KR101678329B1 - 기저대역 수신기에서 상호변조 및 고조파 왜곡의 상쇄를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

기저대역 수신기에서 상호변조 및 고조파 왜곡의 상쇄를 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

방법(600) 및 장치(200)는 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄한다. 적어도 하나의 송신 신호로부터 발생하는 홀수 차수 고조파 왜곡에 의해 초래되는 수신 신호에서의 둔감화가 판정될 수 있다(610). 송신 신호를 사용하여 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호가 발생될 수 있다(620). 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호는 저 주파수 고조파 왜곡 신호로 변환될 수 있다(630). 저 주파수 고조파 왜곡 신호가 수신 신호로부터 차감되어 수신 신호로부터 홀수 차수 왜곡을 상쇄하여 정정된 신호를 생성할 수 있다(640).

Description

기저대역 수신기에서 상호변조 및 고조파 왜곡의 상쇄를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR THE CANCELLATION OF INTERMODULATION AND HARMONIC DISTORTION IN A BASEBAND RECEIVER}
본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 기저대역 수신기에서 상호변조 왜곡 신호들을 상쇄함으로써 다수의 신호들을 송신하는 디바이스들의 성능을 향상하는 것에 관한 것이다.
현재, 무선 통신 디바이스들은 다수의 송신기들 및 수신기들로 구성되고 있다. 무선 통신 디바이스는 다수의 신호들을 동시에 송신할 수 있지만, 그렇게 하는 것은 디바이스에 의해 수신되는 신호들에 다수 차수의 상호변조 왜곡을 초래한다. 다수의 수신기들이 동시에 동작하는 경우, 수신 채널 주파수가 단일 송신기의 고조파 주파수 상에 또는 다수의 송신기들의 상호변조 주파수 상에 있으면 둔감화(desensitization)가 존재할 수 있다. 송신기들에 의해 초래되는 둔감화를 감소시키기 위해서, 디바이스들은 높은 선형성을 갖는 디바이스의 프론트 엔드 컴포넌트들을 종종 도입한다. 디바이스들이 복잡해지고 송신기들 및 수신기들의 수가 증가함에 따라, 무선 주파수 스위치들, 파워 증폭기들 및 듀플렉스 필터들과 같은 기존 프론트 엔드 컴포넌트들을 충분한 선형성으로 구성하려고 도전하고 있다.
특정 무선 통신 디바이스들은 상이한 무선 액세스 네트워크들 및 모드들에 대해 동시 송신들을 수행할 것이 요구된다. 이러한 제품들에서, 적어도 2개의 송신 신호들로부터 발생되는 상호변조 왜곡 신호는 수신 신호의 수신 대역의 범위에 들어갈 수 있어 수신기 둔감화 간섭을 초래한다. 특정 경우들에서, 이러한 왜곡은 수신 대역들에서, 예를 들어 3차 및 5차인 홀수 차수 상호변조일 수 있다. 또한, 단일 송신기 및 다수의 수신기들의 경우에는, 송신기 고조파 왜곡이 수신 대역에 들어갈 수 있다. 다수의 캐리어들을 사용하는 3GPP 및 다른 표준들에 의해 수용되는 새로운 특징들을 시장이 채택함에 따라, 수신기 둔감화를 초래하는 고조파 또는 상호변조 왜곡의 문제점은 계속 존재할 수 있다.
과거에는, 고조파 또는 상호변조 왜곡에 대한 해결책이 송신기 파워를 줄이는 것이었다. 3차 왜곡의 경우에 대해서, 간섭은 송신기 파워의 매 1 dB에 대해 3 dB 감소된다. 불행히도, 감소된 파워는 업링크 성능을 감소시킨다. 다른 해결책은 디바이스에서 송신 신호들을 전달하는 회로들을 격리시키는 것이다. 이러한 것을 달성하는 하나의 방식은, 단일 안테나를 사용하여, 송신 신호들을 충분한 격리를 갖는 다이플렉서와 조합하는 것이다. 대안적으로, 신호들은 그들 사이에 충분한 격리가 있는 별개의 안테나들을 사용함으로써 격리될 수 있다. 다른 해결책은 또한 별개의 안테나들 및 다이플렉싱 회로들 양자 모두를 채택할 수 있다. 불행히도, 이러한 접근방식들은, 크고 비싼 추가적인 RF(Radio-Frequency) 컴포넌트들을 요구하고, 수신기 둔감화를 완전히 제거하기에 충분한 격리를 제공하지 않는다. RF 상쇄 방법들 또한 제안되어 왔다. 불행히도, 이러한 상쇄 방법들은 디바이스들의 비용, 사이즈 및 파워 소모를 증가시키는 추가적인 프론트 엔드 컴포넌트들을 요구한다.
다른 방법은 수신기 기저대역에서 상호변조 왜곡을 상쇄시키는 것이다. 이러한 하나의 노력에서, 기저대역 상쇄 방법은 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생하기 위해서 수신 신호로부터 간섭 신호를 분리한다. 이는 실제 수신 신호로부터 왜곡 신호를 추출함으로써 행해진다. 불행히도, 수신 신호로부터 간섭 신호의 추출은 추가적인 캘리브레이션 하드웨어 및 소프트웨어를 요구한다. 또한, 기저대역 송신기로부터 직접 기저대역 상호변조 왜곡 신호들을 발생시킬 수 있다. 과거에 이러한 방법은 기저대역에서 상호변조 신호를 초래하는 2차 상호변조 왜곡을 갖는 단일 송신 신호가 있는 경우에 적용되어 왔다. 불행히도, 이러한 방법은 다수의 송신 신호들에 대해서는 적용되지 않는데, 이는 정확한 저 중간 주파수에서와 같이 비-DC(Direct Current) 기저대역 주파수에서 발생하는 상호변조 왜곡의 문제점에 대처하기 않기 때문이다.
이러한 것을 고려할 때, 하나 이상의 송신기들에 의해 초래되는, 수신 신호 주파수들 상에 발생하는 더 높은 차수 고조파 및 상호변조 왜곡에 대처할 필요가 있다.
유사한 참조 번호들이 별개의 관점들로 동일하거나 또는 기능적으로 비슷한 구성요소들을 참조하고, 이하의 상세한 설명과 함께 본 명세서의 일부에 통합되어 이를 형성하는, 첨부 도면들은, 다양한 실시예들을 더욱 도시하고, 본 발명에 따른 다양한 원리들 및 이점들 모두를 설명하는 역할을 한다.
도 1은 가능한 일 실시예에 따른 무선 통신 네트워크의 예시적인 블럭도이다.
도 2는 가능한 일 실시예에 따른 무선 통신 디바이스의 예시적인 블럭도이다.
도 3은 가능한 일 실시예에 따른 예시적인 스펙트럼 도해이다.
