JP2003520549A - 受信機帯域幅内の送信信号スペクトラムを打消す方法および装置 - Google Patents
受信機帯域幅内の送信信号スペクトラムを打消す方法および装置Info
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- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
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- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
- H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
受信機帯域幅内の送信信号スペクトラムを減衰する方法および装置。この装置は、適応デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラに関する。この方法は、劣化された受信機信号と基準送信信号の両方をデジタル化することと、その後で適応コヒーレントスペクトルキャンセラモジュールをデジタル的に実現して、受信機帯域幅内の残留送信スペクトル信号電力を抑制することと、を有する。
Description
【０００１】
発明の背景
【０００２】
発明の分野
本発明は、無線通信に関する。さらに詳しくは、本発明は、受信機の帯域幅内
の送信機信号エネルギーを打消す（キャンセルする）ことに関する。
の送信機信号エネルギーを打消す（キャンセルする）ことに関する。
【０００３】
関連技術の説明
移動通信用の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、ＧＳＭ(Grobal System of Mobi
le Communication)および時分割多元接続（ＴＤＭＡ）リモート装置および基地
局などの用途を支援する全二重モードで動作できる低コスト、高性能の無線トラ
ンシーバに対する需要が増大している。
le Communication)および時分割多元接続（ＴＤＭＡ）リモート装置および基地
局などの用途を支援する全二重モードで動作できる低コスト、高性能の無線トラ
ンシーバに対する需要が増大している。
【０００４】
現在、標準的なトランシーバは、送信機と、受信機と、送受切替器（デュプレ
クサ）とを備えている。標準的なトランシーバの１つの問題は、送信信号のいく
らかが受信機へ漏れ、それにより、受信機により処理される受信信号が劣化する
ことである。
クサ）とを備えている。標準的なトランシーバの１つの問題は、送信信号のいく
らかが受信機へ漏れ、それにより、受信機により処理される受信信号が劣化する
ことである。
【０００５】
発明の概要
いくつかのトランシーバにおいては、送受切替器は、１つまたは複数のサーキ
ュレータと、受信フィルタと、送信フィルタとの少なくとも１つを用いることに
より、受信機により受けられる送信信号を減少するように機能する。たとえば、
送受切替器内のサーキュレータは、送信信号をアンテナ放射器へ向け、受信フィ
ルタは、受信フィルタの帯域幅の外にある受信機へ向けられた残留送信エネルギ
ーを除去する。あるいは、ある種の送受切替器はサーキュレータを使用しない。
ュレータと、受信フィルタと、送信フィルタとの少なくとも１つを用いることに
より、受信機により受けられる送信信号を減少するように機能する。たとえば、
送受切替器内のサーキュレータは、送信信号をアンテナ放射器へ向け、受信フィ
ルタは、受信フィルタの帯域幅の外にある受信機へ向けられた残留送信エネルギ
ーを除去する。あるいは、ある種の送受切替器はサーキュレータを使用しない。
【０００６】
不完全な送受切替器は、２つの問題を生ずる。第１に、送信機からの高レベル
送信信号は受信機を非直線動作領域へ押しやる。この問題は、受信フィルタの除
去特性を大きくして、送信機信号の主スペクトルローブをより効果的に減衰する
により、解決できる。あるいはこの問題は、ロスレス（無損失）デジタルフィル
タリングで所要のフィルタ特性を実現できる、大きなダイナミックレンジのダイ
レクトコンバージョン（直接変換）デジタル受信機を使用することにより、小さ
くできる。
送信信号は受信機を非直線動作領域へ押しやる。この問題は、受信フィルタの除
去特性を大きくして、送信機信号の主スペクトルローブをより効果的に減衰する
により、解決できる。あるいはこの問題は、ロスレス（無損失）デジタルフィル
タリングで所要のフィルタ特性を実現できる、大きなダイナミックレンジのダイ
レクトコンバージョン（直接変換）デジタル受信機を使用することにより、小さ
くできる。
【０００７】
第２の問題は、受信機に漏れてその雑音指数を高くする、送信機からのノイズ
である。第２の問題は、送信機出力をさらにフィルタリングし、信号設計と送信
増幅器の線形動作化によるスペクトルサイドローブエネルギーの減少によって、
小さくできる。しかし、それらの変更は送信機効率の観点からは望ましくない。
である。第２の問題は、送信機出力をさらにフィルタリングし、信号設計と送信
増幅器の線形動作化によるスペクトルサイドローブエネルギーの減少によって、
小さくできる。しかし、それらの変更は送信機効率の観点からは望ましくない。
【０００８】
望ましくない信号の適応キャンセラによる打消し（キャンセル）が、B. Widro
wらによって、「Adaptive Noise Cancelling Principles and Applications（適
応ノイズキャンセルの原理と応用）」Proc. IEEE, Vol. 63, pp. 1269-1716, 19
75年12月において紹介されている。その論文は参照することによりここに包含さ
れる。電話チャネルを介するデータ通信における適応ノイズキャンセルとエコー
キャンセルに対する特定の応用が、J. G. Proakisらによって、「Advanced Digi
tal Signal Processing（アドバンストデジタル信号処理）」、Macmillan Publi
shing Co., New York, 1992, pp. 322-327, 331-332により、与えられている。
wらによって、「Adaptive Noise Cancelling Principles and Applications（適
応ノイズキャンセルの原理と応用）」Proc. IEEE, Vol. 63, pp. 1269-1716, 19
75年12月において紹介されている。その論文は参照することによりここに包含さ
れる。電話チャネルを介するデータ通信における適応ノイズキャンセルとエコー
キャンセルに対する特定の応用が、J. G. Proakisらによって、「Advanced Digi
tal Signal Processing（アドバンストデジタル信号処理）」、Macmillan Publi
shing Co., New York, 1992, pp. 322-327, 331-332により、与えられている。
【０００９】
本発明は、受信機帯域幅中の送信信号スペクトラムの適応デジタルキャンセル
（打消し）方法および装置に関する。この装置は、受信機の帯域幅に入っている
送信機からのスペクトル成分を減衰するデジタルコヒーレントスペクトルキャン
セラに関する。デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラは、劣化させられた
受信機信号と基準送信信号の両方をデジタル化し、そして適応デジタルコヒーレ
ントスペクトルキャンセラ適応化モジュールをデジタル的に実現する。
（打消し）方法および装置に関する。この装置は、受信機の帯域幅に入っている
送信機からのスペクトル成分を減衰するデジタルコヒーレントスペクトルキャン
セラに関する。デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラは、劣化させられた
受信機信号と基準送信信号の両方をデジタル化し、そして適応デジタルコヒーレ
ントスペクトルキャンセラ適応化モジュールをデジタル的に実現する。
【００１０】
本発明の一実施形態は、自動利得制御なしでイメージ（影像）なしの高ダイナ
ミックレンジを達成するダイレクトコンバージョン（直接変換）デジタル受信機
において実現される。受信機のダイナミックレンジを拡大するために用いられる
自動利得制御は、セルラー通信などのスペクトルが混み合っている用途には望ま
しくないことがある。その理由は、自動利得制御が受信機の感度を信号チャネル
の外側の信号および妨害に依存させることがあるからである。たとえば、隣接チ
ャネル内の強い信号が受信機のフロントエンドを占めて、対象とするチャネル中
の弱い信号を検出できなくするように受信機の感度を低下させることがあり得る
。これは、受信機が多数のリモート装置からの入来信号を受信するような基地局
受信機において、特に有害である。さらに、自動利得制御の使用は、誤りとノイ
ズをひき起こすかも知れない利得変化にデジタルコヒーレントキャンセラが追従
することを求めるようになる。
ミックレンジを達成するダイレクトコンバージョン（直接変換）デジタル受信機
において実現される。受信機のダイナミックレンジを拡大するために用いられる
自動利得制御は、セルラー通信などのスペクトルが混み合っている用途には望ま
しくないことがある。その理由は、自動利得制御が受信機の感度を信号チャネル
の外側の信号および妨害に依存させることがあるからである。たとえば、隣接チ
ャネル内の強い信号が受信機のフロントエンドを占めて、対象とするチャネル中
の弱い信号を検出できなくするように受信機の感度を低下させることがあり得る
。これは、受信機が多数のリモート装置からの入来信号を受信するような基地局
受信機において、特に有害である。さらに、自動利得制御の使用は、誤りとノイ
ズをひき起こすかも知れない利得変化にデジタルコヒーレントキャンセラが追従
することを求めるようになる。
【００１１】
本発明の一実施形態は、全デジタルで実現された適応トランスバーサルフィル
タを使用して、送信機から受信機への漏れ経路と、受信機帯域幅または対象とす
る帯域幅にわたる基準として利用される送信信号経路との間の振幅および位相の
違いを補償する。
タを使用して、送信機から受信機への漏れ経路と、受信機帯域幅または対象とす
る帯域幅にわたる基準として利用される送信信号経路との間の振幅および位相の
違いを補償する。
【００１２】
本発明の利点は、複雑さが減じて低コストなことである。これは、（１）送受
切替器の性能に対する要求が小さいこと、（２）送信信号フィルタリングに対す
る要求が小さいこと、（３）送信増幅器の高い直線性すなわち線形動作性に対す
る要求が小さいこと、によって達成される。
切替器の性能に対する要求が小さいこと、（２）送信信号フィルタリングに対す
る要求が小さいこと、（３）送信増幅器の高い直線性すなわち線形動作性に対す
る要求が小さいこと、によって達成される。
【００１３】
本発明の１つの様相は、適応コヒーレントデジタルキャンセラ装置に関する。
キャンセラ装置は、受信機の帯域幅に入っている送信機からの信号スペクトルを
減衰するように構成されている。キャンセラ装置は、基準帯域通過フィルタと、
基準ダイレクトコンバータと、相互相関測定器と、たとえばマイクロコントロー
ラで実行される適応コヒーレントスペクトルキャンセラアルゴリズムモジュール
と、適応デジタルトランスバーサルフィルタと、合成器とを備えている。
キャンセラ装置は、受信機の帯域幅に入っている送信機からの信号スペクトルを
減衰するように構成されている。キャンセラ装置は、基準帯域通過フィルタと、
基準ダイレクトコンバータと、相互相関測定器と、たとえばマイクロコントロー
ラで実行される適応コヒーレントスペクトルキャンセラアルゴリズムモジュール
と、適応デジタルトランスバーサルフィルタと、合成器とを備えている。
【００１４】
基準ダイレクトコンバータは、受信機の帯域幅内の送信機のスペクトルエネル
ギーのデジタル化された送信信号基準を出力するようにされている。適応デジタ
ルトランスバーサルフィルタは、基準経路内のデジタル化された送信信号基準の
振幅と位相を漏れ受信機経路内の送信信号に合わせるようにされている。適応デ
ジタルトランスバーサルフィルタは、補償されまたは等化されたデジタル化され
た送信信号基準を出力する。合成器は、補償されたデジタル化された送信信号基
準を、劣化したデジタル化された受信機信号からコヒーレント（可干渉的）に差
し引いて、受信機の帯域幅に入っている送信機スペクトル信号電力が抑制された
残部を形成するようにされている。
ギーのデジタル化された送信信号基準を出力するようにされている。適応デジタ
ルトランスバーサルフィルタは、基準経路内のデジタル化された送信信号基準の
振幅と位相を漏れ受信機経路内の送信信号に合わせるようにされている。適応デ
ジタルトランスバーサルフィルタは、補償されまたは等化されたデジタル化され
た送信信号基準を出力する。合成器は、補償されたデジタル化された送信信号基
準を、劣化したデジタル化された受信機信号からコヒーレント（可干渉的）に差
し引いて、受信機の帯域幅に入っている送信機スペクトル信号電力が抑制された
残部を形成するようにされている。
【００１５】
本発明の他の様相は、受信機の帯域幅内の送信信号スペクトルを減衰する方法
に関する。この方法は、送信信号の成分によって劣化させられた受信信号をデジ
タル化することと、受信機の帯域幅内の送信信号のデジタル化された基準送信信
号を形成することと、デジタル化された基準送信信号の振幅と位相と時間遅延を
デジタル化された受信信号に合わせることと、デジタル化された基準送信信号を
デジタル化された受信信号から差し引いて残部を形成することと、受信機の帯域
幅内の残部の送信機スペクトル信号電力を抑制することと、を備えている。
に関する。この方法は、送信信号の成分によって劣化させられた受信信号をデジ
タル化することと、受信機の帯域幅内の送信信号のデジタル化された基準送信信
号を形成することと、デジタル化された基準送信信号の振幅と位相と時間遅延を
デジタル化された受信信号に合わせることと、デジタル化された基準送信信号を
デジタル化された受信信号から差し引いて残部を形成することと、受信機の帯域
幅内の残部の送信機スペクトル信号電力を抑制することと、を備えている。
【００１６】
実施形態の詳細な説明
図１は、本発明を実現できる通信システムの例を示す。あるいは、本発明は、
他のシステムおよび他の用途に使用できる。図１は本発明に基づくトランシーバ
２００とプロセッサ９００の実施の一形態を示す。実施の一形態ではトランシー
バ２００は全二重トランシーバであるが、本発明は、通信システムが全二重動作
を行うかどうかとは無関係に基地局が同時に送信および受信するような通信シス
テムに、使用できる。
他のシステムおよび他の用途に使用できる。図１は本発明に基づくトランシーバ
２００とプロセッサ９００の実施の一形態を示す。実施の一形態ではトランシー
バ２００は全二重トランシーバであるが、本発明は、通信システムが全二重動作
を行うかどうかとは無関係に基地局が同時に送信および受信するような通信シス
テムに、使用できる。
【００１７】
実施に一形態では、トランシーバ２００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）移
動局および基地局トランシーバ用のものである。他の実施形態では、トランシー
バ２００は、ＧＳＭ基地局およびＩＳ−５４基地局のために使用されるトランシ
ーバなどの時分割多元接続（ＴＤＭＡ）トランシーバ用のものである。図１にお
いて、トランシーバ２００は、送受信アンテナ放射器１０２と、送受切替器（デ
ュプレクサ）２１０と、受信機１０６と、送信機２８０と、デジタルコヒーレン
トスペクトルキャンセラ３０と、を備えている。実施の一形態では、受信機１０
６は、ここで説明しているダイレクトコンバージョン（直接変換）デジタル受信
機である。他の実施形態では、受信機１０６は、Williamsによる、自動利得制御
を排除するために改変された「Direct Conversion Receiver For Multiple Prot
ocols（多重プロトコル用ダイレクトコンバージョン受信機）」という名称の米
国特許第５，５５７，６４２号に記載されている修正されたダイレクトコンバー
ジョンデジタル受信機である。
動局および基地局トランシーバ用のものである。他の実施形態では、トランシー
バ２００は、ＧＳＭ基地局およびＩＳ−５４基地局のために使用されるトランシ
ーバなどの時分割多元接続（ＴＤＭＡ）トランシーバ用のものである。図１にお
いて、トランシーバ２００は、送受信アンテナ放射器１０２と、送受切替器（デ
ュプレクサ）２１０と、受信機１０６と、送信機２８０と、デジタルコヒーレン
トスペクトルキャンセラ３０と、を備えている。実施の一形態では、受信機１０
６は、ここで説明しているダイレクトコンバージョン（直接変換）デジタル受信
機である。他の実施形態では、受信機１０６は、Williamsによる、自動利得制御
を排除するために改変された「Direct Conversion Receiver For Multiple Prot
ocols（多重プロトコル用ダイレクトコンバージョン受信機）」という名称の米
国特許第５，５５７，６４２号に記載されている修正されたダイレクトコンバー
ジョンデジタル受信機である。
【００１８】
図１において、送信機２８０およびデジタルコヒーレントスペクトルキャンセ
ラ２３０は、プロセッサ９００に結合されている。送受信アンテナ放射器１０２
は、送受切替器２１０に結合され、送受切替器２１０は、受信機１０６とデジタ
ルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０と送信機２８０とに結合されている
。プロセッサ９００は、データと制御信号を送信機２８０へ送り、送信機２８０
は、アンテナ放射器１０２を通じて送信するためにデータを送受切替器２１０へ
送る。送受切替器２１０は、基準送信機信号をキャンセラ１０２へ送る。また送
受切替器２１０は、放射器１０２からデータを受けてその受信したデータを受信
機１０６へ送る。受信機１０６は、受信したデータをキャンセラ２３０へ送る。
キャンセラ２３０とプロセッサ９００は、送受切替器２１０からの基準送信信号
を用いて、受信機帯域幅に漏れた送信機２８０からのノイズをキャンセルする。
ラ２３０は、プロセッサ９００に結合されている。送受信アンテナ放射器１０２
は、送受切替器２１０に結合され、送受切替器２１０は、受信機１０６とデジタ
ルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０と送信機２８０とに結合されている
。プロセッサ９００は、データと制御信号を送信機２８０へ送り、送信機２８０
は、アンテナ放射器１０２を通じて送信するためにデータを送受切替器２１０へ
送る。送受切替器２１０は、基準送信機信号をキャンセラ１０２へ送る。また送
受切替器２１０は、放射器１０２からデータを受けてその受信したデータを受信
機１０６へ送る。受信機１０６は、受信したデータをキャンセラ２３０へ送る。
キャンセラ２３０とプロセッサ９００は、送受切替器２１０からの基準送信信号
を用いて、受信機帯域幅に漏れた送信機２８０からのノイズをキャンセルする。
【００１９】
いくつかの従来のシステムでは、受信機１０６に漏れた送信機２８０からのノ
イズを、送信機出力をさらにフィルタリングすることにより、かつ信号の設計と
送信増幅器の直線化とによってスペクトルサイドローブエネルギーを減少するこ
とにより、減少できる。しかし、それらの変更は、送信機効率の観点からは望ま
しくない。
イズを、送信機出力をさらにフィルタリングすることにより、かつ信号の設計と
送信増幅器の直線化とによってスペクトルサイドローブエネルギーを減少するこ
とにより、減少できる。しかし、それらの変更は、送信機効率の観点からは望ま
しくない。
【００２０】
本発明のデジタル適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０は、受信機１
０６の帯域幅に入る送信機２８０からのスペクトル成分を減衰する。デジタルキ
ャンセラ２３０は、劣化された受信機信号と基準送信信号の両方をデジタル化し
、その後で適応コヒーレントスペクトルキャンセラ適応化モジュールをプロセッ
サ９００を用いてデジタル的に実現する。
０６の帯域幅に入る送信機２８０からのスペクトル成分を減衰する。デジタルキ
ャンセラ２３０は、劣化された受信機信号と基準送信信号の両方をデジタル化し
、その後で適応コヒーレントスペクトルキャンセラ適応化モジュールをプロセッ
サ９００を用いてデジタル的に実現する。
【００２１】
受信機１０６は、自動利得制御を使用しない、イメージ（影像）なしの、広い
ダイナミックレンジを達成するダイレクトコンバージョンデジタル受信機である
ことが好ましい。受信機のダイナミックレンジを広くするために用いられる自動
利得制御は、セルラー通信システムなどのスペクトル的に混んでいる用途には望
ましくないことがある。その理由は、自動利得制御は、受信機の感度を信号チャ
