KR100925131B1

KR100925131B1 - 송신 누설 신호 제거를 위한 적응 필터

Info

Publication number: KR100925131B1
Application number: KR1020077013452A
Authority: KR
Inventors: 블라디미르 아파린; 게리 존 발란티네; 찰스 제이 페르시코
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2004-11-15
Filing date: 2004-11-15
Publication date: 2009-11-05
Also published as: KR20070086204A

Abstract

무선 전이중 통신 시스템에서의 송신 (TX) 누설 제거에 이용되고 RF 집적 회로 상에 제작되기에 적합한 적응 필터가 설명된다. 적응 필터는 합산기 및 적응 추정기를 포함한다. 합산기는 TX 누설 신호를 갖는 입력 신호와 그 TX 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 수신하고, 상기 입력 신호에서 추정기 신호를 감산하며, 감쇠된 TX 누설 신호를 갖는 출력 신호를 제공한다. 적응 추정기는 출력 신호 및 송신 신호의 일 버전을 갖는 기준 신호를 수신하고, 출력 신호 및 기준 신호에 기초하여 입력 신호 내의 TX 누설 신호를 추정하며, 추정기 신호를 제공한다. 적응 추정기는 LMS 알고리즘을 이용하여 입력 신호 내의 TX 누설 신호와 추정기 신호 내의 TX 누설 신호 추정과의 사이의 평균 제곱 오차를 최소화한다.

무선 전이중 통신 시스템, 송신 누설 신호, 추정기 신호

Description

송신 누설 신호 제거를 위한 적응 필터{ADAPTIVE FILTER FOR TRANSMIT LEAKAGE SIGNAL REJECTION}

본 출원은 2003년 11월 13일에 출원되어 본 출원의 양수인에게 양도되며 다목적으로 여기에 완전히 참조로서 포함되는, 발명의 명칭이 "CDMA 수신기에서의 TX 누설의 적응 필터링 (ADAPTIVE FILTERING OF TX LEAKAGE IN CDMA RECEIVERS)" 인 미국 가출원 번호 제 60/519,561 호를 우선권 주장한다.

배경

Ⅰ. 분야

본 발명은 일반적으로 전자부품에 관한 것으로, 더 상세하게는 무선 전이중 통신 시스템에서의 송신 (TX) 누설 신호의 해로운 영향을 완화시키는 기술에 관한 것이다.

Ⅱ. 배경

무선 전이중 통신 시스템에서의 무선 디바이스는 양방향 통신을 위해 데이터를 동시에 송수신할 수 있다. 그러한 전이중 시스템 중 하나가 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 시스템이다. 송신 경로를 통해, 무선 디바이스 내의 송신기는, (1) 데이터를 무선 주파수 (RF) 캐리어 신호로 변조하여 RF 변조 신호를 발생시키고 (2) RF 변조 신호를 증폭시켜 적절한 신호 레벨을 갖는 송신 신호를 획득한다. 그 송신 신호는 듀플렉서를 통해 라우팅되고 안테나로부터 하나 이상의 기지국 으로 송신된다. 수신 경로를 통해, 무선 디바이스 내의 수신기는 (1) 안테나 및 듀플렉서를 통해 수신 신호를 획득하고 (2) 그 수신 신호를 증폭, 필터링, 및 주파수 다운컨버팅하여 기저대역 신호를 획득하며, 그 기저대역 신호는 또한, 기지국(들) 에 의해 송신되는 데이터를 복구하기 위해 처리된다.

전이중 무선 디바이스의 경우, 수신기 내의 RF 회로가 종종 송신기로부터의 간섭에 영향을 받는다. 예를 들어, 송신기 신호의 일부는 통상 듀플렉서로부터 수신기로 누설되고, ("TX 누설" 신호 또는 "TX 피드 스루우 (feed through)" 신호로 통칭되는) 누설 신호는 수신 신호 내의 원하는 신호에 간섭을 야기할 수도 있다. 통상 송신 신호 및 원하는 신호가 2 개의 상이한 주파수 대역에 상주하기 때문에, TX 누설 신호는 보통 필터링 아웃될 수 있고 그 자체로는 문제를 일으키지 않는다. 그러나, TX 누설 신호는, 이하에 설명되는 것처럼, (주파수에 있어서 원하는 신호에 근접한 큰 진폭의 원하지 않는 신호인) "재머 (jammer)" 와 상호작용하여 재머의 양 측 상에 "크로스 변조" 왜곡 성분을 발생시킬 수도 있다. 원하는 신호의 신호 대역 내에 있고 필터링 아웃되지 않은 왜곡 성분은, 성능을 저하시킬 수도 있는 부가 잡음으로서 역할을 한다.

표면 음향파 (SAW) 필터는, 종종 TX 누설 신호를 필터링 아웃하고 그것의 해로운 영향을 완화시키는데 사용된다. TX 누설 제거를 위한 SAW 필터의 사용은 여러 이유로 인해 바람직하지 않다. 첫째로, SAW 필터는, 보통 RF 집적 회로 (RFIC) 상에 제작되지 않는 이산 컴포넌트이므로, 회로 보드 상의 공간을 차지한다. 둘째로, SAW 필터는 통상 입출력 임피던스 매칭을 위해 다른 이산 컴포넌 트를 필요로 한다. 셋째로, SAW 필터 및 그것의 임피던스 매칭 회로는 무선 디바이스의 비용을 증가시킨다.

따라서, SAW 필터를 이용하지 않고 TX 누설 신호의 해로운 영향을 완화시키는 기술이 당업계에 필요하다.

개요

본 명세서에는, 무선 전이중 통신 시스템 (예를 들어, CDMA 시스템) 에서의 TX 누설 신호를 감쇠시킬 수 있는 적응 필터가 설명된다. 적응 필터는, 증폭용 저잡음 증폭기 (LNA), 주파수 다운컨버젼용 혼합기 등과 같이, 수신기용의 다른 회로 블록과 함께, RFIC 상에 제작될 수도 있다. 적응 필터는 SAW 필터에 대한 상술된 단점을 회피할 수 있다.

일 실시형태에서, TX 누설 제거를 위해 사용하기 적절한 적응 필터는 합산기 및 적응 추정기를 포함한다. 합산기는, TX 누설 신호를 갖는 입력 신호 및 TX 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 수신하고, 입력 신호에서 추정기 신호를 감산하며, 감쇠된 TX 누설 신호를 갖는 출력 신호를 제공한다. 적응 추정기는 송신된 신호의 일부 또는 버전 (version) 을 갖는 기준 신호 및 출력 신호를 수신하고, 출력 신호 및 기준 신호에 기초하여 입력 신호 내의 TX 누설 신호를 추정하며, TX 누설 신호 추정을 갖는 추정기 신호를 제공한다.