도 4는 가능한 일 실시예에 따른 무선 통신 디바이스의 예시적인 블럭도이다.
도 5는 가능한 일 실시예에 따라 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄하는 무선 통신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
도 6은 관련된 일 실시예에 따라 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄하는 무선 통신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
도 7은 관련된 일 실시예에 따라 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄하는 무선 통신 디바이스의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도이다.
숙련된 기술자들은, 도면들에서의 구성요소들이, 간결화 및 명확화를 도모하며 도시되고, 반드시 축척대로 그려진 것은 아니라는 점을 이해할 것이다. 예를 들어, 도면들에서 구성요소들 중 일부의 치수들은, 본 발명의 실시예들의 이해를 향상하는데 도움이 되도록, 다른 구성요소들에 비해 과장될 수 있다.
본 발명에 따르는 실시예들을 상세히 설명하기 이전에, 실시예들은 기저대역 수신기에서 상호변조 왜곡의 상쇄와 관련되는 방법 단계들 및 장치 컴포넌트들의 조합들에 주로 있다는 점을 살펴보아야 한다. 따라서, 이러한 장치 컴포넌트들 및 방법 단계들은 적절한 경우 도면들에서 종래의 심볼들에 의해 표현되었으며, 본 명세서의 설명의 이점을 갖고 있고 기술분야에서 통상의 기술자들에가 이미 명백할 세부사항들을 갖고 있는 개시내용을 불명료하게 하지 않기 위해서 본 발명의 실시예들을 이해하는데 적절한 특정 세부사항들만을 보여준다.
본 문헌에서, 제1 및 제2, 상부 및 하부 등과 같은 관련 용어들은 하나의 엔티티 또는 액션을 다른 엔티티 또는 액션으로부터 구별하는데 오로지 사용될 수 있으며, 이러한 엔티티들 또는 액션들 사이의 임의의 실제 그러한 관계 또는 순서를 반드시 요구하거나 암시하는 것은 아니다. "포함한다", "포함하는"이란 용어들 또는 이들의 임의의 다른 변형은 비배타적 포함을 커버하려는 의도이며, 구성요소들의 리스트를 포함하는 프로세스, 방법, 물품 또는 장치는 이러한 구성요소들만을 포함하는 것이 아니라 이러한 프로세스, 방법, 물품 또는 장치에 명시적으로 열거되지 않거나 또는 고유한 다른 구성요소들을 포함할 수 있다. "...을 포함한다"라고 진행되는 구성요소가, 더 많은 제약사항들 없이, 해당 구성요소를 포함하는 프로세스, 방법, 물품 또는 장치에서 추가적인 동일한 구성요소들의 존재를 배제하는 것은 아니다.
본 명세서에 설명되는 본 발명의 실시예들은, 하나 이상의 종래의 프로세서들, 및 본 명세서에 설명되는 기저대역 수신기에서 상호변조 왜곡의 상쇄의 기능들 중 일부, 대부분 또는 모두를, 특정 논-프로세서 회로들과 함께, 구현하도록 하나 이상의 프로세서들을 제어하는 고유하게 저장된 프로그램 명령어들로 구성될 수 있다. 논-프로세서 회로들은, 이에 제한되는 것은 아니지만, 무선 수신기, 무선 송신기, 신호 드라이버들, 클럭 회로들, 전원 회로들 및 사용자 입력 디바이스들을 포함할 수 있다. 이와 같이, 이러한 기능들은 기저대역 수신기에서 상호변조 왜곡의 상쇄를 수행하는 방법의 단계들로서 해석될 수 있다. 대안적으로, 일부 또는 전부의 기능들은, 저장된 프로그램 명령어들을 갖지 않는 상태 머신에 의해, 또는 각각의 기능 또는 기능들 중 몇몇의 일부 조합들이 커스텀 로직으로서 구현되는, 하나 이상의 ASIC들(Application Specific Integrated Circuits)에서, 구현될 수 있다. 물론, 이러한 2가지 접근방식들의 조합이 사용될 수 있다. 따라서, 이러한 기능들에 대한 방법들 및 수단들이 본 명세서에 설명된다. 또한, 숙련된 기술자는, 예를 들어, 가용 시간, 현재 기술 및 경제적 고려사항들에 의해 동기화되는 아마도 상당한 노력 및 많은 설계 선택사항들에도 불구하고, 본 명세서에 개시되는 개념들 및 원리들에 의해 안내될 때, 최소의 실험으로 이러한 소프트웨어 명령어들과 프로그램들 및 IC들을 용이하게 만들어 낼 수 있을 것이라는 점이 예상된다.
기저대역 수신기에서 상호변조 또는 고조파 왜곡 신호들을 상쇄하는 방법 및 장치가 개시된다. 개시되는 방법은 하나 이상의 송신 신호들로부터 발생하는 상호변조 또는 고조파 왜곡에 의해 초래되어 수신기에서 발생할 수 있는 둔감화를 판정하는 것을 포함할 수 있다. 이러한 둔감화는, 송신 주파수들이, 수신 주파수 상에서 상호변조 또는 고조파 왜곡이 발생할 수 있게 하는 것인지를 판정함으로써, 판정될 수 있다. 또한, 본 방법은, 기저대역 송신 신호들을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호를 발생시키는 것, 및 기저대역 복제 왜곡 신호를, 기저대역 수신기에서 다운 변환된 왜곡 신호와 동일한 주파수를 갖는 저 주파수 복제 왜곡 신호로 변환하여, 기저대역 수신 신호로부터 홀수 차수 상호변조 또는 고조파 왜곡을 상쇄하는데 사용되는 상쇄 신호를 생성하는 것을 포함할 수 있다. 또한, 본 방법은, 기저대역 수신 신호에서 저 주파수 복제 왜곡 신호, 즉, 상쇄 신호를 차감하여, 정정된 신호를 형성하는 것을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 본 방법은, 기저대역 필터를 사용하여 저 주파수 복제 왜곡 신호를 필터링하는 것을 포함할 수 있고, 기저대역 필터는, 수신 신호를 수신하는 수신기의 기저대역 필터와 유사한 전송 기능을 가져, 상쇄 신호를 형성한다.
다른 실시예에서, 왜곡 신호들은 상위 차수 및 하위 차수 왜곡 신호들을 포함할 수 있고, 상위 차수 및 하위 차수 왜곡 신호들은 송신 신호들의 주파수들에 기초하여 결정된다. 상호변조 왜곡 신호들의 상위 차수 주파수는 송신 신호들의 하위 주파수의 네거티브 배수를 송신 신호들의 상위 주파수의 포지티브 배수에 가산함으로써 결정될 수 있고, 상호변조 왜곡 신호의 하위 차수 주파수는 송신 신호들의 하위 주파수의 네거티브 배수를 송신 신호들의 상위 주파수의 네거티브 배수에 가산함으로써 결정될 수 있다.