ネルの外にある信号および妨害に依存させることがあるからである。
ダイナミックレンジを達成するダイレクトコンバージョンデジタル受信機である
ことが好ましい。受信機のダイナミックレンジを広くするために用いられる自動
利得制御は、セルラー通信システムなどのスペクトル的に混んでいる用途には望
ましくないことがある。その理由は、自動利得制御は、受信機の感度を信号チャ
ネルの外にある信号および妨害に依存させることがあるからである。
【００２２】
本発明のデジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０とキャンセラ２３
０を使用する方法とは、従来のシステムよりも優れたいくつかの点を有する。そ
れらの利点には、（１）送受切替器２１０に対する性能要求を減少する、（２）
送信信号フィルタリングに対する要求を減少する、および（３）送信増幅器の高
い直線性または直線化に対する要求が減少する、ことが含まれる。
０を使用する方法とは、従来のシステムよりも優れたいくつかの点を有する。そ
れらの利点には、（１）送受切替器２１０に対する性能要求を減少する、（２）
送信信号フィルタリングに対する要求を減少する、および（３）送信増幅器の高
い直線性または直線化に対する要求が減少する、ことが含まれる。
【００２３】
図２Ａは、送信周波数ｆTを中心として、
【００２４】
【外１】
【００２５】
として示されている、送信信号パワースペクトラム（スペクトル密度）４００と
、受信周波数ｆRを中心として、
、受信周波数ｆRを中心として、
【００２６】
【外２】
【００２７】
として示されている、受信通信信号パワー４０４とを有する単一チャネルのシス
テムを示す。図２Ａ、図２Ｂおよび図４において、横軸は、例えばギガヘルツな
どの単位で周波数（ｆ）を表わし、縦軸は、例えばデシベルなどの単位で信号パ
ワーの振幅を表わす。横軸は、より多くの信号エネルギーを示すことができるよ
うに、不連続にされている。
テムを示す。図２Ａ、図２Ｂおよび図４において、横軸は、例えばギガヘルツな
どの単位で周波数（ｆ）を表わし、縦軸は、例えばデシベルなどの単位で信号パ
ワーの振幅を表わす。横軸は、より多くの信号エネルギーを示すことができるよ
うに、不連続にされている。
【００２８】
図２Ａは、図５Ａを参照して以下で説明する受信機帯域通過フィルタ２１４な
どの、受信機帯域通過フィルタからの受信機帯域幅４０２も示す。受信機帯域幅
４０２は、受信信号４０４を通過させるが、主送信信号４００は通さないように
構成されている。送信信号パワースペクトラム４００と受信機帯域幅４０２が破
線で示されている。図２Ａは、単一チャネルから受信機帯域幅４０２への送信ス
ペクトルの漏れ４０６も示す。いいかえると、送信機２８０（図１）からのノイ
ズ４０６が受信機１０６内に漏れて（こぼれて）、受信機のノイズ指数を高める
。図１のキャンセラ２３０は、受信機帯域幅４０２内のこの送信ノイズを打消す
（キャンセルする）ように設計されている。
どの、受信機帯域通過フィルタからの受信機帯域幅４０２も示す。受信機帯域幅
４０２は、受信信号４０４を通過させるが、主送信信号４００は通さないように
構成されている。送信信号パワースペクトラム４００と受信機帯域幅４０２が破
線で示されている。図２Ａは、単一チャネルから受信機帯域幅４０２への送信ス
ペクトルの漏れ４０６も示す。いいかえると、送信機２８０（図１）からのノイ
ズ４０６が受信機１０６内に漏れて（こぼれて）、受信機のノイズ指数を高める
。図１のキャンセラ２３０は、受信機帯域幅４０２内のこの送信ノイズを打消す
（キャンセルする）ように設計されている。
【００２９】
図２Ｂは、複数の送信信号パワー４００'、４００"、４００'"と、受信機帯域
幅４０２と、複数の受信通信信号パワー４０４'、４０４"、４０４'"とを有する
多チャネルシステムを示す。図２Ｂは、多チャネル（複数の送信信号と複数の受
信信号）から受信機帯域幅４０２への送信スペクトルの漏れ４０６も示す。図２
Ａと図２Ｂにおいて、プロットは、図１の受信機１０６内の、図５Ａに示されて
いる低ノイズ増幅器２１６などの、増幅器を通った信号を表わす。
幅４０２と、複数の受信通信信号パワー４０４'、４０４"、４０４'"とを有する
多チャネルシステムを示す。図２Ｂは、多チャネル（複数の送信信号と複数の受
信信号）から受信機帯域幅４０２への送信スペクトルの漏れ４０６も示す。図２
Ａと図２Ｂにおいて、プロットは、図１の受信機１０６内の、図５Ａに示されて
いる低ノイズ増幅器２１６などの、増幅器を通った信号を表わす。
【００３０】
図４は、図１に示され、以下で図５Ａ、図５Ｂおよび図６を参照して非常に詳
細に説明される適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０の入力と出力にお
けるスペクトル密度の例を示す。図４は、図２Ｂの受信機帯域幅４０２内のプロ
ットに基づいている。図４において、受信機帯域通過フィルタ２１４（図５Ａ）
の帯域通過伝達関数４０２は、３つの受信信号パワー密度４０４'、４０４"、４
０４'"と送信ノイズスペクトル密度４０６を通す。
細に説明される適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０の入力と出力にお
けるスペクトル密度の例を示す。図４は、図２Ｂの受信機帯域幅４０２内のプロ
ットに基づいている。図４において、受信機帯域通過フィルタ２１４（図５Ａ）
の帯域通過伝達関数４０２は、３つの受信信号パワー密度４０４'、４０４"、４
０４'"と送信ノイズスペクトル密度４０６を通す。
【００３１】
図４において、図５Ａを参照して以下で説明するダイレクトコンバータ２２０
などの、ダイレクトコンバータフィルタは、受信機帯域通過フィルタ伝達関数４
０２よりも一層選択的である伝達関数４０８を有する。ダイレクトコンバータフ
ィルタ伝達関数４０８は、３つの信号スペクトル密度４０４'、４０４"、４０４
'"の２つだけ４０４'、４０４"と送信ノイズスペクトル密度４０６の一部を通す
。いいかえると、２つの受信スペクトル密度４０４'、４０４"だけがダイレクト
コンバータ２２０を効率的に通されてキャンセラ２３０（図１と図５Ａ）へ送ら
れる。図４に示されているように、キャンセラ２３０は、送信ノイズスペクトル
密度４０６を残留スペクトル密度４１０かそれより低くなるまで低下する。
などの、ダイレクトコンバータフィルタは、受信機帯域通過フィルタ伝達関数４
０２よりも一層選択的である伝達関数４０８を有する。ダイレクトコンバータフ
ィルタ伝達関数４０８は、３つの信号スペクトル密度４０４'、４０４"、４０４
'"の２つだけ４０４'、４０４"と送信ノイズスペクトル密度４０６の一部を通す
。いいかえると、２つの受信スペクトル密度４０４'、４０４"だけがダイレクト
コンバータ２２０を効率的に通されてキャンセラ２３０（図１と図５Ａ）へ送ら
れる。図４に示されているように、キャンセラ２３０は、送信ノイズスペクトル
密度４０６を残留スペクトル密度４１０かそれより低くなるまで低下する。
【００３２】
図３は、図１のプロセッサ９００およびトランシーバ２００の入力、出力、信
号流れおよび機能のいくつかを示す。図３は、アンテナ放射器１０２と、トラン
シーバ２００と、プロセッサ９００と、送信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ
６００とを示す。トランシーバ２００は、図１、図５Ａ、図５Ｂおよび図６に示
されているように、本発明の適応デジタルキャンセラ２３０を備えている。
号流れおよび機能のいくつかを示す。図３は、アンテナ放射器１０２と、トラン
シーバ２００と、プロセッサ９００と、送信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ
６００とを示す。トランシーバ２００は、図１、図５Ａ、図５Ｂおよび図６に示
されているように、本発明の適応デジタルキャンセラ２３０を備えている。
【００３３】
図３において、プロセッサ９００は、キャンセラ適応化アルゴリズムモジュー
ル９１０と、デジタル復調器モジュールと、周波数制御モジュールと、信号波形
クロックモジュールとを備えている。モジュールは、ソフトウエア、ファームウ
エア、ハードウエア、またはそれらの任意の組合わせからなっている。あるいは
、ディスクリートロジックによって、または特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）内で
実現できる。別の実施の形態では、キャンセラ適応化モジュール９１０は、プロ
セッサ９００とは別体である専用素子で実現できる。実施の一形態では、プロセ
ッサ９００は、ＡＲＭまたはＰｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ（パワーポイント）マイク
ロプロセッサなどの処理素子と、Ｑｕａｌｃｏｍｍ ＭＳＭ３０００などの専用
デジタルモデムとを組み合わされて構成されている。あるいは、他の実施の形態
では、プロセッサ９００の構成は異ならせることができる。
ル９１０と、デジタル復調器モジュールと、周波数制御モジュールと、信号波形
クロックモジュールとを備えている。モジュールは、ソフトウエア、ファームウ
エア、ハードウエア、またはそれらの任意の組合わせからなっている。あるいは
、ディスクリートロジックによって、または特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）内で
実現できる。別の実施の形態では、キャンセラ適応化モジュール９１０は、プロ
セッサ９００とは別体である専用素子で実現できる。実施の一形態では、プロセ
ッサ９００は、ＡＲＭまたはＰｏｗｅｒ Ｐｏｉｎｔ（パワーポイント）マイク
ロプロセッサなどの処理素子と、Ｑｕａｌｃｏｍｍ ＭＳＭ３０００などの専用
デジタルモデムとを組み合わされて構成されている。あるいは、他の実施の形態
では、プロセッサ９００の構成は異ならせることができる。
【００３４】
図３において、アンテナ放射器１０２はトランシーバ２００に結合され、トラ
ンシーバ３００はプロセッサ９００に結合されている。プロセッサ９００は、送
信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ６００に結合され、送信機周波数シンセサ
イザおよびＶＣＯ６００はトランシーバ２００に結合されている。プロセッサ９
００は、データと制御信号の少なくとも一方をプロセッサ９００へ転送し、ある
いは、プロセッサ９００から信号を受ける他の部品に結合できる。
ンシーバ３００はプロセッサ９００に結合されている。プロセッサ９００は、送
信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ６００に結合され、送信機周波数シンセサ
イザおよびＶＣＯ６００はトランシーバ２００に結合されている。プロセッサ９
００は、データと制御信号の少なくとも一方をプロセッサ９００へ転送し、ある
いは、プロセッサ９００から信号を受ける他の部品に結合できる。
【００３５】
図３に示されているように、トランシーバ２００は、アンテナ放射器１０２を
介して信号を送受信する。トランシーバ２００は、Ｉ及びＱのフィルタリングさ
れた信号、および以下で図５を参照して説明するように相関測定データＣ(ｊ)な
どの種々のデータをプロセッサ９００へ送る。この応用では、Ｃ(ｊ)などの変数
の下線は、その変数が複素変数、すなわち、同相（Ｉ）成分および直交成分（Ｑ
）からなっている変数であることを示す。
介して信号を送受信する。トランシーバ２００は、Ｉ及びＱのフィルタリングさ
れた信号、および以下で図５を参照して説明するように相関測定データＣ(ｊ)な
どの種々のデータをプロセッサ９００へ送る。この応用では、Ｃ(ｊ)などの変数
の下線は、その変数が複素変数、すなわち、同相（Ｉ）成分および直交成分（Ｑ
）からなっている変数であることを示す。
【００３６】
プロセッサ９００は、クロック波形ＣＬＫ、キャンセラパラメータＷ(ｊ)およ
び送信機データなどの種々のデータをトランシーバ２００へ送ることができる。
プロセッサ９００は、受信機周波数制御信号などの制御情報をトランシーバ２０
０へ供給することもできる。プロセッサ９００は、送信機周波数制御信号または
校正周波数制御信号などの制御情報を送信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ６
００へ供給することもできる。送信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ６００は
、信号をトランシーバ２００へ送る。
び送信機データなどの種々のデータをトランシーバ２００へ送ることができる。
プロセッサ９００は、受信機周波数制御信号などの制御情報をトランシーバ２０
０へ供給することもできる。プロセッサ９００は、送信機周波数制御信号または
校正周波数制御信号などの制御情報を送信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ６
００へ供給することもできる。送信機周波数シンセサイザおよびＶＣＯ６００は
、信号をトランシーバ２００へ送る。
【００３７】
図５Ａは、共用されている受信機／送信機（Ｒｘ／Ｔｘ）アンテナ放射器１０
２と適応デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０とを有する図３のト
ランシーバ２００の実施の一形態を示す。図５Ａにおいて、トランシーバ２００
は、送受切替器２１０と、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１６と、受信機ダイレク
トコンバータ２２０と、デジタル適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０
と、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０と、送信機２８０と、を備えて
いる。送受切替器２１０は、サーキュレータ２１２と、受信機帯域通過フィルタ
２１４と、送信機帯域通過フィルタ２１８と、方向性結合器２３５と、を備えて
いる。キャンセラ２３０は、合成器(combiner)２３２と、適応デジタルトランス
バーサルフィルタ（または等化器）２３４と、基準帯域通過フィルタ２３６と、
基準ダイレクトコンバータ２３８と、相互相関測定モジュール２４０と、を備え
ている。
２と適応デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０とを有する図３のト
ランシーバ２００の実施の一形態を示す。図５Ａにおいて、トランシーバ２００
は、送受切替器２１０と、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１６と、受信機ダイレク
トコンバータ２２０と、デジタル適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０
と、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０と、送信機２８０と、を備えて
いる。送受切替器２１０は、サーキュレータ２１２と、受信機帯域通過フィルタ
２１４と、送信機帯域通過フィルタ２１８と、方向性結合器２３５と、を備えて
いる。キャンセラ２３０は、合成器(combiner)２３２と、適応デジタルトランス
バーサルフィルタ（または等化器）２３４と、基準帯域通過フィルタ２３６と、
基準ダイレクトコンバータ２３８と、相互相関測定モジュール２４０と、を備え
ている。
【００３８】
他の実施形態では、送受切替器２１０は方向性結合器２３５を備えず、その代
わりに、アンテナ放射器１０２へ送られたエネルギーのいくらかが、キャンセラ
２３０内の基準帯域通過フィルタ２３６の入力に結合される。
わりに、アンテナ放射器１０２へ送られたエネルギーのいくらかが、キャンセラ
２３０内の基準帯域通過フィルタ２３６の入力に結合される。
【００３９】
図５Ａにおいて、送信機２８０は、データと制御信号をデジタルプロセッサイ
ンターフェースから受ける。送信機２８０は、送信機帯域通過フィルタ２１８に
結合され、送信機体域通過フィルタ２１８は、方向性結合器２３５に結合されて
いる。方向性結合器２３５は、サーキュレータ２１２と基準帯域通過フィルタ２
３６に結合されている。サーキュレータ２１２は、アンテナ放射器１０２と受信
機帯域通過フィルタ２１４に結合され、受信機帯域通過フィルタ２１４は、ＬＮ
Ａ２１６に結合されている。ＬＮＡ２１６は、受信機ダイレクトコンバータ２２
０に結合され、受信機ダイレクトコンバータ２２０は、合成器２３２と、基準ダ
イレクトコンバータ２３８と、デジタルプロセッサインターフェースとに結合さ
れている。合成器２３２は、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０と、適
応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４とに結合されている。実施の一形態
では、合成器２３２は、相互相関測定モジュール２４０にも結合されている。整
合フィルタ２５０は、デジタルプロセッサインターフェースと相互相関測定モジ
ュール２４０とに結合されている。基準帯域通過フィルタ２３６は、基準ダイレ
クトコンバータ２３８に結合され、基準ダイレクトコンバータ２３８は、受信機
ダイレクトコンバータ２２０と、デジタルプロセッサインターフェースと、適応
デジタルトランスバーサルフィルタ２３４と、相互相関測定モジュール２４０と
に結合されている。適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４と相互相関測
定モジュール２４０の両方が、キャンセラ適応化モジュール９１０に結合され、
キャンセラ適応化モジュール９１０は、デジタルプロセッサ９００（図３）によ
り、または別個のマイクロコントローラにより実行される。
ンターフェースから受ける。送信機２８０は、送信機帯域通過フィルタ２１８に
結合され、送信機体域通過フィルタ２１８は、方向性結合器２３５に結合されて
いる。方向性結合器２３５は、サーキュレータ２１２と基準帯域通過フィルタ２
３６に結合されている。サーキュレータ２１２は、アンテナ放射器１０２と受信
機帯域通過フィルタ２１４に結合され、受信機帯域通過フィルタ２１４は、ＬＮ
Ａ２１６に結合されている。ＬＮＡ２１６は、受信機ダイレクトコンバータ２２
０に結合され、受信機ダイレクトコンバータ２２０は、合成器２３２と、基準ダ
イレクトコンバータ２３８と、デジタルプロセッサインターフェースとに結合さ
れている。合成器２３２は、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０と、適
応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４とに結合されている。実施の一形態
では、合成器２３２は、相互相関測定モジュール２４０にも結合されている。整
合フィルタ２５０は、デジタルプロセッサインターフェースと相互相関測定モジ
ュール２４０とに結合されている。基準帯域通過フィルタ２３６は、基準ダイレ
クトコンバータ２３８に結合され、基準ダイレクトコンバータ２３８は、受信機
ダイレクトコンバータ２２０と、デジタルプロセッサインターフェースと、適応
デジタルトランスバーサルフィルタ２３４と、相互相関測定モジュール２４０と
に結合されている。適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４と相互相関測
定モジュール２４０の両方が、キャンセラ適応化モジュール９１０に結合され、
キャンセラ適応化モジュール９１０は、デジタルプロセッサ９００（図３）によ
り、または別個のマイクロコントローラにより実行される。
【００４０】
トランシーバ２００の全体的な使用法と動作を図１〜図５Ａを参照して説明す
る。図５Ａにおいて、アンテナ放射器１０２は入来信号を受信し、その入来信号
をサーキュレータ２１２へ転送する。実施の一形態では、入来信号は約２ギガヘ
ルツ（ＧＨｚ）の搬送波周波数を中心とするデジタル的に変調されたＲＦ信号な
どの、高周波信号である。あるいは他の実施形態では、他の信号および他の搬送
波周波数を本発明にしたがって使用できる。サーキュレータ２１２は、受信信号
を受信機帯域通過フィルタ２１４へ転送する。
る。図５Ａにおいて、アンテナ放射器１０２は入来信号を受信し、その入来信号
をサーキュレータ２１２へ転送する。実施の一形態では、入来信号は約２ギガヘ
ルツ（ＧＨｚ）の搬送波周波数を中心とするデジタル的に変調されたＲＦ信号な
どの、高周波信号である。あるいは他の実施形態では、他の信号および他の搬送
波周波数を本発明にしたがって使用できる。サーキュレータ２１２は、受信信号
を受信機帯域通過フィルタ２１４へ転送する。
【００４１】
同時に、送信機２８０は、信号を送信機帯域通過フィルタ２１８へ送ることが