적응 추정기는 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘을 이용하여 입력 신호 내의 TX 누설 신호와 추정기 신호 내의 TX 누설 신호 추정과의 사이의 평균 제곱 오차 (MSE) 를 최소화할 수도 있다. 이 경우에, 적응 추정기는, (1) 출력 신호를 동 위상 기준 신호와 승산하고 제 1 동위상 신호를 제공하는 제 1 승산기, (2) 제 1 동위상 신호를 적분하고 제 2 동위상 신호를 제공하는 제 1 적분기, (3) 제 2 동위상 신호를 동위상 기준 신호나 직교 위상 기준 신호 중 하나와 승산하고 제 3 동위상 신호를 제공하는 제 2 승산기, (4) 출력 신호를 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 1 직교 위상 신호를 제공하는 제 3 승산기, (5) 제 1 직교 위상 신호를 적분하고 제 2 직교 위상 신호를 제공하는 제 2 적분기, (6) 제 2 직교 위상 신호를 동위상 기준 신호나 직교 위상 기준 신호 중 하나와 승산하고 제 3 직교 위상 신호를 제공하는 제 4 승산기, 및 (7) 제 3 동위상 신호와 제 3 직교 위상 신호를 합산하고 추정기 신호를 제공하는 합산기를 포함할 수도 있다. 승산기들은 혼합기로 구현될 수도 있다. 적응 추정기는 이하에 설명되는 것처럼, 개선된 성능을 위해 다른 회로 블록/엘리먼트를 더 포함할 수도 있다. 직교 위상 스플리터는 기준 신호를 수신하고 적응 추정기에 동위상 기준 신호 및 직교 위상 기준 신호를 제공한다.

이하에, 본 발명의 다양한 양태 및 실시형태를 더 상세히 설명한다.

도면의 간단한 설명

본 발명의 특징 및 본질은, 유사한 참조 부호가 전체 일치하는 것으로 간주하는 도면과 관련하여 획득될 때 이하에 설명되는 상세한 설명으로부터 보다 명백해질 것이다.

도 1 은 무선 디바이스의 RF 부를 나타낸 도면이다.

도 2a 내지 2c 는 무선 디바이스 내의 수신기의 다양한 지점에서의 신호를 나타낸 도면이다.

도 3 은 RF SAW 필터를 가진 수신기의 구현을 나타낸 도면이다.

도 4 는 TX 누설 제거를 위한 적응 필터를 가진 무선 디바이스의 RF 부를 나타낸 도면이다.

도 5 및 도 6 은 적응 필터에 대한 2 개의 실시형태를 나타낸 도면이다.

도 7 및 도 8 은 적응 필터에 대한 2 개의 보다 상세한 실시형태를 나타낸 도면이다.

도 9 는 안정성 분석용 적응 필터의 단순화 모델을 나타낸 도면이다.

도 10 은 3 개의 상이한 댐핑 계수에 대한 적응 필터의 주파수 응답을 나타낸 도면이다.

도 11a 내지 11d 는 적응 필터 내에서의 2 중 혼합으로 인한 크로스 변조 왜곡의 발생을 나타낸 도면이다.

상세한 설명

여기에 사용된 "예시적" 이란 단어는 "예, 경우, 또는 실례로서 기능하는" 것을 의미한다. "예시적" 으로서 여기에 설명된 임의의 실시형태 또는 설계가 반드시 다른 실시형태 또는 설계에 비해 바람직하거나 이로운 것으로 해석될 필요는 없다.

여기에 설명된 적응 필터는 다양한 무선 전이중 통신 시스템에 사용될 수도 있다. 또한 이들 적응 필터는, 824 MHz 에서 894MHz 까지의 셀룰러 대역, 1850MHz 에서 1990MHz 까지의 개인 휴대 통신 시스템 (PCS) 대역, 1710MHz 에서 1880MHz 까지의 디지털 셀룰러 시스템 (DCS) 대역, 1920MHz 에서 2170MHz 까지의 IMT-2000 (International Mobile Telecommunications-2000) 대역 등과 같은 다양한 주파수 대역에 사용될 수도 있다. 명료함을 위해, 다음의 설명은, (1) 824MHz 에서 849MHz 까지의 업링크 주파수 대역 및 (2) 869MHz 에서 894MHz 까지의 다운링크 주파수 대역을 포함하는 셀룰러 대역에 대한 것이다. 업링크 주파수 대역 및 다운링크 주파수 대역은, 각각, 무선 디바이스를 위한 송신 (TX) 주파수 대역 및 수신 (RX) 주파수 대역이다.

도 1 은 무선 디바이스 (100) 의 RF 부의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다. 송신 경로를 통해, 송신기 (110) 내의 전력 증폭기 (PA; 112) 는 TX 변조 신호를 수신 및 증폭시키고 송신 신호를 제공한다. 송신 신호는 듀플렉서 (116) 를 통해 라우팅되고 안테나 (118) 를 통해 하나 이상의 기지국으로 송신된다. 또한 송신 신호의 일부는 듀플렉서 (116) 를 통해 수신 경로로 누설 또는 커플링된다. TX 누설량은 듀플렉서의 송수신 포트 간의 격리도 (isolation) 에 의존하며, 이는, 셀룰러 대역에서의 SAW 듀플렉서 마다 대략 50dB 일 수도 있다. 더 낮은 TX-RX 격리도는 더 높은 레벨의 TX 누설을 초래한다.

수신 경로를 통해, 원하는 신호 및 어쩌면 재머를 포함하는 수신 신호는 안테나 (118) 를 통해 수신되고 듀플렉서 (116) 를 통해 라우팅되며 수신기 (120) 내의 LNA (122) 에 제공된다. 또한, LNA (122) 는 송신 경로로부터 TX 누설 신호를 수신하고, 그것의 입력에서 수신기 입력 신호를 증폭시키며, 증폭된 RF 신호인 x(t) 를 제공한다. 필터 (130) 는 증폭된 RF 신호를 수신 및 필터링하여 대역 외 신호 성분 (예를 들어, TX 누설 신호) 를 제거하고 필터링된 RF 신호인 y(t) 를 제공한다. 혼합기 (132) 는 필터링된 RF 신호를 수신하고 국부 발진기 (LO) 신호로 주파수 다운컨버팅하여 다운컨버팅된 신호를 제공한다.

도 2a 는, 원하는 신호 (212) 및 재머 (214) 를 포함하는 수신 신호를 나타낸 것이다. 재머 (214) 는 원하지 않는 신호이며, 예를 들어, AMPS (Advanced Mobile Phone Service) 시스템에서 인접한 기지국에 의해 송신되는 신호에 대응할 수도 있다. 재머는 원하는 신호의 진폭보다 훨씬 더 큰 진폭을 가질 수도 있으며 주파수에 있어서 원하는 신호에 근접하게 위치될 수도 있다.

도 2b 는 LNA (122) 의 입력에서의 신호를 나타낸 것이다. 이 신호는 수신 신호 내의 원하는 신호 (212) 및 재머 (214) 를 포함할 뿐만 아니라 송신 경로로부터의 TX 누설 신호 (216) 를 포함한다. 송신 신호가 종종 원하는 신호보다 진폭에 있어서 더 크기 때문에, TX 누설 신호는 원하는 신호에 비해 큰 진폭을 가질 수도 있다.

도 2c 는 혼합기 (132) 의 출력에서의 신호를 나타낸 것이다. LNA (122) 및 혼합기 (132) 의 비 선형성은 TX 누설 신호 (216) 에 대한 변조를 (협대역) 재머 (214) 로 전달되게 할 수 있으며, 이는, 그 후, 재머 주변에 확장 스펙트럼 (widened spectrum; 218) 을 초래한다. 이 스펙트럼의 확장은 크로스 변조로 지칭되며 이하 상세히 설명된다. 도 2c 에 나타낸 바와 같이, (음영으로 나타낸) 확장 스펙트럼 (218) 의 일부 (220) 는 원하는 신호 대역 내에 있을 수도 있다. 그 부분 (220) 은 무선 디바이스의 성능을 저하시키는 부가 잡음으로서 역 할을 한다. 또한, 이 잡음은 수신기 감도를 저하시키며 이로써 수신기에 의해 확실히 검출될 수 있는 가장 작은 원하는 신호가 더 큰 진폭을 가져야 한다.