일 실시예에서, 기저대역 복제 왜곡 신호를 발생시키는 것은, 송신 신호들의 Nyquist 한계 근처의 송신 신호들을 샘플링하여 에일리어싱을 회피하는 것을 포함하고, 이러한 샘플링은 왜곡 신호들을 계산하기 이전에 수행된다. 또한, 본 방법은 보간된 복소 신호들을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호들을 발생시키는 것을 포함한다. 또한, 송신 신호들의 복소수 곱셈이 기저대역 복제 왜곡 신호들을 발생시키는데 사용될 수 있다. 송신 신호들의 주파수 분리 또한 기저대역 복제 왜곡 신호들을 발생시키는데 사용될 수 있다. 개시되는 방법에서, 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호들을 발생시키는 것은, 하위 주파수 신호의 함수가 곱셈되는 상위 주파수 신호의 함수를 사용하여 하위 차수 복조 신호를 결정하는 것, 및 상위 주파수 신호의 함수가 곱셈되는 하위 주파수 신호의 함수를 사용하여 상위 차수 복조 신호를 결정하는 것을 포함한다. 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 것은, 송신 신호들의 대수적 거듭제곱의 합을 제공하는 함수를 사용하여 신호를 결정하는 것을 포함한다. 예를 들어, 이는 대수적 거듭제곱 또는 대수적 거듭제곱들의 합을 포함할 수 있다. 대수적 거듭제곱들의 합은 하나보다 많은 고조파를 보상함으로써 사용될 수 있다. 이러한 경우에, 고조파 위의 상호변조 왜곡은 하나보다 많은 상호변조 곱을 보상하는 것을 허용할 수 있다. 예를 들어, 상위 주파수 신호의 다중 함수들의 합에는 하위 주파수 신호의 함수가 곱셈될 수 있다. 예를 들어, f(S1)ㆍg(S2) + x(S1)ㆍy(S2) + ...
본 방법은 또한 발생된 복제 왜곡 신호들을 송신 신호들의 파워 레벨 및 수신기의 이득의 함수를 사용하여 예상되는 왜곡 레벨에 따라 스케일링하는 것을 포함할 수 있다. 본 방법은 또한 발생된 복제 상호변조 왜곡 신호들을 발생된 복제 신호와 입력 신호 사이의 정정의 함수를 사용하여 일정량 지연시키는 것을 포함할 수 있다. 이러한 지연의 정도는 입력 신호의 샘플 레이트의 분수일 수 있고, 입력 신호의 오버샘플링을 통해 또는 주파수 도메인에서의 복소수 곱셈을 통해 구현된다. 또한, 본 방법은, 기저대역 왜곡 신호 및 다운변환된 왜곡 신호의 주파수를 갖는 클럭 신호에 대한 복소수 곱셈을 포함할 수 있다. 이러한 복소수 곱셈은, DC(Direct Current) 기저대역 복제 왜곡 신호를, 클럭 신호 주파수의 주파수를 갖는 저 주파수 복제 왜곡 신호로 변환할 수 있다. 이러한 클럭 신호 주파수는, 수신기에 채택되는 국부 발진기 주파수(F LO )와 홀수 차수 왜곡 주파수 사이의 차분을 계산하여 결정될 수 있다.
개시되는 장치는 수신기 및 적어도 2개의 송신기들을 포함한다. 이러한 송신기들은 수신기에 의해 수신되는 신호의 홀수 차수 둔감화를 초래할 수 있다. 제2 장치는 송신기 및 적어도 2개의 수신기들을 포함할 수 있고, 송신기는 수신기들 중 하나에 의해 수신되는 신호의 고조파 둔감화를 초래할 수 있다. 또한, 개시되는 장치는 수신기와 송신기들 사이에 연결되는 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기를 포함할 수 있고, 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는, 송신기에 의해 송신될 송신 신호들을 사용하여 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호 또는 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키고, 기저대역 복제 신호를 저 주파수 왜곡 신호로 변환하며, 수신 신호로부터 저 주파수 왜곡 신호를 차감하여 정정된 신호를 생성한다.
적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는, 기저대역 복제 왜곡 신호에 대해 복소수 곱셈을 수행하여, 다운변환된 왜곡 신호와 동일한 중간 주파수로 상쇄 신호를 발생시키는 복소 디지털 믹서를 포함할 수 있다. 복소 디지털 믹서는 송신 신호들에서 주파수들의 차분을 사용하여 복제 신호의 주파수를 변환한다. 복소 디지털 믹서는 국부 발진기의 주파수와 홀수 차수 왜곡 신호의 주파수 사이의 차분의 입력을 갖는다. 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는, 또한, 기저대역 왜곡 계산기, 및 최소 제곱 평균 적응성 필터 또는 정정 계산기를 포함하여, 상쇄 신호의 소망하는 신호 진폭 및 위상을 제공할 수 있다.
도 1은 가능한 일 실시예에 따른 WCN(Wireless Communications Network)(100)의 예시적인 블럭도이며, 그 내에는 설명되는 실시예들의 기능적 양상들 중 일부가 구현될 수 있다. WCN(100)은, CDMA(Code Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), GSM(Global System of Mobile Communications), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 네트워크들을 포함하는 공지된 또는 발전된 무선 통신 네트워크들 중 임의의 것일 수 있고, 이러한 네트워크들의 다음 세대들은 2.5, 3rd 및 4th GPP(Generation Partnership Project) 및 LTE(Long Term Evolution) 네트워크 뿐만 아니라 이들 및 다른 무선 통센 프로토콜들을 지원하는 하이브리드 또는 조합형 네트워크를 포함한다. WCN(100)은, 적어도 하나의 WCD(Wireless Communication Device)(102)가, 클라이언트로서 서비스하는 WCD와 WCN(100)을 통해 액세스가능한 서버(112) 사이의 채널로 동작하고, 인터넷(145) WCN(100)이 표준 시그널링을 활용하여, WCN 인프라구조(140)의 일부인 MSC(Mobile Switching Center)(110) 및 게이트웨이(116)과 같은 네트워크 컴포넌트들 사이의 특정 메시지들 및 데이터의 동신을 가능하게 하는, 이러한 무선 통신 네트워크들 중 임의의 것일 수 있다.