ある。送信機帯域通過フィルタ２１８は、送信機信号ＳTX(ｔ)をサーキュレータ
２１２へ出力する。ここで述べている信号は、時間（ｔ）の関数として、あるい
は、そのフーリエ等価物として周波数(ω)の関数として表わすことができる。サ
ーキュレータ２１２は、送信信号をアンテナ放射器１０２へ送る。図２Ａ、図２
Ｂおよび図４に示されているように、送信信号ＳTX(ｔ)に関連するエネルギーの
いくらかが受信機帯域通過フィルタ２１４に漏れる。その理由は、サーキュレー
タ２１２が完全な分離を行わないからである。この漏れ信号エネルギー４０６は
、図２Ａ、図２Ｂおよび図４に示されているように、帯域通過フィルタ２１４に
より制限される。
ある。送信機帯域通過フィルタ２１８は、送信機信号ＳTX(ｔ)をサーキュレータ
２１２へ出力する。ここで述べている信号は、時間（ｔ）の関数として、あるい
は、そのフーリエ等価物として周波数(ω)の関数として表わすことができる。サ
ーキュレータ２１２は、送信信号をアンテナ放射器１０２へ送る。図２Ａ、図２
Ｂおよび図４に示されているように、送信信号ＳTX(ｔ)に関連するエネルギーの
いくらかが受信機帯域通過フィルタ２１４に漏れる。その理由は、サーキュレー
タ２１２が完全な分離を行わないからである。この漏れ信号エネルギー４０６は
、図２Ａ、図２Ｂおよび図４に示されているように、帯域通過フィルタ２１４に
より制限される。
【００４２】
ＳTX(ｔ)および受信信号に起因する受信機帯域通過フィルタ２１４の結果出力
は、ＬＮＡ２１６に入力される。ＬＮＡ２１６はその信号を増幅してその信号を
受信機ダイレクトコンバータ２２０へ送る。受信機ダイレクトコンバータ２２０
は、フィルタリングされた信号２１７をベースバンドのデジタル化およびフィル
タリングされた信号に変換して出力Ｘ(ｎ)を生ずる。
は、ＬＮＡ２１６に入力される。ＬＮＡ２１６はその信号を増幅してその信号を
受信機ダイレクトコンバータ２２０へ送る。受信機ダイレクトコンバータ２２０
は、フィルタリングされた信号２１７をベースバンドのデジタル化およびフィル
タリングされた信号に変換して出力Ｘ(ｎ)を生ずる。
【００４３】
図５Ａにおいて、デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０は、図４
に示されている受信機帯域４０２内の送信機スペクトル漏れ４０６を適応的に抑
制する。特に、方向性結合器２３５は、基準信号をデジタルコヒーレントスペク
トルキャンセラ２３０に供給する。基準信号は、送信信号ＳTX(ｔ)を表す。キャ
ンセラ２３０内では、基準信号は基準帯域通過フィルタ２３６へ送られる。基準
帯域通過フィルタ２３６の伝達関数ＨREF(ω)は、受信機ダイレクトコンバータ
２２０への前述した漏れ経路中の受信機帯域通過フィルタ２１４の伝達関数ＨRX (ω)に合致することが好ましい。あるいはフィルタ２１４、２３６の一方を、他
のフィルタ２１４、２３６と比較してより狭い帯域幅をキャンセルする（より多
く除去する）ように構成できる。基準帯域通過フィルタ２３６は、信号を基準ダ
イレクトコンバータ２３８に出力する。基準ダイレクトコンバータ２３８におい
ては基準信号は、デジタル化されたベースバンド信号に変換される。
に示されている受信機帯域４０２内の送信機スペクトル漏れ４０６を適応的に抑
制する。特に、方向性結合器２３５は、基準信号をデジタルコヒーレントスペク
トルキャンセラ２３０に供給する。基準信号は、送信信号ＳTX(ｔ)を表す。キャ
ンセラ２３０内では、基準信号は基準帯域通過フィルタ２３６へ送られる。基準
帯域通過フィルタ２３６の伝達関数ＨREF(ω)は、受信機ダイレクトコンバータ
２２０への前述した漏れ経路中の受信機帯域通過フィルタ２１４の伝達関数ＨRX (ω)に合致することが好ましい。あるいはフィルタ２１４、２３６の一方を、他
のフィルタ２１４、２３６と比較してより狭い帯域幅をキャンセルする（より多
く除去する）ように構成できる。基準帯域通過フィルタ２３６は、信号を基準ダ
イレクトコンバータ２３８に出力する。基準ダイレクトコンバータ２３８におい
ては基準信号は、デジタル化されたベースバンド信号に変換される。
【００４４】
基準ダイレクトコンバータ２３８は、受信機の帯域幅４０２（図４）内の送信
機２８０のスペクトルエネルギーのデジタル化された基準を形成して出力Ｚ(ｎ)
を生ずる。基準ダイレクトコンバータ２３８は、信号Ｚ(ｎ)を適応デジタルトラ
ンスバーサルフィルタ２３４と相互相関測定モジュール２４０へ転送する。
機２８０のスペクトルエネルギーのデジタル化された基準を形成して出力Ｚ(ｎ)
を生ずる。基準ダイレクトコンバータ２３８は、信号Ｚ(ｎ)を適応デジタルトラ
ンスバーサルフィルタ２３４と相互相関測定モジュール２４０へ転送する。
【００４５】
適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４は、送信機−受信機漏れ経路（
受信機フィルタ２１４とダイレクトコンバータ２２０）と、受信機帯域幅すなわ
ち対象とする帯域幅における基準として用いられる基準送信信号経路（基準フィ
ルタ２３６とダイレクトコンバータ２３８）との間の振幅の違いと位相の違いを
補償する。好適な実施の形態では、適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３
４は、漏れ受信機経路を通る送信漏れ信号の振幅および位相にほぼ一致させるよ
うに、基準経路からのデジタル化された送信信号基準Ｚ(ｎ)の振幅と位相を合わ
せて成形する。適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４は、出力信号Ｕ(
ｎ)を合成器２３２に出力する。
受信機フィルタ２１４とダイレクトコンバータ２２０）と、受信機帯域幅すなわ
ち対象とする帯域幅における基準として用いられる基準送信信号経路（基準フィ
ルタ２３６とダイレクトコンバータ２３８）との間の振幅の違いと位相の違いを
補償する。好適な実施の形態では、適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３
４は、漏れ受信機経路を通る送信漏れ信号の振幅および位相にほぼ一致させるよ
うに、基準経路からのデジタル化された送信信号基準Ｚ(ｎ)の振幅と位相を合わ
せて成形する。適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４は、出力信号Ｕ(
ｎ)を合成器２３２に出力する。
【００４６】
図５Ａにおいて、合成器２３２は、２つの加算器４２４、４２６を用いて、適
応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４の出力Ｕ(ｎ)をデジタル化された受
信機出力Ｘ(ｎ)からコヒーレントに差し引いて、信号Ｙ(ｎ)を形成する。受信機
帯域幅内のその信号の送信機スペクトル漏れ信号パワー（誤差）が、図４に示さ
れているように、抑制される。信号Ｙ(ｎ)は、整合フィルタまたはチャネルフィ
ルタ２５０へ送られる。整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０は、信号Ｒ (ｎ)を出力する。信号Ｙ(ｎ)とＲ(ｎ)の少なくとも一方を「残留（成分）」と呼
ぶことがある。
応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４の出力Ｕ(ｎ)をデジタル化された受
信機出力Ｘ(ｎ)からコヒーレントに差し引いて、信号Ｙ(ｎ)を形成する。受信機
帯域幅内のその信号の送信機スペクトル漏れ信号パワー（誤差）が、図４に示さ
れているように、抑制される。信号Ｙ(ｎ)は、整合フィルタまたはチャネルフィ
ルタ２５０へ送られる。整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０は、信号Ｒ (ｎ)を出力する。信号Ｙ(ｎ)とＲ(ｎ)の少なくとも一方を「残留（成分）」と呼
ぶことがある。
【００４７】
整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０は、残留信号Ｒ(ｎ)を相互相関測
定モジュール２４０へ送る。相互相関測定モジュール２４０は、信号入力を相互
相関することにより、受信機経路と基準経路との共通の信号特性を特定する。実
施の一形態では、相互相関測定モジュール２４０は，Ｒ(ｎ)とＺ(ｎ)の間の共通
の信号特性を特定する。相互相関測定モジュール２４０は、パラメータＣ(ｊ)を
キャンセラ適応化モジュール９１０へ出力する。
定モジュール２４０へ送る。相互相関測定モジュール２４０は、信号入力を相互
相関することにより、受信機経路と基準経路との共通の信号特性を特定する。実
施の一形態では、相互相関測定モジュール２４０は，Ｒ(ｎ)とＺ(ｎ)の間の共通
の信号特性を特定する。相互相関測定モジュール２４０は、パラメータＣ(ｊ)を
キャンセラ適応化モジュール９１０へ出力する。
【００４８】
キャンセラ適応化モジュール９１０は、以下で説明する適応キャンセルアルゴ
リズムを実行して、適応フィルタ係数Ｗ(ｊ)を適応デジタルトランスバーサルフ
ィルタ２３４へ出力する。キャンセラ適応化モジュール９１０は、デジタル化さ
れた送信基準信号Ｚ(ｎ)と残留成分Ｒ(ｎ)との間の相互相関が、対象とする帯域
幅にわたって最小自乗的に最小にされるように、適応フィルタ係数Ｗ(ｊ)を調整
する。
リズムを実行して、適応フィルタ係数Ｗ(ｊ)を適応デジタルトランスバーサルフ
ィルタ２３４へ出力する。キャンセラ適応化モジュール９１０は、デジタル化さ
れた送信基準信号Ｚ(ｎ)と残留成分Ｒ(ｎ)との間の相互相関が、対象とする帯域
幅にわたって最小自乗的に最小にされるように、適応フィルタ係数Ｗ(ｊ)を調整
する。
【００４９】
あるいは他の実施形態では、残部としてＹ(ｎ)をＲ(ｎ)の代わりに使用できる
。それは相互相関測定モジュール２４０に入力される。キャンセル帯域幅は、残
留信号のためにＲ(ｎ)の代わりに合成器２３２の出力Ｙ(ｎ)を使用することによ
り、受信機帯域通過フィルタ２１４と基準帯域通過フィルタ２３６の帯域幅、Ｆ
(ω)＝１、まで拡張できる。
。それは相互相関測定モジュール２４０に入力される。キャンセル帯域幅は、残
留信号のためにＲ(ｎ)の代わりに合成器２３２の出力Ｙ(ｎ)を使用することによ
り、受信機帯域通過フィルタ２１４と基準帯域通過フィルタ２３６の帯域幅、Ｆ
(ω)＝１、まで拡張できる。
【００５０】
適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０は、２つの高ダイナミックレン
ジダイレクトコンバータ２２０、２３８によって実現されていることが好ましい
。ダイレクトコンバータ２２０、２３８は、高ダイナミックレンジで、性能がほ
ぼ同一であり、自動利得制御を持たない。デジタル化によって、適応デジタルト
ランスバーサルフィルタ２３４などの、高性能で、反復可能性を容易に得られる
デジタルフィルタを使用できる。一般に、デジタルフィルタは、アナログフィル
タよりも反復可能性が大である。より効果的に打消し（キャンセル）するために
、本発明ではデジタルフィルタを使用すると有利である。
ジダイレクトコンバータ２２０、２３８によって実現されていることが好ましい
。ダイレクトコンバータ２２０、２３８は、高ダイナミックレンジで、性能がほ
ぼ同一であり、自動利得制御を持たない。デジタル化によって、適応デジタルト
ランスバーサルフィルタ２３４などの、高性能で、反復可能性を容易に得られる
デジタルフィルタを使用できる。一般に、デジタルフィルタは、アナログフィル
タよりも反復可能性が大である。より効果的に打消し（キャンセル）するために
、本発明ではデジタルフィルタを使用すると有利である。
【００５１】
図５Ａにおいて、受信機ダイレクトコンバータ２２０は、同じ局部発振器信号
ＶＣＯRXを基準ダイレクトコンバータ２３８として用いて、結合された信号２１
７を変換することが好ましい。その理由は、図２Ａ、図２Ｂおよび図４に示され
ているように、キャンセラ２３０は、受信機の帯域幅内にあるフィルタリングさ
れた送信信号スペクトルの部分に絞って対象としているからである。
ＶＣＯRXを基準ダイレクトコンバータ２３８として用いて、結合された信号２１
７を変換することが好ましい。その理由は、図２Ａ、図２Ｂおよび図４に示され
ているように、キャンセラ２３０は、受信機の帯域幅内にあるフィルタリングさ
れた送信信号スペクトルの部分に絞って対象としているからである。
【００５２】
図５Ｂは、別々の受信アンテナ放射器１２０および送信アンテナ放射器１２２
と、適応送信キャンセラ２３０とを有する、図３のトランシーバ２００'の別の
実施の形態を示す。図５Ｂにおいて、トランシーバ２００'は、受信機帯域通過
フィルタ２１４と、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１６と、受信機ダイレクトコン
バータ２２０と、デジタル適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０と、方
向性結合器２３５と、送信機帯域通過フィルタ２１８と、送信機２８０と、を備
えている。
と、適応送信キャンセラ２３０とを有する、図３のトランシーバ２００'の別の
実施の形態を示す。図５Ｂにおいて、トランシーバ２００'は、受信機帯域通過
フィルタ２１４と、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１６と、受信機ダイレクトコン
バータ２２０と、デジタル適応コヒーレントスペクトルキャンセラ２３０と、方
向性結合器２３５と、送信機帯域通過フィルタ２１８と、送信機２８０と、を備
えている。
【００５３】
図５Ｂにおいて、送信機２３８は、データと制御信号をデジタルプロセッサイ
ンターフェースから受ける。送信機２８０は、送信機帯域通過フィルタ２１８に
結合され、送信機帯域通過フィルタ２１８は、方向性結合器２３５に結合されて
いる。方向性結合器２３５は、送信機アンテナ放射器１２２とスペクトルキャン
セラ２３０に結合されている。受信機アンテナ放射器１２０は、受信機帯域通過
フィルタ２１４に結合され、受信機帯域通過フィルタ２１４は、ＬＮＡ２１６に
結合されている。ＬＮＡ２１６は、受信機ダイレクトコンバータ２２０に結合さ
れている。受信機ダイレクトコンバータ２２０は、デジタルプロセッサインター
フェースとスペクトルキャンセラ２３０に結合されている。スペクトルキャンセ
ラ２３０は、デジタルプロセッサインターフェースと、整合フィルタまたはチャ
ネルフィルタ２５０に結合されている。整合フィルタまたはチャネルフィルタ２
５０は、デジタルプロセッサインターフェースにも結合されている。
ンターフェースから受ける。送信機２８０は、送信機帯域通過フィルタ２１８に
結合され、送信機帯域通過フィルタ２１８は、方向性結合器２３５に結合されて
いる。方向性結合器２３５は、送信機アンテナ放射器１２２とスペクトルキャン
セラ２３０に結合されている。受信機アンテナ放射器１２０は、受信機帯域通過
フィルタ２１４に結合され、受信機帯域通過フィルタ２１４は、ＬＮＡ２１６に
結合されている。ＬＮＡ２１６は、受信機ダイレクトコンバータ２２０に結合さ
れている。受信機ダイレクトコンバータ２２０は、デジタルプロセッサインター
フェースとスペクトルキャンセラ２３０に結合されている。スペクトルキャンセ
ラ２３０は、デジタルプロセッサインターフェースと、整合フィルタまたはチャ
ネルフィルタ２５０に結合されている。整合フィルタまたはチャネルフィルタ２
５０は、デジタルプロセッサインターフェースにも結合されている。
【００５４】
図５Ａのトランシーバ２００におけるものとは異なって、図５Ｂのトランシー
バ２００'にはサーキュレータ２１２はないが、図５Ｂのトランシーバ２００'は
、受信機アンテナ放射器１２０が送信機アンテナ放射器１２２により放射された
信号エネルギーを受けた時に、受信経路への送信スペクトル漏れを依然として被
ることがある。
バ２００'にはサーキュレータ２１２はないが、図５Ｂのトランシーバ２００'は
、受信機アンテナ放射器１２０が送信機アンテナ放射器１２２により放射された
信号エネルギーを受けた時に、受信経路への送信スペクトル漏れを依然として被
ることがある。
【００５５】
問題とする送信機周波数からの漏れをキャンセルすることまたは減衰すること
に加えて、図５Ｂのトランシーバ２００'は、受信機の近くに配置されている他
の送信アンテナからの妨害をキャンセルするように構成することもできる。
に加えて、図５Ｂのトランシーバ２００'は、受信機の近くに配置されている他
の送信アンテナからの妨害をキャンセルするように構成することもできる。
【００５６】
図６は、図５Ａと図５Ｂのトランシーバ２００、２００'内のデジタルコヒー
レントスペクトルキャンセラ２３０の実施の一形態を示す。上で説明したように
、キャンセラ２３０は、合成器２３２と、適応デジタルトランスバーサルフィル
タ２３４と、基準帯域通過フィルタ２３６と、基準ダイレクトコンバータ２３８
と、相互相関測定モジュール２４０と、を備えている。
レントスペクトルキャンセラ２３０の実施の一形態を示す。上で説明したように
、キャンセラ２３０は、合成器２３２と、適応デジタルトランスバーサルフィル
タ２３４と、基準帯域通過フィルタ２３６と、基準ダイレクトコンバータ２３８
と、相互相関測定モジュール２４０と、を備えている。
【００５７】
図６において、基準帯域通過フィルタ２３６は、方向性結合器２３５（図５Ａ
）から信号を受け、基準ダイレクトコンバータ２３８に信号を出力する。基準ダ
イレクトコンバータ２３８は、適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４と
、相互相関測定モジュール２４０と、デジタルプロセッサインターフェース（図
５Ａ）とに結合されている。適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４は、
キャンセラ適応モジュール９１０と合成器２３２に結合されている。合成器２３
２は、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０（図５Ａ）と受信機ダイレク
トコンバータ２２０（図５Ａ）に結合されている。図５Ａに示されているように
、合成器２３２は、相互相関測定モジュール２４０に結合されることもある。相
互相関測定モジュール２４０は、整合フィルタ２５０（図５Ａ）とキャンセラ適
応化モジュール９１０に結合されている。
）から信号を受け、基準ダイレクトコンバータ２３８に信号を出力する。基準ダ
イレクトコンバータ２３８は、適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４と
、相互相関測定モジュール２４０と、デジタルプロセッサインターフェース（図
５Ａ）とに結合されている。適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４は、
キャンセラ適応モジュール９１０と合成器２３２に結合されている。合成器２３
２は、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０（図５Ａ）と受信機ダイレク
トコンバータ２２０（図５Ａ）に結合されている。図５Ａに示されているように
、合成器２３２は、相互相関測定モジュール２４０に結合されることもある。相
互相関測定モジュール２４０は、整合フィルタ２５０（図５Ａ）とキャンセラ適
応化モジュール９１０に結合されている。
【００５８】
図６において、基準ダイレクトコンバータ２３８は、受信機の帯域幅内の送信
機２８０のスペクトルエネルギーのデジタル化された基準を形成して出力Ｚ(ｎ)
を生ずる。図６に示されているように、基準ダイレクトコンバータ２３８の出力 Ｚ (ｎ)は、同相成分ＺI(ｎ)と直交成分ＺQ(ｎ)とからなる。基準ダイレクトコン
バータ２３８は、信号Ｚ(ｎ)のＩ成分とＱ成分の両方を適応デジタルトランスバ
ーサルフィルタ２３４と相互相関測定モジュール２４０に出力する。相互相関測
定モジュール２４０は、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０から、残留
信号Ｒ(ｎ)のＩ成分とＱ成分も受ける。適応デジタルトランスバーサルフィルタ
２３４は、出力信号Ｕ(ｎ)の同相成分ＵI(ｎ)と直交成分ＵQ(ｎ)（ＩおよびＱ成
分）を合成器２３２へ出力する。
機２８０のスペクトルエネルギーのデジタル化された基準を形成して出力Ｚ(ｎ)
を生ずる。図６に示されているように、基準ダイレクトコンバータ２３８の出力 Ｚ (ｎ)は、同相成分ＺI(ｎ)と直交成分ＺQ(ｎ)とからなる。基準ダイレクトコン
バータ２３８は、信号Ｚ(ｎ)のＩ成分とＱ成分の両方を適応デジタルトランスバ
ーサルフィルタ２３４と相互相関測定モジュール２４０に出力する。相互相関測
定モジュール２４０は、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０から、残留
信号Ｒ(ｎ)のＩ成分とＱ成分も受ける。適応デジタルトランスバーサルフィルタ