도 3 은 RF SAW 필터 (330) 를 가진 수신기 (120) 에 대한 종래의 구현의 개략적인 다이어그램을 나타낸 것이다. SAW 필터 (330) 는, 대역 외 신호 성분의 큰 감쇠 및 가파른 전이 대역 에지 (sharp transition band edge) 와 같은 다양한 원하는 특성을 갖는다. SAW 필터 (330) 는 종종 혼합기 (132) 의 입력에서의 TX 누설 신호를 제거하는데 사용되며, 이는, 그 후, 혼합기에 의해 발생되는 크로스 변조 왜곡량을 감소시킨다.

LNA (122) 는 레지스터 (312), 인덕터 (314, 316), 및 커패시터 (318) 에 의해 형성되는 입력 임피던스 매칭 네트워크 (310) 를 통해 SAW 필터 (330) 에 커플링된다. SAW 필터 (330) 는 커패시터 (342, 344, 346) 및 인덕터 (348, 350) 에 의해 형성되는 출력 임피던스 매칭 네트워크 (340) 를 통해 혼합기 (132) 에 커플링된다. 커패시터 (320) 는 LNA (122) 에 대해, 전력 공급 (VCC) 의 필터링을 제공한다.

TX 누설 신호 필터링을 위한 RF SAW 필터의 이용은 여러 가지 단점이 있다. 첫째로, LNA (122) 및 혼합기 (132) 가 감소된 비용 및 개선된 신뢰성을 위해 단일의 RFIC 내에 구현된다면, SAW 필터 (330) 는 반도체 칩 밖에 구현되고 LNA 및 혼합기와의 인터페이스를 위한 3 개의 IC 패키지 핀을 필요로 한다. 둘째로, SAW 필터 (330) 및 매칭 네트워크 (310 및 340) 용 이산 컴포넌트가 여분의 보드 공간을 필요로 하며 또한 무선 디바이스에 대한 비용을 증가시킨다. 셋째로, 매칭 네트워크 (310 및 340) 및 SAW 필터 (330) 의 삽입 손실은 수신기의 잡음 지수 및 캐스케이드 이득을 저하시킨다.

적응 필터는 TX 누설 신호를 제거하는데 사용될 수도 있고 SAW 필터에 대한 상술된 단점을 회피할 수도 있다. 적응 필터는 RFIC (예를 들어, LNA 및 혼합기에 사용된 것과 동일한 RFIC) 상에 구현될 수도 있으며, 이로써 외부 컴포넌트를 위한 부가적인 보드 공간이 필요하지 않고 비용이 감소된다. 적응 필터는 TX 누설 신호의 원하는 제거를 달성하고 저 전력을 소비하도록 설계될 수도 있다.

도 4 는 TX 누설 제거를 위한 적응 필터 (430) 를 가진 무선 디바이스 (400) 의 RF 부의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다. 송신 경로를 통해, TX 변조 신호는 송신기 (410) 내의 전력 증폭기 (412) 에 의해 증폭되고 듀플렉서 (416) 를 통해 라우팅되며 안테나 (418) 를 통해 하나 이상의 기지국으로 송신된다. 커플러 (414) 는 전력 증폭기 (412) 로부터 송신 신호를 수신하고 이 송신 신호의 일부를 기준 신호인 r(t) 로서 제공한다.

수신 경로를 통해, 수신 신호가 안테나 (418) 를 통해 수신되고 듀플렉서 (416) 를 통해 라우팅되며, 수신기 (420) 내의 LNA (422) 에 제공된다. 또한 LNA (422) 는 송신 경로로부터의 TX 누설 신호를 수신하고, 그것의 입력에서 신호를 증폭시키며 증폭된 RF 신호인 x(t) 를 제공한다. 적응 필터 (430) 는 증폭된 RF 신호를 수신 및 필터링하여 TX 누설 신호를 감쇠/제거하고 필터링된 RF 신호인 y(t) 를 제공한다. 혼합기 (432) 는 필터링된 RF 신호를 LO 신호로 주파수 다운커버팅하고 다운컨버팅된 신호를 제공한다.

일반적으로, 적응 필터 (430) 는 혼합기 (432) 전의 수신 경로 상의 임의의 지점에 위치될 수도 있다. 예를 들어, 적응 필터 (430) 는 LNA (422) 전이나 후에 배치될 수도 있다. 개선된 잡음 성능은 통상 LNA (422) 후에 배치된 적응 필터 (430) 로 달성될 수 있다.

도 5 는 수신기 (420) 내의 적응 필터 (430) 의 일 실시형태인 적응 필터 (430a) 의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다. 적응 필터 (430a) 는 r(t) 기준 신호에 기초하여 TX 누설 신호인 e(t) 의 추정을 발생시키고 또한 x(t) 신호에서 TX 누설 신호 추정을 감산하여 혼합기 (432) 를 위한 y(t) 신호를 획득한다. x(t) 신호는 또한 필터 입력 신호로도 지칭되며 y(t) 신호는 필터 출력 신호로도 지칭된다.

도 5 에 나타낸 실시형태의 경우, 적응 필터 (430a) 는 LMS 알고리즘을 이용하여 필터 입력 신호 내의 TX 누설 신호와 TX 누설 신호 추정 사이의 평균 제곱 오차를 최소화한다. 적응 필터 (430a) 는 직교 위상 스플리터 (508), LMS 적응 추정기 (510a), 및 합산기 (540) 를 포함한다. 직교 위상 스플리터 (508) 는 기준 신호인 r(t) 를 수신하고 동위상 기준 신호인 i(t) 및 직교 위상 기준 신호인 q(t) 를 제공한다. i(t) 및 q(t) 신호는 각각 기준 신호의 동위상 성분 및 직교 위상 성분을 포함하며, i(t) 신호는 q(t) 신호를 90°만큼 앞선다.

LMS 추정기 (510a) 는 동위상부 (520a), 직교 위상부 (520b), 및 합산기 (530) 를 포함한다. 동위상부 (520a) 내에서, 승산기 (522a) 는 i(t) 신호를 수신하여 y(t) 신호와 승산하고 m_i(t) 신호를 제공하며, 여기서 m_i(t)=y(t)·i(t) 이다. 적분기 (524a) 는 m_i(t) 신호를 수신 및 적분하고 동위상 적분 신호인 w_i(t) 를 제공한다. 승산기 (528a) 는 i(t) 신호를 수신하여 w_i(t) 와 승산하고 z_i(t) 신호를 제공하며, 여기서 z_i(t)=w_i(t)·i(t) 이다. 유사하게, 직교 위상부 (520b) 내에서, 승산기 (522b) 는 q(t) 신호를 수신하여 y(t) 신호와 승산하고 m_q(t) 신호를 제공하며, 여기서 m_q(t)=y(t)·q(t) 이다. 적분기 (524b) 는 m_q(t) 신호를 수신 및 적분하고 직교 위상 적분 신호인 w_q(t) 를 제공한다. 승산기 (528b) 는 q(t) 신호를 수신하여 w_q(t) 신호와 승산하고 z_q(t) 신호를 제공하며, 여기서 z_q(t)=w_q(t)·q(t) 이다. 승산기 (522a, 522b, 528a, 528b) 는 4 쿼드런트 승산기 (four quadrant multipliers) 이다. 합산기 (530) 는 z_i(t) 및 z_q(t) 신호를 수신 및 합산하고 LMS 알고리즘에 기초하여 획득된 TX 누설 신호 추정을 포함한 추정기 신호인 e(t) 를 제공한다. w_i(t) 및 w_q(t) 신호는 효과적으로 TX 누설 신호를 추정하는데 사용되는 가중치이다.