WCN(100)은 WCD(Wireless Communication Device)(102)를 포함하고, 이는 이동 디바이스, 이동국, 셀 폰, 스마트폰 또는 임의의 다른 무선 인에이블형 디바이스일 수 있다. 일 실시예에서, WCD(102)는, WCN(100)에 대한 가입자 디바이스이고, 기지국 안테나(106) 및 기지국 제어기(108)을 포함하는 BS(Base Station)(105)를 통해 WCN(100)의 인프라구조에 무선으로 접속한다. 기지국 안테나(106)는 WCD(102)를 위한 WCN(100)으로의 액세스 포인트를 제공한다. 기지국 컴포넌트들(106 및 108)에 추가하여, WCN(100)의 인프라 구조는 MSC(110)를 포함하며, 이는 BSC(108) 뿐만 아니라 WCN(100)의 상호접속된 기능 서버들(도시되지 않음)의 백본(backbone)에도 접속된다. 도시된 바와 같이, MSC(110)는 여러 다른 알려진 네트워크 컴포넌트들(도시되지 않음) 및 게이트웨이(116)에 접속하여 이들과 통신한다. BSC(108), MSC(110) 및 네트워크(140)에서의 다른 서버들은 언급된 프로토콜들 중 임의의 것을 따라 동작한다. 이해되듯이, WCD(102)는 서버(112)에 의해 제공되는 서비스들에 접속할 수 있을 뿐만 아니라 네트워크(140) 및 다른 네트워크들(145)를 통해 다른 WCD 및 다른 통신 장비에 접속할 수 있다.
도 2는 가능한 일 실시예에 따른 WCD(102)의 예시적인 블럭도이다. WCD는 적어도 2개의 송신기들(202, 204) 및 수신기(206)를 포함할 수 있다. 상호변조 또는 고조파 왜곡은 송신기들(202, 204) 뿐만 아니라 WCD(102)의 다른 프론트 엔드 컴포넌트들에 의해 수신기(206) 상에 초래될 수 있다. 각 송신기(202, 204)는 WCD(102) 로부터의 전송 신호를 WCD(102)와 기지국(106) 사이의 업링크 채널들 상에 보낸다. 송신 신호들 각각은 하나로 조합되고 필터를 사용하여 샘플링되는 다수의 상이한 채널들로 구성된다. 필터 신호들은 WCN(100)의 프로토콜 할당들에 따라 주어진 주파수들에서 업링크 채널을 통해 적어도 하나의 안테나(222, 224)를 통해 송신되기 이전에 변조되고 증폭된다. WCD(102)의 수신기(206)에 대해서, 상호변조 왜곡은 송신기들(202, 204)에 포함되는 WCD(102)의 다양한 컴포넌트들로부터 도입될 수 있다. 고조파 왜곡은 송신기들(202, 204) 중 적어도 하나를 포함하는 WCD(102)의 다양한 컴포넌트들로부터 도입될 수 있다. 2개의 송신기들이 존재하기 때문에, 다수의 송신 신호들은 홀수 차수 상호변조 왜곡을 포함하는 상위 차수 복조를 수신 신호에 초래할 수 있다. 또한, 2개 송신기들(202, 204) 중 하나가 수신 신호에 고조파 왜곡을 초래할 수 있다.
소스 신호들(S 1 및 S 2 )이 WCD(102)의 전송 경로에 공급된다. 소스 신호들(S 1 및 S 2 )은, 양자 모두 복소 신호들이고, 그들의 I 성분 및 Q 성분 각각에 의해 S 1 = I 1 +jQ 1 및 S 2 = I 2 + jQ 2 로 나타난다. 일 실시예에서, 소스 신호들(S 1 및 S 2 )은 대역폭을 제한하고 스퓨리어스 방사들(spurious emissions)을 제한하는데 도움을 주는 다양한 필터들(도시되지 않음)에 의해 필터링된다. 필터들 소스 신호들은 기저대역의 샘플링 레이트를 증가시켜 믹서들(208, 210, 212, 214)로의 입력을 위해 더 높은 샘플링 레이트를 제공하는 샘플러(도시되지 않음)에 입력될 수 있다. 믹서들(208-214)은 소스 신호들을 RF 캐리어로 변조하여 변조된 RF 출력 신호를 제공하고, 이는 그 후 파워 증폭기(216, 218)에 입력된다. 도시되듯이, 각각의 신호 S 1 및 S 2 의 Q 성분은 믹서(208, 212)에 의해 위상 시프트된다. 또한, 각각의 신호 S 1 및 S 2 의 I 성분은 믹서(210, 214)에 의해 송신기(202, 204)의 지정된 국부 발진기 주파수(F 1 및 F 2 )로 업변환된다. 파워 증폭기(216, 218)는 송신을 위해 변조 RF 신호에 적합한 이득을 적용하는 송신 이득 제어 신호에 의해 제어된다. 변조된 RF 신호들 중 하나는 WCD(102)로부터의 송신을 위해 안테나(222)에 공급하기 위한 듀플렉서(220)에 입력된다. 나머지 변조된 RF 신호는 WCD(102)로부터의 송신을 위해 안테나(224)에 직접 입력된다.
수신기 경로에 대하여, 안테나(222)는 변조된 RF 신호들을 수신하고, 이는 수신기(206)에서의 듀플렉서(220)를 통해 공급된다. 수신 신호들은 먼저 LNA(Low Noise Amplifier)(226)에 의해 증폭된다. LNA(226)로부터, 신호의 I 및 Q 성분들은 RF로부터 기저대역으로의 복조를 위해 믹서들(228, 230)에 공급된다. 믹서(228)는 신호 Q 성분을 시프트한다. I 성분에 대해서, 믹서(230)는 수신 신호를 주파수(F LO )를 갖는 국부 발진기 신호와 조합한다. 일 실시예에서, 취득된 변조된 신호들은 수신기 증폭기(도시되지 않음)에 입력되고, 이는 수신 신호를 필요한 이득에 의해 증폭하기 위한 이득 제어 신호에 의해 제어될 수 있다. 증폭되고 변조된 수신 신호는 그 후 다운 샘플링되기 전에 신호의 대역폭을 제한하는 안티-에일리어스 필터(232, 234)에 입력된다. 필터링된 수신 신호는 그 후 수신기(206)의 나머지에 의한 처리를 위해 오버샘플링된 레이트로 기저대역 신호를 생산하는 A/D(Analog-to-Digital) 변환기(236, 238)에 입력된다.
도시되듯이, 송신기(202)와 수신기(206)는 안테나(222)에 신호들을 공급하고 이로부터 신호들을 수신할 수 있게 하는 듀플렉서(220)를 공유한다. 또한, 별개의 안테나(224)가 존재한다. 송신기(202) 및 수신기(206) 양자 모두가 동시에 액티브이고 별개의 안테나(224) 및 송신기(204)가 추가되는 일부 시스템들에서는, 송신기들(202, 204)와 수신기(206) 사이의 둔감화의 문제점이 발생할 수 있다. 송신기(204) 및 수신기(206) 양자 모두가 동시에 액티브인 일부 시스템들에서는, 송신기(204)의 홀수 차수 고조파들이 송신기(204)와 수신기(206) 사이의 둔감화의 문제점을 초래할 수 있다. 더욱이, 설명된 바와 같은 수신기와 다수의 송신기들의 조합 또한 홀수 차수 상호변조 왜곡을 포함하는 왜곡을 초래할 수 있다.