２３４は、出力信号Ｕ(ｎ)の同相成分ＵI(ｎ)と直交成分ＵQ(ｎ)（ＩおよびＱ成
分）を合成器２３２へ出力する。
【００５９】
図６において、合成器２３２は、基準経路と漏れ受信機経路との間の時間遅延
の差を補償するために、デジタル遅延器ΔＴs４２０、４２２を使用することが
好ましい。デジタル遅延器は、受信機経路と基準経路との間の異なる経路長と処
理時間とに起因する時間脱相関(time de-correlation)の影響と不安定さを減少
する。
の差を補償するために、デジタル遅延器ΔＴs４２０、４２２を使用することが
好ましい。デジタル遅延器は、受信機経路と基準経路との間の異なる経路長と処
理時間とに起因する時間脱相関(time de-correlation)の影響と不安定さを減少
する。
【００６０】
図６において、合成器２３２の同相成分と直交成分出力は、
（１） ＹI(ｎ)＝ＸI(ｎ−Δ)−ＵI(ｎ)
（２） ＹQ(ｎ)＝ＸQ(ｎ−Δ)−ＵQ(ｎ)
として与えられる。ここに、各項は次のように定義される：
ＸI(ｎ) ダイレクトコンバータ２２０のＩ経路のデジタル化された出力、
ＸQ(ｎ) ダイレクトコンバータ２２０のＱ経路のデジタル化された出力、
ＹI(ｎ) 合成器２３２のＩ経路出力、
ＹQ(ｎ) 合成器２３２のＱ経路出力、
ＵI(ｎ) 適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４のＩ経路出力、
ＵQ(ｎ) 適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４のＱ経路出力、
Δ 基準経路と信号経路の間の遅延の違いをほぼ補償するために付加された
遅延に対するサンプリング（標本）周期ＴSの整数。
遅延に対するサンプリング（標本）周期ＴSの整数。
【００６１】
適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４の出力は、
【００６２】
【数１】
【００６３】
である。ここに各項は次のように定義される：
ＺI(ｎ) 基準ダイレクトコンバータ２３８のＩ経路のデジタル化された出
力、 ＺQ(ｎ) 基準ダイレクトコンバータ２３８のＱ経路のデジタル化された出
力、 ＷK-I(ｊ) キャンセラ適応化モジュール９１０の適応化アルゴリズムのｊ
番目の反復における適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４のＩ係数、 ＷK-Q(ｊ) キャンセラ適応化モジュール９１０の適応化アルゴリズムのｊ
番目の反復における適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４のＱ係数、 Ｋ 適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４におけるタップ（複素係
数）の数。
力、 ＺQ(ｎ) 基準ダイレクトコンバータ２３８のＱ経路のデジタル化された出
力、 ＷK-I(ｊ) キャンセラ適応化モジュール９１０の適応化アルゴリズムのｊ
番目の反復における適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４のＩ係数、 ＷK-Q(ｊ) キャンセラ適応化モジュール９１０の適応化アルゴリズムのｊ
番目の反復における適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４のＱ係数、 Ｋ 適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４におけるタップ（複素係
数）の数。
【００６４】
適応化モジュール９１０は、ダイレクトコンバータ２２０、２３８の帯域幅ま
たは帯域通過フィルタ２１４、２３６の帯域幅により決定される帯域幅内の送信
機エネルギーを最小にするために、適応トランスバーサルフィルタ２３４の係数
ベクトルＷ(ｊ)を調整する。特に、これは誤差
たは帯域通過フィルタ２１４、２３６の帯域幅により決定される帯域幅内の送信
機エネルギーを最小にするために、適応トランスバーサルフィルタ２３４の係数
ベクトルＷ(ｊ)を調整する。特に、これは誤差
【００６５】
【数２】
【００６６】
を最少にするものとして表わすことができる。ここに各項は次のように定義され
る。
る。
【００６７】
Ｘ(ω) 受信機ダイレクトコンバータ２２０のデジタル化されてフィルタリ
ングされた出力、 Ｚ(ω) 基準器ダイレクトコンバータ２３８のデジタル化されてフィルタリ
ングされた出力、 Ａ(ω) 適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４の伝達関数、 Ｆ(ω) 整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０の伝達関数、ここに別
の実施の形態ではＦ(ω)＝１である、 ω2 これより周波数の高い送信機スペクトラムは除去すべきであるような
（ラジアンでの）上側周波数 ω1 これより周波数の低い送信機スペクトラムは除去すべきであるような
（ラジアンでの）下側周波数 ＴS 受信機ダイレクトコンバータ２２０と基準ダイレクトコンバータ２３
８との出力のサンプリング周期（サンプリング周波数の逆数）。
ングされた出力、 Ｚ(ω) 基準器ダイレクトコンバータ２３８のデジタル化されてフィルタリ
ングされた出力、 Ａ(ω) 適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４の伝達関数、 Ｆ(ω) 整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０の伝達関数、ここに別
の実施の形態ではＦ(ω)＝１である、 ω2 これより周波数の高い送信機スペクトラムは除去すべきであるような
（ラジアンでの）上側周波数 ω1 これより周波数の低い送信機スペクトラムは除去すべきであるような
（ラジアンでの）下側周波数 ＴS 受信機ダイレクトコンバータ２２０と基準ダイレクトコンバータ２３
８との出力のサンプリング周期（サンプリング周波数の逆数）。
【００６８】
ここに係数[[ＷK-I(ｊ)，ＷK-Q(ｊ)，]，ｋ＝１...Ｋ]は、ε(ω)を最小にす
るように選択される。
るように選択される。
【００６９】
ε(ω)を最小にする適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４により使用
される適応化アルゴリズムに関連する係数は、 （６） ＷK-I(ｊ＋１)＝ρ・ＷK-I(ｊ)＋υ・ＣK-I(ｊ) （７） ＷK-Q(ｊ＋１)＝ρ・ＷK-Q(ｊ)＋υ・ＣK-Q(ｊ) であり、ここに、
される適応化アルゴリズムに関連する係数は、 （６） ＷK-I(ｊ＋１)＝ρ・ＷK-I(ｊ)＋υ・ＣK-I(ｊ) （７） ＷK-Q(ｊ＋１)＝ρ・ＷK-Q(ｊ)＋υ・ＣK-Q(ｊ) であり、ここに、
【００７０】
【数３】
【００７１】
である。ｋ＝１...Ｋに対し、Ｍは測定間隔におけるサンプル（標本）の数を表
わし、ρは積分および相関されたノイズ成分が反復とともに大きくならないよう
にする定数の組を表わし、υは各反復におけるステップサイズを表す。
わし、ρは積分および相関されたノイズ成分が反復とともに大きくならないよう
にする定数の組を表わし、υは各反復におけるステップサイズを表す。
【００７２】
図９Ａ、図９Ｂ、図１０Ａおよび図１０Ｂは、適応デジタルトランスバーサル
フィルタ２３４の複素係数（タップ）の関数として得ることができる打消しの例
を示すために一緒に用いられる。ここにＦ(ω)の帯域幅は、サンプリング周波数
の４分の１である。図９Ａ〜図１０Ｂにおいて、横軸は周波数×１０００／サン
プリングレートを表わす。縦軸はデシベル（ｄＢ）で表した振幅を表わす。
フィルタ２３４の複素係数（タップ）の関数として得ることができる打消しの例
を示すために一緒に用いられる。ここにＦ(ω)の帯域幅は、サンプリング周波数
の４分の１である。図９Ａ〜図１０Ｂにおいて、横軸は周波数×１０００／サン
プリングレートを表わす。縦軸はデシベル（ｄＢ）で表した振幅を表わす。
【００７３】
図９Ａは、図５Ａの受信機フィルタ２１４と送信基準フィルタ２３６の実施の
一形態の実効ベースバンド応答（伝達関数）の例４３０、４３２を示す。ここに
受信機フィルタ２１４と基準フィルタ２３６、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、それぞ
れ０．０１ｄＢおよび１．０ｄｂなどの種々の通過帯リップルを有する、等しい
ス阻止帯域幅および通過帯域幅に対して設計されているチェビシェフ(Chebyshev
)帯域通過フィルタである。別の実施の形態においては、図９Ａに示されている
ベースバンド応答４３０、４３２は、切り替えることができる。いいかえると、
図９Ａに示されているいずれのベースバンド応答４３０、４３２も、受信機フィ
ルタ２１４と送信基準フィルタ２３６の少なくとも一方に関連付けることができ
る。
一形態の実効ベースバンド応答（伝達関数）の例４３０、４３２を示す。ここに
受信機フィルタ２１４と基準フィルタ２３６、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、それぞ
れ０．０１ｄＢおよび１．０ｄｂなどの種々の通過帯リップルを有する、等しい
ス阻止帯域幅および通過帯域幅に対して設計されているチェビシェフ(Chebyshev
)帯域通過フィルタである。別の実施の形態においては、図９Ａに示されている
ベースバンド応答４３０、４３２は、切り替えることができる。いいかえると、
図９Ａに示されているいずれのベースバンド応答４３０、４３２も、受信機フィ
ルタ２１４と送信基準フィルタ２３６の少なくとも一方に関連付けることができ
る。
【００７４】
図９Ｂは、図６のデジタルコヒーレントスペクトル２３０に起因する送信機２
８０からのスペクトル漏れのデシベル単位で表わしたキャンセル比１０ｌｏｇ10 ｜Ｙ(ω)｜2／｜Ｘ(ω)｜2を示す。曲線４３４〜４４０は、図６のデジタルコヒ
ーレントスペクトル２３０に対する異なるタップ数を表わす。ここに受信機フィ
ルタ２１４と基準フィルタ２３６、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、図９Ａに示されて
いるベースバンド応答を有するチェビシェフ帯域通過フィルタである。図９Ｂに
おいて、デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０の性能は、ω1＝０
ないしω2＝２５０の帯域幅にわたる打消しを反映する。図９Ｂにおいて、線４
３４は、１つのタップの適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４で達成さ
れる打消し（キャンセル）の量を表す。このキャンセル量は、２つの経路の間の
周波数依存性の不整合特性を補償（等化）しない。図９Ｂに示されているように
、適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４がより多くの数のタップを使用
するものとすると、キャンセル性能は大幅に改善される。
８０からのスペクトル漏れのデシベル単位で表わしたキャンセル比１０ｌｏｇ10 ｜Ｙ(ω)｜2／｜Ｘ(ω)｜2を示す。曲線４３４〜４４０は、図６のデジタルコヒ
ーレントスペクトル２３０に対する異なるタップ数を表わす。ここに受信機フィ
ルタ２１４と基準フィルタ２３６、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、図９Ａに示されて
いるベースバンド応答を有するチェビシェフ帯域通過フィルタである。図９Ｂに
おいて、デジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０の性能は、ω1＝０
ないしω2＝２５０の帯域幅にわたる打消しを反映する。図９Ｂにおいて、線４
３４は、１つのタップの適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４で達成さ
れる打消し（キャンセル）の量を表す。このキャンセル量は、２つの経路の間の
周波数依存性の不整合特性を補償（等化）しない。図９Ｂに示されているように
、適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４がより多くの数のタップを使用
するものとすると、キャンセル性能は大幅に改善される。
【００７５】
受信機フィルタ２１４（図９Ａ）とほぼ同じ設計の（すなわち、図５Ａにおけ
る伝達関数ＨRX(ω)とＨREF(ω)がほぼ類似する）基準フィルタ２３６による基
準送信機出力信号のフィルタリングは、少なくとも２つの利点をもたらす。まず
それは、基準ダイレクトコンバータ２３８（図５Ａ）は受信機帯域幅内に入って
いる送信機信号のスペクトルサイドローブ内の信号をデジタル化するのみである
ようするように、受信機帯域の外側の信号を大きく減衰することによって、ダイ
ナミックレンジに対する要求を減ずることができる。この減衰は、基準ダイレク
トコンバータ２３８への分解能の要求と直線性の要求を大きく減ずることができ
る。その理由は、受信機フィルタの帯域幅内のサイドローブが、通常、送信機信
号のピークから４０ｄＢ以上、大きく抑制されるからである。
る伝達関数ＨRX(ω)とＨREF(ω)がほぼ類似する）基準フィルタ２３６による基
準送信機出力信号のフィルタリングは、少なくとも２つの利点をもたらす。まず
それは、基準ダイレクトコンバータ２３８（図５Ａ）は受信機帯域幅内に入って
いる送信機信号のスペクトルサイドローブ内の信号をデジタル化するのみである
ようするように、受信機帯域の外側の信号を大きく減衰することによって、ダイ
ナミックレンジに対する要求を減ずることができる。この減衰は、基準ダイレク
トコンバータ２３８への分解能の要求と直線性の要求を大きく減ずることができ
る。その理由は、受信機フィルタの帯域幅内のサイドローブが、通常、送信機信
号のピークから４０ｄＢ以上、大きく抑制されるからである。
【００７６】
第２に、送受切替器２１０に関連する受信機フィルタ２１４と同じ設計（すな
わち伝達関数）の基準帯域通過フィルタ２３６を用いることによって、抑制量を
また増すことができる。その理由は、両方の信号がダイレクトコンバータ２２０
、２３８にそれぞれ入力される前に、フィルタ２１４、２３６がそれらの信号に
同じ振幅変化および位相変化を与えるからである。適応トランスバーサル等化器
２３４は、図５ＡにおけるＨRX(ω)とＨREF(ω)が実質的には類似しない場合に
求められるものよりも少ない数のタップを用いて、伝達関数のいかなる小さな違
いも補償するから有利である。
わち伝達関数）の基準帯域通過フィルタ２３６を用いることによって、抑制量を
また増すことができる。その理由は、両方の信号がダイレクトコンバータ２２０
、２３８にそれぞれ入力される前に、フィルタ２１４、２３６がそれらの信号に
同じ振幅変化および位相変化を与えるからである。適応トランスバーサル等化器
２３４は、図５ＡにおけるＨRX(ω)とＨREF(ω)が実質的には類似しない場合に
求められるものよりも少ない数のタップを用いて、伝達関数のいかなる小さな違
いも補償するから有利である。
【００７７】
図１０Ａは、図５Ａの受信機フィルタ２１４と基準帯域通過フィルタ２３６の
別の実施の形態でのキャンセル比応答の例４４２、４４４を示すものであって、
受信機フィルタと基準フィルタ、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、それぞれ０．５ｄＢ
および１．５ｄBなどの種々の通過帯リップルを有する、種々の帯域幅に対して
設計されているチェビシェフ帯域通過フィルタである。図１０Ａの伝達関数４４
２、４４０、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、図９Ａの伝達関数４３０、４３２にあま
り類似していない。他の実施の形態では、図１０Ａに示されているベースバンド
応答４４２、４４４は、切り替えることができる。いいかえると、図１０Ａに示
されているいずれのベースバンド応答４４２、４４４も、受信機フィルタ２１４
と送信基準フィルタ２３６の少なくとも一方に関連付けることができる。
別の実施の形態でのキャンセル比応答の例４４２、４４４を示すものであって、
受信機フィルタと基準フィルタ、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、それぞれ０．５ｄＢ
および１．５ｄBなどの種々の通過帯リップルを有する、種々の帯域幅に対して
設計されているチェビシェフ帯域通過フィルタである。図１０Ａの伝達関数４４
２、４４０、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は、図９Ａの伝達関数４３０、４３２にあま
り類似していない。他の実施の形態では、図１０Ａに示されているベースバンド
応答４４２、４４４は、切り替えることができる。いいかえると、図１０Ａに示
されているいずれのベースバンド応答４４２、４４４も、受信機フィルタ２１４
と送信基準フィルタ２３６の少なくとも一方に関連付けることができる。
【００７８】
図１０Ｂは、図６のデジタルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０に起因
する送信機２８０からのスペクトル漏れのデシベルで表したキャンセル比１０ｌ
ｏｇ10｜Ｙ(ω)｜2／｜Ｘ(ω)｜2を示す。曲線４４６〜４５２は、図６のデジタ
ルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０についての異なる数のタップを表す
。ここに受信機フィルタ２１４と基準フィルタ２３６、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は
図、１０Ａに示されているベースバンド応答を有するチェビシェフ帯域通過フィ
ルタである。この例では、図１０Ａの伝達関数４４２、４４０、ＨRX(ω)とＨRE F (ω)は、図９Ａの伝達関数４３０、４３２にあまり類似していないので、図９
Ｂに示されている性能とほぼ同じレベルのキャンセル性能を達成するためには、
適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４により一層の複雑さ（タップ）を
必要とすることがある。
する送信機２８０からのスペクトル漏れのデシベルで表したキャンセル比１０ｌ
ｏｇ10｜Ｙ(ω)｜2／｜Ｘ(ω)｜2を示す。曲線４４６〜４５２は、図６のデジタ
ルコヒーレントスペクトルキャンセラ２３０についての異なる数のタップを表す
。ここに受信機フィルタ２１４と基準フィルタ２３６、ＨRX(ω)とＨREF(ω)は
図、１０Ａに示されているベースバンド応答を有するチェビシェフ帯域通過フィ
ルタである。この例では、図１０Ａの伝達関数４４２、４４０、ＨRX(ω)とＨRE F (ω)は、図９Ａの伝達関数４３０、４３２にあまり類似していないので、図９
Ｂに示されている性能とほぼ同じレベルのキャンセル性能を達成するためには、
適応デジタルトランスバーサルフィルタ２３４により一層の複雑さ（タップ）を
必要とすることがある。
【００７９】
図７は、図５Ａまたは図５Ｂのトランシーバ２００、２００'内のダイレクト
コンバータ２２０の実施の一形態を示す。基準ダイレクトコンバータ２３８の構
造は、受信機ダイレクトコンバータ２２０の構造にほぼ類似する。図７において
、ダイレクトコンバータ２２０は、ＬＮＡ２０２と、分配器２０５と、同相経路
のための変換(translating)デルタ−シグマ変調器２１３と、直交経路のための
変換デルタ−シグマ変換変調器２１１と、受信機周波数シンセサイザおよびクロ
ック発生器５００と、Ｉ及びＱデシメーション（間引き）フィルタ３００と、を
備えている。実施の一形態では、図５ＡのＬＮＡ２０２とＬＮＡ２１６は２つの
別々の構成要素である。他の実施の形態では、ＬＮＡ２０２とＬＮＡ２１６は単
一のＬＮＡ構成要素を表わす。分配器２０５は、各種の能動素子と受動素子の少
なくとも一方で実現できる。分配器２０５はスプリッタ（分波器）として実現で
きる。あるいは、ＬＮＡ２１６の出力は、変換デルタ−シグマ変調器２１１、２
１３の両方に直接結合できる。
コンバータ２２０の実施の一形態を示す。基準ダイレクトコンバータ２３８の構
造は、受信機ダイレクトコンバータ２２０の構造にほぼ類似する。図７において
、ダイレクトコンバータ２２０は、ＬＮＡ２０２と、分配器２０５と、同相経路
のための変換(translating)デルタ−シグマ変調器２１３と、直交経路のための
変換デルタ−シグマ変換変調器２１１と、受信機周波数シンセサイザおよびクロ
ック発生器５００と、Ｉ及びＱデシメーション（間引き）フィルタ３００と、を
備えている。実施の一形態では、図５ＡのＬＮＡ２０２とＬＮＡ２１６は２つの
別々の構成要素である。他の実施の形態では、ＬＮＡ２０２とＬＮＡ２１６は単