합산기 (540) 는 LMS 추정기 (510a) 로부터의 추정기 신호인 e(t) 및 수신 신호뿐만 아니라 TX 누설 신호를 포함한 필터 입력 신호인 x(t) 를 수신한다. 합산기 (540) 는 필터 입력 신호에서 추정기 신호를 감산하고 필터 출력 신호인 y(t) 를 제공한다.

LMS 알고리즘의 경우, LMS 추정기 (510a) 로부터의 추정기 신호는,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서, μ 는 LMS 추정기 (510a) 의 단위 이득 각 주파수이며, 이는 합산기 (540) 의 출력으로부터 합산기 (540) 의 반전 입력까지의 전체 이득이 1 인 각 주파수이다. 파라미터 μ 는 합산기 (540) 의 출력으로부터 반전 입력까지의 피드백 루프에서의 모든 회로 블록의 이득을 포함하고, rad/sec/V² 의 단위로 주어진다. 수학식 (1) 은, 적분기가 DC 에서의 단일 폴 (single pole) 로 이상적임을 가정한다.

적응 필터 (430a) 로부터의 필터 출력 신호는,

로서 표현될 수도 있다. 필터 출력 신호인 y(t) 는 종종 오류 신호로서 지칭된다. 명료함을 위해, 다음의 분석은, x(t) 신호가 오직 TX 누설 신호만을 포함하는 것으로 가정한다. TX 누설 신호 및 동위상 기준 신호와 직교 위상 기준 신호는 또한, 다음의 형태를 갖는 사인 곡선인 것으로 가정될 수도 있다.

여기서, A 는 TX 누설 신호의 진폭;

φ 는 TX 누설 신호의 랜덤 각도;

B 는 r(t) 기준 신호의 진폭; 및

ω 는 송신 신호 및 기준 신호의 각 주파수

이다. 주파수 f 및 그것의 각 주파수 ω 는 2π 의 계수에 관련지어지며, 즉 ω=2π·f 이다. 수학식 (2) 는 다음과 같이, 수학식 (3) 에 나타낸 신호와 함께 선형 2 차 상미분 방정식으로 컨버팅될 수도 있다.

수학식 (4) 는 다음과 같이, 라플라스 변환을 이용하여 해를 구할 수도 있으며,

여기서, y(0) 및 y'(0) 은 각각 y(t) 및 d y(t)/dt 에 대한 초기 조건이다. t≤0 인 경우 적용되는 기준 신호가 없으면 (즉, t≤0 인 경우 i(t)=0 및 q(t)=0), t≤0 인 경우 y(t)=x(t) 이며, 초기 조건은,

로서 표현될 수도 있다. 수학식 (6) 에 나타낸 것처럼 초기 조건을 가지는 경우, 적응 필터 출력인 y(t) 의 라플라스 변환은,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

는

=μ·B²/(2ω) 인 댐핑 계수이다. 적응 필터 입력인 x(t) 의 라플라스 변환은,

로서 표현될 수도 있다.

그 후, 적응 필터 (430a) 의 전달 함수가,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서, s=jω_x 이고 ω_x 는 각 주파수에 대한 변수이다.

도 10 은 3 개의 상이한 댐핑 계수에 대한 적응 필터 (430a) 의 주파수 응답을 나타낸 것이다. 주파수 응답은 ω/2π=835MHz 의 주파수에서 단일 톤으로 구성된 TX 누설 신호에 대해 주어진다. 도 10 의 파일럿 (1012) 은, 셀룰러 대역을 위한 869MHz 내지 894MHz 의 RX 주파수 대역에서의 최소 감쇠량 및 가장 좁은 폭의 노치 (narrowest notch) 를 갖는 댐핑 계수

=0.001 (언더 댐핑) 에 대한 주파수 응답을 나타낸다. 도 10 의 파일럿 (1014 및 1016) 은 각각 댐핑 계수

=0.01 및

=0.1 에 대한 주파수 응답을 나타낸다. 댐핑 계수가 증가할수록, 노치가 넓어지고 RX 주파수 대역에서의 감쇠량은 증가한다. 이상적인 적응 필터는 TX 누설 신호의 무한한 감쇠를 달성할 수 있다. 실제의 적응 필터에 의해 달성되는 TX 누설 감쇠량은 이하에 설명된 것처럼, 적응 필터의 결함에 의존한다.

수학식 (7) 의 Y(s) 의 인버스 라플라스 변환은,

로서 표현될 수도 있다. 지수항

은 세틀링 시간 및 그에 따른 LMS 알고리즘의 수렴 속도를 제어한다. 도 10 에 나타낸 것처럼, 댐핑 계수

가 필터 왜곡 및 감쇠를 줄이기 위해 1 보다 훨씬 더 작을 (즉,

≪1) 필요가 있기 때문 에, 수학식 (10) 은 다음처럼 단순화될 수도 있다.

수학식 (11) 은, 필터 출력 신호가 단순히 필터 입력 신호의 지수함수적으로 감쇠하는 버전을 나타낸다. TX 누설 제거의 30dBc 경우,

=10^-30/ ²⁰ 이고, 세틀링 시간은,

로서 표현될 수도 있다.

적응 필터 (430a) 는 적응 필터의 모든 회로 블록이 완전히 선형인 경우조차 크로스 변조 왜곡을 발생시킨다. 크로스 변조 왜곡은 도 11a 내지 11d 에서 설명되는 것처럼, 승산기 (522 및 528) 의 주파수 혼합 함수에 의해 발생된다.

도 11a 는 필터 입력 신호인 x(t) 가 주파수 f_TX 에 센터링된 TX 누설 신호 (1112) 및 주파수 f_J 에 위치된 단일 톤 재머 (1114) 를 포함하는 경우를 나타낸 것이다. 이 예의 경우, 재머 주파수는, 셀룰러 대역을 위한 TX 및 RX 주파수 대역 간의 세퍼레이션인, f_J-f_TX

45MHz 및 원하는 신호의 신호 대역에 근접하다.

도 11b 는 승산기 (522a 및 522b) 각각의 출력에서의 신호 성분을 나타낸 것 이다. DC 에서의 신호 성분 (1122) 및 2f_TX 에서의 신호 성분 (1126) 은 TX 누설 신호와 i(t) 및 q(t) 기준 신호와의 사이의 혼합에 의해 발생된다. f_J-f_TX 에서의 신호 성분 (1124) 및 f_J+f_TX 에서의 신호 성분 (1128) 은 재머와 기준 신호 사이의 혼합에 의해 발생된다.

도 11c 는 적분기 (524a 및 524b) 각각의 출력에서의 신호 성분을 나타낸 것이다. 이 분석의 경우, 각 적분기 (524) 는 DC 에서 단일 폴인 이상적인 전달 함수를 갖는다. f_J-f_TX 에서의 신호 성분 (1124) 은 특정 양만큼 감쇠되고, 더 높은 주파수에서의 신호 성분 (1126 및 1128) 은 다량 감쇠되어 무시해도 된다. 신호 성분 (1124) 은 송신 신호 및 재머의 컨볼빙된 스펙트럼들을 포함하는 원하지 않는 성분을 나타낸다.