위에 설명된 설계에 의해 초래되는 홀수 차수 상호변조 또는 고조파 왜곡을 극복하기 위해서, WCD(102)는 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(240)를 포함한다. 상쇄기(240)는, 수신 신호에 제공되어 송신기에 의해 수신 신호에 초래된 홀수 차수 왜곡을 상쇄하는데 사용될 수 있는 기저대역 복제 왜곡 신호를 발생시킬 수 있다.
소망하는 수신 신호의 대역에 상호변조 왜곡 신호 주파수 FIMD가 발생하면, 수신기 둔감화가 발생할 수 있다. 이해되듯이, S 1 및 S 2 각각은 상이한 주파수 F 1 및 F 2 를 각각 가질 수 있다. 3차 및 5차 상호변조 왜곡 신호들은 도 3에 스펙트럼 도면(300)으로 보여지는 바와 같이 스펙트럼으로 도시될 수 있다. 3차 하위 왜곡 신호(S 3L )는 주파수 F 3L = 2* F 1 - F 2 에 있을 수 있고, 3차 상위 왜곡 신호(S 3U )는 주파수 F 3U = 2* F 2 - F 1 에 있을 수 있다. 마찬가지로, 5차 하위 왜곡 신호(S 5L )는 주파수 F 3L = 3* F 1 -2* F 2 에 있을 수 있고, 5차 상위 왜곡 신호(S 5U )는 주파수 F 3U = 3* F 2 -2* F 1 에 있을 수 있다. 보다 구체적으로, m 홀수 차수 왜곡에 대해서, m차 하위 왜곡 신호(S mL )는 주파수 F mL = n* F 1 + pF 2 에 있을 수 있고, m차 상위 왜곡 신호(S mU )는 주파수 F mU = n* F 2 + pF 1 에 있을 수 있으며, n = m/2는 가장 가까운 정수로 반올림되고, p는 네거티브이며, p = m/2는 가장 가까운 정수로 반내림된다.
기저대역 복제 왜곡 신호를 발생시키는 일 부분은 신호 대역폭 및 에일리어싱을 포함할 수 있다. 일반적으로, 송신 신호들(S 1 및 S 2 )은 Nyquist 한계 근처인 샘플 레이트로 송신기들(202, 204)에서 사용될 수 있다. 변조 이론에 따르면, m차 곱 신호의 신호 대역폭은 구성 신호들(S 1 및 S 2 )의 대역폭의 m배이다. 출력 신호에서 에일리어싱을 회피하기 위해서, 상쇄기(240)는 송신기들(202, 204)과 수신기(206) 사이에 구성될 수 있다. 각각의 보간 블럭이 송신기(202, 204)에 접속할 수 있는 복수의 보간 블럭들(242, 243)에 제공될 수 있다. 보간 블럭들(242, 243)은, 각각, 입력 신호들 S = I + jQ를 수신할 수 있고, 이러한 신호들을 오버샘플링하여 상호변조 왜곡을 계산하기 이전에 신호들(S 1 및 S 2 )의 샘플 레이트 버전들을 발생시킬 수 있다. 따라서, 기저대역 복제 신호를 발생시키는데 사용될 보간된 신호들은 더 높은 샘플 레이트에서도 S 1 및 S 2 의 동일한 형태, S = I + jQ를 취할 수 있다.
보간 블럭들(242, 243)은 각각 기저대역 왜곡 계산 블럭(244)에 연결된다. 계산 블럭(244)은 보간 블럭들(242, 243)로부터 수신되는 송신 보간된 기저대역 신호들에 대해 복소 연산을 사용하여 기저대역 왜곡 신호를 계산할 수 있다. 도 3을 다시 참조하면, m차 상호변조 곱들은 이하와 같이 계산된다:
S 3L = (S 1 ) 2 ㆍ(S 2 ) * ,
S 3U = (S 2 ) 2 ㆍ(S 1 ) * ,
S 5L = (S 1 ) 3 ㆍ(S 2 ) 2* , 및
S 5U = (S 2 ) 3 ㆍ(S 1 ) 2* ,
여기서, "*"는 켤레 복소수(complex conjugate)를 나타낸다. 홀수 차수 보간이 수신 대역에서 발생하기 위해서는, 상호변조의 차수 m이 컴포넌트 차수들 n과 p의 절대값들의 합과 동일하고: m = /n/ + /p/, 여기서 n은 포지티브이고 p는 네거티브이다. 그리고, m차 상호변조 곱은, 제1 신호의 m 거듭제곱을 계산하고 제2 신호의 p 거듭제곱의 켤레를 곱셈함으로써 계산된다. 일반적으로:
S mL = (S 1 ) n ㆍ(S 2 ) p*
계산된 신호는 예상되는 왜곡 레벨에 따라 스케일링되고, 이는 송신 신호들의 파워 레벨과 수신기의 이득의 함수일 수 있다.
계산 블럭(244)은 복소 디지털 믹서(246)에 연결될 수 있다. 믹서(246)는 계산 블럭(244)으로부터 기저대역 복제 왜곡 신호를 수신할 수 있다. 복제 신호가 DC(Direct Current)에 집중되는 상황에서, 상쇄되는 것이 고려되는 실제 왜곡 신호는 저 IF(Intermediate Frequency) 신호 주파수에 있을 수 있다. 이러한 상황에서는, 복제 신호의 주파수를 실제 왜곡 저 IF 주파수로 변환하는 것이 필요할 수 있다. 이는 믹서(246)를 사용함으로써 달성될 수 있다. 디지털 믹서(246)는, 기저대역 왜곡 신호와, 소망하는 IF 주파수의 주파수를 갖는 클럭 신호(248)에 대한 복소수 곱셈을 사용하여 동작할 수 있다. 소망하는 IF 주파수는 왜곡 신호 주파수(F IMD 또는 F H )와 수신기 국부 발진기 주파수(F LO ) 사이의 차분으로서 계산될 수 있다.
믹서(246)의 출력은 펄스 성형 및 안티-에일리어싱 필터들일 수 있는 필터들(250, 251)에 공급될 수 있다. 따라서, 믹서(246)로부터 출력되는 복제 신호는 스퓨리어스 방사들이 제한되는 제한된 대역폭을 가질 수 있다. 필터링된 신호는 그 후 LMS(Least Mean Squared) 적응성 필터(252) 또는 정정 블럭에 입력된다. 필터링된 신호 외에도, LMS 적응성 필터(252) 또는 정정 블럭은 수신기(206)의 출력을 입력들로서 가질 수 있다. LMS 적응성 필터(252) 또는 정정 블럭은 기저대역 수신기에서 실제 왜곡 신호를 상쇄하도록 복제 왜곡 신호의 진폭 및 위상을 적응시킬 수 있다. LMS 적응성 필터(252) 또는 정정 블럭의 출력은 수신기에 인가되는 상쇄기 신호이다.
