 샘플링 신호 생성기(1106)는 제 1 실시예의 샘플링 신호 생성기(204)에 상응한다. 복조 디지털 회로(1107)는 제 1 실시예의 직교 복조기(202), 저역 통과 필터(203) 및 수신 데이터 재생부(205)에 상응한다.
신호-전송 동작에 있어서, 전송되는 데이터는 전송기 회로(1111)의 π/4 시프트 QPSK 스킴에 따라 변조되고, 전송된 신호(B(t))로서 출력된다. 제 2 혼합기(1110)는 변조된 고주파 신호(TX(t))를 출력하기 위해 중심 주파수가 fc인 국부 발진기(1103)로부터 출력된 신호로 전송된 신호(B(t))를 곱한다. 변조된 고주파 신 호(TX(t))는 불필요한 주파수 성분을 제거하기 위해 전송 고주파 회로(1109)를 통과하고, 적절한 전송 전력 레벨로 조절되고, 이후 신호는 무선파의 형태로 안테나(1100)로부터 방사된다.
따라서, 제 4 실시예에 있어서, 동일한 샘플링 주파수는 이동국 및 기지국에 사용되고, 따라서 동일한 복조 디지털 회로는 이동국 및 기지국에 대해 사용될 수 있고, 저비용으로 여기서의 사용을 위한 무선 통신 시스템 및 무선 디지털 수신기를 제공하는 것이 가능하다.
도 18에 도시된 기지국 무선 통신 장치(12)의 성분 즉, 안테나(1200), 대역 통과 필터(1216), 전송/수신 선택기 스위치(1211), 증폭기(1201), 제 1 혼합기(1202), 제 2 혼합기(1203), 제 1 국부 발진기(1206), 제 1 저역 통과 필터(1204), 제 2 저역 통과 필터(1205), 제 1 샘플러(1207), 제 2 샘플러(1208), 샘플링 신호 생성기(1209), 복조 디지털 회로(1210), 전송 고주파 회로(1212), 제 3 혼합기(1213), 제 2 국부 발진기(1214) 및 전송기 회로(1215)는 전형적으로 집적 회로인 LSI 형태로 각각 실행됨을 유의해야 한다. 이들 구성요소는 분리 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들의 약간 또는 모두는 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
유사하게, 도 19에 도시된 이동국 무선 통신 장치(12)의 성분 즉, 안테나(1100), 대역 통과 필터(1112), 전송/수신 선택기 스위치(1108), 증폭기(1101), 제 1 혼합기(1102), 국부 발진기(1103), 저역 통과 필터(1104), 샘플러(1105), 샘플링 신호 생성기(1106), 복조 디지털 회로(1107), 전송 고주파 회로(1109), 제 2 혼합 기(1110) 및 전송기 회로(1111)는 전형적으로 집적 회로인 LSI 형태로 각각 실행된다. 이들 구성요소는 분리 칩으로 개별적으로 형성될 수 있거나, 또는 그들의 약간 또는 모두는 단일 칩으로 함께 형성될 수 있다.
용어 "LSI"는 여기서 본 발명에서 사용된 집적 회로의 형태로서 사용되었지만, 집적 회로는 또한 집적 등급에 따라 "ICs", "system LSIs", "super LSIs" 또는 "ultra LSIs"로 불리운다. 더욱이, 본 발명에서 사용될 수 있는 집적 회로의 형태는 LSI에 한정되지 않고, 선택적으로 전용 회로 또는 범용 프로세서일 수 있다. 이는 선택적으로 LSI가 제조된 이후 프로그램가능한 FPGA(Field Programmable Gate Array), 또는 LSI에서의 회로 셀의 상호 연결 및 설정이 재구성될 수 있는 재구성가능한 프로세서일 수 있다. 더욱이, 반도체 기술 또는 파생 기술에서의 발달이 LSIs를 대체하는 새로운 형태의 회로 집적을 만들 수 있다면, 새로운 형태의 회로 집적은 안테나(1200), 대역 통과 필터(1216), 전송/수신 선택기 스위치(1211), 증폭기(1201), 제 1 혼합기(1202), 제 2 혼합기(1203), 제 1 국부 발진기(1206), 제 1 저역통과 필터(1204), 제 2 저역 통과 필터(1205), 제 1 샘플러(1207), 제 2 샘플러(1208), 샘플링 신호 생성기(1209), 복조 디지털 회로(1210), 샘플링 신호 생성기(1209), 복조 디지털 회로(1210), 전송 고주파 회로(1212), 제 3 혼합기(1213), 제 2 국부 발진기(1214) 및 전송기 회로(1215)의 집적에 물론 사용될 수 있다.