도 11d 는 적응 필터 (430a) 의 출력에서의 신호 성분을 나타낸 것이다. f_J 에 센터링된 신호 성분 (1144) 은 f_J-f_TX 에 센터링된 신호 성분 (1124) 과 f_TX 에 센터링된 기준 신호의 혼합에 의해 발생된다. 승산기 (522a/522b) 와 승산기 (528a/528b) 의 이중 혼합 작용은 f_TX 에 센터링된 송신 신호 성분을 재머 주파수 f_J 에 전달되게 한다. 신호 성분 (1144) 은 합산기 (540) 에 의해 필터 입력 신호에 부가되는 크로스 변조 왜곡을 나타낸다. 필터 출력 신호는 감쇠/제거된 TX 누설 신호 (1112), 감쇠되지 않은 재머 (1114) 및 신호 성분 (1144) 을 포함한다.

적응 필터 (430a) 에 의해 발생된 크로스 변조 왜곡은 트리플 비트 왜곡 (triple beat distortion) 에 의해 분석될 수도 있다. 그 분석의 경우, 송신 신호 (및 그에 따른 기준 신호) 는 f_TX±△f/2 의 주파수에 2 개의 근접하게 스페이싱된 톤을 포함한다. 필터 입력 신호는 (1) 2 개의 송신 톤을 갖는 TX 누설 신호 및 (2) f_J 의 주파수에서의 대역내 단일 톤 재머를 포함한다. 적응 필터가 TX 누설 신호를 완전히 제거하여 필터 출력 신호인 y(t) 가 재머만을 포함한다면, 그의 트리플 비트 왜곡인 d(t) 는,

으로서 도출될 수도 있으며, 여기서,

및

,

여기서, C 는 재머의 진폭이다. 수학식 (13) 은, 도 11a 내지 11d 에 대해 상술된 것처럼, 2 개의 트리플 비트 왜곡 항이 f_J±△f 의 주파수에서 발생되는 것을 나타낸다.

트리플 비트 제거비 (TBRR) 는 상호 변호 왜곡의 진폭에 대한 재머 진폭의 비로서 정의된다. TBRR 은 수학식 (13) 을 통해 단순 삼각법 조작을 수행하고 트리플 비트 왜곡 진폭에 대한 재머 진폭의 비를 취함으로써 획득될 수도 있다. TBRR 은,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

=μ·B²/(2ω_TX) 는 댐핑 계수이다. 수학식 (14) 는, 68dBc 의 TBRR 이 f_TX=849MHz 및 f_J=894MHz 에 대한

≤8.1×10^-6 의 댐핑 계수로 획득될 수도 있다는 것을 나타낸다. 세틀링 시간은 이 댐핑 계수의 경우 81㎲ 이다.

도 6 은 수신기 (420) 내의 적응 필터 (430) 의 또 다른 실시형태인 적응 필터 (430b) 의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다. 적응 필터 (430b) 는 (1) 적응 필터에 의해 발생된 크로스 변조 왜곡의 진폭을 감소시키고 (2) 더 빠른 LMS 알고리즘 수렴을 달성하며, (3) 세틀링 시간을 감소시키는데 사용되는 부가적인 폴을 포함한다.

적응 필터 (430b) 는 LMS 적응 추정기 (510b) 및 합산기 (540) 를 포함한다. LMS 추정기 (510b) 는 도 5 의 LMS 추정기 (510a) 에 대한 모든 회로 블록을 포 함한다. LMS 추정기 (510b) 는 (1) 적분기 (524a) 의 출력과 승산기 (528a) 의 입력 사이에 배치된 단일 폴 또는 1 차 저역통과 필터 (LPF; 526a) 및 (2) 적분기 (524b) 의 출력과 승산기 (528b) 의 입력 사이에 배치된 단일 폴 저역통과 필터 (526b) 를 더 포함한다. 각 저역통과 필터 (526) 는 예를 들어, 회로 접지까지 직렬 커패시터와 병렬 커패시터로 구성된 RC 저역통과 네트워크로 구현될 수도 있다. 단일 폴의 주파수는 적응 필터가 절대적으로 안정되도록 선택된다. 일 예로서, 318KHz 에 배치된 부가적인 폴의 경우, 댐핑 계수는

=1×10^- ⁴ 로 증가될 수도 있고, 세틀링 시간은 6㎲ec 로 감소될 수도 있으며, TBRR 은 80dBc 보다 더 좋게 개선될 수도 있다. 모든 이런 개선은 절대적으로 안정된 적응 필터에 의해 달성된다. 더 높은 차수 및/또는 상이한 주파수에 배치된 폴을 가지는 저역통과 필터가 저역통과 필터 (526a 및 526b) 용으로 사용될 수도 있다.

이상적인 적응 필터는 필터 출력 신호가 TX 누설 신호를 포함하지 않도록 TX 누설 신호의 무한한 제거를 제공한다. 그러나, 실제의/실질적인 적응 필터의 다양한 결함은, 달성될 수도 있는 TX 누설 제거량을 한정한다는 것이다. 그러한 결함은 예를 들어, 적분기에 대한 유한한 이득 및 LMS 추정기의 회로 블록에 대한 영 이외의 DC 오프셋을 포함할 수도 있다.

TX 누설 제거비 (TXRR) 는 적응 필터 입력에서의 TX 누설 신호 전력 대 적응 필터 출력에서의 TX 누설 신호 전력의 비이다. 적응 필터 (430) 에 대한 TXRR 요건은 예를 들어, (1) LNA (422) 의 출력에서 기대되는 최대 TX 누설 신호 전력 및 (2) 혼합기 (432) 의 입력에서의 최대 허용가능한 TX 누설 신호 전력과 같은 다양한 인자 (factor) 에 의존한다. 대략 30dB 의 TXRR 을 가진 적응 필터가 RF SAW 필터를 가진 수신기 (예를 들어, 도 3 에 나타낸 수신기) 에 의해 달성된 것과 비슷한 성능을 제공할 수 있는 것으로 나타낼 수 있다. 일반적으로, 적응 필터에 대한 TXRR 요건은 그들의 상기 언급된 인자 및 어쩌면 다른 인자 등의 다양한 인자에 의존한다.

적응 필터 (430a 및 430b) 는 유사한 TXRR 성능을 가진다. 적응 필터 (430a) 에 의해 달성된 실제 TXRR 은 예를 들어, (1) 적분기와 승산기의 전반적인이득, 및 (2) 승산기와 적분기의 DC 오프셋과 같은 다양한 인자에 의존한다. 부적절한 전반적인 이득은 적응 필터에 의해 달성될 수 있는 TXRR 을 한정한다. 따라서, 요구된 TXRR 이 달성될 수 있도록 전반적인 이득이 선택되어 적분기와 승산기 사이에 적절히 분배된다.

DC 오프셋은 또한 적응 필터 (430a) 의 TXRR 성능에 악영향을 미칠 수 있다. 승산기 (522a, 522b, 528a, 및 528b) 는 통상 2 개의 입력에 대한 불균형으로 인해 DC 응답을 갖는다. 적분기 (524a 및 524b) 는 시스템뿐만 아니라 랜덤의 입력 DC 오프셋을 갖는다. DC 오프셋은 필터에 의해 TX 누설 제거량을 감소시키는 오류를 도입한다. 또한, 그들의 큰 DC 이득으로 인해, 적분기는 조합된 DC 오프셋에 의해 초기 포화될 수도 있다. 일단 포화되면, 적분기는 적응 필터를 위해 긴 세틀링 시간을 초래하는 매우 낮은 이득을 갖는다. DC 오프셋으로 인한 포화를 방지하기 위해, 각 적분기의 출력은 적응 필터를 가능하게 하기 전에 (각 적분기의 차동 출력과 함께 단축시킴으로써) 리셋될 수도 있고 그 후 해제될 수도 있다.