기저대역 수신기(206)에서는, 이미 언급된 아날로그 기저대역 필터(232, 234)가 기저대역 수신 신호의 각각의 I 및 Q 성분에 대해 사용된다. 이러한 필터링은 이미 언급된 A/D 변환기들(236, 238)의 Nyquist 주파수 위의 신호 성분들을 거부함으로써 에일리어싱을 예방하는데 사용된다. 실제 상호변조 신호의 고 주파수 성분들은 필터(232, 234)에 의해 감쇄될 수 있다. 따라서, 정확한 복제 상호변조 신호를 발생시키기 위해서, 복제 저 IF 왜곡 신호는, 위에 설명된 바와 같이, 기저대역 수신기에서의 로우 패스 필터와 동일한 전달 함수를 갖는 로우 패스 필터에 의해 필터링될 수 있다.
LMS 필터 또는 정정 블럭의 출력인, 상쇄기 신호는, 가산기들(256, 258)을 사용하여, 처리된 수신 신호로부터 감산된다. 이러한 것의 결과는 송신기들(202, 204)에 의해 초래된 홀수 차수 왜곡 신호들이 제거된 수신 신호이다.
도 4는 가능한 일 실시예에 따른 WCD(102)와 같은 WCD(400)의 예시적인 블럭도이다. WCD(400)는 수신 신호를 수신하는 제1 수신기(410)을 포함할 수 있다. WCD(400)는 송신 신호들을 보내는 제1 송신기(420)를 포함할 수 있고, 여기서 제1 송신기(420)는 수신 신호의 홀수 차수 왜곡을 초래할 수 있다. WCD(400)는 수신기와 송신기 사이에 연결되는 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(430)를 포함할 수 있다. 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(430)는 도 2의 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(240)와 유사하게 동작할 수 있다. 예를 들어, 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(430)는, 제1 송신기(420)에 의해 보내어질 송신 신호들을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호를 발생시킬 수 있고, 이러한 기저대역 복제 왜곡 신호를 저 주파수 왜곡 신호로 변환하여 상쇄 신호를 생성할 수 있고, 수신 신호로부터 상쇄 신호를 차감하여 상쇄된 또는 실질적으로 감쇄된 홀수 차수 왜곡을 갖는 정정된 신호를 생성할 수 있다.
적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(430)는 송신 신호들에서 주파수들의 차분을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호에 대해 복소수 곱셈을 수행할 수 있는 복소 디지털 믹서(440)를 포함할 수 있다. 복소 디지털 믹서는 국부 발진기의 주파수와 기저대역 복제 왜곡 신호의 주파수 사이의 차분의 입력(도 2에 도시된 바와 같음)을 갖는다. 적응성 상호변조 왜곡 상쇄기(430)는 기저대역 왜곡 계산기(450)를 포함할 수 있다. 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기(430)는 상쇄 신호의 소망하는 신호 진폭 및 위상을 제공하는 최소 평균 제곱 적응성 필터 및 정정 블럭(460) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
관련된 일 실시예에 따르면, 제1 송신기(420)는 제1 송신 신호들을 보낼 수 있다. WCD(400)는 제2 송신 신호들을 보내는 제2 송신기(425)를 옵션으로 포함할 수 있다. 제1 송신 신호들 및 제2 송신 신호들 양자 모두를 송신하는 것은 수신 신호의 홀수 차수 왜곡을 초래한다.
관련된 일 실시예에 따르면, WCD(400)는 제2 수신기(415)를 옵션으로 포함할 수 있다. 제1 송신기(420)는 수신 신호의 주파수에 관련되는 주파수 상에서 송신할 때 수신 채널 추파수의 둔감화를 초래함으로써 수신 신호의 홀수 차수 왜곡을 초래할 수 있다. 수신 신호의 주파수에 관련되는 주파수는 제1 송신된 신호의 주파수의 고조파 주파수일 수 있다. 수신 신호의 주파수에 관련되는 주파수는 또한 제1 송신 신호들의 주파수 및 제2 송신 신호들의 주파수의 상호변조 주파수일 수 있다.
도 5는 가능한 일 실시예에 따라 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄하는 WCD(102)의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도(500)이다. 본 방법은 수신 신호에 둔감화가 존재하는지를 판정함으로써 시작된다(502). 이러한 둔감화는 WCD(102)로부터 신호들을 송신하는 복수의 송신기들(202, 204)로부터 발생하는 홀수 차수 상호변조 또는 고조파 왜곡에 의해 초래될 수 있다. 이해되듯이, 홀수 차수 상호변조 왜곡 신호들은 상위 차수 및 하위 차수 왜곡 신호들을 포함하고, 여기서 상위 차수 및 하위 차수 왜곡 신호들은 송신 신호들의 주파수들에 기초하여 결정된다. 고조파 왜곡 신호들은 송신 신호들 중 하나의 주파수에 기초하여 결정된다. 홀수 차수 상호변조 왜곡 신호들의 상위 차수 주파수는 송신 신호들의 하위 주파수로부터 송신 신호들의 상위 주파수들을 차감하는 함수에 의해 결정된다(504). 또한, 홀수 차수 상호변조 왜곡 신호의 하위 차수 주파수는 송신 신호들의 상위 주파수들로부터 송신 신호의 하위 주파수를 차감하는 함수에 의해 결정된다(506). 고조파 주파수는 송신 신호들 중 하나의 배수를 제공하는 함수에 의해 결정된다.
홀수 차수 왜곡 신호들을 제거하기 위해, 본 방법은 송신 신호들을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호를 발생시킨다(508). 일 실시예에서, 발생되는 기저대역 복제 왜곡 신호는 에일리어싱을 회피하는 송신 신호들의 Nyquist 한계 가까이에서 송신 신호들을 샘플링함으로써 결정된다(510). 이러한 샘플링은 왜곡 신호들을 계산하기 이전에 수행될 수 있다. 또한, 본 방법은 기저대역 복제 왜곡 신호를 저 주파수 왜곡 신호로 변환한다(520). 일 실시예에서, 본 방법은 수신 신호를 수신하는 수신기의 로우 패스 필터와 유사한 기능을 갖는 로우 패스 필터를 사용하여 수신 신호로부터 저 주파수 왜곡 신호들을 필터링하는 것(512)을 포함한다. 일 실시예에서, 본 방법은, 하위 주파수 신호의 함수가 곱셈되는 상위 주파수 신호의 함수를 사용하여 하위 차수 복조 신호를 결정하고, 상위 주파수 신호의 함수가 곱셈되는 하위 주파수 신호의 함수를 사용하여 상위 차수 복조 신호를 결정하는 것을 포함한다. 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 결정하는 것은 송신 신호들 중 하나의 대수적 거듭제곱을 제공하는 함수를 사용하여 신호를 결정하는 것을 포함한다.