一のＬＮＡ構成要素を表わす。分配器２０５は、各種の能動素子と受動素子の少
なくとも一方で実現できる。分配器２０５はスプリッタ（分波器）として実現で
きる。あるいは、ＬＮＡ２１６の出力は、変換デルタ−シグマ変調器２１１、２
１３の両方に直接結合できる。
【００８０】
ダイレクトコンバータ２２０のＬＮＡ２０２とＬＮＡ２１６の少なくとも一方
が、ＲＦ信号２０１を受信機帯域通過フィルタ２１４（図５Ａ）から受ける。Ｌ
ＮＡ２０２は分配器２０５に結合され、分配器１０５は変換デルタ−シグマ変調
器２１３、２１１の両方に結合されている。変換デルタ−シグマ変調器２１３、
２１１は、Ｉ及びＱデシメーションフィルタ３００と受信機シンセサイザおよび
クロック発生器５００とに結合されている。受信機シンセサイザおよびクロック
発生器５００は、基準ダイレクトコンバータ２３８（図５Ａ）とデジタルプロセ
ッサインターフェース（図５Ａ）に結合されている。デシメーションフィルタ３
００は合成器２３２（図５Ａ）に結合されている。
が、ＲＦ信号２０１を受信機帯域通過フィルタ２１４（図５Ａ）から受ける。Ｌ
ＮＡ２０２は分配器２０５に結合され、分配器１０５は変換デルタ−シグマ変調
器２１３、２１１の両方に結合されている。変換デルタ−シグマ変調器２１３、
２１１は、Ｉ及びＱデシメーションフィルタ３００と受信機シンセサイザおよび
クロック発生器５００とに結合されている。受信機シンセサイザおよびクロック
発生器５００は、基準ダイレクトコンバータ２３８（図５Ａ）とデジタルプロセ
ッサインターフェース（図５Ａ）に結合されている。デシメーションフィルタ３
００は合成器２３２（図５Ａ）に結合されている。
【００８１】
図７において、ＬＮＡ２０２は、入来信号２０１を増幅し、しかも過大なノイ
ズと歪みが加わることを避けている。分配器２０５は、増幅された信号を同相成
分と直交成分に分離し、同相成分と直交成分を同相変調器２１３と直交変調器２
１１にそれぞれ出力する。変調器２１３、２１１は、受けたＩ及びＱ信号成分を
受信信号のベースバンドにｆRXだけ周波数変換して、Ｉ及びＱ信号成分をデジタ
ル化する。変調器２１３、２１１は、デシメーションフィルタ３００に対する出
力を生ずる。実施の一形態では、各変調器２１３、２１１のデジタルデータ出力
は、ｆRXに等しいサンプリングレートでの１ビットデータストリームである。
ズと歪みが加わることを避けている。分配器２０５は、増幅された信号を同相成
分と直交成分に分離し、同相成分と直交成分を同相変調器２１３と直交変調器２
１１にそれぞれ出力する。変調器２１３、２１１は、受けたＩ及びＱ信号成分を
受信信号のベースバンドにｆRXだけ周波数変換して、Ｉ及びＱ信号成分をデジタ
ル化する。変調器２１３、２１１は、デシメーションフィルタ３００に対する出
力を生ずる。実施の一形態では、各変調器２１３、２１１のデジタルデータ出力
は、ｆRXに等しいサンプリングレートでの１ビットデータストリームである。
【００８２】
デシメーションフィルタ３００は、デジタルフィルタリングとデシメーション
を行ってデジタル語をクロックレートＣＬＫで生ずる。図７において、デシメー
ションフィルタ３００は、１ビットデジタル語を、信号の通常の２進表現を構成
しているＮビットデジタル語に変換する。実施の一形態では、デシメーションフ
ィルタ３００は、２進表現が形成され、かつフィルタリングされた出力を転送す
るために用いられる速度（レート）を示すクロック信号ＣＬＫ＿Ｍを生ずる。デ
シメーションフィルタ３００により語が発生される速度（レート）は、オーバー
サンプリング比により決定される。オーバーサンプリング比がＭであると、出力
クロックレートは入来データのレートの１／Ｍ倍、いいかえると、図１３の実施
の形態では、出力クロックレートは、ｆRX／Ｍに等しい。ここにｆRXは周波数変
換(translation)および変換(conversion)クロックＣＬＫのレートである。
を行ってデジタル語をクロックレートＣＬＫで生ずる。図７において、デシメー
ションフィルタ３００は、１ビットデジタル語を、信号の通常の２進表現を構成
しているＮビットデジタル語に変換する。実施の一形態では、デシメーションフ
ィルタ３００は、２進表現が形成され、かつフィルタリングされた出力を転送す
るために用いられる速度（レート）を示すクロック信号ＣＬＫ＿Ｍを生ずる。デ
シメーションフィルタ３００により語が発生される速度（レート）は、オーバー
サンプリング比により決定される。オーバーサンプリング比がＭであると、出力
クロックレートは入来データのレートの１／Ｍ倍、いいかえると、図１３の実施
の形態では、出力クロックレートは、ｆRX／Ｍに等しい。ここにｆRXは周波数変
換(translation)および変換(conversion)クロックＣＬＫのレートである。
【００８３】
デシメーションフィルタ３００は、対象とする帯域幅の外の望ましくない信号
源とノイズ源を、対象とする信号を保持しながら、減衰もする。デシメーション
フィルタ３００の所望のフィルタ特性は、受信信号の特性と変換クロックレート
ｆRXに基づいて選択される。実施の一形態では、デシメーションフィルタ３００
は、各種の波形を取扱えるように修正できる、プログラム可能な特性を有する。
デシメーションフィルタ３００は、フィルタ係数の値を変更することによって特
性が修正されるような有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで実現することが
好ましい。デジタルフィルタのフィルタ係数の値は、そのような修正を実用的な
ものにするソフトウエアによって容易に変更できる。
源とノイズ源を、対象とする信号を保持しながら、減衰もする。デシメーション
フィルタ３００の所望のフィルタ特性は、受信信号の特性と変換クロックレート
ｆRXに基づいて選択される。実施の一形態では、デシメーションフィルタ３００
は、各種の波形を取扱えるように修正できる、プログラム可能な特性を有する。
デシメーションフィルタ３００は、フィルタ係数の値を変更することによって特
性が修正されるような有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタで実現することが
好ましい。デジタルフィルタのフィルタ係数の値は、そのような修正を実用的な
ものにするソフトウエアによって容易に変更できる。
【００８４】
図８は、図５Ａあるいは図５Ｂのトランシーバ２００、２００'内のダイレク
トコンバータ８００の別の実施の形態を示す。図８において、ダイレクトコンバ
ータ８００は、ＬＮＡ８０２と、分配器８０４と、一対の増幅器８０８、８０９
と、一対のバランスドミキサ（平衡混合器）８１０、８１１と、一対の低域通過
フィルタ／増幅器８１２、８１３と、一対のアナログ−デジタル変換器８１４、
８１５と、直角ハイブリッドモジュール８０５と、受信機周波数シンセサイザお
よびＶＣＯ８１６とを備えている。実施の一形態では、ＬＮＡ８０２と図５Ａの
ＬＮＡ２１６は２つの別個の構成要素である。他の実施の形態では、ＬＮＡ８０
２とＬＮＡ２１６は単一のＬＮＡ構成要素を表わす。
トコンバータ８００の別の実施の形態を示す。図８において、ダイレクトコンバ
ータ８００は、ＬＮＡ８０２と、分配器８０４と、一対の増幅器８０８、８０９
と、一対のバランスドミキサ（平衡混合器）８１０、８１１と、一対の低域通過
フィルタ／増幅器８１２、８１３と、一対のアナログ−デジタル変換器８１４、
８１５と、直角ハイブリッドモジュール８０５と、受信機周波数シンセサイザお
よびＶＣＯ８１６とを備えている。実施の一形態では、ＬＮＡ８０２と図５Ａの
ＬＮＡ２１６は２つの別個の構成要素である。他の実施の形態では、ＬＮＡ８０
２とＬＮＡ２１６は単一のＬＮＡ構成要素を表わす。
【００８５】
ＬＮＡ８０２とＬＮＡ２１６の少なくとも１つは、受信機帯域通過フィルタ２
１４（図５Ａ）からＲＦ信号２０１を受ける。ＬＮＡ２０２は分配器８０４に結
合され、分配器８０４は増幅器８０８、８０９の両方に結合されている。増幅器
８０８はバランスドミキサ８１０に結合され、バランスドミキサ８１０は直角ハ
イブリッドモジュール８０５と低域通過フィルタ／増幅器８１２に結合されてい
る。低域通過フィルタ／増幅器８１２はアナログ−デジタル変換器８１４に結合
され、アナログ−デジタル変換器８１４は、アナログ−デジタル変換器８１５と
、合成器２３２（図５Ａ）と、デジタルプロセッサインターフェース（図５Ａ）
とに結合されている。増幅器８０９は、バランスドミキサ８１１に結合され、バ
ランスドミキサ８１１は、直角ハイブリッドモジュール８０５と低域通過フィル
タ／増幅器８１３に結合されている。低域通過フィルタ／増幅器８１３は、アナ
ログ−デジタル変換器８１５に結合され、アナログ−デジタル変換器８１５は、
アナログ−デジタル変換器８１４と、合成器２３２（図５Ａ）と、デジタルプロ
セッサインターフェース（図５Ａ）とに結合されている。
１４（図５Ａ）からＲＦ信号２０１を受ける。ＬＮＡ２０２は分配器８０４に結
合され、分配器８０４は増幅器８０８、８０９の両方に結合されている。増幅器
８０８はバランスドミキサ８１０に結合され、バランスドミキサ８１０は直角ハ
イブリッドモジュール８０５と低域通過フィルタ／増幅器８１２に結合されてい
る。低域通過フィルタ／増幅器８１２はアナログ−デジタル変換器８１４に結合
され、アナログ−デジタル変換器８１４は、アナログ−デジタル変換器８１５と
、合成器２３２（図５Ａ）と、デジタルプロセッサインターフェース（図５Ａ）
とに結合されている。増幅器８０９は、バランスドミキサ８１１に結合され、バ
ランスドミキサ８１１は、直角ハイブリッドモジュール８０５と低域通過フィル
タ／増幅器８１３に結合されている。低域通過フィルタ／増幅器８１３は、アナ
ログ−デジタル変換器８１５に結合され、アナログ−デジタル変換器８１５は、
アナログ−デジタル変換器８１４と、合成器２３２（図５Ａ）と、デジタルプロ
セッサインターフェース（図５Ａ）とに結合されている。
【００８６】
図１１は、図５Ａまたは図５Ｂのトランシーバ２００、２００'内のダイレク
トコンバータ２２０'の別の実施形態を示す。図１１において、ダイレクトコン
バータ２２０'は、分配器２０５と、同相経路のための変換デルタ−シグマ変調
器２１３と、直交経路のための変換デルタ−シグマ変調器２１１と、クロック発
生器５０４と、Ｉ及びＱデシメーションフィルタ３００と、Ｉ及びＱ利得、直交
およびオフセット修正モジュール４１０と、を備えている。実施の一形態では、
図１１のダイレクトコンバータ２２０'は、分配器２０５のＲＦ入力に結合され
ている入力ＬＮＡを含むことがある。
トコンバータ２２０'の別の実施形態を示す。図１１において、ダイレクトコン
バータ２２０'は、分配器２０５と、同相経路のための変換デルタ−シグマ変調
器２１３と、直交経路のための変換デルタ−シグマ変調器２１１と、クロック発
生器５０４と、Ｉ及びＱデシメーションフィルタ３００と、Ｉ及びＱ利得、直交
およびオフセット修正モジュール４１０と、を備えている。実施の一形態では、
図１１のダイレクトコンバータ２２０'は、分配器２０５のＲＦ入力に結合され
ている入力ＬＮＡを含むことがある。
【００８７】
図１１において、分配器２０５は、ＲＦ入力をＬＮＡ２１６（図５Ａ）から受
ける。分配器２０５は、変換デルタ−シグマ変調器２１３、２１１の両方に結合
されている。変換デルタ−シグマ変調器２１３、２１１は、Ｉ及びＱデシメーシ
ョンフィルタ３００とクロック発生器５０４に結合されている。クロック発生器
５０４は、基準ダイレクトコンバータ２３８（図５Ａ）とデジタルプロセッサイ
ンターフェース（図５Ａ）に結合されている。デシメーションフィルタ３００は
、Ｉ及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール４１０に結合され、Ｉ及
びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール４１０は合成器２３２（図５Ａ
）に結合されている。
ける。分配器２０５は、変換デルタ−シグマ変調器２１３、２１１の両方に結合
されている。変換デルタ−シグマ変調器２１３、２１１は、Ｉ及びＱデシメーシ
ョンフィルタ３００とクロック発生器５０４に結合されている。クロック発生器
５０４は、基準ダイレクトコンバータ２３８（図５Ａ）とデジタルプロセッサイ
ンターフェース（図５Ａ）に結合されている。デシメーションフィルタ３００は
、Ｉ及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール４１０に結合され、Ｉ及
びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール４１０は合成器２３２（図５Ａ
）に結合されている。
【００８８】
図１２は、図５Ａまたは図５Ｂのトランシーバ２００、２００'内のダイレク
トコンバータ８００'の別の実施形態を示す。図１２において、ダイレクトコン
バータ８００'は、分配器８０４と、一対の増幅器８０８、８０９と、一対のバ
ランスドミキサ８１０、８１１と、一対の低域通過フィルタ／増幅器８１２、８
１３と、一対のアナログ−デジタル変換器８１４、８１５と、直角ハイブリッド
モジュール８０５と、Ｉ及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール８５
０と、を備えている。実施の一形態では、図１２のダイレクトコンバータ８００
'は、分配器２０５のＲＦ入力に結合されている入力ＬＮＡを含むことがある。
トコンバータ８００'の別の実施形態を示す。図１２において、ダイレクトコン
バータ８００'は、分配器８０４と、一対の増幅器８０８、８０９と、一対のバ
ランスドミキサ８１０、８１１と、一対の低域通過フィルタ／増幅器８１２、８
１３と、一対のアナログ−デジタル変換器８１４、８１５と、直角ハイブリッド
モジュール８０５と、Ｉ及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール８５
０と、を備えている。実施の一形態では、図１２のダイレクトコンバータ８００
'は、分配器２０５のＲＦ入力に結合されている入力ＬＮＡを含むことがある。
【００８９】
図１２において、分配器８０４は、ＲＦ入力をＬＮＡ２１６（図５Ａ）から受
ける。分配器８０４は、増幅器８０８、８０９の両方に結合されている。増幅器
８０８は、バランスドミキサ８１０に結合され、バランスドミキサ８１０は直角
ハイブリッドモジュール８０５と低域通過フィルタ／増幅器８１２に結合されて
いる。低域通過フィルタ／増幅器８１２は、アナログ−デジタル変換器８１４に
結合され、アナログ−デジタル変換器８１４は、アナログ−デジタル変換器８１
５と、Ｉ及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール８５０と、デジタル
プロセッサインターフェース（図５Ａ）とに結合されている。増幅器８０９は、
バランスドミキサ８１１に結合され、バランスドミキサ８１１は、直角ハイブリ
ッドモジュール８０５と低域通過フィルタ／増幅器８１３に結合されている。低
域通過フィルタ／増幅器８１３は、アナログ−デジタル変換器８１５に結合され
、アナログ−デジタル変換器８１５は、アナログ−デジタル変換器８１４と、Ｉ
及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール８５０と、デジタルプロセッ
サインターフェース（図５Ａ）とに結合されている。
ける。分配器８０４は、増幅器８０８、８０９の両方に結合されている。増幅器
８０８は、バランスドミキサ８１０に結合され、バランスドミキサ８１０は直角
ハイブリッドモジュール８０５と低域通過フィルタ／増幅器８１２に結合されて
いる。低域通過フィルタ／増幅器８１２は、アナログ−デジタル変換器８１４に
結合され、アナログ−デジタル変換器８１４は、アナログ−デジタル変換器８１
５と、Ｉ及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール８５０と、デジタル
プロセッサインターフェース（図５Ａ）とに結合されている。増幅器８０９は、
バランスドミキサ８１１に結合され、バランスドミキサ８１１は、直角ハイブリ
ッドモジュール８０５と低域通過フィルタ／増幅器８１３に結合されている。低
域通過フィルタ／増幅器８１３は、アナログ−デジタル変換器８１５に結合され
、アナログ−デジタル変換器８１５は、アナログ−デジタル変換器８１４と、Ｉ
及びＱ利得、直交およびオフセット修正モジュール８５０と、デジタルプロセッ
サインターフェース（図５Ａ）とに結合されている。
【００９０】
図１３は、図７と図１１のダイレクトコンバータ２２０、２２０'内の変換デ
ルタ−シグマ変調器２１１の実施の一形態を示す。変調器２１３は、変調器２１
１とほぼ同じであるので、ここでは変調器２１１のみについて説明する。図１３
において、変調器２１１、２１３は、相補型増幅器３１０と、スイッチ３１２と
、ループ増幅器３１４と、１ビットデジタル−アナログ変換器３１６と、ループ
フィルタ３１８と、エッジトリガ型のコンパレータ３２０と、を備えている。
ルタ−シグマ変調器２１１の実施の一形態を示す。変調器２１３は、変調器２１
１とほぼ同じであるので、ここでは変調器２１１のみについて説明する。図１３
において、変調器２１１、２１３は、相補型増幅器３１０と、スイッチ３１２と
、ループ増幅器３１４と、１ビットデジタル−アナログ変換器３１６と、ループ
フィルタ３１８と、エッジトリガ型のコンパレータ３２０と、を備えている。
【００９１】
図１３において、分配器２０５（図７または図１１）の出力２０６が、相補型
増幅器３１０に入力される。増幅器３１０は、スイッチ３１２に結合されている
。スイッチ３１２はループ増幅器３１４に結合されている。ループ増幅器３１４
は、デジタル−アナログ変換器３１６と、ループフィルタ３１８とに結合され、
ループフィルタ３１８は、コンパレータ３２０に結合されている。ＣＬＫ信号は
、スイッチ３１２とエッジトリガのコンパレータ３２０に結合されている。
増幅器３１０に入力される。増幅器３１０は、スイッチ３１２に結合されている
。スイッチ３１２はループ増幅器３１４に結合されている。ループ増幅器３１４
は、デジタル−アナログ変換器３１６と、ループフィルタ３１８とに結合され、
ループフィルタ３１８は、コンパレータ３２０に結合されている。ＣＬＫ信号は
、スイッチ３１２とエッジトリガのコンパレータ３２０に結合されている。
【００９２】
変調器２１１は、受けたＩ及びＱ信号成分をＣＬＫ信号の周波数ｆRXに等しい
量だけ、受信信号のベースバンドに向けて周波数変換(translate)し、Ｉ及びＱ
信号成分をデジタル化する。図１３において、相補型増幅器３１０は、変調され
たＲＦ搬送波信号を受ける。相補型増幅器３１０は、非反転出力において、相補
型増幅器３１０の入力における電圧のＧ倍の電圧を生ずる。相補型増幅器３１０
は、反転出力において、相補型増幅器３１０の入力における電圧の−Ｇ倍の電圧
を生ずる。相補型増幅器３１０の非反転出力と反転出力は、スイッチ３１２の２
つの入力ポートに結合されている。スイッチ３１２の制御ポートは、スイッチ３
１２の出力ポートが相補型増幅器３１０の非反転出力端子と反転出力端子に交互
に結合されるように、スイッチ３１２のどの入力ポートが増幅器３１０の出力ポ
ートに結合され、変換クロックＣＬＫにより駆動されるかを決定する。
量だけ、受信信号のベースバンドに向けて周波数変換(translate)し、Ｉ及びＱ
信号成分をデジタル化する。図１３において、相補型増幅器３１０は、変調され
たＲＦ搬送波信号を受ける。相補型増幅器３１０は、非反転出力において、相補
型増幅器３１０の入力における電圧のＧ倍の電圧を生ずる。相補型増幅器３１０
は、反転出力において、相補型増幅器３１０の入力における電圧の−Ｇ倍の電圧
を生ずる。相補型増幅器３１０の非反転出力と反転出力は、スイッチ３１２の２
つの入力ポートに結合されている。スイッチ３１２の制御ポートは、スイッチ３
１２の出力ポートが相補型増幅器３１０の非反転出力端子と反転出力端子に交互
に結合されるように、スイッチ３１２のどの入力ポートが増幅器３１０の出力ポ
ートに結合され、変換クロックＣＬＫにより駆動されるかを決定する。
【００９３】
相補型増幅器３１０とスイッチ３１２は、ともに、変調されたＲＦ搬送波信号
の極性を変換クロックＣＬＫの半サイクルごとに反転するコミュテータ（整流子
）の機能を実行する。変換クロックＣＬＫの周波数が変調されたＲＦ搬送波信号
の搬送波周波数にほぼ等しいように選択されるものとすると、実効的に、コミュ
テータは、直流を中心とするベースバンドまたは周波数がオフセットされたベー
スバンドに、搬送波信号の変調を周波数変換する。低周波信号成分に加えて、高
周波信号成分もコミュテータによって発生される。しかし、高周波成分はデルタ
−シグマ変調器２１１により減衰され、さらにフィルタリングされる。実施の一
形態では、変換クロックＣＬＫの周波数は、各種の波形を中心周波数の範囲にわ
たって周波数変換できるようにするために、プログラム可能である。
の極性を変換クロックＣＬＫの半サイクルごとに反転するコミュテータ（整流子