동위상 및 직교 위상 경로에 대해 낮은 조합된 DC 오프셋을 달성하도록 다양한 기술이 이용될 수도 있다. 조합된 DC 오프셋은,

승산기 (522a 및 522b) 의 이득의 증가 및 그들의 DC 오프셋의 감소;

기준 신호 전력의 증가 (즉, B 증가 ) ; 및/또는

초퍼 안정화 및/또는 자동 영점조절 기술과 같은 동적 오프셋 소거 기술의 이용에 의해, 감소될 수도 있다.

승산기 이득은, 승산기 (522a 및 522b) 를 혼합기로 컨버팅하고 동위상 및 직교 위상 기준 신호를 강한 LO 신호로서 이용함으로써 증가될 수도 있다. 혼합기의 높은 이득 (예를 들어, 예시적인 혼합기 설계에 대한 대략 50dB) 은 적분기의 DC 오프셋 분배를 상당히 감소시킬 수 있다. 혼합기의 출력 DC 오프셋은 혼합기의 고유한 초핑 작용으로 인해 낮다.

초퍼 안정화 기술은 낮은 입력 DC 오프셋 전압 (예를 들어, 10㎶ 미만) 을 달성하게 할 수도 있다. 상관된 이중 샘플링 기술과 같은 자동 영점조절 기술은 보통, 후에 RX 주파수 대역에 악영향을 미칠 수도 있는 잡음 플로어 (noise floor) 를 증가시킨다. 따라서, 자동 영점조절 기술은 조심하여 이용될 것이다.

적응 필터 (430) 는 본래 수신기의 잡음 지수를 저하시키는 부가적인 잡음을 도입한다. 적응 필터 (430) 는 당업계에 공지된 다양한 회로 설계 기술을 이용 함으로써 잡음 분배를 감소시키도록 설계될 수도 있다. 이런 식으로 하여, 적응 필터 (430) 로부터의 부가적인 잡음 분배가 있어도 시스템 요건이 충족될 수 있다.

적응 필터 (430) 는, 피드백 시스템이고, 피드백 루프를 따른 총 위상 지연이 180°이고 루프 이득이 1 보다 더 크다면 불안정하다. 이상적인 적응 필터의 경우, 피드백 루프를 따른 90°의 지연만이 적분기에 의해 도입된다. 실제의 적응 필터의 경우, 지연은 적응 필터내의 각 회로 블록에 의해 도입된다.

도 7 은 적응 필터 (430) 의 보다 상세한 실시형태인 적응 필터 (430c) 의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다. 직교 위상 스플리터 (708) 는 기준 신호인 r(t) 를 수신하고, 차동의 동위상 기준 신호인 i'(t) 및 차동의 직교 위상 기준 신호인 q'(t) 를 제공한다.

전치 증폭기 (718) 는 필터 입력 신호인 x(t) 를 수신 및 증폭시키고, 차동 출력 신호인 y'(t) 를 동위상부 (720a) 및 직교 위상부 (720b) 에 제공한다. 동위상부 (720a) 내에서, 승산기 (722a) 는 y'(t) 신호를 수신하여 i'(t) 신호와 승산하고 차동 m'_i(t) 신호를 제공한다. 적분기 (724a) 는 m'_i(t) 신호를 수신 및 적분하고 차동 w'_i(t) 신호를 제공한다. 적분기 (724a) 는, 도 7 에 나타낸 것처럼, 하나의 증폭기 및 그 증폭기의 차동 출력과 차동 입력 사이에 커플링된 2 개의 커패시터로 구현된다. 승산기 (728a) 는 w'_i(t) 신호를 수신하여 i'(t) 신호와 승산하고 z'_i(t) 신호를 제공한다. 직교 위상부 (720b) 내에서, 승산기 (722b), 적분기 (724b) 및 승산기 (728b) 는 q'(t) 신호와 함께 y'(t) 신호를 유사하게 처리하고 z'_q(t) 신호를 제공한다. z'_i(t) 및 z'_q(t) 신호는 현재의 출력이며, 추정기 신호인 e(t) 를 획득하기 위해 이들 출력을 함께 결합함으로써 조합될 수도 있다. e(t) 신호는, 전치 증폭기 (718) 의 입력에서 이들 신호를 함께 결합함으로써 x(t) 신호에서 감산된다. 도 7 에 나타낸 회로 실시형태의 경우, 합산기는 단지 전치 증폭기 (718) 의 입력에 있는 블랙 도트로 라벨링된 노드이며, 적응 필터의 입력은 또한 그것의 출력 (즉, y(t)=x(t)) 이다.

전치 증폭기 (718) 는 TX 누설 신호의 주파수에 △φ₁ 의 지연을 갖는다. 승산기 (722a 및 722b) 각각은 RF 및 LO 입력의 불충분한 지연으로 인해 △φ₂ 의 지연을 갖는다. 승산기 (728a 및 728b) 각각은 TX 누설 신호의 주파수에 기준 신호로부터 승산기 출력까지 △φ₃ 의 지연을 갖는다. 적응 필터 (430c) 에 대한 총 지연 △φ 은: △φ=△φ₁+△φ₂+△φ₃ 로서 계산될 수도 있다.

도 9 는 안정성 분석에 적합한 적응 필터에 대한 단순화 모델 (900) 을 나타낸 것이다. 합산기 (912) 는 적분기 (916) 의 출력을 수신하여 필터 입력 신호인 V_in 에서 감산하고, 필터 출력 신호인 V_out 을 제공한다. 지연 엘리먼트 (914) 는 V_out 신호를 △φ 의 지연만큼 지연시킨다. 적분기 (916) 는 지연 신호를 G₀/(s/p+1) 의 전달 함수로 적분한다. 필터 출력 신호와 필터 입력 신호 사이의 전달 함수는,

로서 표현될 수도 있다. 수학식 (15) 에 대한 스텝 응답은,

로서 표현될 수도 있다. 수학식 (16) 은, 필터 출력 신호가 p 에서의 적분기의 폴로 인해 e^-pt 의 지수형 감쇠를 갖는 발진 신호임을 나타낸다. 지연 △φ 의 존재는 필터 출력 신호에 진동을 도입한다. 진동의 진폭은 지연 △φ 에 의존하여 감쇠할 수도 있고 또는 성장할 수도 있다. 적응 필터가 (1) △φ 이 -90°내지 +90° 의 범위에 존재하는 경우 안정되고 (2)

가 90°를 초과하는 경우 불안정한 것을 알 수 있다. 예를 들어, △φ₁=40°, △φ₂=0°및 △φ₃=60°인 경우, △φ=100°및 적응 필터가 진동한다.