유사하게, 반도체 기술 또는 파생 기술에서의 발달에 의해 생성된 LSIs를 대체하는 이러한 새로운 형태의 회로 집적은 안테나(1100), 대역 통과 필터(1112), 전송/수신 선택기 스위치(1108), 증폭기(1101), 제 1 혼합기(1102), 국부 발진기(1103), 저역 통과 필터(1104), 샘플러(1105), 샘플링 신호 생성기(1106), 복조 디지털 회로(1107), 전송 고주파 회로(1109), 제 2 혼합기(1110) 및 전송기 회로(1111)의 집적에 사용될 수 있다.
이러한 파생 기술은 예컨데 생명공학에의 적용이 가능할 수 있다.
DSRC 시스템은 제 4 실시예에서 먼저 상세히 설명되었지만, 유사한 효과를 제공하는 무선 통신 시스템 및 무선 데이터 수신기는 다른 형태의 FDD 시스템으로 얻어질 수 있는 것으로 이해된다.
제 1 ~ 제 4 실시예에서 상기에서 언급된 다양한 기능적 블록은 그들의 기능을 실행할 수 있는 임의의 수단일 수 있다. 예컨대, 주파수 변환기는 임의의 주파수 변환 수단일 수 있고, 샘플러는 임의의 샘플링 수단일 수 있으며, 복조 디지털 회로는 임의의 디지털 복조 수단일 수 있고, 직교 복조기는 임의의 직교 복조 수단일 수 있으며, 저역 통과 필터는 임의의 저역 통과 필터링 수단일 수 있고, 수신 데이터 재생부는 임의의 수신 데이터 재생 수단일 수 있으며, 복소 필터는 임의의 복소 필터링 수단일 수 있다. 이들 기능 블록은 그들이 이들 기능을 실행하기 위해 동작할 수 있는 한 임의의 특정 형태의 장치에 한정되지 않는다.
본 발명은 상세히 설명되었지만, 상기 설명은 모든 측면에서 예시적이고 한정적이지 않다. 다양한 다른 변경 및 변형은 본 발명의 기술적 사상으로부터 벗어남이 없이 안출될 수 있는 것으로 이해된다.
본 발명에 따라 여기에서의 사용을 위한 무선 통신 시스템 및 무선 디지털 수신기는 저비용으로 제공될 수 있고, FDD 구조를 사용하는 무선 통신 적용과 같은 다양한 적용에 유용하다.

Claims (24)

  1. 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 갖는 무선 통신 시스템에 있어서,
    상기 제 1 무선 통신 장치는
    상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 제 1 저주파 신호로 하향변환하는 제 1 주파수 변환기와,
    상기 제 1 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 제 1 저주파 신호를 오버샘플링하는 제 1 샘플러와,
    상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 제 1 복조 디지털 회로를
    포함하고,
    상기 제 1 복조 디지털 회로에 의해 복조된 상기 신호는 fi[Hz]의 중심 주파수를 갖고,
    상기 제 2 무선 통신 장치는
    상기 제 1 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 1 무선 신호를 중심 주파수 fd[Hz]가 상기 제 1 무선 신호의 중심 주파수와 상기 제 2 무선 신호의 중심 주파수 사이의 차이와 동일한 제 2 저주파 신호로 하향변환하는 제 2 주파수 변환기와,
    상기 제 2 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 제 2 저주파 신호를 언더샘플링하는 제 2 샘플러와,
    상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 복조하는 제 2 복조 디지털 회로를
    포함하고,
    상기 제 1 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며,
    상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 제 1 샘플러에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고,
    상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고, 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz] 및 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 다음의 수학식
    Figure 112006000730910-PCT00057
    Figure 112006000730910-PCT00058
    - 여기서, k는 수학식 12인
    Figure 112006000730910-PCT00059
    및 수학식 14인
    Figure 112006000730910-PCT00060
    를 만족하는 정수이고,
    N은 수학식 22인
    Figure 112006000730910-PCT00061
    를 만족하는 정수이고,
    여기서 n은 수학식 7인
    Figure 112006000730910-PCT00062
    를 만족하는 정수임 -
    으로 표현되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 주파수 변환기는 상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송된 제 2 무선 신호를 중심 주파수가 fj[Hz]인 제 1 저주파 신호로 하향변환하고,
    상기 제 1 저주파 신호는 중심 주파수가 상기 제 1 샘플러의 앞 또는 뒤의 위치에서 fi[Hz]인 신호로 보정된 이후에 상기 제 1 복조 디지털 회로에 의해 복조되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    중심 주파수 fd는 40.000[MHz]이고,
    상기 주파수 fi 및 상기 샘플링 주파수 fs는
    fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz],
    fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz],
    fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz],
    fi=4.096[MHz] 및 fs=32.768[MHz], 또는
    fi=3.584[MHz] 및 fs=28.672[MHz]
    인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 복조 디지털 회로는
    상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 1 직교 복조기와,
    상기 제 1 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 제 1 저역-통과 필터와,
    상기 제 1 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 1 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 제 2 복조 디지털 회로는
    상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 2 직교 복조기와,
    상기 제 2 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 제 2 저역-통과 필터와,
    상기 제 2 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 2 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 제 1 직교 복조기는 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하며,
    상기 제 2 직교 복조기는 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 복조 디지털 회로는
    중심 주파수가 0에 근접한 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 제 1 복소 필터와,
    상기 제 1 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 1 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 제 2 복조 디지털 회로는