）の機能を実行する。変換クロックＣＬＫの周波数が変調されたＲＦ搬送波信号
の搬送波周波数にほぼ等しいように選択されるものとすると、実効的に、コミュ
テータは、直流を中心とするベースバンドまたは周波数がオフセットされたベー
スバンドに、搬送波信号の変調を周波数変換する。低周波信号成分に加えて、高
周波信号成分もコミュテータによって発生される。しかし、高周波成分はデルタ
−シグマ変調器２１１により減衰され、さらにフィルタリングされる。実施の一
形態では、変換クロックＣＬＫの周波数は、各種の波形を中心周波数の範囲にわ
たって周波数変換できるようにするために、プログラム可能である。
【００９４】
実施の一形態では、相補型増幅器３１０とスイッチ３１２で構成されているコ
ンミュテータは、通常のダウンコンバータではない。通常のダウンコンバータの
ための数学的なパラダイム（模範）は、正弦波信号による乗算である。通常のダ
ウンコンバータ（ダイオードリングをまたはギルバート(Gilbert)乗算器回路を
用いる回路など）の実際的な実現は、望ましくないスプリアス信号を形成する結
果をもたらす歪みおよびフィードスルー作用を導入することなしに、この数学的
なパラダイムを実現することはできない。
ンミュテータは、通常のダウンコンバータではない。通常のダウンコンバータの
ための数学的なパラダイム（模範）は、正弦波信号による乗算である。通常のダ
ウンコンバータ（ダイオードリングをまたはギルバート(Gilbert)乗算器回路を
用いる回路など）の実際的な実現は、望ましくないスプリアス信号を形成する結
果をもたらす歪みおよびフィードスルー作用を導入することなしに、この数学的
なパラダイムを実現することはできない。
【００９５】
対照的に、コミュテータの数学的なパラダイムは、クロック信号の相互に逆の
半サイクルで＋１と−１を入力信号に交互に乗ずるというものである。高速スイ
ッチを採用しているコミュテータの実際的な実現は、この数学的パラダイムに一
層近いように挙動し、それによって、従来のダウンコンバータと比較して、ベー
スバンド信号中に信号の非直線成分が生ずることを避ける。
半サイクルで＋１と−１を入力信号に交互に乗ずるというものである。高速スイ
ッチを採用しているコミュテータの実際的な実現は、この数学的パラダイムに一
層近いように挙動し、それによって、従来のダウンコンバータと比較して、ベー
スバンド信号中に信号の非直線成分が生ずることを避ける。
【００９６】
スイッチ３１２の出力は、コアデルタ−シグマ変調器の入力に結合され、コア
デルタ−シグマ変調器は、ループ増幅器３１４と、ループフィルタ３１８と、エ
ッジトリガのコンパレータ３２０と、１ビットデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変
換器３１６と、を備えている。好適な実施の形態では、コアデルタ−シグマ変調
器は、コミュテータの周波数と同じ周波数で動作させられる。搬送波周波数また
はその近くで動作する変換クロックを使用すると、典型的な実施の形態において
高いオーバーサンプリングレートが与えられるので、デルタ−シグマ変換の周知
の原理にしたがって、高分解能、広いダイナミックレンジの性能が達成される。
デルタ−シグマ変調器は、ループ増幅器３１４と、ループフィルタ３１８と、エ
ッジトリガのコンパレータ３２０と、１ビットデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変
換器３１６と、を備えている。好適な実施の形態では、コアデルタ−シグマ変調
器は、コミュテータの周波数と同じ周波数で動作させられる。搬送波周波数また
はその近くで動作する変換クロックを使用すると、典型的な実施の形態において
高いオーバーサンプリングレートが与えられるので、デルタ−シグマ変換の周知
の原理にしたがって、高分解能、広いダイナミックレンジの性能が達成される。
【００９７】
図１３において、ループ増幅器３１４の出力は、その非反転入力ポートと反転
入力ポートとに結合されている電圧の間の差に電圧利得Ａvを乗じたものである
。ここに電圧利得は、通常は、大きな正の定数である。ループフィルタ３１８は
、通常はアナログ低域通過フィルタであるが、他の形態で具体化することもでき
る。実施の一形態では、ループ増幅器３１４とループフィルタ３１８は、積分器
として動作する。エッジトリガのコンパレータ３２０への信号入力における電圧
値が、変換クロックの遷移時における所定のしきい値より高いと、出力は論理値
１である。エッジトリガのコンパレータ３２０への信号入力における電圧値が、
変換クロックの遷移時における所定のしきい値より低いと、出力は論理値０であ
る。エッジトリガのコンパレータ３２０の出力は、１ビットデジタル−アナログ
変換器３１６の入力に結合されている。１ビットデジタル−アナログ変換器３１
６は、その出力に、その入力に加えられたデジタル論理値に依存する２つのアナ
ログレベルのうちの１つを生ずる。１ビットデジタル−アナログ変換器３１６の
出力は、ループ増幅器３１４の反転入力に結合されている。
入力ポートとに結合されている電圧の間の差に電圧利得Ａvを乗じたものである
。ここに電圧利得は、通常は、大きな正の定数である。ループフィルタ３１８は
、通常はアナログ低域通過フィルタであるが、他の形態で具体化することもでき
る。実施の一形態では、ループ増幅器３１４とループフィルタ３１８は、積分器
として動作する。エッジトリガのコンパレータ３２０への信号入力における電圧
値が、変換クロックの遷移時における所定のしきい値より高いと、出力は論理値
１である。エッジトリガのコンパレータ３２０への信号入力における電圧値が、
変換クロックの遷移時における所定のしきい値より低いと、出力は論理値０であ
る。エッジトリガのコンパレータ３２０の出力は、１ビットデジタル−アナログ
変換器３１６の入力に結合されている。１ビットデジタル−アナログ変換器３１
６は、その出力に、その入力に加えられたデジタル論理値に依存する２つのアナ
ログレベルのうちの１つを生ずる。１ビットデジタル−アナログ変換器３１６の
出力は、ループ増幅器３１４の反転入力に結合されている。
【００９８】
図１３に示され、上で説明したコアデルタ−シグマ変調器２１１、２１３は、
標準の１ビットデジタル−シグマ変調器である。しかし、各種のデルタ−シグマ
変調器とデルタ−シグマ変調技術を本発明の教示に組合わせることができる。例
えば、デルタ−シグマ変調器に関する追加の情報が、１９９６年にIEEE Pressに
より発行されたSteven R.Norsworthy著「Delta-Sigma Data Converters: Theory
,Design, and Simulation（デルタ−シグマデータ変換器：理論、設計およびシ
ミュレーション）」に見出される。
標準の１ビットデジタル−シグマ変調器である。しかし、各種のデルタ−シグマ
変調器とデルタ−シグマ変調技術を本発明の教示に組合わせることができる。例
えば、デルタ−シグマ変調器に関する追加の情報が、１９９６年にIEEE Pressに
より発行されたSteven R.Norsworthy著「Delta-Sigma Data Converters: Theory
,Design, and Simulation（デルタ−シグマデータ変換器：理論、設計およびシ
ミュレーション）」に見出される。
【００９９】
金属酸化物半導体（ＭＯＳ）技術は、容量（キャパシタ）比に基づいた離散時
間フィルタを実現することに本質的に向いているので、先行技術のシステムは、
スイッチドキャパシタを使用してデルタ−シグマ変調器を実現している。本質的
に、スイッチドキャパシタフィルタは、エイリアシングの原因となり、したがっ
て、システムに対する追加の妨害の原因となる。また、ＭＯＳスイッチドキャパ
シタ回路は、はるかに低いオーバーサンプリングレシオで動作せねばならないの
で、それらの回路は、本発明の変調器２１１の実施の一形態と比較して、所与の
任意の次数のデルタ−シグマ変調器と同程度の分解能は持たない。分解能を得る
ために、先行技術のシステムは、通常、条件付きでのみ安定であるより高い次数
のループフィルタを使用する。デルタ−シグマ変調器の次数が増大するにつれて
、高いクロック周波数で動作できる安定なループの実現がますます困難になる。
間フィルタを実現することに本質的に向いているので、先行技術のシステムは、
スイッチドキャパシタを使用してデルタ−シグマ変調器を実現している。本質的
に、スイッチドキャパシタフィルタは、エイリアシングの原因となり、したがっ
て、システムに対する追加の妨害の原因となる。また、ＭＯＳスイッチドキャパ
シタ回路は、はるかに低いオーバーサンプリングレシオで動作せねばならないの
で、それらの回路は、本発明の変調器２１１の実施の一形態と比較して、所与の
任意の次数のデルタ−シグマ変調器と同程度の分解能は持たない。分解能を得る
ために、先行技術のシステムは、通常、条件付きでのみ安定であるより高い次数
のループフィルタを使用する。デルタ−シグマ変調器の次数が増大するにつれて
、高いクロック周波数で動作できる安定なループの実現がますます困難になる。
【０１００】
対照的に、変調器２１１の実施の一形態は、ループフィルタ３１８のために連
続時間フィルタを備えている。上記のように、デルタ−シグマ変調器２１１の実
施の一形態は、搬送波周波数またはその近くで動作する。高周波クロックを使用
するために、より高い次数のフィルタリングの使用して高い分解能を達成する必
要はない。したがって、より低い次数の連続時間フィルタの使用は、変調器２１
１、２１３の実施の一形態と協働して、実際的である。連続時間フィルタは、ス
イッチドキャパシタよりも実現するのがあまり困難ではなく、扱いやすい。さら
に、所与の半導体技術では、連続時間フィルタは、スイッチドキャパシタ回路よ
りもはるかに高い周波数で動作できる。最後に、連続時間フィルタの使用によっ
て、スイッチドキャパシタフィルタにより潜在的に発生されるエイリアシングを
なくすという、追加の利点が得られる。
続時間フィルタを備えている。上記のように、デルタ−シグマ変調器２１１の実
施の一形態は、搬送波周波数またはその近くで動作する。高周波クロックを使用
するために、より高い次数のフィルタリングの使用して高い分解能を達成する必
要はない。したがって、より低い次数の連続時間フィルタの使用は、変調器２１
１、２１３の実施の一形態と協働して、実際的である。連続時間フィルタは、ス
イッチドキャパシタよりも実現するのがあまり困難ではなく、扱いやすい。さら
に、所与の半導体技術では、連続時間フィルタは、スイッチドキャパシタ回路よ
りもはるかに高い周波数で動作できる。最後に、連続時間フィルタの使用によっ
て、スイッチドキャパシタフィルタにより潜在的に発生されるエイリアシングを
なくすという、追加の利点が得られる。
【０１０１】
シリコン金属酸化物半導体（ＭＯＳ）技術で実現される最新のデルタ−シグマ
変換器の多くを現在入手できる。通常は、そのような設計は、変換のために入来
信号をサンプリングするために、スイッチドキャパシタを使用する。しかし、シ
リコンバイポーラ技術、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）技術、ガリウムひ素
（ＧａＡｓ）技術から製造される回路などの、高周波入力信号を処理できる回路
は、システム効率を高くするために、電流ステアリングアーキテクチャを使用で
きる。
変換器の多くを現在入手できる。通常は、そのような設計は、変換のために入来
信号をサンプリングするために、スイッチドキャパシタを使用する。しかし、シ
リコンバイポーラ技術、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）技術、ガリウムひ素
（ＧａＡｓ）技術から製造される回路などの、高周波入力信号を処理できる回路
は、システム効率を高くするために、電流ステアリングアーキテクチャを使用で
きる。
【０１０２】
図１４Ａ〜１４Ｅは、図１のトランシーバ２００の種々の実施の形態の動作を
示すために用いられるスペクトルプロットを示す。デシメーションフィルタ３０
０の所望の特性の理解を、縦軸がデシベルの単位などでエネルギーを表わし、横
軸がギガヘルツの単位などで周波数を表わす図１４Ａを参照して理解できる。図
１４Ａは、３種類の搬送波周波数ｆc1、ｆc2、ｆc3にそれぞれ中心を置く受信信
号エネルギー３３０、３３２、３３４を示すスペクトルプロットを示す。実施の
一形態では、各信号エネルギー３３０、３３２、３３４が、デジタル的に変調さ
れた対象とするＲＦ信号を含む入来波形を含んでいると仮定する。また、変換ク
ロックＣＬＫが、周波数ｆc1とｆc2の間の周波数ｆRXで動作すると仮定する。図
１４Ａでは、より多くの信号エネルギーを示すことができるように、横軸は途中
で切断してある。
示すために用いられるスペクトルプロットを示す。デシメーションフィルタ３０
０の所望の特性の理解を、縦軸がデシベルの単位などでエネルギーを表わし、横
軸がギガヘルツの単位などで周波数を表わす図１４Ａを参照して理解できる。図
１４Ａは、３種類の搬送波周波数ｆc1、ｆc2、ｆc3にそれぞれ中心を置く受信信
号エネルギー３３０、３３２、３３４を示すスペクトルプロットを示す。実施の
一形態では、各信号エネルギー３３０、３３２、３３４が、デジタル的に変調さ
れた対象とするＲＦ信号を含む入来波形を含んでいると仮定する。また、変換ク
ロックＣＬＫが、周波数ｆc1とｆc2の間の周波数ｆRXで動作すると仮定する。図
１４Ａでは、より多くの信号エネルギーを示すことができるように、横軸は途中
で切断してある。
【０１０３】
図１４Ｂは、図１４Ａのスペクトラムが図１３のスイッチ３１２に加えられた
時のその対応する出力（ノイズを除く）を表わす。たとえば、典型的な実施の形
態では、周波数ｆRXは、１８５１．４ＭＨｚに等しく、周波数ｆc1、ｆc2、ｆc3 は、それぞれ、１８５１、１８５１．６、１８５２．２ＭＨｚである。各信号エ
ネルギー３３０、３３２、３３４の帯域幅は約１００ｋＨｚである。したがって
、図１４Ｂでは、信号エネルギー３３６、３３８、３４０は、信号エネルギー３
３０、３３２、３３４にそれぞれ対応し、かつそれぞれ約−４００ｋＨｚ、２０
０ｋＨｚおよび８００ｋＨｚに中心を置く。信号エネルギー３３６は、周波数軸
の負の部分に移動（周波数変換）させられていることに注目されたい。
時のその対応する出力（ノイズを除く）を表わす。たとえば、典型的な実施の形
態では、周波数ｆRXは、１８５１．４ＭＨｚに等しく、周波数ｆc1、ｆc2、ｆc3 は、それぞれ、１８５１、１８５１．６、１８５２．２ＭＨｚである。各信号エ
ネルギー３３０、３３２、３３４の帯域幅は約１００ｋＨｚである。したがって
、図１４Ｂでは、信号エネルギー３３６、３３８、３４０は、信号エネルギー３
３０、３３２、３３４にそれぞれ対応し、かつそれぞれ約−４００ｋＨｚ、２０
０ｋＨｚおよび８００ｋＨｚに中心を置く。信号エネルギー３３６は、周波数軸
の負の部分に移動（周波数変換）させられていることに注目されたい。
【０１０４】
図１４Ｃの破線は、実施の一形態におけるデシメーションフィルタ３００の伝
達曲線を示す。図１４Ｃの実施の形態では、低域通過デシメーションフィルタ３
００は、３つの信号エネルギー３３６、３３８、３４０の全てを通過させる。（
例えば、信号エネルギー３３６、３３８、３４０のおのおのは、異なる送信装置
で発生できる。）この例では、信号エネルギーのいずれも直流に中心を置いてい
ない。したがって、システム内のいかなる直流オフセットの影響や１／ｆノイズ
（ゼロ周波数を中心とするスペクトルノイズ密度曲線３４３における増大によっ
て示されている）の影響も、引き続くフィルタリング、例えば整合フィルタリン
グによって小さくできる。図１４Ｃのスペクトルノイズ密度曲線３４３は、スペ
クトルノイズ密度レベルが、ゼロ周波数付近の１／ｆ増加を除き、周波数の上昇
とともに高くなることを示している。その結果、信号エネルギー３４０の帯域幅
内のノイズレベルは、信号エネルギー３３６または３３８についてのそれよりも
高い。実施の一形態では、デシメーションフィルタ３００は、低域通過フィルタ
リングによって実現され、等価な帯域通過フィルタリングが次の整合フィルタで
実現される。
達曲線を示す。図１４Ｃの実施の形態では、低域通過デシメーションフィルタ３
００は、３つの信号エネルギー３３６、３３８、３４０の全てを通過させる。（
例えば、信号エネルギー３３６、３３８、３４０のおのおのは、異なる送信装置
で発生できる。）この例では、信号エネルギーのいずれも直流に中心を置いてい
ない。したがって、システム内のいかなる直流オフセットの影響や１／ｆノイズ
（ゼロ周波数を中心とするスペクトルノイズ密度曲線３４３における増大によっ
て示されている）の影響も、引き続くフィルタリング、例えば整合フィルタリン
グによって小さくできる。図１４Ｃのスペクトルノイズ密度曲線３４３は、スペ
クトルノイズ密度レベルが、ゼロ周波数付近の１／ｆ増加を除き、周波数の上昇
とともに高くなることを示している。その結果、信号エネルギー３４０の帯域幅
内のノイズレベルは、信号エネルギー３３６または３３８についてのそれよりも
高い。実施の一形態では、デシメーションフィルタ３００は、低域通過フィルタ
リングによって実現され、等価な帯域通過フィルタリングが次の整合フィルタで
実現される。
【０１０５】
別の実施の形態では、デシメーションフィルタ３００は、信号エネルギーの１
つのみ（単一の送信装置によって発生されることがあるものなど）が大きな減衰
なしに通されるように、より周波数選択的である。例えば、図１４Ｄにおいて、
破線３４４は、そのようなデシメーション・フィルタ３００の伝達特性を示す。
図１４Ｄに示されているように、この別の実施の形態では、信号エネルギー３３
８のみがデシメーションフィルタ３００を効率的に通される。
つのみ（単一の送信装置によって発生されることがあるものなど）が大きな減衰
なしに通されるように、より周波数選択的である。例えば、図１４Ｄにおいて、
破線３４４は、そのようなデシメーション・フィルタ３００の伝達特性を示す。
図１４Ｄに示されているように、この別の実施の形態では、信号エネルギー３３
８のみがデシメーションフィルタ３００を効率的に通される。
【０１０６】
さらに別の実施形態では、ダウンコンバージョンされた波形は、直流を中心に
される。すなわち、図１４Ｅに示されているように、波形はゼロ周波数オフセッ
トを有する。直流を中心とするベースバンドへの変換は、量子化ノイズの影響を
最小にすべきである広帯域信号に対して特に有利であり得る所与のクロックレー
トに対して、より高い分解能を達成するという利点を有する。１／ｆノイズの影
響は、広帯域システムにおいてはあまり顕著ではなく、性能を大幅に低下するこ
となくゼロ周波数でノッチフィルタによりフィルタリングできる。図１４Ｅの破
線３４６は、そのような実施の形態におけるデシメーションフィルタ３００の伝
達曲線を示す。デシメーションフィルタの設計に関するより多くの情報を、R. E
. CrosshiereおよびL. R. Rabiner著「Multi-Rate Digital Signal Processing
（マルチレート・デジタル信号処理）」, Prentice-Hall Inc., Englewood Clif
fs, NJ, 1983に見出すことができる。
される。すなわち、図１４Ｅに示されているように、波形はゼロ周波数オフセッ
トを有する。直流を中心とするベースバンドへの変換は、量子化ノイズの影響を
最小にすべきである広帯域信号に対して特に有利であり得る所与のクロックレー
トに対して、より高い分解能を達成するという利点を有する。１／ｆノイズの影
響は、広帯域システムにおいてはあまり顕著ではなく、性能を大幅に低下するこ
となくゼロ周波数でノッチフィルタによりフィルタリングできる。図１４Ｅの破
線３４６は、そのような実施の形態におけるデシメーションフィルタ３００の伝
達曲線を示す。デシメーションフィルタの設計に関するより多くの情報を、R. E
. CrosshiereおよびL. R. Rabiner著「Multi-Rate Digital Signal Processing
（マルチレート・デジタル信号処理）」, Prentice-Hall Inc., Englewood Clif
fs, NJ, 1983に見出すことができる。
【０１０７】
受信機１０６（図１）は、２つ以上の通信プロトコルにしたがって動作すると
有利である。例えば受信機は、ＧＳＭ(Global System for Mobile Communicatio
n)などの狭帯域時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、または、「Mobile Stati
on-Base Station Capability Standard for Dual-Mode Wide band Spread Spect
rum Cellular System（デュアル−モード広帯域スペクトル拡散セルラーシステ