본 방법은 기저대역 왜곡 신호를 발생시킬 수 있다(514). 본 방법은 보간된 복소 신호들을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호들을 발생시킬 수 있다. 또한, 본 방법은 송신 신호들의 복소수 곱셈을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호들을 발생시킬 수 있다. 또한, 본 방법은 송신 신호들의 주파수 분리를 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호들을 발생시킬 수 있다. 본 방법은 그 후 수신 신호로부터 저 주파수 왜곡 신호를 차감하여 수신 신호로부터 홀수 차수 왜곡을 상쇄하는데 사용되는 상쇄 신호를 생성한다(516). 일 실시예에서, 본 방법은 송신 신호들의 파워 레벨 및 수신기의 이득의 함수를 사용하여 예상되는 왜곡 레벨에 따라 발생된 복제 왜곡 신호들을 스케일링한다(518). 또한, 본 방법은, 기저대역 왜곡 신호와, 소망하는 주파수의 주파수를 갖는 클럭 신호에 대한 복소수 곱셈을 사용하여, 기저대역 복제 왜곡 신호를 저 주파수 복제 왜곡 신호로 변환하는 것(520)을 포함한다.
도 6은 관련된 일 실시에에 따라 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄하는 WCD(102)의 동작을 도시하는 에시적인 흐름도(600)이다. 흐름도(600)의 엘리먼트들은 흐름도(500)의 엘리먼트들과 조합되거나 또는 이를 대체할 수 있다. 610에서는, 적어도 하나의 송신 신호로부터 발생하는 홀수 차수 고조파 왜곡에 의해 초래되는 수신 신호에서의 둔감화가 결정될 수 있다. 이러한 홀수 차수 고조파 왜곡은 적어도 하나의 송신 신호들 중 하나의 주파수에 기초하여 결정된다. 예를 들어, 홀수 차수 고조파 왜곡의 고조파 주파수는 적어도 하나의 송신 신호들의 배수의 함수에 의해 결정된다. 620에서, 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호는 송신 신호를 사용하여 발생될 수 있다. 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호는, 보간된 복소 신호들을 사용하여, 송신 신호들의 복소수 곱셈을 사용하여, 송신 신호들의 주파수 분리를 사용하여 발생될 수 있거나 또는 다른 방식으로 발생될 수 있다. 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호는 적어도 하나의 송신 신호의 거듭제곱 함수를 사용하여 복조 신호를 결정함으로써 발생될 수 있다. 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호의 저 주파수는 직류에 집중된다. 630에서는, 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호가 저 주파수 고조파 왜곡 신호로 변환될 수 있다. 640에서는, 저 주파수 고조파 왜곡 신호가, 수신 신호로부터 차감되어, 정정된 신호를 생성할 수 있고, 수신 신호로부터 홀수 고조파 왜곡을 상쇄할 수 있다.
도 7은 관련된 일 실시예에 따라 홀수 차수 왜곡 신호들을 상쇄하는 WCD(102)의 동작을 도시하는 예시적인 흐름도(700)이다. 흐름도(700)의 엘리먼트들은 흐름도(600)과 조합될 수 있다. 710에서는, 저 주파수 왜곡 신호가, 로우 패스 필터를 사용하여 수신 신호로부터 필터링될 수 있는데, 이러한 로우 패스 필터는 수신 신호를 수신하는 수신기의 로우 패스 필터와 유사한 기능을 갖는다. 720에서는, 송신 신호가 에일리어싱을 회피하는 송신 신호의 Nyquist 한계 근처로 샘플링될 수 있는데, 이러한 샘플링은 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키기 이전에 수행된다. 730에서는, 발생된 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호가, 송신 신호의 파워 레벨 및 수신기의 이득의 함수를 사용하여 예상되는 왜곡 레벨에 따라서 스케일링될 수 있다. 740에서는, 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호가, 기저대역 고조파 왜곡 신호와 소망하는 주파수의 주파수를 갖는 클럭 신호에 대한 복소수 곱셈을 사용하여 저 주파수 복제 고조파 왜곡 신호로 변환될 수 있다.
지금까지의 명세서에서, 본 발명의 특정 실시예들이 설명되었다. 그러나, 기술분야의 숙련된 자는 이하 청구범위에 개시되는 바와 같은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다양한 변형들 및 변경들이 행해질 수 있다는 점을 이해한다. 따라서, 본 명세서 및 도면들은 제한적인 것 보다는 오히려 예시적인 의미로 고려되어야 하고, 이러한 변형들 모두는 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로 의도된다. 발생할 또는 보다 표명될 이러한 이익들, 이점들, 문제점들에 대한 해결책들 및 임의의 이익, 이점 또는 해결책을 초래할 수 있는 임의의 엘리먼트(들)이 임의의 또는 모든 청구범위들의 중대한, 요구되는 또는 본질적인 특징들 또는 엘리먼트들로서 해석되어서는 안 된다. 본 발명은 본 출원의 계류 중 행해지는 임의의 보정들을 포함하는 첨부된 청구범위 및 허여되는 이러한 청구범위들의 모든 등가물들에 의해서만 정의된다.

Claims (33)

  1. 방법으로서,
    적어도 2개의 송신 신호들로부터 발생하는 홀수 차수 상호변조 왜곡과 연관된 수신 신호를 수신하는 단계;
    상기 적어도 2개의 송신 신호들을 사용하여 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계;
    상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호와, 국부 발진기의 주파수와 상기 홀수 차수 상호변조 왜곡의 주파수 사이의 차분인 주파수를 갖는 중간 주파수 신호의 복소수 곱셈을 사용하여 상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 저 주파수 상호변조 왜곡 신호로 변환하는 단계; 및
    상기 수신 신호로부터 상기 저 주파수 상호변조 왜곡 신호를 차감하여 상기 수신 신호로부터 홀수 차수 상호변조 왜곡을 상쇄하여 정정된 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호를 수신하는 수신기의 로우 패스 필터와 유사한 기능을 갖는 로우 패스 필터를 사용하여 상기 저 주파수 상호변조 왜곡 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 홀수 차수 상호변조 왜곡은 상위 차수 왜곡 신호 및 하위 차수 왜곡 신호 중 적어도 하나를 포함하고,
    상기 상위 차수 왜곡 신호 및 상기 하위 차수 왜곡 신호 중 적어도 하나는 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 주파수들에 기초하여 결정되는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 상위 차수 왜곡 신호의 주파수는 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 하위 주파수로부터 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 상위 주파수를 차감하는 함수에 의해 결정되고, 상기 하위 차수 왜곡 신호의 주파수는 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 상위 주파수로부터 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 하위 주파수를 차감하는 함수에 의해 결정되는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    에일리어싱을 회피하기 위해 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 Nyquist 한계 근처에서 상기 적어도 2개의 송신 신호들을 샘플링하는 단계를 더 포함하고, 상기 샘플링은 상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계 이전에 수행되는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계는 보간된 복소 신호들을 사용하여 상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 방법.