    중심 주파수가 0에 근접한 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 제 2 복소 필터와,
    상기 제 2 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 2 수신 데이터 재생부를
    포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 복조 디지털 회로는
    상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 1 직 교 복조기와,
    상기 제 1 직교 복조기로부터 출력되는 신호를 저역-통과-필터링하는 제 1 저역-통과 필터와,
    상기 제 1 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 1 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 제 2 복조 디지털 회로는
    상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 제 2 직교 복조기와,
    상기 제 2 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 제 2 저역-통과 필터와,
    상기 제 2 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 제 2 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 제 1 직교 복조기는 상기 제 1 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하며,
    상기 제 2 직교 복조기는 상기 제 2 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 주파수 fj[Hz]는 3.000[MHz]인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  9. 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 1 무선 통신 장치에서 상기 제 2 무선 신호를 수신하고 상기 제 2 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에 있어서,
    상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 중심 주파수가 fi[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환기와,
    상기 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 오버샘플링하는 샘플러와,
    상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털 회로를
    포함하고,
    상기 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며,
    상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플러에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 무선 통신 장치의 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고,
    상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하 는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz] 및 상기 저주파 신호의 상기 중심 주파수 fi[Hz]는 다음의 수학식
    Figure 112006000730910-PCT00063
    Figure 112006000730910-PCT00064
    - 여기서, k는 수학식 12인
    Figure 112006000730910-PCT00065
    및 수학식 14인
    Figure 112006000730910-PCT00066
    를 만족하는 정수이고,
    N은 수학식 22인
    Figure 112006000730910-PCT00067
    를 만족하는 정수이고,
    여기서 n은 수학식 7인
    Figure 112006000730910-PCT00068
    를 만족하는 정수임 -
    으로 표현되는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 주파수 fi 및 상기 샘플링 주파수 fs는
    fi=3.072[MHz] 및 fs=24.576[MHz],
    fi=3.072[MHz] 및 fs=12.288[MHz],
    fi=4.608[MHz] 및 fs=36.864[MHz],
    fi=4.096[MHz] 및 fs=32.768[MHz], 또는
    fi=3.584[MHz] 및 fs=28.672[MHz]
    인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 복조 디지털 회로는
    상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 직교 복조기와,
    상기 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 저역-통과 필터와,
    상기 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 직교 복조기는 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 복조 디지털 회로는
    중심 주파수가 0에 근접한 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 복소 필터와,
    상기 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를
    포함하는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  14. 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 2 무선 통신 장치에서 상기 제 1 무선 신호를 수신하고 상기 제 1 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에 있어서,
    상기 제 1 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 1 무선 신호를 상기 제 1 무선 신호의 중심 주파수와 상기 제 2 무선 신호의 중심 주파수 사이의 차이와 동일한 중심 주파수가 fd[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환기와,
    상기 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 언더샘플링하는 샘플러와,
    상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털 회로를
    포함하고,
    상기 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 1 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며,
    상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고 상기 제 1 무선 통신 장치의 샘플러에서 오버샘플링이 행해지는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 다음의 수학식
    Figure 112006000730910-PCT00069
    - 여기서, k는 수학식 12인
    Figure 112006000730910-PCT00070
    및 수학식 14인
    Figure 112006000730910-PCT00071
    를 만족하는 정수이고,
    여기서 n은 수학식 7인
    Figure 112006000730910-PCT00072
    를 만족하는 정수임 -
    으로 표현되는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 중심 주파수 fd는 40.000[MHz]이고,