도 8 은 적응 필터 (430) 의 또 다른 보다 상세한 실시형태인 적응 필터 (430d) 의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다. 적응 필터 (430d) 는 RF 주파수에서의 위상 지연 (예를 들어, △φ₁ 및 △φ₃) 을 보상할 수 있는 구조를 이용한다. 적응 필터 (430d) 는 도 7 의 적응 필터 (430c) 의 모든 회로 블록을 포함 한다. 그러나, 적응 필터 (430d) 는 부분들 (720a 및 720b) 각각에 있어서 2 개의 승산기에 대해 상이한 기준 신호를 이용한다. 동위상부 (720a) 의 경우, 승산기 (722a) 는 i'(t) 신호에 의해 구동되고 승산기 (728a) 은 (i'(t) 신호 대신에) q'(t) 신호에 의해 구동된다. 직교 위상부 (720b) 의 경우, 승산기 (722b) 는 q'(t) 신호에 의해 구동되고 승산기 (728b) 는 (q'(t) 신호 대신에) i'(t) 신호에 의해 구동된다. 따라서, 승산기 (728a 및 728b) 에 대한 LO 신호들은 각각 승산기 (722a 및 722b) 에 대한 LO 신호를 90°만큼 앞선다. 총 지연 △φ 은 또한 그에 따라 90°만큼 감소된다. 상술된 예의 경우, 총 지연 △φ 은 100°인 대신에 10°이며, 적응 필터가 안정된다.

도 5 및 도 6 에 나타낸 적응 필터는 다양한 방식으로 구현될 수도 있다. 2 개의 예시적인 구현이 도 7 및 도 8 에 나타나 있다. 적응 필터에 대한 회로 블록이 또한 다양한 방식으로 구현될 수도 있다. 예를 들어, 승산기가 혼합기로 구현될 수도 있고, 합산기가 현행 출력들을 함께 결합함으로써 구현될 수도 있으며, 기타 등등이다. 적응 필터는 또한 차동 또는 단일의 종단 회로 설계로 구현될 수도 있다. 도 7 및 도 8 은 도 5 의 적응 필터 (430a) 에 대한 예시적인 차동 설계를 나타낸 것이다. 차동 설계는 잡음에 대한 더 나은 면역성과 같이, 단일 종단 설계보다 특정한 이점을 제공할 수도 있다.

여기에 설명된 적응 필터는 LMS 적응 추정기를 이용하여 TX 누설 신호를 추정한다. 또한 다른 유형의 추정기가 TX 누설 신호를 추정하기 위해 이용될 수도 있으며, 이는 본 발명의 범위 내에 있다. 예를 들어, 송신 신호는 TX 주파 수 대역에 걸쳐 스테핑될 수도 있고, 가중값 (w_i 및 w_q) 은 각각 동위상 및 직교 위상부를 위해 결정될 수도 있으며, 도 5 의 w_i(t) 및 w_q(t) 대신에 사용되어 TX 누설 신호를 추정할 수도 있다.

적응 필터는 또한 다양한 방식으로 트레이닝될 수도 있다. 예를 들어, 적응 필터는 (공지된 트레이닝 신호를 포함한) 트레이닝 버스트의 처음에 허용될 수도 있고 이 버스트에 기초하여 가중값이 도출될 수도 있다. 그 후, 가중값은 고정되어 신호화 간격 동안 TX 누설 신호를 추정하기 위해 이용될 수도 있다. 가중값은, 트레이닝 버스트가 이용가능할 때마다 업데이트될 수도 있다. 수렴의 속도를 더하기 위해, 적분기에 대한 조건은 RF 채널로부터 떨어져 튜닝하기 전에 결정 및 저장될 수도 있고, 적분기는 이 RF 채널이 선택된 다음에 저장된 조건으로 초기화될 수도 있다.

여기에 설명된 적응 필터는 또한 다양한 시스템 및 응용을 위해 이용될 수도 있다. 예를 들어, 적응 필터는, 셀룰러 시스템, OFDM 시스템, 직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA) 시스템, 다중 입력 다중 출력 (MIMO) 시스템, 무선 LAN 등과 같은 무선 전이중 통신 시스템에 이용될 수도 있다. 전이중 셀룰러 시스템은 CDMA 시스템, GSM (Global System for Mobile Communications) 시스템의 일부 버전을 포함하고, CDMA 시스템은 IS-95, IS-2000, IS-856, 및 광대역-CDMA (W-CDMA) 시스템을 포함한다. 적응 필터는 무선 전이중 통신 시스템에서 기지국뿐만 아니라 무선 디바이스용으로 이용될 수도 있다.

여기에 설명된 적응 필터는 집적 회로 (IC), RF 집적 회로, 주문형 집적 회로 (ASIC), 또는 여기에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛 내에 구현될 수도 있다. 적응 필터는 또한 상보형 금속 산화 반도체 (CMOS), 바이폴라 정션 트랜지스터 (BJT), 바이폴라-CMOS (BiCMOS), 실리콘 게르마늄 (SiGe), 갈륨 비소 (GaAs) 등과 같은 다양한 IC 프로세스 기술로 제작될 수도 있다.

개시된 실시형태의 다양한 설명은 당업계의 기술자로 하여금 본 발명을 행하거나 이용하게 하도록 제공된다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형은 당업자가 명백히 알 수 있으며, 여기에 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상 또는 범위로부터 벗어남 없이 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시형태로 한정되도록 의도되지 않으며 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징과 일치하는 가장 광범위한 범위를 부여한다.

Claims

무선 전이중 통신 시스템에서 송신되는 변조 신호의 일부에 대응하는 송신 누설 신호를 갖는 입력 신호를 수신하고 상기 송신 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 수신하며, 상기 입력 신호에서 상기 추정기 신호를 감산하고, 감쇠된 송신 누설 신호를 갖는 출력 신호를 제공하도록 동작하는 합산기; 및

상기 변조 신호의 일 버전을 갖는 기준 신호 및 상기 출력 신호를 수신하고, 상기 출력 신호 및 상기 기준 신호에 기초하여 상기 입력 신호 내의 송신 누설 신호를 추정하며, 상기 송신 누설 신호의 추정을 갖는 상기 추정기 신호를 제공하도록 동작하는 추정기를 포함하며,

상기 추정기는,

상기 출력 신호를 동위상 기준 신호와 승산하고 제 1 동위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 1 승산기,

상기 제 1 동위상 신호를 적분하고 제 2 동위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 1 적분기,

상기 제 2 동위상 신호를, 상기 기준 신호로부터 발생되는 상기 동위상 기준 신호 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 3 동위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 2 승산기,

상기 출력 신호를 상기 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 1 직교 위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 3 승산기,

상기 제 1 직교 위상 신호를 적분하고 제 2 직교 위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 2 적분기, 및

상기 제 2 직교 위상 신호를 상기 동위상 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 3 직교 위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 4 승산기를 포함하며,

상기 추정기 신호는 상기 제 3 동위상 신호 및 상기 제 3 직교 위상 신호를 합산함으로써 획득되는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

수신기 입력 신호를 증폭시키고 상기 송신 누설 신호를 갖는 입력 신호를 제공하도록 동작하는 저 잡음 증폭기 (LNA) 를 더 포함하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 출력 신호를 증폭시키고, 기저대역으로의 주파수 다운컨버젼을 위해 증폭된 신호를 제공하도록 동작하는 저잡음 증폭기 (LNA) 를 더 포함하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 출력 신호를 국부 발진기 (LO) 신호로 주파수 다운컨버팅하고 다운컨버팅된 신호를 제공하도록 동작하는 혼합기를 더 포함하는, 집적 회로.
삭제
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 기준 신호를 수신하여 상기 동위상 기준 신호 및 상기 직교 위상 기준 신호를 제공하도록 동작하는 직교 위상 스플리터를 더 포함하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 승산기는 상기 제 2 동위상 신호를 상기 직교 위상 기준 신호와 승산하도록 동작하고,