ム用移動局−基地局可能性規格）」, TIA/EIA/IS-95という表題のTelephone Indu
stry Association、Electronic Industry Association (TIA/EIA)のinterim stan
dard（暫定規格）で定められているものなどの広帯域符号分割多元接続（ＣＤＭ
Ａ）システムで動作できる。
有利である。例えば受信機は、ＧＳＭ(Global System for Mobile Communicatio
n)などの狭帯域時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、または、「Mobile Stati
on-Base Station Capability Standard for Dual-Mode Wide band Spread Spect
rum Cellular System（デュアル−モード広帯域スペクトル拡散セルラーシステ
ム用移動局−基地局可能性規格）」, TIA/EIA/IS-95という表題のTelephone Indu
stry Association、Electronic Industry Association (TIA/EIA)のinterim stan
dard（暫定規格）で定められているものなどの広帯域符号分割多元接続（ＣＤＭ
Ａ）システムで動作できる。
【０１０８】
ＴＤＭＡ動作中は、デシメーションフィルタ３００は、破線３４４で示されて
いる、狭帯域伝達特性を取ることができる。あるいは、ＣＤＭＡ動作中は、線３
４２により示されている、このフィルタのオフセットおよび帯域幅を、デジタル
フィルタリングおよび信号受信の周知の原理に従って増大できる。あるいは、単
一の広帯域低域通過デシメーションフィルタを利用でき、プログラム可能な帯域
幅が後段の整合フィルタリングで実現される。
いる、狭帯域伝達特性を取ることができる。あるいは、ＣＤＭＡ動作中は、線３
４２により示されている、このフィルタのオフセットおよび帯域幅を、デジタル
フィルタリングおよび信号受信の周知の原理に従って増大できる。あるいは、単
一の広帯域低域通過デシメーションフィルタを利用でき、プログラム可能な帯域
幅が後段の整合フィルタリングで実現される。
【０１０９】
Ｉ及びＯ利得、直交およびオフセット修正
図１１において、デシメーションフィルタ３００の出力がＩ及びＯ利得、直交
およびオフセット修正構成要素４１０に入力される。図１５は、構成要素４１０
の実施の一形態を示すブロック図である。図１５において、デシメーションフィ
ルタ３００のクロックおよびデータ出力が校正回路３５０に結合されている。校
正回路３５０は、同相信号経路および直交信号経路が相互に平衡させられるよう
に、相対的な利得と位相を調整する。信号に歪みが加えられることを避けるため
には、同相信号経路および直交信号経路の相対的な利得と位相が同じであること
が重要である。
およびオフセット修正構成要素４１０に入力される。図１５は、構成要素４１０
の実施の一形態を示すブロック図である。図１５において、デシメーションフィ
ルタ３００のクロックおよびデータ出力が校正回路３５０に結合されている。校
正回路３５０は、同相信号経路および直交信号経路が相互に平衡させられるよう
に、相対的な利得と位相を調整する。信号に歪みが加えられることを避けるため
には、同相信号経路および直交信号経路の相対的な利得と位相が同じであること
が重要である。
【０１１０】
図１５に示されているデジタル信号処理アーキテクチャの１つの利点は、アナ
ログ回路素子におけるよりもデジタル回路素子における方がパラメータを一層容
易に制御できることである。典型的には、不平衡は、ＩチャネルとＱチャネルの
間の利得の違いと、ＩチャネルとＱチャネルの間の相対的な９０°位相差中の誤
差とから生ずる。また、直流オフセットのどのような違いも校正によってなくす
ことができる。校正を実行することに関するさらなる情報をは、「OFFSET CORRE
CTION CIRCUIT（オフセット修正回路）」という名称の米国特許第５，４２２，
８８９号、「SYSTEM FOR CORRECTING QUADRATURE GAIN IN-PHASE ERROR IN A DI
RECT CONVERSION SINGLE-SIDE BAND RECEIVER INDEPENDENT OF THE CHARACTERIS
TIC OF THE MODULATED SIGNAL（ダイレクトコンバージョン単側波帯受信機にお
ける直交利得同相誤差を変調された信号の特性とは独立に修正するシステム）」
という名称の米国特許第５，６０４，９２９号で見出すことができる。
ログ回路素子におけるよりもデジタル回路素子における方がパラメータを一層容
易に制御できることである。典型的には、不平衡は、ＩチャネルとＱチャネルの
間の利得の違いと、ＩチャネルとＱチャネルの間の相対的な９０°位相差中の誤
差とから生ずる。また、直流オフセットのどのような違いも校正によってなくす
ことができる。校正を実行することに関するさらなる情報をは、「OFFSET CORRE
CTION CIRCUIT（オフセット修正回路）」という名称の米国特許第５，４２２，
８８９号、「SYSTEM FOR CORRECTING QUADRATURE GAIN IN-PHASE ERROR IN A DI
RECT CONVERSION SINGLE-SIDE BAND RECEIVER INDEPENDENT OF THE CHARACTERIS
TIC OF THE MODULATED SIGNAL（ダイレクトコンバージョン単側波帯受信機にお
ける直交利得同相誤差を変調された信号の特性とは独立に修正するシステム）」
という名称の米国特許第５，６０４，９２９号で見出すことができる。
【０１１１】
図１５において、校正回路３５０の出力は、サンプリングレート変換器３５２
の入力に結合されている。サンプリングレート変換器３５２は、信号のデータ転
送速度を変換して外部クロックＣＬＫ波形のレートに同期させる。実施の一形態
では、この機能は、J. G. Proakis他およびMcMillian Publishing Co.による「A
dvanced Digital Signal Processing（アドバンストデジタル信号処理）」に記
載されているものなどの直線補間法またはより高次の補間法で行われる。
の入力に結合されている。サンプリングレート変換器３５２は、信号のデータ転
送速度を変換して外部クロックＣＬＫ波形のレートに同期させる。実施の一形態
では、この機能は、J. G. Proakis他およびMcMillian Publishing Co.による「A
dvanced Digital Signal Processing（アドバンストデジタル信号処理）」に記
載されているものなどの直線補間法またはより高次の補間法で行われる。
【０１１２】
図１５において、サンプリングレート変換器３５２の出力が、周波数変換器３
５４の入力に結合されている。実施の一形態では、周波数変換器３５４は、対象
とする信号の中心周波数を直流を中心とするベースバンドに周波数変換するため
に使用される。周波数変換器３５４は、サンプリングレート変換器３５２の出力
における信号に、対象とする信号の中心周波数に等しい周波数を持つ正弦波信号
のデジタル表現を乗ずる。周波数変換の利点は、信号のための整合フィルタ３５
６を低域通過フィルタとして実現できるようにすることと、デジタル復調器の入
力のために求められるベースバンドＩ入力とＱ入力を供給することである。ただ
１つの信号があり、かつそれがゼロオフセットであるような図１４Ｅに示されて
いる状況では、周波数変換器３５４は使用しないことが好ましい。
５４の入力に結合されている。実施の一形態では、周波数変換器３５４は、対象
とする信号の中心周波数を直流を中心とするベースバンドに周波数変換するため
に使用される。周波数変換器３５４は、サンプリングレート変換器３５２の出力
における信号に、対象とする信号の中心周波数に等しい周波数を持つ正弦波信号
のデジタル表現を乗ずる。周波数変換の利点は、信号のための整合フィルタ３５
６を低域通過フィルタとして実現できるようにすることと、デジタル復調器の入
力のために求められるベースバンドＩ入力とＱ入力を供給することである。ただ
１つの信号があり、かつそれがゼロオフセットであるような図１４Ｅに示されて
いる状況では、周波数変換器３５４は使用しないことが好ましい。
【０１１３】
周波数変換器３５４が利用され、整合フィルタまたはチャネルフィルタ２５０
の出力が図５Ａに示されているように相互相関測定モジュール２４０への入力と
して利用される場合には、相互相関測定モジュール２４０への入力Ｚ(ｎ)に対し
ても同じ周波数変換も行わなければならない。周波数変換は、相互相関測定モジ
ュール２４０に周波数変換器を含めることによって行うことができる。
の出力が図５Ａに示されているように相互相関測定モジュール２４０への入力と
して利用される場合には、相互相関測定モジュール２４０への入力Ｚ(ｎ)に対し
ても同じ周波数変換も行わなければならない。周波数変換は、相互相関測定モジ
ュール２４０に周波数変換器を含めることによって行うことができる。
【０１１４】
図１５において、周波数変換器３５４の出力は、信号整合フィルタとして動作
できる低域通過フィルタ３５６に結合されている。低域通過フィルタ３５６は、
対象とする帯域幅の外の干渉を除去するためにも使用される。低域通過フィルタ
３５６の出力は、デジタルＩおよびＱ信号入力を、デジタル復調器クロックＣＬ
Ｋ波形に同期されているデジタル復調器に供給する。
できる低域通過フィルタ３５６に結合されている。低域通過フィルタ３５６は、
対象とする帯域幅の外の干渉を除去するためにも使用される。低域通過フィルタ
３５６の出力は、デジタルＩおよびＱ信号入力を、デジタル復調器クロックＣＬ
Ｋ波形に同期されているデジタル復調器に供給する。
【０１１５】
クロック発生器
図１６は、図７のクロック発生器５００の実施の一形態のブロック図である。
図１６において、周波数シンセサイザ３６０は、変換クロックＣＬＫのレートの
２倍でアナログ波形を生ずる。周波数シンセサイザ３６０の出力は、制限増幅器
３６２の入力に結合されている。この実施の形態では、周波数シンセサイザ３６
０による信号出力の正へ向かうゼロ交差（ゼロクロッシング）が制限増幅器３６
２によってしきい値と比較される。しきい値が適切に選択されていると、制限増
幅器３６２は、周波数シンセサイザ３６０からの出力の周波数と同じ周波数でデ
ジタル論理値を有し、かつ５０％のデューティサイクル（すなわち、論理「１」
パルスの持続時間が論理「０」パルスの持続時間と同じである）を有する波形を
生ずる。
図１６において、周波数シンセサイザ３６０は、変換クロックＣＬＫのレートの
２倍でアナログ波形を生ずる。周波数シンセサイザ３６０の出力は、制限増幅器
３６２の入力に結合されている。この実施の形態では、周波数シンセサイザ３６
０による信号出力の正へ向かうゼロ交差（ゼロクロッシング）が制限増幅器３６
２によってしきい値と比較される。しきい値が適切に選択されていると、制限増
幅器３６２は、周波数シンセサイザ３６０からの出力の周波数と同じ周波数でデ
ジタル論理値を有し、かつ５０％のデューティサイクル（すなわち、論理「１」
パルスの持続時間が論理「０」パルスの持続時間と同じである）を有する波形を
生ずる。
【０１１６】
図１６において、制限増幅器３６２は、マスタラッチ３６４とスレーブラッチ
３６８を含むマスタスレーブフリップフロップ３７６を駆動する。マスタスレー
ブフリップフロップ３７６は、２分周であるように構成されている。この構成で
は、フリップフロップ３６４のＱ出力３６６と
３６８を含むマスタスレーブフリップフロップ３７６を駆動する。マスタスレー
ブフリップフロップ３７６は、２分周であるように構成されている。この構成で
は、フリップフロップ３６４のＱ出力３６６と
【０１１７】
【外３】
【０１１８】
出力３７２が、フリップフロップ３６８のＤ入力と
【０１１９】
【外４】
【０１２０】
出力３７４にそれぞれ接続されており、フリップフロップ３６８のＱ出力３７０
と
と
【０１２１】
【外５】
【０１２２】
出力３７４がフリップフロップ３６４の
【０１２３】
【外６】
【０１２４】
入力とＤ入力にそれぞれ接続されている。マスタスレーブフリップフロップがこ
のようにして接続されると、４つのラッチ出力端子３６６、３７２、３７０、３
７４が、相互に０°、９０°、３８０°、２７０°のクロック位相を持つ。それ
らの出力のうちの２つ（例えば、出力３６６と出力３７０）をＩ＿ＣＬＫおよび
Ｑ＿ＣＬＫとしてそれぞれ使用できる。図１６の実現は、説明のためにここで明
快に含まれているが、本発明にしたがってクロック信号を発生するために各種の
他の手段（リング発振器など）を使用できる。
のようにして接続されると、４つのラッチ出力端子３６６、３７２、３７０、３
７４が、相互に０°、９０°、３８０°、２７０°のクロック位相を持つ。それ
らの出力のうちの２つ（例えば、出力３６６と出力３７０）をＩ＿ＣＬＫおよび
Ｑ＿ＣＬＫとしてそれぞれ使用できる。図１６の実現は、説明のためにここで明
快に含まれているが、本発明にしたがってクロック信号を発生するために各種の
他の手段（リング発振器など）を使用できる。
【０１２５】
変調器の他の実施形態
図１７は、二重サンプリング（すなわち、クロック信号の両方のエッジで標本
化する）を採用する変換(translating)デルタ−シグマ変調器３８０の別の実施
の形態を示す。図１７のデルタ−シグマ変調器３８０は、図１３に示されている
単一サンプリングアーキテクチャと同じ原理のいくつかの下で、サンプリングレ
ートを２倍にして動作し、それにより回路に求められる速さを２分の１に緩和す
る。デルタ−シグマ変調器３８０は、図７に示されているアーキテクチャ内で、
送信デルタ−シグマ変調器２１１、２１３として使用できる。
化する）を採用する変換(translating)デルタ−シグマ変調器３８０の別の実施
の形態を示す。図１７のデルタ−シグマ変調器３８０は、図１３に示されている
単一サンプリングアーキテクチャと同じ原理のいくつかの下で、サンプリングレ
ートを２倍にして動作し、それにより回路に求められる速さを２分の１に緩和す
る。デルタ−シグマ変調器３８０は、図７に示されているアーキテクチャ内で、
送信デルタ−シグマ変調器２１１、２１３として使用できる。
【０１２６】
図１７において、相補型増幅器３８２は、搬送波周波数を中心とするデジタル
的に変調されたＲＦ信号を受ける。相補型増幅器３８２は、非反転出力に、相補
型増幅器３８２への入力における電圧のＧ倍の電圧を生ずる。相補型増幅器３８
２は、反転出力に、相補型増幅器３８２への入力における電圧の−Ｇ倍の電圧を
生ずる。相補型増幅器３８２の反転出力と非反転出力は、スイッチ３８４の２つ
の入力ポートに結合されている。スイッチ３８４の制御ポートは、スイッチ３８
４の出力ポートが相補型増幅器３８２の反転出力と非反転出力に交互に結合され
るように、どの入力ポートが出力ポートに結合され、かつ、変換クロックＣＬＫ
により駆動されるかを決定する。
的に変調されたＲＦ信号を受ける。相補型増幅器３８２は、非反転出力に、相補
型増幅器３８２への入力における電圧のＧ倍の電圧を生ずる。相補型増幅器３８
２は、反転出力に、相補型増幅器３８２への入力における電圧の−Ｇ倍の電圧を
生ずる。相補型増幅器３８２の反転出力と非反転出力は、スイッチ３８４の２つ
の入力ポートに結合されている。スイッチ３８４の制御ポートは、スイッチ３８
４の出力ポートが相補型増幅器３８２の反転出力と非反転出力に交互に結合され
るように、どの入力ポートが出力ポートに結合され、かつ、変換クロックＣＬＫ
により駆動されるかを決定する。
【０１２７】
相補型増幅器３８２とスイッチ３８４は、図１３を参照して上で詳細に説明し
たコミュテータの諸機能を一緒に実行する。スイッチ３８４の出力端子は、コア
二重サンプリングデルタ−シグマ変調器の入力に結合されている。コア二重サン
プリングデルタ−シグマ変調器は、合成器３８８と、ループ増幅器３９０と、ル
ープフィルタ３９２と、偶位相エッジトリガコンパレータ３９４Ａと、奇位相エ
ッジトリガコンパレータ３９４Ｂと、偶位相デジタル−アナログ変換器３９６Ａ
と、奇位相デジタル−アナログ変換器３９６Ｂと、で構成されている。
たコミュテータの諸機能を一緒に実行する。スイッチ３８４の出力端子は、コア
二重サンプリングデルタ−シグマ変調器の入力に結合されている。コア二重サン
プリングデルタ−シグマ変調器は、合成器３８８と、ループ増幅器３９０と、ル
ープフィルタ３９２と、偶位相エッジトリガコンパレータ３９４Ａと、奇位相エ
ッジトリガコンパレータ３９４Ｂと、偶位相デジタル−アナログ変換器３９６Ａ
と、奇位相デジタル−アナログ変換器３９６Ｂと、で構成されている。
【０１２８】
スイッチ３８４の出力は、ループ増幅器３９０の非反転入力に結合されている
。ループ増幅器３９０の出力は、それの非反転入力ポートに結合されている電圧
とそれの反転入力ポートに結合されている電圧の差に電圧利得Ａvを乗じたもの
である。ここに、電圧利得は通常は大きい正の定数である。ループ増幅器３９０
の出力は、ループフィルタ３９２の入力に結合されている。好適な実施形態では
、ループフィルタ３９２は、アナログ低域通過フィルタであるが、他の形態でも
具体化できる。実施の一形態では、ループ増幅器３９０とループフィルタ３９２
は、積分器として動作する。
。ループ増幅器３９０の出力は、それの非反転入力ポートに結合されている電圧
とそれの反転入力ポートに結合されている電圧の差に電圧利得Ａvを乗じたもの
である。ここに、電圧利得は通常は大きい正の定数である。ループ増幅器３９０
の出力は、ループフィルタ３９２の入力に結合されている。好適な実施形態では
、ループフィルタ３９２は、アナログ低域通過フィルタであるが、他の形態でも
具体化できる。実施の一形態では、ループ増幅器３９０とループフィルタ３９２
は、積分器として動作する。
【０１２９】
ループフィルタ３９２の出力は、偶位相エッジトリガコンパレータ３９４Ａの
入力と、奇位相エッジトリガコンパレータ比較器３９４Ｂの入力にも結合されて
いる。偶位相エッジトリガコンパレータ３９４Ａと奇位相エッジトリガコンパレ
ータ比較器３９４Ｂのクロック入力は、変換クロックＣＬＫに結合されている。
偶位相エッジトリガコンパレータ比較器３９４Ａと奇位相エッジトリガコンパレ
ータ比較器３９４Ｂは、比較クロックＣＬＫの相対するエッジを用いてクロック
される。例えば実施の一形態では、偶位相エッジトリガコンパレータ比較器３９
４Ａは、比較クロックＣＬＫの立上がりエッジで比較を行い、奇位相エッジトリ
ガコンパレータ比較器３９４Ｂは、比較クロックＣＬＫの立下がりエッジで比較
を行う。
入力と、奇位相エッジトリガコンパレータ比較器３９４Ｂの入力にも結合されて
いる。偶位相エッジトリガコンパレータ３９４Ａと奇位相エッジトリガコンパレ
ータ比較器３９４Ｂのクロック入力は、変換クロックＣＬＫに結合されている。
偶位相エッジトリガコンパレータ比較器３９４Ａと奇位相エッジトリガコンパレ
ータ比較器３９４Ｂは、比較クロックＣＬＫの相対するエッジを用いてクロック
される。例えば実施の一形態では、偶位相エッジトリガコンパレータ比較器３９
４Ａは、比較クロックＣＬＫの立上がりエッジで比較を行い、奇位相エッジトリ
ガコンパレータ比較器３９４Ｂは、比較クロックＣＬＫの立下がりエッジで比較
を行う。
【０１３０】
偶位相エッジトリガコンパレータ３９４Ａと奇位相エッジトリガコンパレータ
３９４Ｂによって出力された論理値は、それぞれ、デジタル−アナログ変換器３
９６Ａとデジタル−アナログ変換器３９６Ｂの入力に結合される。デジタル−ア
ナログ変換器３９６Ａとデジタル−アナログ変換器３９６Ｂの出力は合成器３８
８で組合わされ、ループ増幅器３９０の反転入力を駆動する。実施の一形態では
、合成器３８８は２つの値を一緒に単に加え合わせるだけである。他の実施の形
態では、合成器３８８は、値を時分割多重化してループに供給する。合成器３８
８の１つの有用な寄与は、デジタル−アナログ変換器３９６Ａとデジタル−アナ
ログ変換器３９６Ｂの間の緊密な整合なしに直線性を達成できることである。そ
の理由は、それらの変換器のそれぞれの出力がループ増幅器に供給される前に効
果的に平均化されるからである。
３９４Ｂによって出力された論理値は、それぞれ、デジタル−アナログ変換器３
９６Ａとデジタル−アナログ変換器３９６Ｂの入力に結合される。デジタル−ア
ナログ変換器３９６Ａとデジタル−アナログ変換器３９６Ｂの出力は合成器３８
８で組合わされ、ループ増幅器３９０の反転入力を駆動する。実施の一形態では
、合成器３８８は２つの値を一緒に単に加え合わせるだけである。他の実施の形
態では、合成器３８８は、値を時分割多重化してループに供給する。合成器３８
８の１つの有用な寄与は、デジタル−アナログ変換器３９６Ａとデジタル−アナ
ログ変換器３９６Ｂの間の緊密な整合なしに直線性を達成できることである。そ
の理由は、それらの変換器のそれぞれの出力がループ増幅器に供給される前に効
果的に平均化されるからである。