    상기 샘플링 주파수 fs는 fs=24.576[MHz], fs=12.288[MHz], fs=36.864[MH], fs=32.768[MHz], 또는 fs=28.672[MHz]인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 복조 디지털 회로는
    상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 직교 복조기와,
    상기 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 저역-통과 필터와,
    상기 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를
    포함하고,
    상기 직교 복조기는 상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 중심 주파수가 0인 성분을 포함하는 신호로 변환하는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 복조 디지털 회로는
    중심 주파수가 0에 근접한 상기 샘플러에 의해 언더샘플링된 상기 신호의 양 주파수 성분 및 음 주파수 성분 중의 어느 하나를 디지털 필터를 사용하여 필터링하는 복소 필터와,
    상기 복소 필터에 의해 필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를
    포함하는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  19. 제 1 무선 통신 장치로부터의 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터의 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 1 무선 통신 장치에서 상기 제 2 무선 신호를 수신하고 상기 제 2 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에 있어서,
    상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 중심 주파수가 fj[Hz]인 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환기와,
    상기 주파수 변환기에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 오버샘플링하는 샘플러와,
    상기 신호의 중심 주파수를 fi[Hz]인 신호로 보정한 이후에 상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털 회로를
    포함하고,
    상기 샘플러에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며,
    상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플러에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 무선 통신 장치의 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고,
    상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 상기 대역폭은 2 ×Bch[Hz]이고 상기 무선 심볼 전송률은 fsym[Hz]이며, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz] 및 상기 주파수 fi[Hz]는 다음의 수학식
    Figure 112006000730910-PCT00073
    Figure 112006000730910-PCT00074
    - 여기서, k는 수학식 12인
    Figure 112006000730910-PCT00075
    및 수학식 14인
    Figure 112006000730910-PCT00076
    를 만족하는 정수이고,
    N은 수학식 22인
    Figure 112006000730910-PCT00077
    를 만족하는 정수이고,
    여기서 n은 수학식 7인
    Figure 112006000730910-PCT00078
    를 만족하는 정수임 -
    으로 표현되는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 복조 디지털 회로는
    상기 샘플러에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 직교-복조하는 직교 복조기와,
    상기 직교 복조기에 의해 직교-복조된 상기 신호를 중심 주파수가 fi[Hz]인 성분을 갖는 신호로 보정하는 자동 주파수 제어기와,
    상기 자동 주파수 제어기에 의해 주파수-보정된 상기 신호를 저역-통과-필터링하는 저역-통과 필터와,
    상기 저역-통과 필터에 의해 저역-통과-필터링된 상기 신호로부터 수신되는 데이터를 재생하는 수신 데이터 재생부를
    포함하는 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  22. 제 19 항에 있어서,
    상기 주파수 fj[Hz]는 3.000[MHz]인 것을 특징으로 하는 무선 디지털 수신기.
  23. 제 1 무선 통신 장치로부터 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 1 무선 통신 장치에서 상기 제 2 무선 신호를 수신하고 상기 제 2 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에서의 사용을 위한 집적 회로에 있어서,
    상기 제 2 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 2 무선 신호를 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환부와,
    상기 주파수 변환부에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 오버샘플링하는 샘플링부와,
    상기 샘플링부에 의해 오버샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털부를
    포함하고,
    상기 복조 디지털 회로에 의해 복조된 상기 신호는 중심 주파수 fi[Hz]를 갖고,
    상기 샘플링부에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 2 무선 통신 장치에 서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며,
    상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플링부에서 오버샘플링이 행해지고 상기 제 2 무선 통신 장치의 샘플러에서 언더샘플링이 행해지고,
    상기 중심 주파수 fi[Hz]는 상기 제 1 및 제 2 무선 신호의 대역폭에 상응하는 주파수의 1/2 ~ 1 배이고, 상기 샘플링 주파수 fs[Hz]의 1/2N(N은 자연수) 배인 것을 특징으로 하는 집적 회로.
  24. 제 1 무선 통신 장치로부터 제 1 무선 신호 및 제 2 무선 통신 장치로부터 제 2 무선 신호를 전송/수신하고, 상기 제 1 및 제 2 무선 신호는 서로 다른 주파수 대역을 가지며, 상기 제 2 무선 통신 장치에서 상기 제 1 무선 신호를 수신하고 상기 제 1 무선 신호를 디지털로 복조하는 무선 통신 시스템의 무선 디지털 수신기에서의 사용을 위한 집적 회로에 있어서,
    상기 제 1 무선 통신 장치로부터 전송되는 상기 제 1 무선 신호를 중심 주파수 fd[Hz]가 상기 제 1 무선 신호의 중심 주파수와 상기 제 2 무선 신호의 중심 주파수 사이의 차이와 동일한 저주파 신호로 하향변환하는 주파수 변환부와,
    상기 주파수 변환부에 의해 하향변환된 상기 저주파 신호를 언더샘플링하는 샘플링부와,
    상기 샘플링부에 의해 언더샘플링된 상기 신호를 복조하는 복조 디지털부를
    포함하고,
    상기 샘플링부에서 사용되는 샘플링 주파수 및 상기 제 1 무선 통신 장치에서 사용되는 샘플링 주파수는 동일한 샘플링 주파수 fs[Hz]이며,
    상기 샘플링 주파수 fs[Hz]는 무선 심볼 전송률의 짝수배인 값으로 설정되어 상기 샘플링부에서 언더샘플링이 행해지고 상기 제 1 무선 통신 장치의 샘플러에서 오버샘플링이 행해지는 것을 특징으로 하는 집적 회로.
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