상기 제 4 승산기는 상기 제 2 직교 위상 신호를 상기 동위상 기준 신호와 승산하도록 동작하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 승산기는 상기 제 2 동위상 신호를 상기 동위상 기준 신호와 승산하도록 동작하고,

상기 제 4 승산기는 상기 제 2 직교 위상 신호를 상기 직교 위상 기준 신호와 승산하도록 동작하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1, 제 2, 제 3, 및 제 4 승산기는 혼합기로 구현되며,

상기 동위상 및 직교 위상 기준 신호는 상기 혼합기의 입력 신호로서 사용되는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는,

상기 제 1 적분기와 상기 제 2 승산기 사이에 커플링된 제 1 저역통과 필터; 및

상기 제 2 적분기와 상기 제 4 승산기 사이에 커플링된 제 2 저역통과 필터를 더 포함하는, 집적 회로.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 저역통과 필터는 단일 폴 저역통과 필터인, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기를 인에이블링하기 전에 상기 제 1 및 제 2 적분기의 출력을 리셋하도록 동작하는 스위치를 더 포함하는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 내지 제 4 승산기 및 상기 제 1 및 제 2 적분기는 차동 회로 설계로 구현되는, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 트레이닝 버스트에 기초하여 일 세트의 가중값을 도출하고 상기 세트의 가중값을 이용하여 상기 입력 신호 내의 송신 누설 신호를 추정하도록 동작가능한, 집적 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 상기 송신 누설 신호에 대해 적어도 30dB 의 제거를 제공하는, 집적 회로.
무선 전이중 통신 시스템의 무선 디바이스로서,

수신기 입력 신호를 증폭시키고, 송신되는 변조 신호의 일부에 대응하는 송신 누설 신호를 갖는 입력 신호를 제공하도록 동작하는 저잡음 증폭기 (LNA);

상기 변조 신호의 일 버전을 갖는 기준 신호 및 상기 송신 누설 신호를 갖는 입력 신호를 수신하고, 출력 신호 및 상기 기준 신호에 기초하여 상기 송신 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 발생시키며, 상기 입력 신호에서 상기 추정기 신호를 감산하여 감쇠된 송신 누설 신호를 갖는 상기 출력 신호를 획득하도록 동작하는 적응 필터; 및

상기 출력 신호를 수신하여 국부 발진기 (LO) 신호로 주파수 다운컨버팅하고 다운컨버팅된 신호를 제공하도록 동작하는 혼합기를 포함하며,

상기 적응 필터는,

상기 출력 신호를 동위상 기준 신호와 승산하고 제 1 동위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 1 승산기,

상기 제 1 동위상 신호를 적분하고 제 2 동위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 1 적분기,

상기 제 2 동위상 신호를, 상기 기준 신호로부터 발생되는 상기 동위상 기준 신호 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 3 동위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 2 승산기,

상기 출력 신호를 상기 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 1 직교 위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 3 승산기,

상기 제 1 직교 위상 신호를 적분하고 제 2 직교 위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 2 적분기,

상기 제 2 직교 위상 신호를 동위상 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하고 제 3 직교 위상 신호를 제공하도록 동작하는 제 4 승산기, 및

상기 제 3 동위상 신호와 상기 제 3 직교 위상 신호를 합산함으로써 획득되는 추정기 신호를 상기 입력 신호에서 감산하고 상기 출력 신호를 제공하도록 동작하는 합산기를 포함하는, 무선 디바이스.
제 17 항에 있어서,

상기 무선 전이중 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 시스템인, 무선 디바이스.
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무선 전이중 통신 시스템의 장치로서,

송신되는 변조 신호의 일부에 대응하는 송신 누설 신호를 갖는 입력 신호에서, 상기 송신 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 감산하고 감쇠된 송신 누설 신호를 갖는 출력 신호를 제공하는 수단; 및

상기 변조 신호의 일 버전을 갖는 기준 신호 및 상기 출력 신호에 기초하여 상기 입력 신호 내의 송신 누설 신호를 추정하고 상기 추정기 신호를 제공하는 수단을 포함하며,

상기 입력 신호 내의 송신 누설 신호를 추정하는 수단은,

상기 출력 신호를 동위상 기준 신호와 승산하여 제 1 동위상 신호를 획득하는 수단,

상기 제 1 동위상 신호를 적분하여 제 2 동위상 신호를 획득하는 수단,

상기 제 2 동위상 신호를, 상기 기준 신호로부터 발생되는 상기 동위상 기준 신호 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하여 제 3 동위상 신호를 획득하는 수단,

상기 출력 신호를 상기 직교 위상 기준 신호와 승산하여 제 1 직교 위상 신호를 획득하는 수단,

상기 제 1 직교 위상 신호를 적분하여 제 2 직교 위상 신호를 획득하는 수단,

상기 제 2 직교 위상 신호를 상기 동위상 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하여 제 3 직교 위상 신호를 획득하는 수단, 및

상기 제 3 동위상 신호 및 상기 제 3 직교 위상 신호를 합산하여 추정기 신호를 획득하는 수단을 포함하는, 장치.
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제 21 항에 있어서,

상기 입력 신호 내의 상기 송신 누설 신호를 추정하는 수단은,

상기 제 2 동위상 신호를 필터링하여, 상기 제 3 동위상 신호를 획득하기 위해 상기 동위상 또는 직교 위상 기준 신호와 승산되는 필터링된 제 2 동위상 신호를 획득하는 수단, 및

상기 제 2 직교 위상 신호를 필터링하여, 상기 제 3 직교 위상 신호를 획득하기 위해 상기 동위상 또는 직교 위상 기준 신호와 승산되는 필터링된 제 2 직교 위상 신호를 획득하는 수단을 더 포함하는, 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 제 2 동위상 신호 및 상기 제 2 직교 위상 신호를 공지된 값으로 리셋하는 수단을 더 포함하는, 장치.
무선 전이중 통신 시스템에서 송신 누설 신호를 억제하는 방법으로서,

송신되는 변조 신호의 일부인 송신 누설 신호를 갖는 입력 신호에서, 상기 송신 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 감산하여 감쇠된 송신 누설 신호를 갖는 출력 신호를 획득하는 단계; 및

상기 변조 신호의 일 버전을 갖는 기준 신호 및 상기 출력 신호에 기초하여 상기 입력 신호 내의 송신 누설 신호를 추정하고 상기 송신 누설 신호의 추정을 갖는 추정기 신호를 제공하는 단계를 포함하며,

상기 송신 누설 신호의 추정은,

상기 출력 신호를 동위상 기준 신호와 승산하여 제 1 동위상 신호를 획득하는 단계,

상기 제 1 동위상 신호를 적분하여 제 2 동위상 신호를 획득하는 단계,

상기 제 2 동위상 신호를, 상기 기준 신호로부터 발생되는 상기 동위상 기준 신호 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하여 제 3 동위상 신호를 획득하는 단계,

상기 출력 신호를 상기 직교 위상 기준 신호와 승산하여 제 1 직교 위상 신호를 획득하는 단계,

상기 제 1 직교 위상 신호를 적분하여 제 2 직교 위상 신호를 획득하는 단계,

상기 제 2 직교 위상 신호를 상기 동위상 또는 직교 위상 기준 신호와 승산하여 제 3 직교 위상 신호를 획득하는 단계, 및

상기 제 3 동위상 신호 및 상기 제 3 직교 위상 신호를 합산하여 추정기 신호를 획득하는 단계를 포함하는, 송신 누설 신호 억제 방법.
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