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계는 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 주파수 분리를 사용하여 상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 발생시키는 단계는, 하위 주파수 상호변조 왜곡 신호의 함수가 곱셈된 상위 주파수 상호변조 왜곡 신호의 함수를 사용하는 하위 차수 복조 신호, 및 상위 주파수 상호변조 왜곡 신호의 함수가 곱셈된 하위 주파수 상호변조 왜곡 신호의 함수를 사용하는 상위 차수 복조 신호 중 하나를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호를 수신하는 수신기의 이득 및 상기 적어도 2개의 송신 신호들의 파워 레벨의 함수를 사용하여 예상되는 왜곡 레벨에 따라서 상기 발생된 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 스케일링하는 단계를 더 포함하는 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호의 저 주파수는 직류에 집중되는 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호와, 소망하는 주파수의 주파수를 갖는 클럭 신호에 대한 복소수 곱셈을 사용하여 상기 기저대역 복제 상호변조 왜곡 신호를 저 주파수 복제 왜곡 신호로 변환하는 단계를 더 포함하는 방법.
  13. 장치로서,
    수신 신호를 수신하는 제1 수신기;
    송신 신호들을 보내는 제1 송신기- 상기 제1 송신기는 상기 수신 신호의 홀수 차수 왜곡을 초래함 -; 및
    상기 제1 수신기와 상기 제1 송신기 사이에 연결되는 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기
    를 포함하고, 상기 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는,
    상기 제1 송신기에 의해 보내진 상기 송신 신호들을 사용하여 기저대역 복제 왜곡 신호를 생성하고;
    상기 기저대역 복제 왜곡 신호를 저 주파수 왜곡 신호로 변환하며;
    상기 수신 신호로부터 상기 저 주파수 왜곡 신호를 차감하여 상기 수신 신호로부터 상기 홀수 차수 왜곡을 상쇄하여 정정된 신호를 생성
    하도록 구성되며,
    상기 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는, 상기 송신 신호들에서 주파수들의 차분을 사용하여 상기 기저대역 복제 왜곡 신호에 대한 복소수 곱셈을 수행하는 복소 디지털 믹서를 포함하고, 상기 복소 디지털 믹서는 국부 발진기의 주파수와 상기 홀수 차수 왜곡의 주파수 사이의 차분의 입력을 포함하는 장치.
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 제13항에 있어서,
    상기 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는 기저대역 왜곡 계산기를 포함하는 장치.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 적응성 기저대역 왜곡 상쇄기는 상쇄 신호의 소망하는 신호 진폭 및 위상을 제공하는 최소 평균 제곱 적응성 필터 및 정정 블럭 중 적어도 하나를 포함하는 장치.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 제1 송신기는 제1 송신 신호들을 보내고,
    상기 장치는 제2 송신 신호들을 보내는 제2 송신기를 더 포함하고,
    상기 제1 송신 신호들 및 상기 제2 송신 신호들 양자 모두를 송신하는 것은 상기 수신 신호의 홀수 차수 왜곡을 초래하는 장치.
  19. 제13항에 있어서,
    제2 수신기를 더 포함하고,
    상기 제1 송신기는 상기 수신 신호의 주파수에 관련되는 주파수를 송신할 때 수신 채널 주파수의 둔감화를 초래함으로써 상기 수신 신호의 홀수 차수 왜곡을 초래하는 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 수신 신호의 주파수에 관련되는 주파수는 제1 송신 신호의 주파수의 고조파 주파수인 장치.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 수신 신호의 주파수에 관련되는 주파수는 제1 송신 신호들의 주파수 및 제2 송신 신호들의 주파수의 상호변조 주파수인 장치.
  22. 방법으로서,
    적어도 하나의 송신 신호로부터 발생하는 홀수 차수 고조파 왜곡과 연관된 수신 신호를 수신하는 단계;
    상기 적어도 하나의 송신 신호를 사용하여 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계;
    직류 기저대역 복제 신호와, 국부 발진기의 주파수와 상기 홀수 차수 고조파 왜곡의 주파수 사이의 차분인 주파수를 갖는 중간 주파수 신호의 복소수 곱셈을 사용하여 상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 저 주파수 고조파 왜곡 신호로 변환하는 단계; 및
    다운변환된 수신 신호로부터 상기 저 주파수 고조파 왜곡 신호를 차감하여 상기 다운변환된 수신 신호로부터 홀수 차수 고조파 왜곡을 상쇄하여 정정된 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 수신 신호를 수신하는 수신기의 로우 패스 필터와 유사한 기능을 갖는 로우 패스 필터를 사용하여 상기 다운변환된 수신 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는 방법.
  24. 제22항에 있어서,
    상기 홀수 차수 고조파 왜곡은 상기 적어도 하나의 송신 신호 중 하나의 송신 신호의 주파수에 기초하여 결정되는 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 홀수 차수 고조파 왜곡의 고조파 주파수는 상기 적어도 하나의 송신 신호의 배수의 함수에 의해 결정되는 방법.
  26. 제22항에 있어서,
    에일리어싱을 회피하기 위해 상기 적어도 하나의 송신 신호의 Nyquist 한계 근처에서 상기 적어도 하나의 송신 신호를 샘플링하는 단계를 더 포함하고, 상기 샘플링은 상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계 이전에 수행되는 방법.
  27. 제22항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계는 보간된 복소 신호들을 사용하여 상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 방법.
  28. 삭제
  29. 제22항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계는 상기 송신 신호들의 주파수 분리를 사용하여 상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 방법.
  30. 제22항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 발생시키는 단계는 상기 적어도 하나의 송신 신호의 거듭제곱 함수(power function)를 사용하여 복조 신호를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
  31. 제22항에 있어서,
    수신기의 이득 및 상기 적어도 하나의 송신 신호의 파워 레벨의 함수를 사용하여 예상되는 왜곡 레벨에 따라서 상기 발생된 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 스케일링하는 단계를 더 포함하는 방법.
  32. 제22항에 있어서,
    상기 저 주파수 고조파 왜곡 신호에 소망하는 신호 진폭 및 위상을 제공하는 최소 평균 제곱 적응성 필터 또는 정정 블럭 중 적어도 하나를 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
  33. 제22항에 있어서,
    상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호와, 다운변환된 홀수 차수 고조파 신호의 주파수를 갖는 클럭 신호에 대한 복소수 곱셈을 사용하여 상기 기저대역 복제 고조파 왜곡 신호를 저 주파수 복제 고조파 왜곡 신호로 변환하는 단계를 더 포함하는 방법.
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