【０１３１】
実施の一形態では、偶位相エッジトリガコンパレータ比較器３９４Ａと奇位相
エッジトリガコンパレータ３９４Ｂ出力端子は、単一サンプリングの場合に類似
するやり方で、デシメーションフィルタ３００に結合されている。その実施の形
態では、通常はデシメーションフィルタ３００のアーキテクチャは、単一の高速
シリアルビットストリームの代わりに２ビットシリアル語の形で標本を処理でき
るように、適切に変更される。
エッジトリガコンパレータ３９４Ｂ出力端子は、単一サンプリングの場合に類似
するやり方で、デシメーションフィルタ３００に結合されている。その実施の形
態では、通常はデシメーションフィルタ３００のアーキテクチャは、単一の高速
シリアルビットストリームの代わりに２ビットシリアル語の形で標本を処理でき
るように、適切に変更される。
【０１３２】
図７、図１３および図１７に示されているダイレクトコンバータの実施の形態
の連続時間性質のために、ダイレクトコンバータの実施の形態は、従来の多段ダ
ウンコンバータとは対照的に、ダイナミックレンジを制限されない。したがって
、自動利得制御を受信機のフロントエンドに含ませる必要はない。例えば図５Ａ
において、受信機ダイレクトコンバータ２２０に加えられる入来波形の振幅は、
受信アンテナ放射器１０２により受けられる信号の振幅の定数比例値である。と
いうのは、自動利得制御が含まれていないからである。上記のように、受信機の
ダイナミックレンジを広げるために用いられる自動利得制御は、セルラー通信な
どのスペクトルが混んでいる用途には望ましくないことがある。その理由は、自
動利得制御は受信機の感度を信号チャネルの外にある信号および干渉に依存させ
ることがあるからである。例えば、隣接チャネル内の強い信号が受信機のフロン
トエンドを捕らえて、対象とするチャネル内の弱い信号を検出できなくするよう
に受信機の感度をなくすることがあり得る。これは、受信機が多数の遠隔装置か
ら入来信号を受ける基地局受信機において、特に有害である。さらに、自動利得
制御を使用すると、デジタルコヒーレントキャンセラが、誤りとノイズを導入し
得る利得変化に追従することを、求めるようになる。
の連続時間性質のために、ダイレクトコンバータの実施の形態は、従来の多段ダ
ウンコンバータとは対照的に、ダイナミックレンジを制限されない。したがって
、自動利得制御を受信機のフロントエンドに含ませる必要はない。例えば図５Ａ
において、受信機ダイレクトコンバータ２２０に加えられる入来波形の振幅は、
受信アンテナ放射器１０２により受けられる信号の振幅の定数比例値である。と
いうのは、自動利得制御が含まれていないからである。上記のように、受信機の
ダイナミックレンジを広げるために用いられる自動利得制御は、セルラー通信な
どのスペクトルが混んでいる用途には望ましくないことがある。その理由は、自
動利得制御は受信機の感度を信号チャネルの外にある信号および干渉に依存させ
ることがあるからである。例えば、隣接チャネル内の強い信号が受信機のフロン
トエンドを捕らえて、対象とするチャネル内の弱い信号を検出できなくするよう
に受信機の感度をなくすることがあり得る。これは、受信機が多数の遠隔装置か
ら入来信号を受ける基地局受信機において、特に有害である。さらに、自動利得
制御を使用すると、デジタルコヒーレントキャンセラが、誤りとノイズを導入し
得る利得変化に追従することを、求めるようになる。
【０１３３】
受信機ダイレクトコンバータ２２０（図５Ａ、図７および図８）と、基準ダイ
レクトコンバータ２３８（図５Ａ）と、低いサイドローブを持つ整合さフィルタ
またはチャネルフィルタ２５０（図５Ａ）とのデジタルデシメーションフィルタ
リングは、所望の信号帯域幅の外の送信信号を大きく抑制することができる。好
適な実施の形態では、それらのデシメーションフィルタ２２０、２３８、２５０
は、ほぼ９０ｄＢの減衰を行う。この減衰は、送受切替器受信機フィルタ２１４
によって行われるフィルタリングの量を減少するから有利である。
レクトコンバータ２３８（図５Ａ）と、低いサイドローブを持つ整合さフィルタ
またはチャネルフィルタ２５０（図５Ａ）とのデジタルデシメーションフィルタ
リングは、所望の信号帯域幅の外の送信信号を大きく抑制することができる。好
適な実施の形態では、それらのデシメーションフィルタ２２０、２３８、２５０
は、ほぼ９０ｄＢの減衰を行う。この減衰は、送受切替器受信機フィルタ２１４
によって行われるフィルタリングの量を減少するから有利である。
【０１３４】
実施の一形態では、基準ダイレクトコンバータ２３８と受信機ダイレクトコン
バータ２２０との少なくとも一方が、対象とする搬送波周波数のサンプリングレ
ートにほぼ等しいサンプリングレートを有する。これは、エイリアシング周波数
（すなわち、ＲＦ周波数の半分）での減衰を与えるための送受切替器受信機フィ
ルタ２１４と基準帯域通過フィルタ２３６に対する要求を大きく減少させる。
バータ２２０との少なくとも一方が、対象とする搬送波周波数のサンプリングレ
ートにほぼ等しいサンプリングレートを有する。これは、エイリアシング周波数
（すなわち、ＲＦ周波数の半分）での減衰を与えるための送受切替器受信機フィ
ルタ２１４と基準帯域通過フィルタ２３６に対する要求を大きく減少させる。
【０１３５】
本発明は、それの要旨および範囲を逸脱することなく他の特定の形態で具体化
できる。説明した実施形態はあらゆる面で例示的なものであって、限定するもの
ではなく、したがって、発明の範囲は上記説明ではなくて、添付されている特許
請求の範囲により示されるものであるとみなすべきである。特許請求の範囲と均
等である意味および範囲内に入る全ての変更はそれらの範囲に包含されるべきで
ある。
できる。説明した実施形態はあらゆる面で例示的なものであって、限定するもの
ではなく、したがって、発明の範囲は上記説明ではなくて、添付されている特許
請求の範囲により示されるものであるとみなすべきである。特許請求の範囲と均
等である意味および範囲内に入る全ての変更はそれらの範囲に包含されるべきで
ある。
【図１】
本発明のトランシーバおよびプロセッサの実施の一形態を示す。
【図２Ａ】
単一のチャネルを有する受信機帯域幅への送信機スペクトル漏れを示す。
【図２Ｂ】
複数のチャネルを有する受信機帯域幅への送信機スペクトル漏れを示す。
【図３】
本発明のトランシーバを有する通信システムの実施の一形態を示す。
【図４】
図１のトランシーバ内の適応コヒーレントスペクトルキャンセラの入力と出力
におけるスペクトル密度の例を示す。
におけるスペクトル密度の例を示す。
【図５Ａ】
共用された送信および受信アンテナ放射器を有するトランシーバの実施の一形
態を示す。
態を示す。
【図５Ｂ】
別々の送信および受信アンテナ放射器を有するトランシーバの実施の一形態を
示す。
示す。
【図６】
図５Ａと図５Ｂのトランシーバ内のデジタルコヒーレントスペクトルキャンセ
ラの実施の一形態を示す。
ラの実施の一形態を示す。
【図７】
図５Ａと図５Ｂのトランシーバ内のダイレクトコンバータの実施の一形態を示
す。
す。
【図８】
図５Ａと図５Ｂのトランシーバ内のダイレクトコンバータの別の実施形態を示
す。
す。
【図９Ａ】
図５Ａのトランシーバ内の受信フィルタと送信基準フィルタの実施の一形態で
のベースバンド応答の例を示す。
のベースバンド応答の例を示す。
【図９Ｂ】
図９Ａのフィルタ応答を有し変化する数のタップを有する図５Ａのデジタルコ
ヒーレントスペクトルキャンセラの結果としての、送信機からのスペクトル漏れ
のキャンセル比を示す。
ヒーレントスペクトルキャンセラの結果としての、送信機からのスペクトル漏れ
のキャンセル比を示す。
【図１０Ａ】
図５Ａのトランシーバ内の受信フィルタと送信基準フィルタの別の実施の形態
でのベースバンド応答の例を示す。
でのベースバンド応答の例を示す。
【図１０Ｂ】
図１０Ａのフィルタ応答を有し変化する数のタップを有する図５Ａのデジタル
コヒーレントスペクトルキャンセラの実施の一形態での出力の例を示す。
コヒーレントスペクトルキャンセラの実施の一形態での出力の例を示す。
【図１１】
図５Ａと図５Ｂのトランシーバ内のダイレクトコンバータの別の実施の形態を
示す。
示す。
【図１２】
図５Ａと図５Ｂのトランシーバ内のダイレクトコンバータの別の実施の形態を
示す。
示す。
【図１３】
図７と図１１のダイレクトコンバータ内の変換(translating)デルタ−シグマ
変調器の実施の一形態を示す。
変調器の実施の一形態を示す。
【図１４】
図１４Ａ〜図１４Ｅは、図１のトランシーバの種々の実施の形態の動作を示す
ために用いられるスペクトルプロット図である。
ために用いられるスペクトルプロット図である。
【図１５】
図１１と図１２内の部品の実施の一形態を示すブロック図である。
【図１６】
図７のクロック発生器の実施の一形態を示すブロック図である。
【図１７】
図７と図１１のダイレクトコンバータ内の変調器の別の実施の形態を示す。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ
，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，
ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ
Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ
，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，
ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，
ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ
Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ
，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，
ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ
Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ
，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，
ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ
Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ
，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，
ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ
Ｆターム(参考） 5K011 DA03 DA27 EA02 EA03 GA06
JA01 KA05
5K046 AA05 EE06 HH02 HH11 HH78
5K052 AA01 BB02 DD04 EE13 FF02
FF05 FF32 GG26
Claims (17)
- 【請求項１】 受信機の帯域幅内に漏れる送信機漏れ信号スペクトラムを減
衰するように構成されている、適応コヒーレントデジタルキャンセラ装置であっ
て、 受信した信号をフィルタリングするようにされている受信機フィルタに実質的
に類似する伝達関数を有し、送信機からの送信信号をフィルタリングする基準フ
ィルタと、 フィルタリングされた信号を前記基準フィルタから受けるとともに、受信機の
帯域幅内の送信機のスペクトルエネルギーに対する、位相と振幅を有するデジタ
ル化された送信信号基準を出力するようにされている、基準ダイレクトコンバー
タと、 前記基準ダイレクトコンバータから出力信号を受けるとともに、受信機経路か
らの第１の信号を前記基準ダイレクトコンバータからの第２の信号と相互相関さ
せる、相互相関測定器と、 前記相互相関測定器からパラメータを受ける適応コヒーレントスペクトルキャ
ンセラモジュールと、 前記基準ダイレクトコンバータから出力信号を受け、前記キャンセラモジュー
ルから係数を受けるとともに、前記基準ダイレクトコンバータからの前記出力信
号の前記振幅と位相を前記受信機経路中の前記送信機漏れ信号スペクトラムに合
わせ、補償されたデジタル化された送信信号基準を出力する適応デジタルトラン
スバーサルフィルタと、 前記補償されたデジタル化された送信信号基準を前記送信機漏れ信号スペクト
ラムを含んでいる前記受信機信号からコヒーレントに差し引いて、前記受信機の
帯域幅内の送信機スペクトル信号パワーが抑制されている残部を形成するように
されている合成器と、を備えている、キャンセラ装置。 - 【請求項２】 前記基準ダイレクトコンバータは高ダイナミックレンジのダ
イレクトコンバータを備えている請求項１に記載のキャンセラ装置。 - 【請求項３】 受信機と、前記送信機漏れ信号スペクトラムを有する前記受
信機信号をフィルタリングする高ダイナミックレンジダイレクトコンバータと、
をさらに備えている請求項１に記載のキャンセラ装置。 - 【請求項４】 前記基準フィルタは、受信機帯域通過フィルタの帯域通過伝
達関数に実質的に類似する帯域通過伝達関数を有する、請求項１に記載のキャン
セラ装置。 - 【請求項５】 前記トランスバーサルフィルタからの前記補償されたデジタ
ル化された送信信号基準と前記受信機経路との間の時間遅延のいかなる差も補償
するために前記合成器がデジタル遅延器を使用し、前記デジタル遅延器は、前記
受信機経路と基準経路との間の異なる経路長および処理時間に起因する時間脱相
関作用と不安定さとを減少する請求項１に記載のキャンセラ装置。 - 【請求項６】 受信信号を受信信号のベースバンド信号に周波数変換し、前
記周波数変換された受信信号をデジタル化する受信機ダイレクトコンバータと、 受信機の帯域幅内の送信機のスペクトルエネルギーのデジタル化された送信信
号基準を出力する基準ダイレクトコンバータを有する適応キャンセラと、 整合フィルタと、 を備え、前記受信機ダイレクトコンバータと前記基準ダイレクトコンバータと
前記整合フィルタは、前記受信機の帯域幅内の前記送信機のスペクトルエネルギ
ーを抑制する、トランシーバ。 - 【請求項７】 前記トランシーバは全二重トランシーバである請求項６に記
載のトランシーバ。 - 【請求項８】 送受信アンテナ放射器をさらに備えている請求項６に記載の
トランシーバ。 - 【請求項９】 送信アンテナ放射器と受信アンテナ放射器とをさらに備えて
いる請求項６に記載のトランシーバ。 - 【請求項１０】 前記受信機ダイレクトコンバータと前記基準ダイレクトコ
ンバータと前記整合フィルタとが約９０ｄＢの減衰量を有する請求項６に記載の
トランシーバ。 - 【請求項１１】 前記受信機ダイレクトコンバータは、対象とする搬送波周
波数のサンプリングレートにほぼ等しいサンプリングレートを有する請求項６に
記載のトランシーバ。 - 【請求項１２】 前記基準ダイレクトコンバータは、対象とする搬送波周波
数のサンプリングレートにほぼ等しいサンプリングレートを有する請求項６に記
載のトランシーバ。 - 【請求項１３】 前記キャンセラは、基準経路中の前記デジタル化された送
信信号基準の振幅と位相を漏れ受信機経路中の送信信号に合わせるようにされて
いる適応デジタルトランスバーサルフィルタをさらに備え、前記適応デジタルト
ランスバーサルフィルタは補償されたデジタル化された送信信号基準を出力する
、請求項６に記載のトランシーバ。 - 【請求項１４】 前記トランシーバは、同じ場所に設置されている他の送信
アンテナからの干渉をキャンセルするようにされている、請求項６に記載のトラ
ンシーバ。 - 【請求項１５】 受信機の帯域幅内の送信機信号スペクトルを減衰する方法
であって、 送信信号の成分によって劣化された受信信号をデジタル化し、 前記受信機の帯域幅内の前記送信信号のデジタル化された基準送信信号を生成
し、 振幅と位相と時間遅延とに関し前記デジタル買われた基準送信信号を前記デジ
タル化された受信信号に合わせ、 前記デジタル化された基準送信信号を前記デジタル化された受信信号から差し
引いて残部を形成し、 前記受信機の帯域幅内の前記残部の送信機スペクトル信号パワーを抑制する、
方法。 - 【請求項１６】 前記デジタル化された基準送信信号を前記デジタル化され
た受信信号から差し引くことによって決定された前記残部に基づいて、前記送信
信号を調整することをさらに備えている、請求項１５に記載の方法。 - 【請求項１７】 アンテナに結合されている送受切替器と、 前記送受切替器から第１の信号を受ける受信機と、 第２の信号を前記送受切替器へ送る送信機と、 前記受信機と前記送信機に結合され、前記第１の信号の帯域幅内の前記第２の
信号の信号スペクトラム漏れを減衰する適応デジタルコヒーレントスペクトルキ
ャンセラと、 を備えているトランシーバ。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/487,396 US6704349B1 (en) | 2000-01-18 | 2000-01-18 | Method and apparatus for canceling a transmit signal spectrum in a receiver bandwidth |
| US09/487,396 | 2000-01-18 | ||
| PCT/US2001/001896 WO2001054290A2 (en) | 2000-01-18 | 2001-01-18 | Method and apparatus for canceling a transit signal spectrum in a receiver bandwidth |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003520549A true JP2003520549A (ja) | 2003-07-02 |
Family
ID=23935562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001553672A Pending JP2003520549A (ja) | 2000-01-18 | 2001-01-18 | 受信機帯域幅内の送信信号スペクトラムを打消す方法および装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6704349B1 (ja) |
| EP (1) | EP1249077A2 (ja) |
| JP (1) | JP2003520549A (ja) |
| AU (1) | AU2001231011A1 (ja) |
| WO (1) | WO2001054290A2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2010022009A (ja) * | 2009-08-14 | 2010-01-28 | Qualcomm Inc | 送信漏れ信号除去用適応フィルタ |
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- 2001-01-18 JP JP2001553672A patent/JP2003520549A/ja active Pending
- 2001-01-18 EP EP01903160A patent/EP1249077A2/en not_active Withdrawn
- 2001-01-18 AU AU2001231011A patent/AU2001231011A1/en not_active Abandoned
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- 2004-01-15 US US10/758,355 patent/US20040151238A1/en not_active Abandoned
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| JP2016522626A (ja) * | 2013-05-16 | 2016-07-28 | ゼットティーイー コーポレイション | 無線通信システムの信号相殺方法および装置 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6704349B1 (en) | 2004-03-09 |
| AU2001231011A1 (en) | 2001-07-31 |
| WO2001054290A3 (en) | 2002-04-11 |
| US20040151238A1 (en) | 2004-08-05 |
| WO2001054290A2 (en) | 2001-07-26 |
| EP1249077A2 (en) | 2002-10-16 |
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